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WO2013136378A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Publication number
WO2013136378A1
WO2013136378A1 PCT/JP2012/003856 JP2012003856W WO2013136378A1 WO 2013136378 A1 WO2013136378 A1 WO 2013136378A1 JP 2012003856 W JP2012003856 W JP 2012003856W WO 2013136378 A1 WO2013136378 A1 WO 2013136378A1
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WO
WIPO (PCT)
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voltage
output
power supply
terminal
power
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/003856
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
藤田　悟
山田　隆二
Original Assignee
富士電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 富士電機株式会社 filed Critical 富士電機株式会社
Priority to CN201280069573.9A priority Critical patent/CN104115389B/zh
Priority to EP12871560.4A priority patent/EP2827487B1/en
Publication of WO2013136378A1 publication Critical patent/WO2013136378A1/ja
Priority to US14/453,804 priority patent/US9692310B2/en

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • This invention relates to the power converter device which generate
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a power converter of a constant inverter feeding method disclosed in Patent Document 1. This power converter once converts the voltage of the AC power source into a DC voltage, converts the DC voltage into an AC voltage again, and supplies it to the load.
  • 1 is a single-phase AC power source
  • 2 is a capacitor
  • 3 is a converter circuit
  • 4 is an inverter circuit
  • 5 is a filter circuit
  • 6 is a load.
  • One end of the AC power supply 1 is connected to the AC input terminal of the converter circuit 3.
  • the AC input terminal of the converter circuit 3 is connected to one end of the AC power source 1.
  • one end of the reactor L is connected to an AC input terminal.
  • the other end of the reactor L is connected to a connection midpoint of a switching element series circuit in which switching elements Qp and Qn are connected in series.
  • a capacitor series circuit in which capacitors Cp and Cn are connected in series is connected to both ends of the switching element series circuit.
  • a connection midpoint of the capacitor series circuit is connected to the other end of the AC power supply 1.
  • Converter circuit 3 turns on and off switching elements Qp and Qn to rectify the voltage of AC power supply 1, and charges capacitors Cp and Cn to a predetermined voltage. Capacitors Cp and Cn each charged to a predetermined voltage form a DC power source.
  • the capacitor 2 is connected between the AC input terminal of the converter circuit 3 and the connection midpoint of the capacitor series circuit.
  • the inverter circuit 4 includes switching elements Q1, Q2 connected in series.
  • the inverter circuit 4 is connected to the DC output terminal of the converter circuit 3.
  • the inverter circuit 4 turns on and off the switching elements Q1 and Q2 to convert the voltage of the DC power source composed of the capacitors Cp and Cn into an AC voltage.
  • the filter circuit 5 is configured by connecting a reactor Lf1 and a capacitor Cf1 in series. One end of the filter circuit 5 is connected to a connection midpoint between the switching elements Q1 and Q2. The other end of the filter circuit 5 is connected to a connection midpoint of the capacitor series circuit. The filter circuit 5 removes a high frequency component from the AC voltage output from the inverter circuit 4.
  • One end of the load 6 is connected to a connection point between the reactor Lf1 and the capacitor Cf1.
  • the other end of the load 6 is connected to the other end of the AC power source 1.
  • the AC voltage output from the inverter circuit 4 is supplied to the load 6 through the filter circuit 5.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a power converter of a constant commercial power supply method disclosed in Patent Document 2.
  • a switch 7 and a secondary winding of a transformer 8 are connected in series between an AC power source 1 and a load.
  • the connection relationships among the converter circuit 3, the inverter circuit 4, the filter circuit 5, and the capacitor 2 are the same as those in the embodiment of FIG.
  • the AC input terminal of the converter circuit 3 is connected to one end of the primary winding of the transformer 8. Further, the midpoint of connection of the capacitor series circuit is connected to the other end of the AC power supply 1 and to the other end of the primary winding of the transformer 8.
  • a connection point between the reactor Lf 1 and the capacitor Cf 1 is connected to one end of the load 6.
  • This power converter normally supplies the AC power supply voltage to the load.
  • the converter circuit 3 turns on and off the switching elements Qp and Qn, and generates a compensation voltage for compensating for the decreased voltage from the DC voltage charged in the capacitor series circuit.
  • This compensation voltage is superimposed on the voltage of the AC power supply 1 via the transformer 8.
  • a voltage obtained by superimposing a compensation voltage on the voltage of the AC power supply 1 is supplied to the load 6.
  • the capacitor series circuit is charged by the inverter circuit 4.
  • the switch 7 is opened. Then, the inverter circuit 4 turns on and off the switching elements Q1 and Q2, converts the DC voltage of the capacitor series circuit into an AC voltage, and supplies the AC voltage to the load 6.
  • the AC-DC voltage conversion by the converter circuit 3 and the DC-AC voltage conversion by the inverter circuit 4 are performed before the AC voltage is supplied from the AC power source 1 to the load 6. is necessary.
  • the electric current which flows through a power converter device passes each switching element of the converter circuit 3 and the inverter circuit 4 at least once each. That is, the current flowing through the power conversion device passes through the switching element at least twice. Therefore, in each of the converter circuit 3 and the inverter circuit 4, conduction loss due to energization of the switching element occurs.
  • the switching elements Q1 to Q4 of the converter circuit 3 and the inverter circuit 4 perform an on / off operation based on the voltage of the DC power source composed of the capacitors Cp and Cn. Therefore, in each element, a switching loss occurs at turn-on and turn-off.
  • the transformer 8 is required to compensate for the voltage drop of the AC power supply 1.
  • the transformer 8 is large because it needs to function at a commercial frequency.
  • the operations of the converter circuit 3 and the inverter circuit 4 must be switched in order to supply a predetermined AC voltage to the load 6.
  • Patent Document 2 has a problem that a large commercial transformer is required and the power converter is increased in size. In addition, there is a problem that disturbance occurs in the AC output voltage by switching the operation of the converter circuit 3 and the inverter circuit 4.
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device that can output an AC output voltage without causing a disturbance when the voltage of the AC power supply is reduced or when a power failure occurs in the AC power supply.
  • the objective of this invention is providing the power converter device which can reduce a power loss.
  • Still another object of the present invention is to provide a power converter that does not require a commercial frequency transformer when performing a voltage compensation operation.
  • the first solution for achieving the above object is applied to a power converter that outputs an AC voltage based on an AC output voltage command.
  • This power converter is formed by connecting a single-phase AC power source having a first AC terminal and a second AC terminal, a first DC power source, and a second DC power source in series, and a first DC power source.
  • a neutral point terminal which is a connection point between the power source and the second DC power source, includes a DC power source series circuit connected to the second AC terminal.
  • this power conversion device is a switching device in which a positive switching element connected to the positive terminal of the DC power supply series circuit and a negative switching element connected to the negative terminal of the DC power supply series circuit are connected in series.
  • the power conversion device divides one cycle of the AC output voltage command into a plurality of control periods with a predetermined time width, and in each control period, the positive voltage of the DC power supply series circuit and the DC power supply series are divided. A voltage at one level selected from the three levels of the negative voltage of the circuit and the voltage of the AC power supply is output as the first voltage, and a voltage at the other level selected from the three levels is output as the second voltage. It is characterized by that. Further, the power conversion device outputs the first voltage and the second voltage to the first AC output terminal in a complementary manner with a predetermined time width in each control period, respectively. To do.
  • the first voltage and the second voltage are voltages selected based on the AC output voltage command and the voltage of the AC power supply.
  • the second solving means is applied to a power converter that outputs an AC voltage based on an AC output voltage command.
  • This power converter is formed by connecting a single-phase AC power source having a first AC terminal and a second AC terminal, a first DC power source, and a second DC power source in series, and a first DC power source.
  • a neutral point terminal which is a connection point between the power source and the second DC power source, includes a DC power source series circuit connected to the second AC terminal.
  • this power conversion device is a switching device in which a positive switching element connected to the positive terminal of the DC power supply series circuit and a negative switching element connected to the negative terminal of the DC power supply series circuit are connected in series.
  • An element series circuit a first AC output terminal connected to a connection point between the positive side switching element and the negative side switching element; a second AC output terminal connected to the neutral point terminal; And a bidirectional switch element whose other end is connected to the first AC terminal of the AC power supply.
  • the power conversion device divides one cycle of the AC output voltage command into a plurality of control periods with a predetermined time width, and when the AC output voltage command is equal to or lower than the voltage of the AC power source in each control period.
  • the negative voltage of the DC power supply series circuit is selected as the first voltage
  • the voltage of the AC power supply is selected as the second voltage.
  • this power converter selects the positive voltage of the DC power supply series circuit as the first voltage and the voltage of the AC power supply as the second voltage when the AC output voltage command is larger than the voltage of the AC power supply. It is characterized by. Further, the power conversion device is characterized in that the first voltage and the second voltage are complementarily output to the first AC output terminal with a predetermined time width, respectively.
  • the output time of the first voltage is based on the AC output voltage command, the first voltage, and the second voltage. It is characterized by determining.
  • the power conversion device is characterized in that the output time of the second voltage is a time obtained by subtracting the output time of the first voltage from the time of each control period.
  • the power conversion device to which either the first solution means or the second solution means is applied, the output time of the first voltage, the difference voltage between the AC output voltage command and the second voltage, the first voltage And a time corresponding to a value obtained by dividing by the difference voltage between the voltage of the second voltage and the second voltage.
  • the power conversion device is characterized in that the output time of the second voltage is a time obtained by subtracting the output time of the first voltage from the time of each control period.
  • the average value of the AC voltage output in each control period is the average value of the AC output voltage command in the control period. It is equal to.
  • the power conversion device to which either the first solving means or the second solving means is applied is characterized in that the AC output voltage command is synchronized with the voltage of the AC power supply.
  • the power conversion device to which either the first solution means or the second solution means is applied is characterized in that the AC output voltage command is asynchronous with the voltage of the AC power supply.
  • the control period in which the deviation between the voltage of the AC power supply and the AC output voltage command is within a predetermined range is the AC output voltage. Regardless of the magnitude relationship between the command and the voltage of the AC power supply, the voltage of the AC power supply is output to the first AC output terminal.
  • the power conversion device to which the present invention is applied outputs a voltage of one level selected from three levels of a positive voltage of the DC power supply series circuit, a negative voltage of the DC power supply series circuit, and a voltage of the AC power supply. be able to. And when outputting the voltage of AC power supply, an electric current should just pass only a bidirectional
  • the power conversion device to which the present invention is applied can reduce power loss that occurs in the switching element and the bidirectional switch element.
  • the power conversion device to which the present invention is applied has the AC output voltage command of the positive side voltage and the negative side voltage of the DC power supply series circuit in each control period obtained by dividing the cycle of the AC output voltage command into a plurality of control periods.
  • a desired AC voltage can be generated by outputting a close voltage as the first voltage and an AC power supply voltage as the second voltage and outputting each of them for a predetermined time.
  • the power conversion device to which the present invention is applied can output an AC voltage that compensates for fluctuations in the power supply voltage without using a transformer having a commercial frequency.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an AC output voltage in region 1.
  • 6 is a diagram for explaining an AC output voltage in region 2.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the other relationship between area
  • FIG. It is a figure for demonstrating the 2nd Embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating the power converter device which concerns on a prior art. It is a figure for demonstrating the power converter device which concerns on a prior art.
  • FIGS. 1 to 9 such as an instantaneous voltage drop compensator or an uninterruptible power supply are for supplying a stable voltage to the load even when the AC power supply voltage fluctuates and the AC power supply fails. Applies to other devices.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a first embodiment of a power conversion device according to the present invention.
  • the power conversion device according to this embodiment generates a three-level voltage using a voltage of an AC power supply and a voltage of a DC power supply series circuit in which two DC power supplies are connected in series.
  • reference numeral 1 is an AC power supply
  • reference numeral 2 is a capacitor
  • reference numeral 30 is a DC power supply series circuit
  • reference numeral 4 is an inverter circuit
  • reference numeral 5 is a filter circuit
  • reference numeral 6 is a load
  • reference numeral 100 is a bidirectional switch circuit
  • reference numeral 200 is It is a control circuit.
  • the AC power source 1 is a single-phase AC power source having a terminal R and a terminal S.
  • a capacitor 2 is connected between the terminal R and the terminal S of the AC power supply 1.
  • the DC power supply series circuit 30 is a DC power supply formed by connecting a DC power supply Psp and a DC power supply Psn in series.
  • the DC power supply Psp is a positive DC power supply.
  • One end of the DC power supply Psp is a positive terminal P that outputs a positive voltage.
  • the DC power source Psn is a negative side DC power source.
  • One end of the DC power supply Psn is a negative terminal N that outputs a negative voltage.
  • a series connection point between the DC power supply Psp and the DC power supply Psn is a neutral point terminal O, which is connected to the terminal S of the AC power supply 1.
  • the inverter circuit 4 is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply series circuit 30.
  • the inverter circuit 4 is configured by a switching element series circuit.
  • the switching element series circuit is formed by connecting a switching element Q1 having one end connected to the positive terminal P of the DC power supply series circuit 30 and a switching element Q2 having one end connected to the negative terminal N in series. Circuit.
  • the series connection point of the switching element Q1 and the switching element Q2 is connected to an AC output terminal U (first AC output terminal) for outputting a single-phase AC voltage from the inverter circuit 4.
  • the neutral point terminal O of the DC power supply series circuit 30 is connected to an AC output terminal V (second AC output terminal) for outputting a single-phase AC voltage from the inverter circuit 4.
  • the bidirectional switch circuit 100 includes a bidirectional switch element S1.
  • the bidirectional switch element S ⁇ b> 1 has one end connected to the AC output terminal U and the other end connected to the terminal R of the AC power supply 1.
  • the AC output terminals U and V are connected to the load 6 through the filter circuit 5.
  • the filter circuit 5 removes harmonic components contained in the AC voltage output from the inverter circuit 4.
  • FIGS. 2 (a) to 2 (d) a configuration example of the bidirectional switch element S1 is shown in FIGS. 2 (a) to 2 (d).
  • the bidirectional switch element shown in FIG. 2A is configured by connecting two reverse blocking IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in antiparallel.
  • the bidirectional switch element shown in FIG. 2B is configured by connecting two sets of circuits in which an IGBT and a diode having no reverse blocking withstand voltage are connected in series in antiparallel.
  • the bidirectional switch element shown in FIG. 2 (d) has a configuration in which the IGBT is replaced with a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) in the bidirectional switch element shown in FIG. 2 (c).
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the inverter circuit 4 and the bidirectional switch circuit 100 constitute a power conversion circuit for generating an AC voltage supplied to the load 6. This power conversion circuit operates to select one of the switching elements Q1 and Q2 and the bidirectional switch element S1 to be turned on and to turn off the other two elements.
  • the switching element Q1 When the switching element Q1 is turned on, the positive voltage of the DC power supply Psp is output to the AC output terminal U.
  • the switching element Q2 When the switching element Q2 is turned on, the negative voltage of the DC power supply Psn is output to the AC output terminal U.
  • the bidirectional switch element S1 When the bidirectional switch element S1 is turned on, the R terminal voltage of the AC power supply 1 is output to the AC output terminal U. That is, this power conversion circuit selects and turns on any one of the switching elements Q1 and Q2 and the bidirectional switch element S1, thereby allowing a positive voltage of the DC power supply Psp, a negative voltage of the DC power supply Psn, and an AC power supply. Any one of the three levels of the R terminal voltage can be output to the AC output terminal U.
  • the filter circuit 5 is configured by connecting a reactor Lf1 and a capacitor Cf1 in series.
  • the filter circuit 5 is connected between the AC output terminal U and the AC output terminal V (hereinafter, referred to as between the AC output terminals U and V).
  • a load 6 is connected to both ends of the capacitor Cf1.
  • the filter circuit 5 removes harmonic components from the AC output voltage Vus output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage output from the filter circuit 5 is supplied to the load 6.
  • the control circuit 200 divides an AC output voltage command cycle, which will be described later, into a plurality of control periods.
  • the control circuit 200 generates control signals G1 and G2 for turning on and off the switching elements Q1 and Q2 and a control signal Gs1 for turning on and off the bidirectional switch element S1 for each control period.
  • This control period is a continuous period having a predetermined time width.
  • the length of the control period for on / off control of the switching elements Q1, Q2 and the bidirectional switch elements S1, S2 is referred to as a switching period T. It is desirable that the switching frequency determined by the switching period T is a frequency sufficiently higher than the frequency of the AC output voltage command. For example, when the frequency of the AC output voltage command is a commercial frequency, the switching frequency is preferably 1 kHz or more. Further, the switching period T is not necessarily synchronized with one period of the AC output voltage command, and may be asynchronous.
  • FIG. 3 is a block diagram for explaining an operation in which the control circuit 200 generates a control signal.
  • the control circuit 200 includes a voltage Vrs of the AC power supply 1 detected by the voltage detector 301, a voltage Vps of the DC power supply Psp detected by the voltage detector 302, and a voltage Vns of the DC power supply Psn detected by the voltage detector 303. Is entered.
  • the control circuit 200 generates control signals G1 and G2 for on / off control of the switching elements Q1 and Q2 and a control signal Gs1 for on / off control of the bidirectional switch element S1 from the relationship between these three voltages.
  • control circuit 200 generates the control signals G1, G2 and the control signal Gs1 as follows.
  • the AC output voltage command generation circuit 201 generates an AC output voltage command Vus * based on the voltage Vrs of the AC power supply 1.
  • the AC output voltage command Vus * is, for example, an AC output voltage command having an amplitude equal to the voltage rating of the AC power supply 1 in synchronization with the voltage Vrs of the AC power supply 1.
  • the AC output voltage command Vus * may be an AC output voltage command that is asynchronous with the voltage Vrs of the AC power supply 1.
  • the AC output voltage command Vus * may be an AC output voltage command having an amplitude different from the voltage rating of the AC power supply 1.
  • the voltage determination circuit 202 receives the voltage Vrs of the AC power supply 1 and the AC output voltage command Vus * .
  • the voltage determination circuit 202 outputs the region signal ⁇ to which the corresponding switching period T belongs, using the voltage Vrs of the AC power supply 1 and the AC output voltage command Vus * .
  • the region signal ⁇ is classified into region 1 and region 2.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between region determination performed by the control circuit 200, the pulse width command ⁇ , and element selection.
  • the voltage determination circuit 202 determines the switching cycle T as region 1 when the relationship between the AC output voltage command Vus * and the voltage Vrs of the AC power supply 1 is Vus * ⁇ Vrs.
  • the voltage determination circuit 202 determines the switching cycle T as region 2 when the relationship between the AC output voltage command Vus * and the voltage Vrs of the AC power supply 1 is Vus * > Vrs. In each region, one of the three elements is selected as the H arm element, and the other element is selected as the L arm element. The remaining elements not selected as the H arm element and the L arm element are off-arm elements.
  • a voltage (first voltage) that is equal to or higher than the AC output voltage command Vus * and is closest to the AC output voltage command Vus * among the three levels of voltage is supplied to the AC output terminal U. It is an element that can output to The H arm element is turned on for a time (H arm on time) corresponding to a pulse width command ⁇ described later.
  • the L arm element is an element that can output the voltage Vrs (second voltage) of the terminal R of the AC power supply 1 to the AC output terminal U by being turned on. Therefore, the bidirectional switch element S1 is always selected as the L arm element.
  • the L arm element is turned on for a time (L arm on time) obtained by subtracting the H arm on time from the switching period T.
  • the off-arm element is always off in the switching period T.
  • the pulse width command selection circuit 203 receives the voltage Vrs of the AC power supply 1, the voltage Vps of the DC power supply Psp, the voltage Vns of the DC power supply Psn, the AC output voltage command Vus *, and the region signal ⁇ . . Based on these input signals, the pulse width command selection circuit 203 calculates a pulse width command ⁇ (the ratio of the ON time to the switching period) for the H arm element.
  • the pulse width command ⁇ for the region 1 and the region 2 is obtained by the following equation.
  • the comparator 204 receives the pulse width command ⁇ and the carrier signal Sc generated by the carrier signal generation circuit 206.
  • the comparator 204 compares the pulse width command ⁇ and the carrier signal Sc, and generates a signal Hon for turning on the H arm element.
  • the H arm on signal Hon is at the high level, the H arm element is turned on during the H arm on time within the switching period T.
  • the logic inverter 207 inverts the high level or low level of the H arm on signal Hon to the low level or high level to generate a signal Lon for turning on the L arm element.
  • the L arm on signal Lon is at a high level, the L arm element is turned on during the L arm on time within the switching period T.
  • the H arm on signal Hon, the L arm on signal Lon, and the area signal ⁇ are input to the pulse distribution circuit 205.
  • the pulse distribution circuit 205 distributes the H arm on signal Hon to the control signal of the H arm element selected according to the region signal ⁇ . Further, the pulse distribution circuit 205 distributes the L arm on signal Lon to the control signal of the L arm element selected according to the region signal ⁇ . Then, the pulse distribution circuit 205 generates a control signal for turning off the off-arm element during the switching period.
  • the H arm element when the H arm element is turned on, a voltage (first voltage) that is equal to or higher than the AC output voltage command Vus * and is closest to the AC output voltage command Vus * among the three levels of voltage, It is an element that can output between AC output terminals U and V. Further, the L arm element is an element that can output the voltage Vrs (second voltage) of the AC power supply 1 between the AC output terminals U and V by being turned on.
  • the H arm element is the switching element Q2
  • the L arm element is the bidirectional switch element S1
  • the off arm element is the switching element Q1.
  • the H arm element is the switching element Q1
  • the L arm element is the bidirectional switch element S1
  • the off arm element is the switching element Q2.
  • FIG. 5A is a diagram for explaining the AC output voltage Vus output between the AC output terminals U and V in the region 1.
  • FIGS. 5B to 5D are diagrams for explaining the operations of the switching elements Q1 and Q2 and the bidirectional switch element S1 in this region.
  • the H arm element is the switching element Q2.
  • the L arm element is a bidirectional switch element S1.
  • the off-arm element is the switching element Q1. Therefore, the switching element Q2 is turned on during the on time TH1 (FIG. 5 (c)). Thereafter, the bidirectional switch element S1 is turned on during the on-time TL1 (FIG. 5D). The switching element Q1 is off (FIG. 5B).
  • the on-time TH1 is a time calculated with respect to the switching period T based on the pulse width command ⁇ obtained by the equation (1).
  • the on time T L1 is a time obtained by subtracting the on time T H1 from the switching period T.
  • the switching element Q2 When the switching element Q2 is turned on, the voltage Vns of the DC power source Pns, which is the first voltage, is output between the AC output terminals U and V.
  • the bidirectional switch element S1 When the bidirectional switch element S1 is turned on, the voltage Vrs of the AC power supply 1 as the second voltage is output between the AC output terminals U and V (FIG. 5A).
  • the average value of the voltage output between the AC output terminals U and V is equal to the AC output voltage command Vus * .
  • FIG. 6A is a diagram for explaining the AC output voltage Vus output between the AC output terminals U and V in the region 2.
  • 6 (b) to 6 (d) are diagrams for explaining the operation of switching elements Q1, Q2 and bidirectional switch element S1 in this region.
  • the H arm element is the switching element Q1.
  • the L arm element is a bidirectional switch element S1.
  • the off-arm element is the switching element Q2. Therefore, the switching element Q1 is turned on during the on time TH2 (FIG. 6B). Thereafter, the bidirectional switch element S1 is turned on during the on time TL2 (FIG. 6 (d)). The switching element Q2 is off (FIG. 6 (c)).
  • the on-time T H2 is a time calculated for the switching period T based on the pulse width command ⁇ obtained by the equation (2).
  • the on time T L2 is a time obtained by subtracting the on time T H2 from the switching period.
  • the switching element Q1 When the switching element Q1 is turned on, the voltage Vps of the DC power supply Psp, which is the first voltage, is output between the AC output terminals U and V.
  • the bidirectional switch element S1 When the bidirectional switch element S1 is turned on, the voltage Vrs of the AC power supply 1 that is the second voltage is output between the AC output terminals U and V (FIG. 6A).
  • the average value of the voltage output between the AC output terminals U and V is equal to the AC output voltage command Vus * .
  • the power conversion circuit according to the present embodiment selects the H arm element and the L arm element necessary for generating the AC output voltage Vus equal to the AC output voltage command Vus * for each switching period. Then, the power conversion circuit according to the present embodiment turns on the H arm element and the L arm element for a predetermined time within the switching period T, and generates a voltage whose average voltage is equal to the AC output voltage command Vus * . It can be generated between AC output terminals UV.
  • the power conversion device uses the voltage Vrs of the AC power supply 1 and the voltages Vps and Vns of the DC power supply series circuit 3 to convert the AC output voltage Vus supplied to the load 6 to the AC output voltage command Vus *. Can be maintained.
  • the power converter according to the present embodiment cannot output a voltage higher than the voltage Vps of the DC power supply Psp and a voltage lower than the voltage Vns of the DC power supply Psn. Therefore, when the AC output voltage command Vus * is larger than the voltage Vps of the DC power supply Psp, and when the AC output voltage command Vus * is smaller than the voltage Vns of the DC power supply Psn, a protective operation such as turning off all elements. It is appropriate to do.
  • the switching element Q1 may be always kept on. Then, when the AC output voltage command Vus * is smaller than the voltage Vns of the DC power supply Psn, the switching element Q2 may always be kept on.
  • the switching element of the inverter circuit performs an on / off operation between the positive side voltage and the negative side voltage of the DC power supply series circuit.
  • the switching element and the bidirectional switch element perform an on / off operation between the first voltage and the second voltage.
  • the first voltage is the closest voltage comprising the AC output voltage command Vus * or more and the AC output voltage command Vus *.
  • the second voltage is the voltage Vrs of the AC power supply 1 and is the closest voltage to the AC output voltage command Vus * .
  • the voltage difference between the first voltage and the second voltage is smaller than the voltage difference between the voltage Vps and the voltage Vns of the DC power supply.
  • the switching loss that occurs when the switching element of the inverter circuit 4 according to the present embodiment is turned on and off is smaller than the switching loss of the switching element of the power converter shown in FIG.
  • the switching loss that occurs when the bidirectional switch element of the bidirectional switch circuit 100 according to the present embodiment is turned on and turned off is smaller than the switching loss of the switching element of the power converter shown in FIG. .
  • the switching frequency of the power conversion device according to the present embodiment is the same as the switching frequency of the inverter circuit 4 illustrated in FIG. 10, the power conversion device according to the present embodiment is more than the inverter circuit 4 illustrated in FIG. 10. Can also reduce the switching loss.
  • the AC output voltage Vus is synchronized with the voltage Vrs of the AC power supply 1. If the AC output voltage Vus is synchronized with the voltage Vrs of the AC power source 1, the voltage applied to the switching elements Q1, Q2 and the bidirectional switch element S1 can be further reduced. As a result, the switching loss generated in these elements can be further reduced.
  • the AC output voltage Vus of the power conversion device according to the present embodiment varies between the first voltage and the second voltage. Therefore, the voltage applied to reactor Lf1 becomes small.
  • the ripple current flowing in the reactor Lf1 is proportional to the voltage time product (voltage change width ⁇ voltage pulse width) and inversely proportional to the inductance value.
  • the inductance values are the same, in the power conversion device according to the present embodiment, the voltage-time product is small, so that the ripple current flowing through the reactor Lf1 is small.
  • the ripple current is reduced, the loss (mainly iron loss) of reactor Lf1 is reduced. Therefore, the loss of reactor Lf1 can be reduced.
  • the power conversion device has the same logic process as when the AC power supply 1 is normal even when a power failure occurs in the AC power supply 1, and the H arm element and the L arm for each switching cycle. An element can be selected. Then, as in the case where the AC power supply 1 is normal, the selected H arm element and L arm element can be turned on and off to maintain the AC output voltage Vus at the AC output voltage command Vus * .
  • the power converter according to the present embodiment does not require means for detecting a power failure of the AC power supply 1 in the control for maintaining the AC output voltage Vus at the AC output voltage command Vus * .
  • FIG. 7 is a diagram for explaining another relationship between the region determination performed by the control circuit 200 and the pulse width command ⁇ and element selection.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of AC output voltage Vus, switching elements Q1, Q2 and bidirectional switch element S1 in region 3.
  • control circuit 200 The configuration of the control circuit 200 is the same as that of the control circuit shown in FIG. However, voltage determination circuit 202 further determines region 3 in addition to region 1 and region 2 shown in FIG. Region 3 is a region for outputting the voltage of AC power supply 1 between AC output terminals U and V.
  • control circuit 200 related to the region 3 will be mainly described with reference to FIGS. 3, 7, and 8, and portions common to the regions 1 and 2 described above will be omitted as appropriate.
  • the voltage determination circuit 202 receives the AC output voltage command Vus * and the voltage Vrs of the AC power supply 1 for each switching period.
  • the voltage determination circuit 202 determines that the switching period is the region 3 when the relationship between the two voltages satisfies the condition of
  • the voltage determination circuit 202 outputs a region signal ⁇ indicating the region 3.
  • ⁇ Vus * is a reference amount for determining that the value of the voltage Vrs of the AC power supply 1 is within a predetermined range with respect to the value of the AC output voltage command Vus * .
  • the reference amount ⁇ Vus * is an amount corresponding to 10% of the AC output voltage command Vus * .
  • the reference amount ⁇ Vus * may be an amount determined by other conditions.
  • the pulse width command selection circuit 203 fixes the pulse width command ⁇ to 0.0.
  • the comparator 204 generates a signal Lon for turning on the L arm element through the switching period T regardless of the magnitude of the carrier signal Sc. That is, in the switching period T, the L arm on signal Lon is always at a high level, and the H arm on signal Hon is always at a low level.
  • the pulse distribution circuit 205 sets the bidirectional switch element S1 to the L arm element.
  • the pulse distribution circuit 205 sets the switching elements Q1 and Q2 to off-arm elements. Therefore, the pulse distribution circuit 205 controls the control signal Gs1 of the bidirectional switch element S1 that is at the high level during the switching period T and the control signals G1 and G2 of the switching elements Q1 and Q2 that are at the low level during the switching period T. Is output.
  • the bidirectional switch element S1 is turned on and the switching elements Q1, Q2 are turned off.
  • the voltage Vrs of the AC power supply 1 is output between the AC output terminals U and V.
  • the control circuit 200 performs the same operation as that when the AC output voltage command Vus * is positive.
  • the switching period T determined as the region 3 only the bidirectional switch element S1 is turned on, and the switching elements Q1 and Q2 are turned off. Therefore, only the bidirectional switch element S1 generates conduction loss due to current conduction. Since switching elements Q1 and Q2 do not pass current, no conduction loss occurs. In addition, since all elements do not perform on / off operations, no switching loss occurs.
  • FIG. 9 is a figure for demonstrating 2nd Embodiment of the power converter device which concerns on this invention.
  • the converter circuit 31 includes a series circuit of a positive side switching element Qp and a negative side switching element Qn, a series circuit of a positive side capacitor Cp and a negative side capacitor Cn, and a reactor L as main components.
  • One end of the reactor L is connected to the terminal R of the AC power source 1, and the other end is connected to the connection midpoint of the switching elements Qp and Qn.
  • the series circuit of the capacitors Cp and Cn is connected in parallel to the series circuit of the switching elements Qp and Qn. Further, the connection middle point O of the capacitors Cp and Cn is connected to the terminal S of the AC power source 1 and to the AC output terminal V.
  • the switching element Qn When the voltage of the AC power supply 1 is positive with respect to the AC output terminal V, first, the switching element Qn is turned on and the switching element Qp is turned off. When the switching element Qn is turned on, a voltage obtained by adding the voltage of the capacitor Cn and the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor L, and energy is accumulated in the reactor L. Next, the switching element Qn is turned off and the switching element Qp is turned on. When the switching element Qn is turned off, the energy stored in the reactor L is charged in the capacitor Cp.
  • the switching element Qp is turned on and the switching element Qn is turned off.
  • the switching element Qp is turned on, a voltage obtained by adding the voltage of the capacitor Cp and the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor L, and energy is accumulated in the reactor L.
  • the switching element Qp is turned off and the switching element Qn is turned on.
  • the switching element Qp is turned off, the energy stored in the reactor L is charged in the capacitor Cn.
  • the switching elements Qp and Qn perform the on / off operation at a frequency sufficiently higher than the frequency of the AC power supply 1. Due to the on / off operation of the switching elements Qp and Qn, the voltage of the capacitor Cp and the capacitor Cn is maintained at a predetermined voltage higher than the voltage of the AC power supply 1.
  • the DC power supply series circuit 30 of the power conversion device according to the present invention can be configured by the half bridge converter 31.
  • the capacitor Cp of the half bridge converter 31 corresponds to the positive side DC power supply Psp of the DC power supply series circuit 30.
  • the capacitor Cn of the half bridge converter 31 corresponds to the negative side DC power supply Psn of the DC power supply series circuit 30.
  • the operations and effects of the circuits other than the half-bridge converter 31 are the same as the operations and effects of the power conversion device according to the first embodiment described with reference to FIGS.
  • SYMBOLS 1 AC power supply, 2 ... Capacitor, 3,31 ... Converter circuit, 30 ... DC power supply series circuit, 4 ... Inverter circuit, 5 ... Filter circuit, 6 ... Load , 7 ... switch, 8 ... transformer, 100 ... bidirectional switch circuit, 200 ... control circuit, 301 to 303 ... voltage detector.

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Abstract

交流電源の電圧が変動しても負荷に一定の電圧を供給することができる電力変換装置を提供する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを直列接続してなり、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとを直列接続してなる直流電源直列回路３０の両端に接続されるインバータ回路４と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続される交流出力端子Ｕと、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとの接続点に接続される交流出力端子Ｖと、一端が交流出力端子Ｕに接続され、他端が交流電源１の端子Ｒに接続される双方向スイッチ素子Ｓ１、からなる電力変換回路を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、交流電源と直流電源の電圧を用いて所定の交流電圧を発生する電力変換装置に関する。より詳しくは、本発明は、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、安定した電圧を負荷に供給することができる瞬時電圧低下補償装置および無停電電源装置に関する。
　図１０は、特許文献１に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。この電力変換装置は、交流電源の電圧を一旦直流電圧に変換し、直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給する。
　図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ回路、４はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷である。
　交流電源１の一端は、コンバータ回路３の交流入力端子に接続されている。
　コンバータ回路３の交流入力端子は、交流電源１の一端に接続されている。コンバータ回路３内において、リアクトルＬの一端は交流入力端子に接続されている。リアクトルＬの他端はスイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎを直列接続したスイッチング素子直列回路の接続中点に接続されている。スイッチング素子直列回路の両端には、コンデンサＣｐ，Ｃｎを直列接続したコンデンサ直列回路が接続されている。コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせて交流電源１の電圧を整流し、コンデンサＣｐ，Ｃｎを所定電圧に充電する。それぞれ所定電圧に充電されたコンデンサＣｐ，Ｃｎは、直流電源を形成している。
　コンデンサ２は、コンバータ回路３の交流入力端子とコンデンサ直列回路の接続中点との間に接続されている。
　インバータ回路４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で構成されている。インバータ回路４は、コンバータ回路３の直流出力端子に接続されている。インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサＣｐ，Ｃｎからなる直流電源の電圧を交流電圧に変換する。
　フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１とを直列接続して構成されている。フィルタ回路５の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続中点に接続されている。また、フィルタ回路５の他端は、コンデンサ直列回路の接続中点に接続されている。フィルタ回路５は、インバータ回路４から出力される交流電圧から高周波数成分を除去する。
　負荷６の一端は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点に接続されている。また、負荷６の他端は、交流電源１の他端に接続されている。負荷６には、フィルタ回路５を介して、インバータ回路４から出力された交流電圧が供給される。
　図１１は、特許文献２に開示されている常時商用給電方式の電力変換装置を説明するための図である。
　図において、交流電源１と負荷との間には、スイッチ７とトランス８の二次巻線とが直列に接続されている。コンバータ回路３、インバータ回路４、フィルタ回路５およびコンデンサ２それぞれの間の接続関係は、図１０の実施形態と同じである。そして、コンバータ回路３の交流入力端子はトランス８の一次巻線の一端に接続されている。また、コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されるとともに、トランス８の一次巻線の他端に接続されている。そして、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点が、負荷６の一端に接続されている。
　この電力変換装置は、通常は、交流電源の電圧を負荷に供給する。そして、交流電源１の電圧が低下したとき、コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせて、コンデンサ直列回路に充電された直流電圧から低下電圧を補うための補償電圧を発生する。この補償電圧は、トランス８を介して、交流電源１の電圧に重畳される。そして、交流電源１の電圧に補償電圧が重畳された電圧が、負荷６に供給される。この場合、コンデンサ直列回路の充電は、インバータ回路４によって行われる。
　また、交流電源１が停電したとき、スイッチ７が開放される。そして、インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサ直列回路の直流電圧を交流電圧に変換して、負荷６に供給する。
特開平７－３３７０３６号公報 特開平１１－１７８２１６号公報
　しかしながら、図１０に示した電力変換装置では、交流電源１から負荷６に交流電圧が供給されるまでに、コンバータ回路３による交流－直流電圧変換と、インバータ回路４による直流－交流電圧変換とが必要である。そして、電力変換装置を流れる電流は、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれのスイッチング素子を少なくとも各１回通過する。すなわち、電力変換装置を流れる電流は、最低２回以上、スイッチング素子を通過することになる。そのため、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれで、スイッチング素子の通電に伴う導通損失が発生する。
　また、コンバータ回路３およびインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、コンデンサＣｐとＣｎとからなる直流電源の電圧に基づいてオンオフ動作をする。そのため、それぞれの素子において、ターンオンおよびターンオフ時にスイッチング損失が発生する。
　したがって、特許文献１に開示されている技術では、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失からなる電力損失が大きくなる。スイッチング素子の電力損失が大きいと、電力変換装置の変換効率の低下を招くという問題がある。
　また、図１１に示した電力変換装置では、交流電源１の電圧低下を補償するために、トランス８が必要となる。トランス８は、商用周波数で機能する必要があるため大型となる。さらに、図１１に示した電力変換装置では、交流電源１に停電が発生したとき、負荷６に所定の交流電圧を供給するために、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作を切り替えなければならない。
　したがって、特許文献２に開示されている技術では、大型の商用トランスを必要とし、電力変換装置の大型化を招くという問題がある。また、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作を切り替えることにより、交流出力電圧に擾乱が発生するという問題がある。
　本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、交流電源の電圧低下時および交流電源の停電時に、擾乱を発生させることなく交流出力電圧を出力できる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、電力損失を低減することができる電力変換装置を提供することである。さらにまた、本発明の目的は、電圧補償動作を行うに当たり、商用周波数のトランスを必要としない電力変換装置を提供することである。
　上記目的を達成するための第１の解決手段は、交流出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置に適用される。この電力変換装置は、第１の交流端子と第２の交流端子とを有する単相交流電源と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなり、第１の直流電源と第２の直流電源の接続点である中性点端子が第２の交流端子に接続される直流電源直列回路とを備える。さらに、この電力変換装置は、直流電源直列回路の正側端子に接続される正側スイッチング素子と、直流電源直列回路の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなるスイッチング素子直列回路と、正側スイッチング素子と負側スイッチング素子との接続点に接続される第１の交流出力端子と、中性点端子に接続される第２の交流出力端子と、一端が第１の交流出力端子に接続され、他端が交流電源の第１の交流端子に接続される双方向スイッチ素子とを備えている。そして、この電力変換装置は、交流出力電圧指令の一周期を予め定められた時間幅で複数の制御期間に分割し、各制御期間のそれぞれで、直流電源直列回路の正側電圧と直流電源直列回路の負側電圧と交流電源の電圧の３レベルの電圧から選択した一のレベルの電圧を第１の電圧とし、３レベルの電圧から選択した他のレベルの電圧を第２の電圧として出力することを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、各制御期間のそれぞれで、第１の電圧と第２の電圧とを、それぞれ所定の時間幅で相補的に、第１の交流出力端子に出力することを特徴とする。
　第１の解決手段を適用した電力変換装置において、第１の電圧と第２の電圧とは、交流出力電圧指令と交流電源の電圧とに基づいて選択される電圧であることを特徴とする。
　第２の解決手段は、交流出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置に適用される。この電力変換装置は、第１の交流端子と第２の交流端子とを有する単相交流電源と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなり、第１の直流電源と第２の直流電源の接続点である中性点端子が第２の交流端子に接続される直流電源直列回路とを備える。さらに、この電力変換装置は、直流電源直列回路の正側端子に接続される正側スイッチング素子と、直流電源直列回路の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなるスイッチング素子直列回路と、正側スイッチング素子と負側スイッチング素子との接続点に接続される第１の交流出力端子と、中性点端子に接続される第２の交流出力端子と、一端が第１の交流出力端子に接続され、他端が交流電源の第１の交流端子に接続される双方向スイッチ素子とを備えている。そして、この電力変換装置は、交流出力電圧指令の一周期を予め定められた時間幅で複数の制御期間に分割し、各制御期間のそれぞれで、交流出力電圧指令が交流電源の電圧以下のとき、直流電源直列回路の負電圧を第１の電圧として選択し、交流電源の電圧を第２の電圧として選択することを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、交流出力電圧指令が交流電源の電圧より大きいとき、直流電源直列回路の正電圧を第１の電圧として選択し、交流電源の電圧を第２の電圧として選択することを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、第１の電圧と第２の電圧とを、それぞれ所定の時間幅で相補的に、第１の交流出力端子に出力することを特徴とする。
　さらに、第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、第１の電圧の出力時間を、交流出力電圧指令と第１の電圧と第２の電圧とに基づいて定めることを特徴とする。そして、この電力変換装置は、第２の電圧の出力時間を、各制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間とすることを特徴とする。
　または、第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、第１の電圧の出力時間を、交流出力電圧指令と第２の電圧との差電圧を、第１の電圧と第２の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間とすることを特徴とする。そして、この電力変換装置は、第２の電圧の出力時間を、各制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間とすることを特徴とする。
　または、第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、各制御期間内において出力する交流電圧の平均値が、その制御期間内における交流出力電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする。
　第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、その交流出力電圧指令が、交流電源の電圧に同期していることを特徴とする。
　第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、その交流出力電圧指令が、交流電源の電圧と非同期であることを特徴とする。
　第１の解決手段または第２の解決手段のいずれかを適用した電力変換装置は、交流電源の電圧と交流出力電圧指令との偏差が予め定められた範囲内にある制御期間は、交流出力電圧指令と交流電源の電圧との大小関係に依らず、交流電源の電圧を第１の交流出力端子に出力することを特徴とする。
　本発明を適用した電力変換装置は、直流電源直列回路の正側電圧と、直流電源直列回路の負側電圧と、交流電源の電圧の３レベルの電圧から選択した一のレベルの電圧を出力することができる。そして、交流電源の電圧を出力するとき、電流は、双方向スイッチ素子のみを通過すれば良い。また、本発明を適用した電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチ素子に印加される電圧を低減することができる。
　したがって、本発明を適用した電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチ素子で発生する電力損失を低減することができる。
　また、本発明を適用した電力変換装置は、交流出力電圧指令の周期を複数の制御期間に分割した各制御期間において、直流電源直列回路の正側電圧と負側電圧のうち交流出力電圧指令に近い電圧を第１の電圧とし、交流電源の電圧を第２の電圧として、それぞれを所定時間出力することにより、所望の交流電圧を発生することができる。
　したがって、本発明を適用した電力変換装置は、商用周波数のトランスを使用しなくても、電源電圧の変動を補償した交流電圧を出力することができる。
本発明の第１の実施形態を説明するための図である。 双方向スイッチ素子の実施形態を説明するための図である。 制御回路の動作を説明するためのブロック図である。 領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との関係を説明するための図である。 領域１における交流出力電圧を説明するための図である。 領域２における交流出力電圧を説明するための図である。 領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との他の関係を説明するための図である。 領域３における交流出力電圧を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
　以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図１～図９を用いて詳細に説明する。図１～図９に示した電力変換装置は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用される。
　図１は、本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。この実施形態に係る電力変換装置は、交流電源の電圧と２つの直流電源を直列接続した直流電源直列回路の電圧を用いて、３レベルの電圧を発生する。
　図において、符号１は交流電源、符号２はコンデンサ、符号３０は直流電源直列回路、符号４はインバータ回路、符号５はフィルタ回路、符号６は負荷、符号１００は双方向スイッチ回路、符号２００は制御回路である。
　交流電源１は、端子Ｒと端子Ｓとを有する単相交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。
　直流電源直列回路３０は、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとを直列接続してなる直流電源である。直流電源Ｐｓｐは正側の直流電源である。直流電源Ｐｓｐの一端は、正極性の電圧を出力する正側端子Ｐである。直流電源Ｐｓｎは負側の直流電源である。直流電源Ｐｓｎの一端は、負極性の電圧を出力する負側端子Ｎである。直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとの直列接続点は、中性点端子Ｏであり、交流電源１の端子Ｓに接続される。
　インバータ回路４は、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐと負側端子Ｎの間に接続される。インバータ回路４は、スイッチング素子直列回路で構成される。スイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ１と、負側端子Ｎにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ２とを直列に接続してなる回路である。
　スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列接続点は、インバータ回路４から単相交流電圧を出力するための交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）に接続される。そして、直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏが、インバータ回路４から単相交流電圧を出力するための交流出力端子Ｖ（第２の交流出力端子）に接続される。
　双方向スイッチ回路１００は、双方向スイッチ素子Ｓ１で構成される。双方向スイッチ素子Ｓ１は、一端が交流出力端子Ｕに接続され、他端が交流電源１の端子Ｒに接続される。
　交流出力端子Ｕ，Ｖは、フィルタ回路５を介して負荷６に接続される。フィルタ回路５は、インバータ回路４から出力される交流電圧に含まれている高調波成分を除去する。
　ここで、双方向スイッチ素子Ｓ１の構成例を図２（ａ）～図２（ｄ）に示す。図２（ａ）に示す双方向スイッチ素子は、２つの逆阻止型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆並列に接続して構成されている。図２（ｂ）に示す双方向スイッチ素子は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとを直列接続した２組の回路を逆並列に接続して構成されている。図２（ｃ）に示す双方向スイッチ素子は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴにダイオードを逆並列に接続した２組のスイッチ素子を逆直列に接続して構成されている。図２（ｄ）に示す双方向スイッチ素子は、図２（ｃ）に示した双方向スイッチ素子において、ＩＧＢＴがＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）に置き換えられた構成である。
　インバータ回路４と双方向スイッチ回路１００とが、負荷６に供給される交流電圧を発生するための電力変換回路を構成している。この電力変換回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１のうちのいずれか一の素子を選択してオンさせ、他の２個の素子をオフするように動作する。
　そして、スイッチング素子Ｑ１がオンしたとき、交流出力端子Ｕに直流電源Ｐｓｐの正電圧が出力される。スイッチング素子Ｑ２がオンしたとき、交流出力端子Ｕに直流電源Ｐｓｎの負電圧が出力される。双方向スイッチ素子Ｓ１がオンしたとき、交流出力端子Ｕに交流電源１のＲ端子電圧が出力される。すなわち、この電力変換回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１のいずれか一の素子を選択してオンさせることにより、直流電源Ｐｓｐの正電圧、直流電源Ｐｓｎの負電圧、交流電源１のＲ端子電圧の３レベルの電圧のうちいずれか一のレベルの電圧を、交流出力端子Ｕに出力することができる。
　フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１とを直列に接続して構成されている。フィルタ回路５は交流出力端子Ｕと交流出力端子Ｖとの間（以下、交流出力端子Ｕ－Ｖ間という。）に接続される。コンデンサＣｆ１の両端に、負荷６が接続される。フィルタ回路５は、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される交流出力電圧Ｖｕｓから高調波成分を除去する。フィルタ回路５から出力される電圧が、負荷６に供給される。
　制御回路２００は、後述する交流出力電圧指令の周期を複数の制御期間に分割する。制御回路２００は、この制御期間ごとに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるための制御信号Ｇ１，Ｇ２および双方向スイッチ素子Ｓ１をオンオフさせるための制御信号Ｇｓ１を生成する。この制御期間は、予め定められた時間幅を有しかつ連続する期間である。
　以下では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフ制御するための制御期間の長さを、スイッチング周期Ｔという。
　なお、スイッチング周期Ｔによって定まるスイッチング周波数は、交流出力電圧指令の周波数に対して十分高い周波数であるのが望ましい。例えば、交流出力電圧指令の周波数が商用周波数の場合、スイッチング周波数は１ｋＨｚ以上であるのが好ましい。また、スイッチング周期Ｔは、必ずしも、交流出力電圧指令の一周期に同期している必要はなく、非同期であっても良い。
　図３は、制御回路２００が制御信号を生成する動作を説明するためのブロック図である。
　制御回路２００には、電圧検出器３０１で検出される交流電源１の電圧Ｖｒｓ，電圧検出器３０２で検出される直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓおよび電圧検出器３０３で検出される直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎｓが入力される。制御回路２００は、これら３つの電圧の関係から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御するための制御信号Ｇ１，Ｇ２、および双方向スイッチ素子Ｓ１をオンオフ制御するための制御信号Ｇｓ１を生成する。
　具体的には、制御回路２００は、以下のようにして制御信号Ｇ１，Ｇ２および制御信号Ｇｓ１を生成する。
　交流出力電圧指令生成回路２０１は、交流電源１の電圧Ｖｒｓに基づいて、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊を生成する。交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊は、例えば、交流電源１の電圧Ｖｒｓに同期し、交流電源１の電圧定格に等しい振幅を有する交流出力電圧指令である。
　なお、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒｓに非同期の交流出力電圧指令とすることもできる。また、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊は、交流電源１の電圧定格とは異なる振幅を有する交流出力電圧指令とすることもできる。
　電圧判定回路２０２には、交流電源１の電圧Ｖｒｓと交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊とが入力される。電圧判定回路２０２は、交流電源１の電圧Ｖｒｓと交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊とを用いて、該当するスイッチング周期Ｔが属する領域信号δを出力する。領域信号δは、領域１と領域２に分類されている。
　図４は、制御回路２００が行う領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との関係を説明するための図である。
　電圧判定回路２０２は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊と交流電源１の電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｓ＊≦Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域１と判定する。
　電圧判定回路２０２は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊と交流電源１の電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｓ＊＞Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域２と判定する。
　各領域において、３個の素子のうち一の素子がＨアーム素子として選択され、他の一の素子がＬアーム素子として選択される。Ｈアーム素子およびＬアーム素子に選択されなかった残りの素子は、オフアーム素子となる。
　Ｈアーム素子は、オンすることにより、３レベルの電圧のうち交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊以上であってかつ交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に一番近い電圧（第１の電圧）を、交流出力端子Ｕに出力することができる素子である。Ｈアーム素子は、後述するパルス幅指令αに対応する時間（Ｈアームオン時間）の間オンする。
　Ｌアーム素子は、オンすることにより、交流電源１の端子Ｒの電圧Ｖｒｓ（第２の電圧）を、交流出力端子Ｕに出力することができる素子である。したがって、双方向スイッチ素子Ｓ１が、常に、Ｌアーム素子として選択される。Ｌアーム素子は、スイッチング周期ＴからＨアームオン時間を差し引いた時間（Ｌアームオン時間）の間オンする。
　オフアーム素子は、当該スイッチング周期Ｔにおいて、常にオフしている。
　図３に戻って、パルス幅指令選択回路２０３には、交流電源１の電圧Ｖｒｓ，直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓ，直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎｓ，交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊および領域信号δが入力される。パルス幅指令選択回路２０３は、これらの入力信号に基づいて、Ｈアーム素子に対するパルス幅指令α（スイッチング周期に対するオン時間の比率）を演算する。
　領域１および領域２のパルス幅指令αは、次式により求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　比較器２０４には、パルス幅指令αとキャリア信号生成回路２０６で生成されたキャリア信号Ｓｃが入力される。比較器２０４は、パルス幅指令αとキャリア信号Ｓｃとを比較して、Ｈアーム素子をオンさせるための信号Ｈｏｎを生成する。Ｈアームオン信号Ｈｏｎがハイレベルのとき、スイッチング周期Ｔ内で、Ｈアーム素子がＨアームオン時間の間オンする。
　論理反転器２０７は、Ｈアームオン信号Ｈｏｎのハイレベルまたはローレベルをローレベルまたはハイレベルに反転させて、Ｌアーム素子をオンさせるための信号Ｌｏｎを生成する。Ｌアームオン信号Ｌｏｎがハイレベルのとき、スイッチング周期Ｔ内で、Ｌアーム素子がＬアームオン時間の間オンする。
　パルス分配回路２０５には、Ｈアームオン信号Ｈｏｎ，Ｌアームオン信号Ｌｏｎおよび領域信号δが入力される。パルス分配回路２０５は、Ｈアームオン信号Ｈｏｎを、領域信号δにしたがって選択されたＨアーム素子の制御信号に分配する。また、パルス分配回路２０５は、Ｌアームオン信号Ｌｏｎを、領域信号δにしたがって選択されたＬアーム素子の制御信号に分配する。そして、パルス分配回路２０５は、オフアーム素子に対して、当該スイッチング周期の間オフするための制御信号を生成する。
　上述のとおり、Ｈアーム素子は、オンすることにより、３レベルの電圧のうち交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊以上であってかつ交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に一番近い電圧（第１の電圧）を、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力することができる素子である。また、Ｌアーム素子は、オンすることにより、交流電源１の電圧Ｖｒｓ（第２の電圧）を、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力することができる素子である。
　図４によれば、領域１のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ２、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１である。領域２のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２である。
　次に、スイッチング周期Ｔ内における交流出力電圧Ｖｕｓと３個の素子のオンオフ動作の関係を、図５および図６を参照して説明する。
　図５（ａ）は、領域１において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される交流出力電圧Ｖｕｓを説明するための図である。図５（ｂ）～図５（ｄ）は、この領域におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１の動作を説明するための図である。
　この領域では、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ２である。Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１である。オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１である。したがって、スイッチング素子Ｑ２が、オン時間ＴＨ１の間オンする（図５（ｃ））。その後、双方向スイッチ素子Ｓ１が、オン時間ＴＬ１の間オンする（図５（ｄ））。スイッチング素子Ｑ１はオフしている（図５（ｂ））。
　オン時間ＴＨ１は、式（１）により求められたパルス幅指令αに基づいて、スイッチング周期Ｔに対して算出された時間である。オン時間ＴＬ１は、スイッチング周期Ｔからオン時間ＴＨ１を差し引いた時間である。
　そして、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第１の電圧である直流電源Ｐｎｓの電圧Ｖｎｓが出力される。双方向スイッチ素子Ｓ１がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第２の電圧である交流電源１の電圧Ｖｒｓが出力される（図５（ａ））。交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力された電圧の平均値は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に等しい。
　なお、スイッチング周期Ｔ内において出力される電圧は、第２の電圧、第１の電圧の順であっても良い。このことは、以下の説明においても、同様である。
　図６（ａ）は、領域２において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される交流出力電圧Ｖｕｓを説明するための図である。図６（ｂ）～図６（ｄ）は、この領域におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１の動作を説明するための図である。
　この領域では、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１である。Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１である。オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２である。したがって、スイッチング素子Ｑ１が、オン時間ＴＨ２の間オンする（図６（ｂ））。その後、双方向スイッチ素子Ｓ１が、オン時間ＴＬ２の間オンする（図６（ｄ））。スイッチング素子Ｑ２は、オフしている（図６（ｃ））。
　オン時間ＴＨ２は、式（２）により求められたパルス幅指令αに基づいて、スイッチング周期Ｔに対して算出された時間である。オン時間ＴＬ２は、スイッチング周期からオン時間ＴＨ２を差し引いた時間である。
　そして、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第１の電圧である直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓが出力される。双方向スイッチ素子Ｓ１がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第２の電圧である交流電源１の電圧Ｖｒｓが出力される（図６（ａ））。交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力された電圧の平均値は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に等しい。
　以上より、本実施形態に係る電力変換回路は、スイッチング周期毎に、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に等しい交流出力電圧Ｖｕｓを発生するために必要なＨアーム素子とＬアーム素子とを選択する。そして、本実施形態に係る電力変換回路は、スイッチング周期Ｔ内で、Ｈアーム素子とＬアーム素子とをそれぞれの所定時間オンさせて、その平均電圧が交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に等しい電圧を、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に発生することができる。
　すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒｓと直流電源直列回路３の電圧Ｖｐｓ，Ｖｎｓとを用いて、負荷６に供給する交流出力電圧Ｖｕｓを交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に維持することができる。
　ところで、本実施形態に係る電力変換装置は、直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓよりも高い電圧および直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎｓよりも低い電圧を出力することができない。したがって、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓよりも大きいとき、および、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎｓよりも小さいとき、全ての素子をオフするなどの保護動作を行うのが適切である。
　また、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐｓよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１を常にオン状態に維持しても良い。そして、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎｓよりも小さいとき、スイッチング素子Ｑ２を常にオン状態に維持するようにしても良い。
　図１０に示した電力変換装置では、インバータ回路のスイッチング素子は、直流電源直列回路の正側電圧と負側電圧との間でオンオフ動作を行う。
　しかし、本実施形態に係る電力変換装置では、スイッチング素子および双方向スイッチ素子は、第１の電圧と第２の電圧との間でオンオフ動作を行う。上述のとおり、第１の電圧は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊以上であってかつ交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に一番近い電圧である。また、第２の電圧は、交流電源１の電圧Ｖｒｓであり、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に一番近い電圧である。図５、図６からも明らかなように、第１の電圧と第２の電圧との間の電圧差は、直流電源の電圧Ｖｐｓと電圧Ｖｎｓとの間の電圧差に比べて小さい。
　したがって、本実施形態に係るインバータ回路４のスイッチング素子がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、図１０に示した電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング損失に比べて小さくなる。同様に、本実施形態に係る双方向スイッチ回路１００の双方向スイッチ素子がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、図１０に示した電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング損失に比べて小さくなる。
　すなわち、本実施形態に係る電力変換装置のスイッチング周波数を、図１０に示したインバータ回路４のスイッチング周波数と同じとすると、本実施形態に係る電力変換装置は、図１０に示したインバータ回路４よりもスイッチング損失を低減することができる。
　特に、交流出力電圧Ｖｕｓを交流電源１の電圧Ｖｒｓに同期させるのが好適である。交流出力電圧Ｖｕｓを交流電源１の電圧Ｖｒｓに同期させれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１に印加される電圧をより小さくすることができる。その結果、これらの素子で発生するスイッチング損失をさらに低減することができる。
　また、本実施形態に係る電力変換装置の交流出力電圧Ｖｕｓは、第１の電圧と第２の電圧との間で変化する。したがって、リアクトルＬｆ１に印加される電圧が小さくなる。
　リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流は、電圧時間積（電圧の変化幅×電圧のパルス幅）に比例し、インダクタンス値に反比例する。インダクタンス値が同じ場合、本実施形態に係る電力変換装置では、電圧時間積が小さくなるため、リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流が小さくなる。リプル電流が小さくなるとリアクトルＬｆ１の損失（主に鉄損）が小さくなる。したがって、リアクトルＬｆ１の低損失化が可能である。
　一方、リプル電流を同じにする場合は、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を小さくすることができる。この場合は、リアクトルＬｆ１の小型化が可能である。
　また、本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源１に停電が発生した場合であっても交流電源１が正常な場合と同一の論理処理で、スイッチング周期毎に、Ｈアーム素子とＬアーム素子とを選択することができる。そして、交流電源１が正常な場合と同様に、選択したＨアーム素子とＬアーム素子とをオンオフさせて、交流出力電圧Ｖｕｓを交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に維持することができる。
　したがって、本実施形態に係る電力変換装置は、交流出力電圧Ｖｕｓを交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊に維持するための制御において、交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
　次に、図７は、制御回路２００が行う領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との他の関係を説明するための図である。また、図８は、領域３における交流出力電圧Ｖｕｓとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１の動作を説明するための図である。
　制御回路２００の構成は、図３で示した制御回路と同じ構成である。ただし、電圧判定回路２０２は、図４に示した領域１および領域２に加えて、さらに、領域３を判定する。領域３は、交流電源１の電圧を交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力するための領域である。
　以下では、図３と図７および図８を参照して、領域３に関する制御回路２００の動作を中心に説明し、上記で説明した領域１および領域２と共通する部分については、適宜省略する。
　電圧判定回路２０２には、スイッチング周期ごとに、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊と交流電源１の電圧Ｖｒｓとが入力される。電圧判定回路２０２は、両電圧の関係が、｜Ｖｕｓ＊－Ｖｒｓ｜＜ΔＶｕｓ＊の条件を満たすとき、当該スイッチング周期を領域３と判定する。このとき、電圧判定回路２０２は、領域３を示す領域信号δを出力する。
　ΔＶｕｓ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒｓの値が、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊の値に対して所定の範囲内にあることを判定するための基準量である。負荷６が交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊±１０％の範囲で入力電圧の変動を許容する場合、基準量ΔＶｕｓ＊は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊の１０％に相当する量である。基準量ΔＶｕｓ＊は、他の条件によって定められた量であっても良い。
　パルス幅指令選択回路２０３は、領域３を示す領域信号δが入力されると、パルス幅指令αを０．０に固定する。パルス幅指令αが０．０の場合、比較器２０４は、キャリア信号Ｓｃの大きさに関わらず、当該スイッチング周期Ｔを通してＬアーム素子をオンさせる信号Ｌｏｎを生成する。すなわち、当該スイッチング周期Ｔにおいて、Ｌアームオン信号Ｌｏｎは常にハイレベルであり、Ｈアームオン信号Ｈｏｎは常にローレベルである。
　パルス分配回路２０５は、領域３を示す領域信号δが入力されると、双方向スイッチ素子Ｓ１をＬアーム素子に設定する。また、パルス分配回路２０５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフアーム素子に設定する。したがって、パルス分配回路２０５は、当該スイッチング周期Ｔの間ハイレベルにある双方向スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１と、当該スイッチング周期Ｔの間ローレベルにあるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２を出力する。
　したがって、領域３と判定されたスイッチング周期Ｔにおいては、双方向スイッチ素子Ｓ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフする。３個の素子のこの動作により、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に交流電源１の電圧Ｖｒｓが出力される。
　なお、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が負極性の場合であっても、制御回路２００は、交流出力電圧指令Ｖｕｓ＊が正極性の場合と同様の動作を行う。
　領域３と判定されたスイッチング周期Ｔでは、双方向スイッチ素子Ｓ１のみオンし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオフする。よって、双方向スイッチ素子Ｓ１のみが電流通電による導通損失を発生する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電流を流さないので、導通損失を発生しない。また、全ての素子は、オンオフ動作を行わないため、スイッチング損失を発生しない。
　したがって、電力変換回路の動作に領域３を設けると、さらに電力損失を低減することができる。
　次に、図９は、本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態を説明するための図である。この実施形態に係る電力変換装置は、図１に示した実施形態の直流電源直列回路３０をハーフブリッジ型のコンバータ回路３１で構成している。
　コンバータ回路３１は、正側スイッチング素子Ｑｐと負側スイッチング素子Ｑｎの直列回路、正側コンデンサＣｐと負側コンデンサＣｎの直列回路およびリアクトルＬを主な構成要素とする。リアクトルＬの一端は交流電源１の端子Ｒに接続され、他端はスイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎの接続中点に接続されている。コンデンサＣｐ，Ｃｎの直列回路は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎの直列回路に並列に接続されている。また、コンデンサＣｐ，Ｃｎの接続中点Ｏは、交流電源１の端子Ｓに接続されるとともに、交流出力端子Ｖに接続されている。
　交流出力端子Ｖに対して交流電源１の電圧が正極性のとき、まず、スイッチング素子Ｑｎがオンし、スイッチング素子Ｑｐがオフする。スイッチング素子Ｑｎがオンすることにより、コンデンサＣｎの電圧と交流電源１の電圧を加算した電圧がリアクトルＬに印加され、リアクトルＬにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑｎがオフし、スイッチング素子Ｑｐがオンする。スイッチング素子Ｑｎがオフすると、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣｐに充電される。
　一方、交流出力端子Ｖに対して交流電源１の電圧が負極性のとき、まず、スイッチング素子Ｑｐがオンし、スイッチング素子Ｑｎがオフする。スイッチング素子Ｑｐがオンすることにより、コンデンサＣｐの電圧と交流電源１の電圧とを加算した電圧がリアクトルＬに印加され、リアクトルＬにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑｐがオフし、スイッチング素子Ｑｎがオンする。スイッチング素子Ｑｐがオフすると、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣｎに充電される。
　スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎは、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、上記オンオフ動作を行う。スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎのオンオフ動作により、コンデンサＣｐとコンデンサＣｎの電圧が、交流電源１の電圧よりも高い所定の電圧に維持される。
　このように、本発明に係る電力変換装置の直流電源直列回路３０をハーフブリッジコンバータ３１で構成することができる。このハーフブリッジコンバータ３１のコンデンサＣｐが、直流電源直列回路３０の正側直流電源Ｐｓｐに対応する。また、ハーフブリッジコンバータ３１のコンデンサＣｎが、直流電源直列回路３０の負側直流電源Ｐｓｎに対応する。
　本実施形態において、ハーフブリッジコンバータ３１以外の回路の作用および効果は、図１から図８を用いて説明した第１の実施形態に係る電力変換装置の作用および効果と同じである。
　１・・・交流電源、２・・・コンデンサ、３,３１・・・コンバータ回路、３０・・・直流電源直列回路、４・・・インバータ回路、５・・・フィルタ回路、６・・・負荷、７・・・スイッチ、８・・・トランス、１００・・・双方向スイッチ回路、２００・・・制御回路、３０１～３０３・・・電圧検出器。

Claims (13)

  1. 　交流出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置であって、
    　第１の交流端子と第２の交流端子とを有する単相交流電源と、
    　第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなり、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の接続点である中性点端子が前記第２の交流端子に接続される直流電源直列回路と、
    　前記直流電源直列回路の正側端子に接続される正側スイッチング素子と、前記直流電源直列回路の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなるスイッチング素子直列回路と、
    　前記正側スイッチング素子と前記負側スイッチング素子との接続点に接続される第１の交流出力端子と、
    　前記中性点端子に接続される第２の交流出力端子と、
    　一端が前記第１の交流出力端子に接続され、他端が前記交流電源の第１の交流端子に接続される双方向スイッチ素子と、
    を備え、
    　前記交流出力電圧指令の一周期を予め定められた時間幅で複数の制御期間に分割し、各制御期間のそれぞれで、
    　前記直流電源直列回路の正側電圧と、前記直流電源直列回路の負側電圧と、前記交流電源の電圧の３レベルの電圧から選択した一のレベルの電圧を第１の電圧とし、前記３レベルの電圧から選択した他のレベルの電圧を第２の電圧として、前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ所定の時間幅で相補的に、前記第１の交流出力端子に出力することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記第１の電圧と前記第２の電圧とは、前記交流出力電圧指令と前記交流電源の電圧とに基づいて選択される電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１の電圧の出力時間は、前記交流出力電圧指令と前記第１の電圧と前記第２の電圧とに基づいて定められ、
    　前記第２の電圧の出力時間は、前記各制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１の電圧の出力時間は、前記交流出力電圧指令と前記第２の電圧との差電圧を、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、
    　前記第２の電圧の出力時間は、前記各制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記各制御期間内において出力される交流電圧の平均値は、その制御期間内における前記交流出力電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 　交流出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置であって、
    　第１の交流端子と第２の交流端子とを有する単相交流電源と、
    　第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなり、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の接続点である中性点端子が前記第２の交流端子に接続される直流電源直列回路と、
    　前記直流電源直列回路の正側端子に接続される正側スイッチング素子と、前記直流電源直列回路の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなるスイッチング素子直列回路と、
    　前記正側スイッチング素子と前記負側スイッチング素子との接続点に接続される第１の交流出力端子と、
    　前記中性点端子に接続される第２の交流出力端子と、
    　一端が前記第１の交流出力端子に接続され、他端が前記交流電源の第１の交流端子に接続される双方向スイッチ素子と、
    を備え、
    　前記交流出力電圧指令の一周期を予め定められた時間幅で複数の制御期間に分割し、各制御期間のそれぞれで、
    　前記交流出力電圧指令が前記交流電源の電圧以下のとき、前記直流電源直列回路の負電圧を前記第１の電圧として選択し、前記交流電源の電圧を前記第２の電圧として選択し、
    　前記交流出力電圧指令が前記交流電源の電圧より大きいとき、前記直流電源直列回路の正電圧を前記第１の電圧として選択し、前記交流電源の電圧を前記第２の電圧として選択して、
    　前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ所定の時間幅で相補的に、前記第１の交流出力端子に出力することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　前記第１の電圧の出力時間は、前記交流出力電圧指令と前記第１の電圧と前記第２の電圧とに基づいて定められ、
    　前記第２の電圧の出力時間は、前記各制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１の電圧の出力時間は、前記交流出力電圧指令と前記第２の電圧との差電圧を、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、
    　前記第２の電圧の出力時間は、前記各制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記各制御期間内において出力される交流電圧の平均値は、その制御期間内における前記交流出力電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 　前記交流出力電圧指令は、前記交流電源の電圧に同期していることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記交流出力電圧指令は、前記交流電源の電圧と非同期であることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記交流電源の電圧と前記交流出力電圧指令との偏差が予め定められた範囲内にある制御期間は、前記交流電源の電圧を前記第１の交流出力端子に出力することを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
  13. 　前記交流電源の電圧と前記交流出力電圧指令との偏差が予め定められた範囲内にある制御期間は、前記交流電源の電圧を前記第１の交流出力端子に出力することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
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