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WO2013046278A1 - 可変移相器及びフェイズドアレイ型受信機 - Google Patents

可変移相器及びフェイズドアレイ型受信機 Download PDF

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WO2013046278A1
WO2013046278A1 PCT/JP2011/005526 JP2011005526W WO2013046278A1 WO 2013046278 A1 WO2013046278 A1 WO 2013046278A1 JP 2011005526 W JP2011005526 W JP 2011005526W WO 2013046278 A1 WO2013046278 A1 WO 2013046278A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
conductor
separation
circuit
variable phase
ground conductor
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/005526
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
徹 増田
大西　正己
央 上妻
Original Assignee
株式会社日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立製作所 filed Critical 株式会社日立製作所
Priority to PCT/JP2011/005526 priority Critical patent/WO2013046278A1/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters

Definitions

  • the present invention relates to a variable phase shifter and a phased array type receiver used for phase control of a phased array antenna.
  • Patent Document 1 JP-A-6-296101 (Patent Document 1) as background art in this technical field.
  • the purpose of this is to “easy to obtain a phase shifter with a small amount of phase shift in a loaded line type semiconductor phase shifter that controls the transmission phase by switching on and off of the semiconductor switching element”.
  • the backside of the dielectric substrate is the ground conductor, and the loading line is connected in parallel to the main line composed of the microstrip line on the surface, and a part of the loading line is used as a coupling line, and the tip is a semiconductor such as a PIN diode.
  • the other end of the PIN diode is grounded in a microwave manner with a gold ribbon or the like via a grounding line ”(see summary).
  • FIG. 1 of Patent Document 1 is a coupled line that constitutes a part of the loaded line in FIG. 9a and 9b are input ends, 10a and 10b are passing ends, 11a and 11b are coupling ends, and 12a and 12b are isolation ends.
  • Microwaves propagated to the loading lines 4a and 4b connected in parallel to the main line 3 are supplied to the coupled lines 8a and 8b.
  • the lengths of the coupled lines 8a and 8b are about a quarter wavelength of the center frequency, they function as directional couplers.
  • the microwaves are incident on the input ends 9a and 9b, they are distributed to the passing ends 10a and 10b and the coupling ends 11a and 11b.
  • both are open ends, they are completely reflected and synthesized into the isolation ends 12a and 12b.
  • the distribution ratio of the directional coupler is equal, all the microwaves are combined at the isolation ends 12a and 12b and propagated toward the PIN diodes 5a and 5b.
  • the degree of coupling of the directional coupler is reduced, unequal distribution occurs, and some microwaves propagate in the direction of the PIN diodes 5a and 5b, but other microwaves return directly to the input terminals 9a and 9b. go.
  • the main line 3 The susceptance values of the loading lines 4a and 4b viewed from the above are determined. Since the change in the susceptance value at the on time and at the off time is reduced by reducing the coupling degree of the coupled lines 8a and 8b, the change in the transmission phase of the main line 3 is also reduced, and a phase shifter with a small amount of phase shift is achieved. realizable.
  • the coupling line described in Patent Document 1 has a length of about a quarter wavelength of the center frequency and acts as a directional coupler, and the microwave propagated to the loading line passes through the directional coupler.
  • the function distributed to the end and the coupling end is used. That is, the invention described in Patent Document 1 requires a coupled line whose length depends on the wavelength of the center frequency of interest, and requires a large area for the phase shifter and cannot be used for a wide band. There's a problem.
  • a variable phase shifter for changing the phase of a high-frequency signal, which is formed on a first surface of a dielectric substrate having a first surface and a second surface opposite to the first surface, and for inputting a high-frequency signal Main line, a ground conductor formed on the second surface of the dielectric substrate, a separation conductor formed on the second surface of the dielectric substrate and electrically separated from the ground conductor, and a ground conductor and the separation conductor And a control circuit for controlling the switch circuit, and the ground conductor and the separation conductor are respectively arranged so that a part thereof faces the main line, and the control circuit is grounded by the switch circuit. The connection impedance between the conductor and the separation conductor is controlled.
  • variable phase shifter Realizes a variable phase shifter with variable phase shift performance that can handle small phase shifts while being small and wideband.
  • variable phase shifter in 1st Example of this invention It is the top view and sectional drawing of the variable phase shifter in 1st Example of this invention. It is a top view for calculating line characteristics of a variable phase shifter in the 1st example. It is the phase-frequency dependence of the transfer characteristic of the variable phase shifter using the characteristic of the plan view shown in FIG. It is the top view and sectional drawing of the variable phase shifter in 2nd Example of this invention. It is a top view for calculating line characteristics of a variable phase shifter in the 2nd example. It is the phase-frequency dependence of the transfer characteristic of the variable phase shifter using the characteristic of the top view shown in FIG. It is the top view and sectional view of a variable phase shifter in the 3rd example of the present invention.
  • variable phase shifter in the 4th example of the present invention. It is the top view and sectional drawing of the variable phase shifter in the 5th Example of this invention. It is a block diagram which shows the structural example of the switch circuit of this invention. It is drawing which shows the application to the array antenna of the variable phase shifter in the 6th Example of this invention.
  • the path of the feedback current corresponding to the high-frequency signal current flowing in the main line is controlled by the impedance of the plurality of separation conductors arranged on the back surface of the main line with respect to the ground conductor.
  • a reverse feedback current corresponding to the signal current of the main line flows through the separation conductor on the back surface of the main line.
  • an equivalent parasitic capacitance C0 is generated between the main line and the separation conductor.
  • the equivalent inductance L0 of the main line is changed between a low inductance case and a high inductance case.
  • the phase constant ⁇ proportional to the square root of the product of the equivalent inductance L0 and the equivalent capacitance C0 is variable, that is, a phase change is realized.
  • phase change (phase shift) range can be realized by increasing or decreasing the number of separation conductors according to the required amount of phase change, or adjusting the distance between the main line and the ground conductor in the region where the separation conductors are present. Since this effect can be obtained regardless of the wavelength of the frequency of interest, it is an effect obtained over a wide band, and the change width of the phase variable amount can be adjusted by the shape design of the separation conductor and the ground conductor. It is.
  • V1 represents the effective value of the voltage amplitude of the incident wave on the line
  • V2 represents the effective value of the reflected wave.
  • V (x) V1 * exp (- ⁇ * x) + V2 * exp (+ ⁇ * x) ... Equation (1)
  • I (x) V1 / Z0 * (exp (- ⁇ * x)-V2 * exp (+ ⁇ * x)) (2) From the equations (1) and (2), the relationship between the voltage and current on the line can be expressed using the characteristic impedance Z0 and the propagation constant ⁇ , which are two complex parameters.
  • the characteristic impedance Z0 and the propagation constant ⁇ can be expressed by the following equations (3) and (4).
  • R, L, G, and C respectively indicate the series resistance, series inductance, conductance with respect to ground, and capacitance in a minute region of the transmission line.
  • ⁇ represents the magnitude of attenuation received when a sinusoidally changing electromagnetic wave travels in the direction of the main line of the transmission line, and ⁇ represents the magnitude of phase change.
  • Equation (6) and Equation (7) when the line loss R and G can be ignored at high angular frequency ⁇ , the characteristic impedance Z0 of the line is sqrt (L / C) and the phase constant ⁇ is ⁇ * It can be indicated by sqrt (L * C). That is, it can be seen that the phase constant ⁇ may be varied to vary the phase of the signal passing through the line.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
  • 1 is a main line
  • 2 is a ground conductor
  • 3a to 3d are separation conductors
  • 4a to 4h are switch circuits
  • 5 is a control circuit for controlling the state of the switch circuit 4
  • 6 is a switch circuit 4 to control circuit 5
  • the wiring 6 is formed on the same surface as the main line 1)
  • 7 is a dielectric that supports the main line 1 and the ground conductor 2
  • 8 is a connection between two conductor layers of the dielectric 7.
  • a via hole 9 is a control signal input terminal of the control circuit 5.
  • the main line 1 is configured as a strip line on the dielectric substrate 7.
  • the separation conductor 3 is electrically separated by providing a gap between the same conductor and the pattern of the ground conductor 2.
  • the pattern shape of the separation conductor 3 is line-symmetric with respect to the major axis center of the main line 1.
  • the switch circuit 4 is an element having three terminals: a control terminal, an input terminal, and an output terminal. It has a function of switching the impedance between the input terminal and the output terminal between two states of low impedance and high impedance by a control signal to the control terminal given from the control circuit via the wiring 6.
  • the control circuit 5 has a function of generating a control signal for individually controlling the impedance value between the input / output 2 terminals of the plurality of switch circuits 4.
  • FIG. 1 shows the case where there are four separation conductors 3, if this number is one or more natural numbers, the effects described below can be realized.
  • the wirings 10a to 10d are respectively a control terminal of the switch circuit 4a and a control terminal of the switch circuit 4e, a control terminal of the switch circuit 4b and a control terminal of the switch circuit 4f, a control terminal of the switch circuit 4c and a control terminal of the switch circuit 4g, and a switch
  • This is a wiring for connecting the control terminal of the circuit 4d and the control terminal of the switch circuit 4h, and is arranged in the gap between the separation conductors 3a to 3d.
  • a feedback current is generated corresponding to the signal current flowing through the main line 1.
  • the path is controlled by the connection impedance between the separation conductor 3 and the ground conductor 2.
  • the separation conductor 3b will be described as an example.
  • the unit length self-inductance of the main line 1 on the back surface of the separation conductor 3b is Ls3b.
  • Ls3b is determined by the width and thickness of the main line conductor, for example, as described in (Non-Patent Document 1).
  • the path of the feedback current can be controlled by the connection impedance between the separation conductor 3 b and the ground conductor 2. In the case of low impedance, the feedback current concentrates in a region near the main line 1 in the separation conductor 3b. For this reason, the mutual inductance M3b generated by the feedback current has a large value.
  • the separation conductor 3b is electrically separated from the ground conductor 2, the feedback current is concentrated in a region of the ground conductor 2 that is close to the main line. Even in this case, the mutual inductance M3b ′ is generated, but its value is smaller than that of M3b. From the above, by controlling the connection impedance between the separation conductor 3b and the ground conductor 2, the unit inductance L3b of the main line is Ls3b-M3b at low impedance, L3b-M3b 'at high impedance, and
  • the unit length capacity of the main line 1 is a capacity C3b calculated between the two conductors of the main line conductor and the back surface separation conductor when the connection impedance of the separation conductor 3b and the ground conductor 2 is low impedance.
  • the connection impedance is high impedance
  • a high impedance is inserted in series with the capacitance between the main line conductor and the backside separation conductor, and the effective unit length capacitance is much smaller than C3b. 'Become.
  • the unit capacitance C3b of the main line 1 is C3b at low impedance, C3b 'at high impedance, and
  • the phase constant ⁇ of the main line signal passing through the separation conductor 3b is ⁇ * sqrt ((Ls3b-M3b) * C3b), high impedance when the connection impedance between the separation conductor 3b and the ground conductor 2 is low.
  • the phase constant ⁇ is large in the case of low impedance connection, and therefore, via the separation conductor 3b. The phase change of the main line signal to be increased will increase.
  • FIG. P1, P2, P3a ⁇ under the conditions of main line width 2mm, main line length 100mm, separation conductor width 11mm, length 18mm, gap between separation conductors 1mm, gap between separation conductor and ground conductor 1mm
  • High frequency characteristics were calculated by placing ports at points P3b, P4a to P4b, P5a to P5b, P6a to P6b, and P7a to P7h.
  • P3a and P7a, P3b and P7e, P4a and P7b, P4b and P7f, P5a and P7c, P5b and P7g, P6a and P7d, and P6b and P7h are respectively connected to low impedance RL (5 ⁇ ) Or the frequency dependence of the phase in the transfer characteristic from P1 to P2 when connected with high impedance RH (1000 ⁇ ).
  • the phase constant ⁇ in this calculation has a relationship of (Ls ⁇ M) * C> (Ls ⁇ M ′) * C ′ due to the magnitude relationship between the capacitance and the inductance.
  • FIG. 3 when the phase value at a lower frequency than the range shown in the figure is used as a reference, the phase in the case of connection with high impedance (FIG. 3 (a)) is compared to the case of connection in low impedance (FIG. 3 (b)). It can be confirmed that the amount of change is small. Furthermore, if the difference between the characteristic values in FIGS.
  • phase value is changed by 24.5 ° at the same frequency (in this case, 1.5 GHz). be able to.
  • the phase can be varied at a specific frequency by controlling the connection impedance between the separation conductor and the ground conductor.
  • the characteristic shown in FIG. 3C is a characteristic in which one of the four separated conductors is connected with a low impedance and the other three are connected with a high impedance.
  • the characteristic shown in FIG. 3D is a characteristic in which two of the four separated conductors are connected with low impedance and the other two are connected with high impedance. Compared with the case where all are low impedance or high impedance, a smaller phase variable amount can be provided.
  • the pattern shape of the separation conductor is a line object with the major axis center of the main line as an axis
  • the same effect can be obtained even if it is not a line object.
  • the pattern shape of the separation conductor is not line symmetric with respect to the major axis center of the main line, and when the separation conductor is connected to the ground conductor with a low impedance, the feedback current is a region close to the main line in the separation conductor. The feedback current is concentrated on. For this reason, the mutual inductance M3b generated by the feedback current has a large value.
  • the separation conductor when connected with high impedance, since the separation conductor is electrically separated from the ground conductor, the feedback current is concentrated in a region of the ground conductor that is close to the main line. Flowing. That is, since the behavior of the feedback current is not related to whether the separation conductor is line-symmetric or non-line-symmetric with respect to the main line, the effect of the above-described embodiment can be obtained. The same applies to the embodiments described below.
  • FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention.
  • 1 is a main line
  • 2 is a ground conductor
  • 3a to 3d are separation conductors
  • 4a to 4h are switch circuits
  • 5 is a control circuit for controlling the state of the switch circuit 4
  • 6 is a switch circuit 4 to control circuit 5
  • 7 is a dielectric that supports the main line 1 and the ground conductor 2
  • 8 is a via hole that connects two conductor layers of the dielectric
  • 9 is a control signal input terminal of the control circuit 5.
  • the separation conductor 3 is electrically separated by providing a gap between the same conductor and the pattern of the ground conductor 2.
  • the pattern shape of the separation conductor 3 is symmetric with respect to the major axis center of the main line 1 and a slit is provided in a part of the pattern.
  • the switch circuit 4 is an element having three terminals: a control terminal, an input terminal, and an output terminal.
  • the control circuit 5 has a function of switching the impedance between the input terminal and the output terminal between a low impedance state and a high impedance state by a control signal applied to the control terminal via the wiring 6.
  • the control circuit 5 has a function of generating a control signal for individually controlling the impedance value between the input / output 2 terminals of the plurality of switch circuits 4.
  • FIG. 4 shows the case where there are four separation conductors 3, but if this number is one or more natural numbers, the effects described below can be realized.
  • the pattern shape of the separation conductors 3 a to 3 d is a shape in which a plurality of slits are provided in the main line 1.
  • the slits are arranged so that the longitudinal direction thereof is perpendicular to the line direction of the main line 1. With this slit arrangement, even when the separation conductor 3 is connected with a low impedance, the unit length self-inductance of the main line 1 can be larger than that without the slit.
  • the separation conductor 3b will be described as an example.
  • the path of the feedback current can be controlled by the connection impedance between the separation conductor and the ground conductor. When the impedance is low, the feedback current is concentrated in a region near the main line in the separation conductor. In the present embodiment, since the slit is arranged in the separation conductor 3b, the feedback current cannot pass through the path close to the main line, and passes through the conductor portion without the slit, that is, the region far from the main line. Become. Due to this effect, the value of the mutual inductance generated by the feedback current is reduced.
  • the unit inductance L3b of the main line is Ls3b-M3b when there is no slit in the separation conductor, and Ls3b-M3b '' when there is a slit.
  • the unit length inductance of the main line on the separation conductor 3b can be increased as compared with the first embodiment by inserting a slit.
  • the unit length capacity of the main line is a capacity C3b calculated between the two conductors of the main line conductor and the separation conductor on the back surface. Since the area of the separation conductor with respect to the main line is reduced, the capacitance when the slit is inserted is smaller than the capacitance value C3b when there is no slit, but there is also a fringe effect. Does not decrease.
  • the phase constant ⁇ of the main line signal passing through the separation conductor 3b is ⁇ * sqrt ((Ls3b ⁇ in the case of the first embodiment where there is no slit when the connection impedance of the separation conductor 3b and the ground conductor 2 is low.
  • ⁇ * sqrt ((Ls3b-M3b ′′) * C3b ′′).
  • FIG. 6 shows the calculation results obtained by performing electromagnetic field analysis in order to verify the above operation.
  • the calculation result is an analysis of the structure shown in FIG. Main line width 2mm, main line length 100mm, separation conductor width ⁇ 11mm, length 18mm, gap between separation conductors 1mm, separation conductor and ground conductor gap 1mm, slit width 1mm, length 10mm
  • ports were arranged at points P1, P2, P3a to P3b, P4a to P4b, P5a to P5b, P6a to P6b, and P7a to P7h, and high-frequency characteristics (S parameters) were calculated.
  • P3a and P7a, P3b and P7e, P4a and P7b, P4b and P7f, P5a and P7c, P5b and P7g, P6a and P7d, and P6b and P7h are respectively connected to low impedance RL (5 ⁇ ) Or the frequency dependence of the phase in the transfer characteristic from P1 to P2 when connected with high impedance RH (1000 ⁇ ).
  • connection is made with a high impedance based on the phase value at a lower frequency than the illustrated range (FIG. 6).
  • (b) (when RH, RH, RH, RH) are connected to a low impedance (as compared to FIG. 6 (a), when indicated as (RL, RL, RL, RL))
  • a phase value difference (change width) of 35 ° is obtained at a frequency of 1.5 GHz.
  • phase variable amount can be controlled by individually controlling the connection impedance with the ground conductor for the four separation conductors used in this embodiment. Not too long.
  • FIG. 7 shows a third embodiment of the present invention.
  • the height of the separation conductors 3a to 3d (length in the direction perpendicular to the line direction of the main line) is set to be different from each other.
  • the shape of the surrounding ground conductor 2 is also stepped and has a certain gap.
  • the phase change amount in the main line 1 on each separation conductor 3 can be arbitrarily set, and the characteristic impedance of the main line 1 is also arbitrary in the main line 1 on each separation conductor 3. Can be set. With these characteristics, it is possible to suppress the reflected wave generated by the characteristic impedance discontinuity generated in the variable phase shift circuit of the present invention.
  • FIG. 8 shows a fourth embodiment of the present invention.
  • the height of the separation conductors 3a to 3d is changed stepwise, but the shape of the separation conductor 3 is arbitrarily set.
  • the side E1 of the separation conductor 3a is arranged to face the side E2 of the separation conductor 3b, and the side E3 of the separation conductor 3b is arranged to face the side E4 of the separation conductor 3c.
  • the relationship of the length of the side E1 ⁇ the length of the side E4 is established.
  • the shape of the separation conductor 3b is a shape in which the length of the side E2 ⁇ the length of the side E3. .
  • the present embodiment has a high suppression effect.
  • FIG. 9 shows a fifth embodiment of the present invention.
  • the connection points of the separation conductors 3a to 3d to the ground conductor 2 are provided on both sides of the main line 1 with respect to the axis of symmetry.
  • the phase variable amount can be controlled by controlling the connection impedance with the ground conductor 2. .
  • FIG. 10 shows a configuration example of the switch circuit 4 applied to the first to fifth embodiments described above.
  • Reference numerals 41 and 42 are input / output terminals
  • 43 is a control terminal for controlling the open / close state of the switch element 44
  • 45 is a resistance element for defining the impedance between the input / output terminals when the switch element 44 is open.
  • the switch element 44 opens and closes by a voltage applied to the control terminal 43, and generates a high impedance between the terminals when opened and a low impedance when closed.
  • the impedance generated in the resistance element 45 is set higher than the closed impedance (low impedance) of the switch element 44 and set lower than the open impedance (high impedance) of the switch element 44.
  • the impedance between the input and output terminals of the switch circuit 4 itself is the impedance when the switch element 44 is closed when closed by the voltage applied to the control terminal 43 and the impedance when the voltage applied to the control terminal 43 is opened. Is set to be the impedance of the resistance element 45.
  • phase amount to be variably controlled can be arbitrarily set by arbitrarily setting the width of the separation conductor.
  • FIG. 11 shows a sixth embodiment of the present invention.
  • This figure shows the reception path of the phased array antenna including the phase shifters 110 and 120a to 120d of the present invention.
  • 51, 52, 53, and 54 are receiving units.
  • Reference numerals 110 and 120a to 120d denote variable phase shifters, and 111 and 121 denote phase control terminals of the variable phase shifter.
  • Reference numeral 200 denotes an antenna
  • 210 denotes an antenna feed line
  • 300 denotes a first stage amplifier circuit
  • 310 denotes a variable gain amplifier circuit
  • 400 denotes a temperature compensation circuit
  • 500 denotes a synthesis circuit.
  • Reference numeral 311 denotes a gain control terminal of the variable gain amplifier circuit 310.
  • the signal power received by the antenna 200 is input to the first stage amplifier circuit 300 via the feeder line 210. Thereafter, the signal amplitude is adjusted in the variable gain amplifier circuit.
  • the variable phase shifter 110 is arranged to compensate for variations in the output phase of the reception first stage amplifier circuit and the variable gain amplifier circuit in each receiving section of the array.
  • the variable phase shifters 120a to 120d are arranged by adjusting the number of variable phase shifters in order to provide a phase difference between the output signals of the receiving units. For example, in the receiving unit 51 that requires a large amount of phase shift, the number of phase shifters to be mounted is increased.
  • the control voltage of the gain control terminal 311 is adjusted so that the gain of the variable gain amplifier circuit 310 is increased.
  • the variable gain mounted in the receiving unit 54 can be reduced.
  • the gain of the amplifier circuit 310 is reduced, and the operation is performed so that the output signal power of each receiving unit is equal and a predetermined phase difference is obtained.
  • the temperature compensation circuit 400 sets the bias of the first stage amplifier circuit 300 and the variable gain amplifier circuit 310 to a temperature so that a stable amplifier operation can be obtained even in the case of installation conditions where the temperature change is severe, such as when the antenna of this embodiment is placed outdoors. It has a function to adjust to changes.
  • the phase of each receiving unit constituting the array can be varied over a wide frequency range, and the output power of each receiving unit can be adjusted equally by the above configuration. It is possible to compensate for variations in individual performance. As a result, the performance adjustment of the receiving unit and the array antenna is facilitated, and the manufacturing yield can be improved.

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  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

　高周波信号の位相を変化させる可変移相器であって、第１面及び第１面と対向する第２面を有する誘電体基板７と、誘電体基板の第１面に形成され、高周波信号が入力される主線路１と、誘電体基板の第２面に形成される接地導体２と、誘電体基板の第２面に形成され、接地導体と電気的に分離された分離導体３と、接地導体と分離導体とを接続するスイッチ回路４と、スイッチ回路を制御する制御回路５とを有し、接地導体及び分離導体はそれぞれ、その一部が主線路と対向するように配置され、制御回路は、スイッチ回路による接地導体と分離導体との間の接続インピーダンスを制御するよう構成する。これにより、小さな移相量にも対応可能な可変移相性能をもつ可変移相器を実現する。

Description

可変移相器及びフェイズドアレイ型受信機
　本発明は、フェイズドアレイアンテナの位相制御等に用いられる可変移相器及びフェイズドアレイ型受信機に関するものである。
　本技術分野の背景技術として、特開平６－２９６１０１号公報（特許文献１）がある。これは、「半導体スイッチング素子をオン、オフと切換えることによって透過位相を制御するローデッドライン形半導体移相器において、小さい移相量の移相器を容易に得ること」を目的とし、そのための構成を「誘電体基板の裏面を地導体とし、表面にマイクロストリップ線路で構成される主線路に装荷線路を並列に接続し、その装荷線路の一部を結合線路としてその先端をＰＩＮダイオード等の半導体スイッチング素子に接続する。ＰＩＮダイオードのもう一端は接地用線路を介して金リボン等でマイクロ波的に接地する」とある（要約参照）。
　まず、その構成を説明する。特許文献１の図１は、図１において、８ａ、８ｂは装荷線路の一部を構成する結合線路である。９ａ、９ｂは入力端、１０ａ、１０ｂは通過端、１１ａ、１１ｂは結合端、１２ａ、１２ｂはアイソレーション端である。
　次に動作について説明する。主線路３に並列に接続される装荷線路４ａ、４ｂに伝搬されるマイクロ波は結合線路８ａ、８ｂに供給される。この時、結合線路８ａ、８ｂの長さは中心周波数の約４分の１波長となっているため方向性結合器として作用する。マイクロ波は、入力端９ａ、９ｂに入射すると、通過端１０ａ、１０ｂ、結合端１１ａ、１１ｂに分配される。しかしどちらも開放端であるため完全反射してアイソレーション端１２ａ、１２ｂに合成される。この時方向性結合器の分配比が等分配であれば、全てのマイクロ波はアイソレーション端１２ａ、１２ｂに合成され、ＰＩＮダイオード５ａ、５ｂの方向へ伝搬される。しかし、方向性結合器の結合度を小さくすると不等分配となり、一部のマイクロ波はＰＩＮダイオード５ａ、５ｂの方向へ伝搬するが、それ以外のマイクロ波は直接入力端９ａ、９ｂに戻って行く。結局、ＰＩＮダイオード５ａ、５ｂに関係なく主線路３の方向に戻るマイクロ波と、ＰＩＮダイオード５ａ、５ｂの反射位相の寄与を受けて主線路３の方向に戻るマイクロ波の合成から、主線路３から見た装荷線路４ａ、４ｂのサセプタンス値が決定する。オン時、オフ時のサセプタンス値の変化は、結合線路８ａ、８ｂの結合度を小さくすることによって小さくなるので、主線路３の透過位相の変化も小さくなり、小さな移相量の移相器が実現できる。
特開平６－２９６１０１号公報
Ｈ.Ｍ.Ｇｒｅｅｎｈｏｕｓｅ，"Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｐｌａｎｅｒ　Ｒｅｃｔａｎｇｌａｒ　Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ," ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｐａｒｔｓ，Ｈｙｂｒｉｄｓ，ａｎｄ　Ｐａｃｋａｇｉｎｇ，ｐｐ．１０１－１０９，Ｊｕｎｅ　１９７４
　しかしながら、特許文献１記載の結合線路は、中心周波数の約４分の１波長の長さを持たせて方向性結合器として作用させ、装荷線路へ伝搬されたマイクロ波は方向性結合器の通過端、結合端へ分配される機能を利用している。即ち、特許文献１記載の発明は、着目する中心周波数の波長に依存した長さの結合線路が必要不可欠であり、移相器の必要とする面積が大きく、また広帯域には用いることができないという問題がある。
　上記課題を解決するために、代表的な構成としては以下の通りである。
　高周波信号の位相を変化させる可変移相器であって、第１面及び第１面と対向する第２面を有する誘電体基板と、誘電体基板の第１面に形成され、高周波信号が入力される主線路と、誘電体基板の第２面に形成される接地導体と、誘電体基板の第２面に形成され、接地導体と電気的に分離された分離導体と、接地導体と分離導体とを接続するスイッチ回路と、スイッチ回路を制御する制御回路とを有し、接地導体及び分離導体はそれぞれ、その一部が主線路と対向するように配置され、制御回路は、スイッチ回路による接地導体と分離導体との間の接続インピーダンスを制御するよう構成することを特徴とする。
　小型かつ広帯域でありながら、小さな移相量にも対応可能な可変移相性能をもつ可変移相器を実現する。
本発明の第１の実施例における可変移相器の平面図および断面図である。 第１の実施例における可変移相器の線路特性を計算するための平面図である。 図２に示す平面図の特性を用いた可変移相器の伝達特性の位相-周波数依存性である。 本発明の第２の実施例における可変移相器の平面図および断面図である。 第２の実施例における可変移相器の線路特性を計算するための平面図である。 図５に示す平面図の特性を用いた可変移相器の伝達特性の位相-周波数依存性である。 本発明の第３の実施例における可変移相器の平面図および断面図である。 本発明の第４の実施例における可変移相器の平面図および断面図である。 本発明の第５の実施例における可変移相器の平面図および断面図である。 本発明のスイッチ回路の構成例を示す構成図である。 本発明の第６の実施例における可変移相器のアレイアンテナへの応用を示す図面である。
　本発明では、主線路に流れる高周波信号電流に対応する帰還電流の経路を、主線路の裏面に配置した複数の分離導体の接地導体に対するインピーダンスによって制御する。分離導体を低インピーダンスで接地導体に接続した場合には、主線路の裏面の分離導体には主線路の信号電流に対応する逆方向の帰還電流が流れる。このとき、帰還電流が発生する負の相互インダクタンス(-M)が大きく発生するために、主線路の自己インダクタンス(Ls)に対して、主線路の等価インダクタL0(=Ls-M)は小さい値となる。また、主線路と分離導体との間には、等価寄生容量C0が発生する。
　一方、分離導体を高インピーダンスで接地導体に接続した場合には、主線路の信号電流に対応する帰還電流は、インピーダンスの高い分離導体には流れず、主に分離導体の外周にある接地導体を流れる。その結果、帰還電流が流れる経路は主線路に対して物理的に遠方になるために、帰還電流が発生する負の相互インダクタンス(-M)は小さくなる。このため、主線路の等価インダクタL0(=Ls-M)は、その自己インダクタンス(Ls)に近い値となる。
　この様に、分離導体と接地導体を接続するインピーダンスを可変する手段を具備することにより、主線路の等価インダクタンスL0を、低インダクタンスの場合と、高インダクタンスの場合において変化させる。この効果を用いて、等価インダクタンスL0と等価容量C0の積の平方根に比例する位相定数βを可変、すなわち、位相変化を実現させる。
　所要の位相変化量に合わせて、分離導体の数を増減、もしくは、分離導体がある領域での主線路と接地導体との距離を調整することで位相変化（移相）範囲を実現できる。なお、本作用は、着目する周波数の波長と関係なく得ることができるため、広帯域にわたって得られる効果であり、また、位相可変量の変化幅についても分離導体と接地導体の形状設計によって調整が可能である。
　以下、実施例を図面を用いて説明する。まず、本発明の作用の説明のために、伝送線路の特性インピーダンスZ0と伝搬定数γについて説明する。
　伝送線路の微小領域の長さをΔxとし、その基点の座標をxとする。また、基点xにおける線路の電圧をV(x)、電流をI(x)とする。この線路上の電圧と電流の関係は、以下の公知の式(1)および(2)によって示すことができる。ここで、V1は線路の入射波の電圧振幅の実効値を、V2は反射波の実効値を示す。
　V(x) = V1*exp(-γ*x) + V2*exp(+γ*x)　　・・・式(1)
　I(x) = V1/Z0*(exp(-γ*x) - V2*exp(+γ*x))　　・・・式(2)
式(1)(2)により、２つの複素数のパラメータである特性インピーダンスZ0と伝搬定数γを用いて線路上の電圧と電流の関係を表すことができる。
　一方、特性インピーダンスZ0と伝搬定数γは以下の式(3)(4)で表すことができる。
　Z0 = sqrt((R + j*ω*L)/(G + j*ω*C))　　・・・式(3)
　γ = sqrt((R + j*ω*L)*(G + j*ω*C))　　・・・式(4)
ここで、R、L、G、Cそれぞれは、伝送線路の微小領域における線路の直列抵抗、直列インダクタンス、接地に対するコンダクタンス、容量を示す。
　さらに、ω*L >> R, ω*C >> G が成立する高い角周波数ωの場合には、式(3)(4)はそれぞれ、
　Z0= sqrt(L/C)　　・・・式(5)
　γ= j*ω*sqrt(L*C)　　・・・式(6)
のように簡略化することができる。伝搬定数γはさらに、
　γ= α+ j*β　　・・・式(7)
と、減衰定数α(neper/m)と位相定数β(rad/s)を用いて表記することができる。αは正弦的に変化する電磁波が伝送線路の主線路方向に進むときに受ける減衰の大きさを、βは位相変化の大きさを表す。式(6)と式(7)から、高い角周波数ωにおいて、線路の損失R、Gが無視できる場合には、線路の特性インピーダンスZ0はsqrt(L/C)で、位相定数βはω*sqrt(L*C)で示すことができる。すなわち、線路を通過する信号の位相を可変するためには位相定数βを可変すればよいことが分かる。
　図１にこの発明の第１の実施例を示す。図１において、１は主線路、２は接地導体、３ａから３ｄは分離導体、４ａから４ｈはスイッチ回路、５はスイッチ回路４の状態を制御する制御回路、６はスイッチ回路４から制御回路５への配線（なお、配線６は主線路１と同じ面に形成されている）、７は主線路１と接地導体２とを支持する誘電体、８は誘電体７の導体二層間を接続するビアホール、９は制御回路５の制御信号入力端子である。主線路１は、誘電体基板７上にストリップ線路として構成されている。分離導体３は、同一平面状で接地導体２のパターンとの間に間隙を設けることで電気的に分離されている。また、分離導体３のパターン形状は、主線路１の長軸中心を軸に線対称としている。
　スイッチ回路４は、制御端子、入力端子、出力端子の３端子を有する素子である。制御回路より配線６を介して与えられる制御端子への制御信号によって、その入力端子と出力端子間のインピーダンスを低インピーダンスと高インピーダンスの２状態に切替える機能を有する。
　制御回路５は、複数のスイッチ回路４の入出力２端子間のインピーダンスの値を個々に制御するための制御信号を発生する機能を有する。なお、図１では分離導体３が４個の場合について示すが、この個数は一つ以上の自然数であれば、以下の説明で示す効果を実現できる。
　配線１０ａ～１０ｄはそれぞれ、スイッチ回路４ａの制御端子及びスイッチ回路４ｅの制御端子、スイッチ回路４ｂの制御端子及びスイッチ回路４ｆの制御端子、スイッチ回路４ｃの制御端子及びスイッチ回路４ｇの制御端子、スイッチ回路４ｄの制御端子及びスイッチ回路４ｈの制御端子を接続するための配線であり、分離導体３ａ～３ｄの間隙に配置される。
　次に動作について説明する。既述のように、主線路１を流れる信号電流に対応して帰還電流が発生する。その経路を分離導体３と接地導体２との接続インピーダンスによって制御する。分離導体３ｂを例にとって説明する。
　分離導体３ｂの裏面上の主線路１の単位長自己インダクタンスをLs3bとする。Ls3bは、例えば（非特許文献１）記載のように、主線路導体の幅、厚さによって決定される。帰還電流の経路は、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスによって制御できる。低インピーダンスの場合には、分離導体３ｂのうち主線路１に近い領域に帰還電流が集中する。このため、帰還電流により発生する相互インダクタンスM3bは大きな値となる。一方、高インピーダンスの場合には、分離導体３ｂが接地導体２に対して電気的に分離されている状態のため、帰還電流は、接地導体２のうち主線路に距離が近い領域に集中する。この場合においても、相互インダクタンスM3b'は発生するが、その値はM3bに対して小さい。以上のことから、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスの制御により、主線路の単位インダクタンスL3bは、低インピーダンス時には Ls3b-M3b、高インピーダンス時には L3b-M3b'、かつ　|M3b|>|M3b'| となる。
　一方、主線路１の単位長容量は、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスが低インピーダンスの場合には、主線路導体と裏面の分離導体との二導体間で計算される容量C3bとなる。接続インピーダンスが高インピーダンスの場合には、主線路導体と裏面の分離導体間の容量に対して直列に高インピーダンスが挿入される状態となり、実効的な単位長容量はC3bに対して非常に小さいC3b'となる。以上のことから、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスの制御により、主線路１の単位容量C3bは、低インピーダンス時には C3b、高インピーダンス時には C3b'、かつ　|C3b|>>|C3b'| とすることができる。
　従って、分離導体３ｂを経由する主線路信号の位相定数βは、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスが低インピーダンスの場合には、ω*sqrt((Ls3b-M3b)*C3b)、高インピーダンスの場合には、ω*sqrt((Ls3b-M3b')*C3b')である。ここで、｜(Ls3b-M3b)*C3b｜＞｜(Ls3b-M3b')*C3b'｜の関係が成立すれば、低インピーダンス接続の場合には位相定数βが大きいため、分離導体３ｂを経由する主線路信号の位相変化は増加することになる。
　上記の動作を検証するために、電磁界解析を行って得た計算結果を図３に示す。計算結果は、図２に示す構造を解析して得たものである。主線路幅2mm、主線路長100mm、分離導体の線路長方向の幅11mm、長さ18mm、分離導体間の間隙1mm、分離導体と接地導体との間隙1mmの条件で、P1、P2、P3a～P3b、P4a～P4b、P5a～P5b、P6a～P6b、P7a～P7hの地点にポートを配置して高周波特性（Sパラメータ）を計算した。得られた計算結果を用いて、P3aとP7a、P3bとP7e、P4aとP7b、P4bとP7f、P5aとP7c、P5bとP7g、P6aとP7d、P6bとP7hのポート間それぞれを低インピーダンスＲＬ(5Ω）または高インピーダンスＲＨ(1000Ω）で接続した場合のP1からP2への伝達特性における位相の周波数依存性を示している。
　上記P3aとP7a、P3bとP7e、P4aとP7b、P4bとP7f、P5aとP7c、P5bとP7g、P6aとP7d、P6bとP7hのポート間を全て低インピーダンスで接続した場合は図３(a)の特性になり、全て高インピーダンスで接続した場合は図３(b)の特性となる。低インピーダンスで接続した場合は主線路の分離導体への容量Cが、高インピーダンスで接続した場合C'に比較して非常に大きくなり、また、低インピーダンスで接続した場合に主線路のインダクタンス(Ls-M)は、高インピーダンスで接続した場合(Ls-M')に比較して小さくなる。本計算における位相定数βは、これら容量とインダクタンスの大小関係により(Ls-M)*C＞(Ls-M')*C'の関係が得られている。図３では、図示範囲より低周波の位相の値を基準にすると、高インピーダンスで接続した場合(図３(a))が低インピーダンスに接続した場合(図３(b))に比べて位相の変化量は少ないことが確認できる。さらに、周波数1.5GHzにて図３(a)(b)の特性の値の差分、つまり接続インピーダンスの値を可変すると最大で同一周波数（この場合は1.5GHz）において位相の値を24.5°変化させることができる。このように、分離導体と接地導体との接続インピーダンスを制御することにより、特定周波数において位相を可変できることが示されている。
　また、図２の４つの分離導体に対して、個々に接地導体との接続インピーダンスを制御することにより、より小さな位相可変量を制御することができる。図３(c)の特性は、４つ分離導体のうち１つを低インピーダンスにて、他の３つを高インピーダンスにて接続した特性である。また、図３(d)の特性は、４つの分離導体のうち２つを低インピーダンスにて、他の２つを高インピーダンスにて接続した特性である。全て低インピーダンス、もしくは高インピーダンスにする場合に比較して、より小幅の位相可変量を提供することができる。
　なお、以上の実施例は、分離導体のパターン形状が主線路の長軸中心を軸に線対象である例で説明してきたが、線対象でなくても同様の効果を得ることができる。分離導体のパターン形状が主線路の長軸中心を軸に線対称ではない場合、分離導体が接地導体と低インピーダンスで接続される場合には、帰還電流は、分離導体のうち主線路に近い領域に帰還電流が集中する。このため、帰還電流により発生する相互インダクタンスM3bは大きな値となる。一方、高インピーダンスで接続される場合には、分離導体が接地導体に対して電気的に分離されている状態のため、帰還電流は、接地導体のうち主線路に距離が近い領域に集中して流れる。すなわち、帰還電流の振る舞いは、分離導体が主線路に対して線対称、非線対称であるのに関わらないため、上記の実施例の効果は得られるものである。なお、以降に記述する実施例においても、同様である。
　図４にこの発明の第２の実施例を示す。図４において、１は主線路、２は接地導体、３ａから３ｄは分離導体、４ａから４ｈはスイッチ回路、５はスイッチ回路４の状態を制御する制御回路、６はスイッチ回路４から制御回路５への配線、７は主線路１と接地導体２を支持する誘電体、８は誘電体７の導体二層間を接続するビアホール、９は制御回路５の制御信号入力端子である。分離導体３は、同一平面状で接地導体２のパターンとの間に間隙を設けることで電気的に分離されている。また、本実施例では、分離導体３のパターン形状は、主線路１の長軸中心を軸に線対称とし、パターンの一部にスリットを設けている。
　スイッチ回路４は、制御端子、入力端子、出力端子の３端子を有する素子である。制御回路５より配線６を介して与えられる制御端子への制御信号によって、その入力端子と出力端子間のインピーダンスを低インピーダンスと高インピーダンスの２状態に切替える機能を有する。
　制御回路５は、複数のスイッチ回路４の入出力２端子間のインピーダンスの値を個々に制御するための制御信号を発生する機能を有する。なお、図４では分離導体３が４個の場合について示すが、この個数は一つ以上の自然数であれば、以下の説明で示す効果を実現できる。
　本実施例の動作を説明する。分離導体３ａ～３ｄのパターン形状は主線路１に対してスリットを複数設けた形状となっている。スリットは、その長手方向が主線路１の線路方向に対して垂直になるように配置されている。このスリット配置により、分離導体３を低インピーダンスで接続した場合においても、主線路１の単位長自己インダクタンスはスリット無しの場合と比較して大きな値を得ることができる。
　分離導体３ｂを例にとって説明する。帰還電流の経路は、分離導体と接地導体の接続インピーダンスによって制御でき、低インピーダンスの場合には、分離導体のうち、主線路に近い領域に帰還電流が集中する。本実施例では、分離導体３ｂにはスリットを配置しているため、帰還電流が主線路に近い経路を通ることができず、スリットの無い導体部分、すなわち主線路に遠い領域を通過することになる。この効果により、帰還電流によって発生する相互インダクタンスの値は小さくなる。分離導体３ｂと接地導体２とが低インピーダンスで接続された場合に発生する相互インダクタンスは、分離導体にスリットがない場合をM3b、スリットがある場合をM3b''とすると、|M3b|＞|M3b''|の関係となる。従って、主線路の単位インダクタンスL3bは、分離導体にスリットがない場合はLs3b-M3b、スリットがある場合はLs3b-M3b''となる。ここで、Ls3b-M3b ＜Ls3b-M3b''の関係が成立するため、スリットを入れることで分離導体３ｂ上の主線路の単位長インダクタンスは実施例１に比較して大きくすることができる。
　一方、主線路の単位長容量は、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスが低インピーダンスの場合には、主線路導体と裏面の分離導体との２導体間で計算される容量C3bとなる。スリットを入れた場合の容量は、主線路に対する分離導体の面積が低減されるために、その容量値C3b''はスリットがない場合の容量値C3bより減少するが、フリンジ効果もあるため、大きく減少しない。
　従って、分離導体３ｂを経由する主線路信号の位相定数βは、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスが低インピーダンスの場合において、スリットがない実施例１の場合はω*sqrt((Ls3b-M3b)*C3b)であるのに対して、スリットを配置した本実施例２の場合には、ω*sqrt((Ls3b-M3b'')*C3b'')である。ここで、Ls3b-M3b ＜Ls3b-M3b''の関係は既に明示してあるので、スリットの形状設計により、主線路の単位長C3b''をC3bに近い値にすることにより、(Ls3b-M3b)*C3b＜(Ls3b-M3b'')*C3b''の関係を成立させることができる。このため、分離導体３ｂと接地導体２の接続インピーダンスが低インピーダンスの場合において、スリットを分離導体に導入することにより、スリットを用いない場合に比較して位相定数βを大きくする、すなわち、分離導体３ｂを経由する主線路信号の位相変化量を増加させることができる。
　実施例１と同様に、上記の動作を検証するために、電磁界解析を行って得た計算結果を図６に示す。計算結果は、図５に示す構造を解析したものである。主線路幅 2mm、主線路長 100mm、分離導体の線路長方向の幅 11mm、長さ18mm、分離導体間の間隙 1mm、分離導体と接地導体との間隙 1mm、そしてスリットの幅1mm、長さ10mm、の条件で、P1、P2、P3a~P3b、P4a~P4b、P5a~P5b、P6a~P6b、P7a~P7hの地点にポートを配置して高周波特性（Sパラメータ）を計算した。得られた計算結果を用いて、P3aとP7a、P3bとP7e、P4aとP7b、P4bとP7f、P5aとP7c、P5bとP7g、P6aとP7d、P6bとP7hのポート間それぞれを低インピーダンスＲＬ(5Ω）または高インピーダンスＲＨ(1000Ω）で接続した場合のP1からP2への伝達特性における位相の周波数依存性を示している。
　上記のP3aとP7a、P3bとP7e、P4aとP7b、P4bとP7f、P5aとP7c、P5bとP7g、P6aとP7d、P6bとP7hのポート間を全て低インピーダンスで接続した場合は図６(a)の特性に、全て高インピーダンスで接続した場合は図６(b)の特性となる。低インピーダンスで接続した場合は主線路の分離導体への容量Cが、高インピーダンスで接続した場合C'に比較して非常に大きくなり、また、主線路のインダクタンス(Ls-M'')は、高インピーダンスで接続した場合(Ls-M')に比較して小さくなるものの、分離導体にスリットを導入することで、(Ls-M')に近い値を得ることができる。本計算による位相定数βは、これら容量とインダクタンスの大小関係により、(Ls-M'')*C＞(Ls-M')*C'の関係が得られている。この場合は、図６(a)と図６(b)の特性に示されるように、図６では、図示範囲より低周波の位相の値を基準にすると、高インピーダンスで接続した場合(図６(b)、(ＲＨ，ＲＨ，ＲＨ，ＲＨ)と示した場合)が低インピーダンスに接続した場合(図６(a)、（ＲＬ，ＲＬ，ＲＬ，ＲＬ）と示した場合)に比べて位相の変化量は少ないことが確認できる。図６(a)(b)の場合には、周波数1.5GHzにて位相の値の差分(変化幅)は35°が得られている。このように分離導体への接続インピーダンスの制御により、特定周波数において、位相を可変できることが明らかであり、かつ、分離導体へスリットを導入することにより、図３の特性図で示したスリットを導入しない場合に比較して位相可変量を増大させることでできる。
　また、図６に図示しないが、本実施例で用いた４つの分離導体に対して、個々に接地導体との接続インピーダンスを制御することにより、より小さな位相可変量を制御することができることはいうまでもない。
　図７にこの発明の第３の実施例を示す。図７は、分離導体３ａ～３ｄの高さ（主線路の線路方向に対し垂直な方向の長さ）を個々に異なるように設定したものである。分離導体３ａ～３ｄの高さにあわせ、周囲の接地導体２の形状も階段状に、かつ一定の間隙をもつ形状である。
　本実施例では、個々の分離導体３上の主線路１での位相変化量を任意に設定できる特徴を有するとともに、主線路１の特性インピーダンスについても、各分離導体３上の主線路１で任意に設定できる。これら特徴によって、本発明の可変移相回路で発生する特性インピーダンスの不連続によって生じる反射波を抑制することができる。
　図８にこの発明の第４の実施例を示す。第３の実施例では、分離導体３ａ～３ｄの高さを階段状に変化させたが、分離導体３の形状は任意に設定している。一例として、図８の分離導体３ａ～３ｃに着目する。分離導体３ａの辺Ｅ１は分離導体３ｂの辺Ｅ２と対向するように配置され、分離導体３ｂの辺Ｅ３は分離導体３ｃの辺Ｅ４と対向するように配置されている。図８の例では辺Ｅ１の長さ＜辺Ｅ４の長さの関係が成立しているが、このとき、分離導体３ｂの形状は、辺Ｅ２の長さ＜辺Ｅ３の長さとする形状としている。このように主線路の線路方向に対して角度を持たせることで、本発明の可変移相回路で発生する特性インピーダンスの不連続によって生じる反射波を抑制することができ、連続的に形状変化させる本実施例がその抑制効果は高い。
　図９にこの発明の第５の実施例を示す。第１の実施例（図１）では、分離導体３ａ～３ｄの接地導体２へ接続点を、主線路１を対称軸にその両側に設けている。これに対し、本実施例では、前記接続点を主線路１を対称軸にその一方に配置しても、接地導体２との接続インピーダンスを制御することにより、位相可変量を制御することができる。本実施例では、前記効果を得られる他に、分離導体間の間隙を小さくできる効果が得られる利点がある。
　なお、図１０に既述の第１から第５の実施例に適用されるスイッチ回路４の構成例を示す。４１と４２が入出力端子、４３がスイッチ素子４４の開閉の状態を制御する制御端子、４５はスイッチ素子４４が開の状態における入出力端子間のインピーダンスを規定する抵抗素子である。制御端子４３に印加される電圧によって、スイッチ素子４４は開閉し、開時には高インピーダンスを、閉時には低インピーダンスをその端子間に発生させる。上記抵抗素子４５で発生するインピーダンスを、スイッチ素子４４の閉時インピーダンス（低インピーダンス）より高く設定し、スイッチ素子４４の開時インピーダンス（高インピーダンス）より低く設定する。この設定により、スイッチ回路４自体の入出力端子間のインピーダンスは、制御端子４３への印加電圧により閉の場合にはスイッチ素子４４の閉時インピーダンスに、制御端子４３への印加電圧により開の場合には抵抗素子４５のインピーダンスになるように設定される。
　また、それぞれの実施例において、分離導体の幅を任意に設定することで、可変制御する位相量を任意に設定できることは言うまでもない。
　図１１にこの発明の第６の実施例を示す。この図は、本発明の移相器１１０、１２０ａ～１２０ｄを含むフェイズドアレイアンテナの受信経路を示すものである。ここで、５１、５２、５３、５４は受信部である。１１０、１２０ａ～１２０ｄは、可変移相器を示し、１１１、１２１は可変移相器の位相制御端子である。また、２００はアンテナを、２１０はアンテナ給電線、３００は初段増幅回路、３１０は可変利得増幅回路、４００は温度補償回路、５００は合成回路である。３１１は可変利得増幅回路３１０の利得制御端子である。
　アンテナ２００で受信された信号電力は、給電線２１０を経由して、初段増幅回路３００に入力される。その後可変利得増幅回路において、信号振幅の調整を行う。可変移相器１１０は、アレイの各受信部における受信初段増幅回路と可変利得増幅回路の出力位相のばらつきを補償するために配置する。一方、可変移相器１２０ａ～１２０ｄは、各受信部の出力信号の位相差を設けるために、可変移相器の数を調整して配置する。例えば、多くの移相量を必要とする受信部５１では搭載する移相器の数を多くし、そのために信号損失が他の受信部に比較して増大する場合には、受信部５１搭載の変利得増幅回路３１０の利得を大きくなるようその利得制御端子３１１の制御電圧を調整する。同様に、少ない移相量で十分な受信部５４では搭載する移相器の数を少なくし、信号損失が他の受信部に比較して小さく抑えられる場合には、受信部５４搭載の変利得増幅回路３１０の利得を小さくし、各受信部の出力信号電力を等しく、かつ所定の位相差が得られるよう動作させる。
　温度補償回路４００は、本実施例のアンテナが屋外配置されるなど温度変化の激しい設置条件の場合でも安定した増幅器動作が得られるように、初段増幅回路３００と可変利得増幅回路３１０のバイアスを温度変化に対して調整する機能を有するものである。
　本実施例では、アレイを構成する各受信部の位相を広帯域の周波数範囲にわたって可変できる特徴を有するとともに、上記構成によって各受信部の出力電力を等しく調整することが可能であるほか、増幅器出力位相の個体性能ばらつきも補償することができる。これにより、受信部およびアレイアンテナの性能調整が容易となるため、製造歩留まりを向上させることが可能となる。
１：主線路、２：接地導体、３：分離導体、４：スイッチ回路、５：制御回路、６：制御信号用配線、７：誘電体、８：層間ビアホール、９：制御信号用入力端子、１０：スイッチ回路間の制御信号用配線、５１、５２、５３、５４：アレイアンテナの受信経路、１００、１１０、１２０ａ～１２０ｄ：可変移相器、１１１、１２１：可変移相器の位相制御端子、２００：アンテナ、２１０：アンテナ給電線、３００：初段増幅回路、３１０：可変利得増幅回路、３１１：可変利得増幅回路の利得制御端子、４００：温度補償回路、５００：合成回路、６００：フェイズドアレイアンテナ用受信回路。

Claims (14)

  1. 　高周波信号の位相を変化させる可変移相器であって、
    　第１面と前記第１面と対向する第２面とを有する誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の前記第１面に形成され、前記高周波信号が入力される主線路と、
    　前記誘電体基板の前記第２面に形成される接地導体と、
    　前記誘電体基板の前記第２面に形成され、前記接地導体と電気的に分離された分離導体と、
    　前記接地導体と前記分離導体とを接続するスイッチ回路と、
    　前記スイッチ回路を制御する制御回路とを有し、
    　前記接地導体及び前記分離導体はそれぞれ、その一部が前記主線路と対向するように配置され、
    　前記制御回路は、前記スイッチ回路による前記接地導体と前記分離導体との間の接続インピーダンスを制御する可変移相器。
  2. 　請求項１において、
    　前記分離導体及び前記スイッチ回路は複数設けられ、
    　前記複数の分離導体のそれぞれは、前記接地導体及び他の分離導体と電気的に分離され、かつ対応するスイッチ回路により前記接地導体と接続されており、
    　前記複数の分離導体は前記主回路の線路方向に並ぶように配列され、かつ前記接地導体及び前記複数の分離導体はそれぞれ、その一部が前記主線路と対向するように配置され、
    　前記制御回路は、前記複数のスイッチ回路による前記接地導体と対応する分離導体との間の接続インピーダンスを制御する可変移相器。
  3. 　請求項２において、
    　前期制御回路は、前記複数のスイッチ回路の接続インピーダンスを個別に制御することにより、前記高周波信号の位相の変化量を多段階に可変する可変移相器。
  4. 　請求項２において、
    　前記分離導体は、前記主線路の線路方向と垂直方向が長手方向となるスリットを有する可変移相器。
  5. 　請求項２において、
    　前記複数の分離導体は、前記主線路の線路方向と垂直方向の長さが互いに異なる可変移相器。
  6. 　請求項５において、
    　前記複数の分離導体において、前記主回路の線路方向に順に並ぶ第１乃至第３の分離導体を有し、
    　第１の分離導体の第１辺が前記第２の分離導体の第２辺と対向するように配置され、
    　前記第２の分離導体の第３辺が前記第３の分離導体の第４辺と対向するように配置され、
    　前記第１の分離導体の第１辺が前記第３の分離導体の第４辺よりも短い場合、前記第２の分離導体の形状は、前記第２辺が前記第３辺よりも短い形状を有する可変移相器。
  7. 　請求項１において、
    　前記スイッチ回路は、前記接地導体と前記分離導体との間の接続インピーダンスを第１の値と第２の値とに切り換える可変移相器。
  8. 　請求項７において、
    　前記スイッチ回路は、入力端子、出力端子、制御端子、前記入力端子と前記出力端子との間に設けられ、前記制御端子に入力される制御信号により制御されるスイッチ素子と、前記入力端子と前記出力端子との間に、前記スイッチ素子と並列に設けられる抵抗素子とを有し、
    　前記抵抗素子で発生するインピーダンスは、前記スイッチ素子の閉時インピーダンスよりも高く、前記スイッチ素子の開時インピーダンスよりも低く設定される可変移相器。
  9. 　請求項１において、
    　１つの前記分離導体が、複数の前記スイッチ回路により前記接地導体と接続される可変移相器。
  10. 　請求項１において、
    　前記スイッチ回路は前記誘電体基板の前記第２面に形成されており、
    　前記制御回路からの前記スイッチ回路の制御信号は、前記誘電体基板の前記第１面に形成される導体及び前記第１面と前記第２面との間に形成されるビアホールによって伝達される可変移相器。
  11. 　請求項１において、
    　前記スイッチ回路の接続インピーダンスの変化により、前記主線路を流れる信号電流に対応して前記誘電体基板の前記第２面に誘起される帰還電流の経路が変化する可変移相器。
  12. 　複数のアンテナと前記複数のアンテナに対応して設けられる複数の受信部と、前記複数の受信部からの出力を合成する信号合成回路とを有するフェイズドアレイ型受信機であって、
    　前記受信部は、低雑音増幅回路と、可変利得増幅回路と、複数の可変移相器と、温度補償回路とを有し、
    　前記低雑音増幅回路は受信アンテナ出力を入力信号とし、
    　前記可変利得増幅回路は前記増幅回路の出力を入力信号とし、
    　前記可変移相器は前記可変利得増幅回路の出力を入力信号とし、
    　前記温度補償回路は、前記低雑音増幅回路と前記可変利得増幅回路へバイアス電圧を提供し、
    　前記低雑音増幅回路の入力を前記受信部の入力端子に、
    　前記可変移相器の出力を前記受信部の出力端子とするフェイズドアレイ型受信機。
  13. 　請求項１２において、
    　前記可変移相器は、第１面と前記第１面と対向する第２面とを有する誘電体基板と、前記誘電体基板の前記第１面に形成され、前記高周波信号が入力される主線路と、前記誘電体基板の前記第２面に形成される接地導体と、前記誘電体基板の前記第２面に形成され、前記接地導体と電気的に分離された分離導体と、前記接地導体と前記分離導体とを接続するスイッチ回路と、前記スイッチ回路を制御する制御回路とを有し、
    　前記可変移相器の前記接地導体及び前記分離導体はそれぞれ、その一部が前記主線路と対向するように配置され、
    　前記可変移相器の前記制御回路は、前記スイッチ回路による前記接地導体と前記分離導体との間の接続インピーダンスを制御することを特徴とするフェイズドアレイ型受信機。
  14. 　請求項１２において、
    　前記可変移相器は、前記低雑音増幅器と前記可変利得増幅回路の個体位相ばらつきを補償し、かつ、前記複数の受信部間に所定の位相差を有するように位相可変量を調整することを特徴とするフェイズドアレイ型受信機。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113228407A (zh) * 2019-01-17 2021-08-06 以伊索电子股份有限公司名义经营的阿维科斯天线股份有限公司 毫米波射频移相器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004064743A (ja) * 2002-06-05 2004-02-26 Fujitsu Ltd 適応アンテナ装置
JP2010124433A (ja) * 2008-11-21 2010-06-03 Panasonic Corp 高周波電力増幅器
JP2010278895A (ja) * 2009-05-29 2010-12-09 Sony Corp 伝送線路素子および電子機器
JP2011097283A (ja) * 2009-10-28 2011-05-12 Sony Corp 伝送線路素子および電子機器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004064743A (ja) * 2002-06-05 2004-02-26 Fujitsu Ltd 適応アンテナ装置
JP2010124433A (ja) * 2008-11-21 2010-06-03 Panasonic Corp 高周波電力増幅器
JP2010278895A (ja) * 2009-05-29 2010-12-09 Sony Corp 伝送線路素子および電子機器
JP2011097283A (ja) * 2009-10-28 2011-05-12 Sony Corp 伝送線路素子および電子機器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113228407A (zh) * 2019-01-17 2021-08-06 以伊索电子股份有限公司名义经营的阿维科斯天线股份有限公司 毫米波射频移相器
KR20210106018A (ko) * 2019-01-17 2021-08-27 에이브이엑스 안테나 인코포레이티드 밀리미터파 무선 주파수 위상 시프터
US11757182B2 (en) 2019-01-17 2023-09-12 KYOCERA AVX Components (San Diego), Inc. Millimeter wave radio frequency phase shifter

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