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WO2010061080A1 - Une classe de résonateurs bi-mode construits à partir d'un empilement multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés - Google Patents

Une classe de résonateurs bi-mode construits à partir d'un empilement multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés Download PDF

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Publication number
WO2010061080A1
WO2010061080A1 PCT/FR2009/001350 FR2009001350W WO2010061080A1 WO 2010061080 A1 WO2010061080 A1 WO 2010061080A1 FR 2009001350 W FR2009001350 W FR 2009001350W WO 2010061080 A1 WO2010061080 A1 WO 2010061080A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
coupling
resonators
filter
lines
mode
Prior art date
Application number
PCT/FR2009/001350
Other languages
English (en)
Inventor
Arnaud Sauvaget
Original Assignee
Arnaud Sauvaget
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Arnaud Sauvaget filed Critical Arnaud Sauvaget
Publication of WO2010061080A1 publication Critical patent/WO2010061080A1/fr

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20336—Comb or interdigital filters
    • H01P1/20345—Multilayer filters

Definitions

  • a class of dual-mode resonators constructed from a multilayer stack of organic laminates improving the performance and compactness of integrated passive components.
  • the present invention relates to the design, topology and manufacture of passive filters. It reveals a class of dual-mode resonators built from a multilayer stack of organic laminates improving the performance and compactness of integrated passive components.
  • Resonators based on inductors inherently have a lower quality factor than resonators and capacitors of the same substrate. This is due to parasitic coupling between the branches of the inductor or between the branches and the mass, the laces and fittings creating higher modes and resistive losses by the fact of using thin lines to save space.
  • the Multilayer organic laminate technology the price of which may be one-tenth that of a ceramic planar filter, is therefore meeting the low cost requirements.
  • State-of-the-art RF architectures and components using LCP, PFE, PTFE and other low loss materials are beginning to compete with ceramic multilayer solutions in terms of loss and size performance.
  • the present invention features passive components embedded in multilayer organic laminates that can be mounted on printed circuit boards and can handle RF signals with less space and lower losses than any other planar multilayer filter technology. .
  • the present invention also includes methods and topologies for making these devices that can be literally integrated into multilayer cards (MiniCard, HaIf MiniCard, System-In-Package formats) because both use organic technology, or individually encapsulated in form.
  • surface mounted components CMS, BGA, CSP to be mounted on multilayer boards.
  • the baluns, filters, and multiplexers are manufactured in a laminated structure of 3 dielectric layers and 4 stripline-type metal layers, in which the resonators are made by 2 transmission lines printed on 2 metal layers separated and arranged on either side of a central dielectric organic substrate and in which the impedance adaptations and the couplings are not made via localized components but by a direct and electromagnetic coupling of the sensed lines. If the desired coupling and impedance matching can not yet be achieved, the inter-resonator capture can be done at any point between the open branch and the shunt branch of the resonator by very short lines, localized capacitances in plates parallel / interdigitated sections of coupled lines (these shunted line sections have their end left open or connected to ground).
  • the dielectric material used to separate the resonator from the lower and upper mass layers of the stripline structure is potentially any low loss, low dielectric constant and low cost organic material such as polytetrafluoroethylene (PTFE) composites, epoxy resins, Liquid Crystal Polymer (LCP) or the like.
  • PTFE polytetrafluoroethylene
  • LCP Liquid Crystal Polymer
  • the dielectric material used to make the balun resonator filters, multiplexers and filters must be a fine material, with high dielectric constant such as MC25ST ® C-ply ®, ® hkl 1, found in 8, 12 or 14 microns thick with dielectric constants of 10 or more.
  • a strong interdigital cross coupling of the 2 lines associated with reduced interaction and low losses with the upper and lower ground planes are essential to create small low loss resonators.
  • the resonators obtained are made by two lines coupled with an incredibly tight coupling which thus makes it possible to obtain two distinct modes of resonance. The stronger the coupling, the greater the frequency separation between the two modes.
  • the coupling in a homogeneous medium is not enough and the two modes are too close to each other.
  • the weak coupling between the two modes indicates that the filter suffers from a parasitic resonance close to the bandwidth: this rules out the use of 2 interdigitated coupled lines as a resonator in the asymmetrical filters at unless the coupling is reinforced using a non-homogeneous stack.
  • the highest order mode of the resonator is the common mode and the lowest order mode is the differential mode. This property allows us to transform any asymmetric filter into a balun filter without penalizing performance or clutter. No other filter architecture known today can achieve this.
  • a weak coupling excludes the use of 2 interdigitally coupled lines as a resonator in the multiplexers where the common mode of a frequency band may interfere with another considered band, unless the coupling is made very strong using a non-stack. -homogeneous.
  • the coupling is made very important by using a thin organic laminate with a high dielectric constant; ceramic powders, ferroelectric, para-electrical or other materials associated with polyimides, PTFE composites, or epoxy resins can be used to increase the dielectric constant.
  • the organic material thus compound must be available in a thickness of at most 25 microns to ensure strong coupling.
  • the resonator belongs to an organic and artificial environment composed of strip lines (stripline) whose effective dielectric constant is higher than all the other dielectric constants of the stack.
  • strip lines stripline
  • Awai in Artificial Dielectric Resonators for Miniaturized Filters presents arrangements between metallic and dielectric layers that offer important permittivities and allow the miniaturization of resonators; the strong coupling in a disk resonator of 2 dielectric layers shows a wider separation between the resonance modes.
  • Transversally coupled interdigitated lines have been used in LTCC (see Wada et al., In A Compact Multilavered Balanced Filter Factory Resonators based on Interdizitallv-Coupled Lines), but weak coupling allows only applications restricted to differential filters (asymmetric filters and multiplexers being impacted by the limitations described above).
  • LTCC technology There are many aspects of LTCC technology that would prevent a strong coupling suitable for filter applications in the event that someone would want to transfer the concept of this invention to LTCC or ceramic environments.
  • the filter architectures we can clearly draw from are broadband filters with long quarter-wave resonators, whose coupling is close to critical coupling. That is, the two modes created are very close to one another to form a filter, whereas the filters based on bi-mode resonators disclosed in this invention are small because the mode of low frequency operation of the resonator is at a frequency well below the frequency natural resonance of a single quarter-wave transmission line and the 2 transmission lines are clearly over-coupled, allowing a very wide separation between modes.
  • the two interdigitated lines transversely coupled in an organic laminate have a tolerance of misalignment of the order of a few microns which guarantees the repeatability of the results.
  • the laminated components used in the stack have very similar thermal expansion coefficients and are compatible with the FR4 manufacturing processes for reliable and low cost finished products.
  • the dual-mode resonator with transversely coupled interdigitated lines based on an organic stratified structure clearly differs from the existing by its strengths of performance, size, performance and reliability.
  • MCM-L multi-layer laminate
  • MCM-C ceramic
  • the dual mode resonator has a first low resonance mode which is the differential mode; Filter architectures can be differentially or asymmetrically controlled without loss of space or performance changes due to the very strong coupling between the transmission lines. In MCM-C filters with lower coupling, differential working results in a loss of 0.5dB.
  • the resonator obtained can also be used in its second mode of work, the common mode, whose frequency is much higher. The reasons that may lead us to prefer this solution are: to design a filter in common mode or to improve the tolerances of a filter whose design would imply very small resonator geometries.
  • the final encapsulation of the filter with the ground planes at the upper and lower ends of the stripline structure provides shielding against interference and radiation.
  • Side shielding, by coplanar partition, integrated or external, can also be implemented.
  • the filters constructed from the present invention have patterns drawn on 2 layers located on either side of an organic dielectric layer, a top and bottom shielding and optionally, if necessary, additional layers for routing or report the components if they are embedded in an RF module or SiP (System in Package).
  • RF module or SiP (System in Package).
  • SiP System in Package
  • the filter has been designed symmetrically and can be controlled in differential mode if necessary and without any noticeable change in insertion losses.
  • the resulting filter can be manufactured on 18 "x24" panels: economy of scale is the basis of its low cost.
  • the passive built-in components built from the dual low-loss dual-mode resonator disclosed in this invention are not limited to band-pass filters and balun filters but also include multiplexers.
  • the out-of-band susceptance of the resonator-based bandpass filters disclosed in this invention is equivalent to filters based on shunted resonators.
  • the parallel connection to a common terminal therefore follows the same principles known by those skilled in the art including the use in series of high reactance elements to transform susceptance out of bandwidth.
  • the stripline structure described in this invention is suitable for the insertion of transformers, couplers, transformer baluns, merchant baluns, baluns using regressive wave topologies with the advantage that a wide range Even mode impedance combined with a low impedance in odd mode (necessary for the strong coupling of the dual-mode resonator) lead to large bandwidths.
  • FIG. 1 shows a view of a bi-mode organic resonator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows the equivalent circuit diagram of a filter architecture based on two-mode organic resonators according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 shows an exploded view of a first organic filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates a manufacturing methodology for an organic dielectric filter according to the present invention such as the first organic filter of FIG.
  • FIG. 5 illustrates a design methodology for an organic dielectric filter according to the present invention such as the first organic filter of FIG.
  • FIG. 6 shows a three-dimensional view of a second organic dielectric filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • FIG. 8 shows a three-dimensional view of a third organic dielectric filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • FIG. 10 shows a three-dimensional view of a fourth organic dielectric filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • FIG. 12 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • FIG. 13 is a plan view of an organic triplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • FIG. 15 is a three-dimensional view of a fifth organic dielectric filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a graphical representation of the distribution coefficients for the organic filter of FIG.
  • the dual-mode resonator 10 of FIG. 1 is composed of the transversely coupled transmission lines 12 and 14 printed on the opposite faces of a thin dielectric organic layer 16 having a high dielectric constant.
  • the laminate material 16 has a typical thickness of less than or equal to 25 ⁇ m, a dielectric constant, Er 2, greater than or equal to 10 and preferably completely processed with a well controlled thickness. Thickness tolerances of 5% or less are achievable with current technology.
  • the coupled transmission lines 12 and 14 are presented as rectilinear, uniform and perfectly symmetrical according to one embodiment of the invention.
  • the resonator is integrated in a stripline environment with an upper lower mass 18 and lower mass of the resonator by the low loss and low dielectric constant laminates 22 and 24.
  • the upper laminate 22 and the lower laminate 24 have a typical thickness greater than or equal to 50 ⁇ m, dielectric constants ErI and Er3, respectively, ranging from 2 to 5, and a tangent of the loss angle which can be as low as 0.0005.
  • the then achieved coupling is used in the coupler topologies but not as a resonator with distinct resonance modes included in the filters. So that the stripline structure in transversely coupled lines described so far becomes a compact and efficient resonator, we couple the lines interdigitally with the terminations 26 and 28 connected to the ground.
  • the free terminations 30 and 32 are the inputs and outputs of the resonator if it is controlled in differential. If the resonator is not differential controlled, one of the 2 terminations is left open and only one termination, 30 or 32, can be considered as input / output of the resonator.
  • the resonator described in FIG. 1 has two main resonant frequencies: it is a two-mode resonator. Of course, as with any other distributed element, all the harmonic resonances must also be taken into account, but they are excluded from the description of this invention. The separation between the two resonance frequencies is a function of the coupling between the lines 12 and 14.
  • the higher frequency mode is the common mode and does not affect the performance of the differential filter unless it is connected to other filters as part of a multiplexer or unless there is a need for rejection common mode.
  • LTCC manufacturing processes have additional limitations.
  • the metal is screen printed on one layer per sheet, the misalignments in the stack of layers and the inaccuracy of the screen printing lead to a transverse coupling with very low tolerance.
  • direct laser imaging and automatic optical inspection (AOI) are very accurate to create patterns metal faces on both sides of the organic dielectric layer 16.
  • AOI automatic optical inspection
  • the metal used by the organic printed circuit manufacturing processes is a thick copper while the conductive pastes used in LTCC are silver pastes whose overall resistivity (which takes into account the defects of shape and roughness), and the thickness, lead to marginal quality factors for drivers.
  • the metal used for the resonators is obtained using very flat copper sheets whose roughness RMS is less than the skin thickness of the material.
  • fine engraving allows steep copper edges of 9, 12, 17 microns or more.
  • the conductor quality factor is proportional to the square root of the conductivity of the metal, it is preferred to use aluminum, molybdenum, or any other metal to meet specific requirements.
  • the defects of the LTCC process result in less reliable two-mode resonators and higher losses.
  • the dielectric layers 22 and 24 can be made of any low-loss organic material such as Rogers (trademark), Dupont (registered trademark), Nelco (registered trademark), Arlon (trademark), Hitachi (trademark) ), Taconic (trademark) such as LCP, PTFE composites, or any other thermoplastic / thermosetting polymer whose dielectric constant is between 2 and 5, the thickness greater than 50 microns and a tangent of the loss angle from 0.02 to 0.0005 at a frequency of some GHz.
  • any low-loss organic material such as Rogers (trademark), Dupont (registered trademark), Nelco (registered trademark), Arlon (trademark), Hitachi (trademark)
  • Taconic (trademark) such as LCP, PTFE composites, or any other thermoplastic / thermosetting polymer whose dielectric constant is between 2 and 5, the thickness greater than 50 microns and a tangent of the loss angle from 0.02 to 0.0005 at a frequency of some GHz
  • the stripline stack can be chosen asymmetric but for optimal coupling and satisfactory operation in differential mode, it is preferable to have dielectric layers 22 and 24 with identical mechanical and electrical characteristics.
  • the central organic layer 16 is a thin material, fully processed at high dielectric constant such as the product MC25ST ® Oak Mitsui (registered trademark): a charged resin that can be delivered in a thickness as low as 8 or 12 microns with a dielectric constant of about 17 to 1 GHz.
  • a filled polyimide material such as DuPont (trademark) HK1 1 ® having a thickness of 14 microns, a 3M barium titanate loaded epoxy (registered trademark), a Rogers ceramic filled PTFE composite ( registered trademark) whose thickness can be reduced to 25 microns.
  • Copper-coated material on both sides will be preferred to the careful copper plating so that the RMS roughness remains well below the skin thickness of the metal which helps to reduce the conductive losses.
  • a thickness of 5 times the skin thickness allows 99% of the electrons to move freely.
  • 10 times the skin thickness at the lowest operating frequency can be considered sufficient: this represents 17 microns when talking about the 3rd and 4th wireless communication standards generations.
  • Fine dielectric dielectrics with a high dielectric constant have not been thought to be the central component of small bi-mode resonators but to ship localized components. Advances in thickness, tangent loss angle and dielectric constant in a multi-million dollar industry attempting to switch from MCM-C to MCM-L, are changing the outlook for the world of organic laminates. New hybrid materials whose charges are capable of doping the resins and resulting in high dielectric constants, low losses, thin sheets at high breakdown voltages and other interesting attributes such as compatibility with standard PWB processes or good adhesion of copper, thanks to mechanical or chemical bonding, are the true vectors of the present invention. They are the key to obtain a strong transverse coupling between interdigitated lines in a non-homogeneous organic medium.
  • the susceptance slope of the bi-mode resonators described in this invention is very important which increases the need for coupling between the different resonators in the arrangement. This results in smaller spaces between the resonators resulting in smaller filters. Thanks to the availability of low loss organic dielectric layers with constantly improved mechanical characteristics, the off-load quality factor of the resonator at frequencies below 10GHz depends mainly on the quality factor of the conductors. With 508 microns in thickness, the selected PTFE composite laminates 22 and 24 with a loss angle of loss of less than 0.001, combined with a thin organic core layer with a loss angle of loss of 0.008, lead to a factor the quality factor of the conductors is proportional to the main dimension and the width of the resonator. Then there is a clear compromise between size and performance. The tiniest bi-mode resonators whose implementations are presented later, will have a driver quality factor just below 70, while larger implementations will significantly increase that figure.
  • the bi-mode resonator described so far is a shunt resonator with high susceptance outside the band.
  • the shunt resonator of FIG. 1 is transformed into a series resonator when terminations 30 and 32 are left open instead of connected to ground.
  • Such resonators are, for example, an ideal means for making very small DC blocking circuits.
  • the dual-mode shunt resonator of FIG. 1 can be further transformed into a band-shunt differential resonator for the notch filters when terminations 30 and 32 are left open instead of grounded.
  • FIG. IA The implementation of the series resonator and band shunt differential resonator is shown in FIG. IA; the only notable differences with FIG. 1 being the attribution of terminations.
  • the termination 50 is the input and the termination 52 is the output of the resonator while all other ends of the lines are left open.
  • terminations 50 and 52 are the inputs and outputs of the resonator.
  • Another dual-mode resonator configuration belonging to the class of bi-mode resonators disclosed in this invention is the asymmetric band-shunt resonator.
  • FIG. IB describes an embodiment of the invention for such a resonator. Many similarities with FIG. 1 and the resonator are distinguished only by different termination assignments.
  • Termination 70 is the asymmetric input / output of the shunt resonator, termination 72 is connected to ground via via 74 and all other ends of the lines are left open.
  • Such resonators are very useful in post-amplification filtering where both low losses and attenuation close to the bandwidth are required.
  • FIG. 2 is the equivalent circuit diagram of the filter 200 constructed from resonators described in FIG.
  • FIG.2 uses the variable N to represent N resonators. It is well known that the rejection of the filters can be improved by increasing the number of resonators: thus N is arbitrary and depends on the particular needs of the designer.
  • the load 204 and the source 206 may be asymmetrical or differential thanks to the fact that the two-mode resonators can be controlled or not in differential mode.
  • the coupling between the load and the resonator 208 and the casting between the source and the resonator 208a are represented by ideal admittance inverters but can also be any other impedance matching element. In concrete applications, these may be captured line couplings, coupled line couplings or localized element coupling such as parallel plate capabilities. In the case where the source and / or the load is coupled only to a single resonator, the impedance matching is then the only function of the couplings 208 and
  • the inter-resonator couplings 210 are represented by ideal admittance inverters.
  • the inter-resonator couplings made according to an application mode of the dual-band resonator of FIG. 1 are low-resonance frequency mode magnetic field couplings and high-resonance frequency mode electric field couplings.
  • Direct connections between the resonators would allow inductive couplings in the low resonance frequency mode.
  • the degree of coupling will depend on the connection position somewhere between the ends of the resonator transmission lines.
  • short-circuit or open-ended band sections and load capacitances would open the door to many types of coupled-line couplings or localized elements and the coupling between the resonators would be magnetic, electrical or a combination of both.
  • the coupling depends on the frequency and cancels out a particular frequency thus creating a finite frequency transmission zero.
  • the circuit topology presented in FIG. 2 can not generate a finite transmission zero because there is no triplet, quadruplet or other non-adjacent couplings. between the N resonators. With the right combination of non-adjacent couplings between the N resonators, one can generate (NT) transmission zeros.
  • NI non-resonant nodal model where the couplings involving the load and the source play a crucial role.
  • FIG. 3 shows the physical layout of a bandpass filter corresponding to the circuit-equivalent diagram of FIG.
  • the dielectric filter of FIG. 3 is a second-order structure composed of two resonators according to one embodiment of the invention.
  • FIG. 3 illustrates an embodiment in the form of a surface-mounted component (CMS) of a passive component constructed from the resonator of FIG.
  • the band-pass filter 300 comprises the two-mode resonators 302 and 304, each of which is made from interdigitally coupled interdigital lines situated on the two metal layers 303 and 305, themselves separated by a thin dielectric organic layer with a high dielectric constant. 306.
  • This thin material is preferably a laminate completely treated so that its small thickness has a high tolerance.
  • the material may be a PTFE composite, a resin or polyimide loaded with ceramic material, ferroelectric or paraelectric but is not limited to these hybrids.
  • the ground terminations 308, 308a, 308b and 308c are connected to the side ground shields 310 and 310a but may also be connected to coplanar ground planes, located in an inner layer or on the upper and lower faces 312 and 312a and related through metal through vias or other techniques such as blind vias, buried vias or micro-vias.
  • the electromagnetic coupling can be used to couple the two resonators and thus avoid any other external circuit, which saves space and does not require a component or layers additional.
  • the bi-mode resonators described in this invention allow magnetic coupling at the first resonance mode since the lines are smaller than a quarter wave in electrical length.
  • the small susceptance of two-mode resonators in the first resonance mode is very important, increasing the couplings in the filter making it more compact.
  • top and bottom shielding electrodes 312 and 312a are respectively placed on organic dielectric layers 314 and 316 which sandwich the organic laminate layer 306.
  • the shielding electrodes of the top and bottom 312 and 312a are connected together through the side shield plates 310 and 311a but can also be connected by through metallized holes or a combination of vias in their various forms (blind, buried, microphones).
  • the dielectric layers 314 and 316 may be organic laminates bare or coated with a copper face, such as PTFE, LCP or other suitable dielectric material with low losses, whose dielectric constant is lower and the thickness greater.
  • a copper face such as PTFE, LCP or other suitable dielectric material with low losses, whose dielectric constant is lower and the thickness greater.
  • the non-homogeneous stripband medium created by this fact is the cause of the strong coupling which favors the bi-mode resonators in size and performance.
  • the inputs 318, 318a and the output 320 of the filter are coupled to the filter by sensing the resonators for reasons of impedance matching. While this method allows the filter to keep a minimum size we could have also used a coupling by localized elements, coupled lines or line sections.
  • one side of the filter is controlled in differential and the other in asymmetric but we could also have any other possible combination.
  • the first mode of resonance of the dual mode resonator is the differential mode. For this operating mode, the filter has the same behavior as the inputs and outputs are controlled in differential or not.
  • the inputs / outputs of the filter are connected to the reception pads of the surface-mounted component through the through-plated holes 322, 322a and 322b or a combination of vias in their various forms (blind, buried, microphones).
  • the manufacture of a filter according to this invention is explained below with reference to the diagrams of FIG.
  • the first step is to correctly select the central organic material.
  • the coating can be annealed "roll-annealed”, deposited by redox "electroleaked”, vacuum deposited “vacuum deposited”, or made by any other process leading to very soft copper surfaces.
  • the starting organic layer can be bare, or coated on one side, but the option of flat-faced double-sided coating allows us to avoid any problem of metal roughness that impacts the losses in the conductors.
  • the bi-mode resonators and the filters that result therefrom do not require drilling to create connections between the two metal layers. Removing this step saves money and space; this eventually makes it possible to select a material that could be fragile during laser drilling. Now, more complex architectures of systems or filters may still require the sub-step of laser drilling.
  • the next step is metallization of the central laminate.
  • the formation of the circuit can be done using additive processes, semi-additives, substractive. Printing and engraving create the patterns and geometry of the device. Current technologies for direct laser imaging, fine line photolithography and automatic optical inspection help to create geometries with line gaps below 15 microns and very high alignment tolerances between layers not possible to obtain with the screen printing processes.
  • the 3 dielectric layers are stacked together.
  • the upper and lower dielectric layers which may be bare or coated on one side, sandwich the thin core layer.
  • the fourth step is to make internal and external metal connections.
  • SMT terminations, ground and signal connections can be made through mechanically drilled through-through holes.
  • the side shield can be made differently; lateral trenches can also be made by sawing. All the holes obtained are then covered with copper by chemical plating, misting, or any other suitable method of depositing.
  • the metallization of the upper and lower layers is carried out as shown in step 5.
  • the electroplating and direct etching steps create the outer layer surfaces, the CMS docking areas.
  • the metal mentioned throughout this specification is copper, it is also possible to use aluminum, molybdenum, or any other metal. Additional steps in the manufacturing process can be envisaged; in the case where a system-in-package requires a hood molded on the top layer, the transfer molding, the "dam-and-fill", or any other suitable method for varnishing the integrated passive component, can be used.
  • the separation process using a saw or a hot blade, completes the overall process before the final test and control.
  • a simple recursive algorithm helps to determine the normalized frequencies of the reflection zeros of a generalized Chebichev filter that allows the best out-of-band rejection for a given ripple in the given band and to have finite transmission zeros. For a given value of the reflection losses, knowing the position of the transmission and reflection zeros, the distribution coefficients S21 and SI1 are obtained. This information can be plotted for the low pass model and its bandpass equivalent given the bandwidth edges and a projection transformation.
  • the dual-mode resonators of this invention have a low-frequency resonance behaving almost like the parallel arrangement of a capacitance and an inductance which leads us to use the standard transformation between a low-pass and a pass-band .
  • the designer can change the position of the filter bandwidth edges and the finite transmission zeros until the s-parameters satisfy it. .
  • the next step is to determine the values of the general coupling matrices of the filter we want to implement.
  • the values of the diagonal are related to the nodal points of the filter as the source, the load, the susceptances of non-resonance and the resonators; the asynchronous filters will have different values for different resonators.
  • the other values of the coupling matrix are the couplings between the source, the load, the non-resonant nodal points and the resonators. These values are 0 if there is no coupling and are non-zero if a coupling exists.
  • the s-parameters can be determined by the inverse of the general coupling matrix.
  • a determinant of the coupling matrix is a polynomial whose roots are the transmission zeros.
  • the non-zero final values are the standardized couplings and the frequency offsets of the low-pass model.
  • the third step is to perform electromagnetic simulations of the filter.
  • the books are full of examples of how to calculate k and Qe using group delay, phase cancellations, or separations between resonances.
  • FIG. 6 represents a 3D view of the band-pass organic filter based on two-mode resonators according to one embodiment of the invention and characterized by the coupling matrix M1 above.
  • the filter 600 comprises 3 bi-mode resonators 602, 604 and 606 which are magnetically coupled with each other.
  • the two-mode resonators are constructed from interdigitated lines transversely coupled on either side of a dielectric layer 616 in a non-homogeneous stripline stack of 4 metal layers and organic laminates.
  • the other laminates 618 and 620 separate the resonators from the upper and lower ground electrodes, themselves connected to the side shield, providing a reference to ground for the 4 terminations 622, 622a, 622b and 622c.
  • the symmetry with respect to plane 608 allows the designer of the filter to differentially control the inputs and / or outputs of the filter.
  • the input is differential with the input lines 610 and 612 while the output is unbalanced with the output line 614.
  • the presented geometry provides both the necessary symmetry and a strong non-adjacent coupling between resonators to form a triplet with a transmission zero before the bandwidth. This is the only geometry that can do this by a simple electromagnetic coupling between the transmission lines.
  • Shunted band sections or additional capacities could be added to create a non-adjacent coupling while keeping the symmetry of the filter.
  • a transmission zero before the bandwidth is possible for a lower order filter having a frequency-dependent inter-resonator coupling and canceling before the bandwidth.
  • the performance of the filter is shown in FIG. 7 for both the differential mode and the common mode from 1 to 18 GHz. This makes it possible to visualize the very large separation of the two resonance modes obtained thanks to the strong coupling used to create the two-mode resonators.
  • FIG. 8 represents a 3D view of the organic band-pass filter 800 based on bi-mode resonators according to one embodiment of the invention and characterized by the coupling matrix M2.
  • the filter 800 comprises 3 bi-mode resonators 802, 804 and 806 which are magnetically coupled with each other.
  • the two-mode resonators are constructed from interdigitated lines transversely coupled on either side of a dielectric layer 814 in a non-homogeneous stripline stack of 4 metal layers and organic laminates.
  • the other laminates 812 and 816 separate the resonators from the upper and lower ground electrodes.
  • the filter is not driven in differential and because of this, there is no need for symmetry in the design. This less constraint allows the designer to have more freedom in the geometries while retaining the necessary inter-resonator couplings including the strong coupling between non-adjacent resonators.
  • this advantage is exploited to achieve a filter requiring no connection between the layers. The only drilling or sawing required is for the trenches that will accommodate the plans 818 and 820 of the side shield on which will connect the points to the ground: 822, 822a, 822b, 822c, 822d and 822e.
  • the asymmetric terminations 808 and 810 can also be connected to other metal layers.
  • a second order filter can generate a transmission zero by having a frequency-dependent coupling that vanishes at a well-chosen frequency.
  • a simple way to do this is to mix magnetic coupling and electrical coupling.
  • the magnetic coupling comes from the electromagnetic field between the resonators.
  • the easiest way to create an electrical coupling is to do it via a capacitive coupling between parallel plates.
  • FIG. 10 represents a 3D view of the organic bandpass filter 1000 based on two-mode resonators according to one embodiment of the invention.
  • the interdigitated capacitances 1002 and 1004 combined with the magnetic coupling between the two-mode resonators 1006 and 1008, create a frequency-dependent coupling.
  • the frequency with which this coupling vanishes is a finite transmission zero. It can be positioned before or after the bandwidth.
  • the present embodiment of the invention shows an asymmetric architecture with the input 1010 and the output 1012 connected to their respective resonators 1006 and 1008.
  • the symmetry of the plot offers the possibility of differentially controlling the input and / or the output .
  • FIGs. 11 and 12 show the performance of filters with such a geometry and central frequencies positioned respectively at 3.5GHz and 5.5Ghz.
  • the finished transmission zero is chosen to be placed before the bandwidth. In the case of the 5.5 GHz, it is necessary to reduce not only the lengths of the resonators but also, in the same order of magnitude, the size of the interdigital capacitance between the resonators.
  • the actual dimensions of this filter for 3.5GHz operation are: 1.2xO.8mm Example 4
  • the present invention is not limited to bandpass filters and balun filters but also covers any integrated passive device among which the multiplexers.
  • the multiplexer 1300 of FIG. 13 is an embodiment of such an architecture according to the present invention.
  • the filters 1302, 1304 and 1306 have their respective inputs 1310, 1312 and 1314 which can be controlled either in differential or in asymmetric mode; the symmetry of the geometry of the filter ensures a good performance in differential.
  • the center frequencies of the filter are 2.5GHz, 3.5GHz and 5.5GHz.
  • the filters are connected in parallel to a common output 1308. To achieve this, the outputs of the filter must be transformed by a high-reactance serial component. While a small capacity does the trick, 1316 for the high frequency filter 1306, the low frequency filters 1302 and 1304 respectively require the high impedance lines 1318 and 1320. The higher the impedance, the shorter the lines are .
  • the overall filter design takes into account the serial reactance transformation components to ensure good bandwidth performance while maintaining low susceptance out of the band required for parallel filter connections.
  • the performance of such an architecture is shown in FIG.
  • Example 5 This example is a second-order filter with 2 transmission zeros due to the non-adjacent coupling involving the non-resonant nodes of the filter.
  • the source is directly coupled to the load.
  • FIG. 15 shows a three-dimensional view of the second-order organic band-pass filter 1500 based on two-mode resonators according to one embodiment of the invention.
  • 2 bi-mode resonators 1502 and 1504 are coupled together by their electromagnetic fields.
  • 2 parallel plate capacitors 1506 and 1508 are coupling elements located between the source and the load with their respective adjacent resonators.
  • the capacitive effect of the marginal field, present in the region 1510 between the source and the load, is the fourth coupling present in the filter and is at the origin of the finite transmission zeros that we can observe.
  • the number and sign of the couplings chosen here set a transmission zero on each side of the bandwidth.
  • the geometry of the filter requires no via, thus saving space and cost, since the side shield provides the resonators with the mass reference.
  • the performance of the filter is shown in FIG. 16.
  • the red line indicates the reflection behavior of the filter.
  • the blue line indicates the transmission behavior of the filter in case there is no coupling of the source to the load.
  • the pink line indicates the transmission behavior of the filter with coupling (non-resonant nodal model): in this case, 2 transmission zeros appear.
  • the actual dimensions of this filter are: 1.4xO.8mm.
  • the non-homogeneous 4-layer metal strip-line described in this document can obviously be generalized to a medium with more layers, where the additional layers can be used for more separation between the upper and lower electrodes, for the routing of the system, to report components on the upper and lower layers or any other function requiring to be embedded in the organic substrate.

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Abstract

Une classe de résonateurs bi-modes construits à partir d'un empilage multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés. La présente invention a trait à la conception, à la topologie et à la fabrication de composants passifs intégrés dans des stratifiés organiques multicouches, pouvant être montés sur des circuits imprimés, permettant de traiter les signaux radiofréquences et se distinguant clairement de l'existant (entre autres, du LTCC) par leurs atouts de performance, de taille, de rendement et de fiabilité. En appliquant cette invention, les filtres baluns, les filtres, les multiplexeurs sont fabriqués, par des procédés standards, dans une structure stripline stratifiée comptant 3 couches diélectriques et 4 couches métalliques, dans laquelle les résonateurs bi-modes sont réalisés par 2 lignes de transmission interdigitées, imprimées sur 2 couches métalliques disposées de part et d'autre d'un substrat diélectrique organique central permettant un fort couplage transversal. Ainsi, grâce au très fort couplage entre les lignes de transmission, les résonateurs permettent d'obtenir 2 modes de résonance bien écartés et les architectures de filtres qui en découlent peuvent être pilotées de manière différentielle ou asymétrique et ce, sans perte d'espace ni dégradation des performances. Ces filtres peuvent être conçus sans via ni élément localisé, avec des adaptations d'impédance réalisées par des lignes captées et des couplages inter-résonateurs qui reposent sur les interactions des champs électromagnétiques, ce qui améliore leur compacité.

Description

Titre de l'invention : Une classe de résonateurs bi-modes construits à partir d'un empilement multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés.
/) Domaine technique de l'invention La présente invention a trait à la conception, à la topologie et à la fabrication de filtres passifs. Elle révèle une classe de résonateurs bi-modes construits à partir d'un empilement multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés.
//) État de la technique antérieure II y a actuellement dans l'industrie un besoin croissant de dispositifs de communication radios multi-modes et multi-bandes. Dans ce domaine, les normes prolifèrent rapidement qu'il s'agisse aussi bien d'applications utilisant des fréquences inférieures au GHz telles que la diffusion vidéo numérique DVB (digital video broadcasting), les réseaux téléphoniques cellulaires (GSM, WCDMA) que des transmissions de données basées sur OFDM telles que le WLAN 802.11, WiMAX, 802.106 ou le UWB dont les fréquences peuvent atteindre 10 GHz ou plus. L'utilisateur final s'attend à disposer du GPS (Global Positioning System) pour trouver son chemin, du Bluetooth® pour assurer la communication sans-fil de courte distance entre les différents appareils que sont les oreillettes et kits main-libre de téléphones portables, les agendas électroniques PDA (Personal Digital Assistant), ordinateurs portables ou autres équipements high-tech. Pendant que les composants actifs nécessaires à la commutation et à l'amplification des signaux ont été parfaitement intégrés dans des substrats à semi-conducteurs, les composants passifs, indispensables pour retirer les interférences et les émissions parasites, restent confrontés à des spécifications toujours plus exigeantes en terme de coût, d'encombrement, de consommation et de perfonnance radio (atténuation et pertes d'insertion). Les cavités coaxiales et les filtres monoblocs ne sont pas satisfaisants d'un point de vue coût et dimensions alors que la hauteur des composants doit systématiquement être inférieure à 1,5mm et que les procédés de fabrication doivent permettre des productions fiables, à faibles coûts et gros volumes. Les filtres basés sur les technologies céramiques multicouches et Low-Temperature Cofired Ceramic (LTCC), permettant d'obtenir un encombrement plus réduit, sont actuellement largement intégrés dans les équipements de télécommunication (voix et données) alors qu'ils entraînent nécessairement des coûts plus élevés à cause des températures plus élevées dans les procédés de fabrication, du coût de la matière première et des faibles économies d'échelle possible. L'instabilité, la déformation et le rétrécissement mécanique sont d'autres inconvénients conduisant à des défaillances lors de l'assemblage ou lors des tests de résistance aux chocs. La technologie organique multicouche est en plein essor car elle semble capable de combler les attentes actuelles de l'industrie en terme de réductions de coûts grâce à une matière première bon marché, d'importantes économies d'échelle (panneaux larges de 24" x 18") et l'utilisation possible des procédés standards des circuits imprimés.
L'état de la technique antérieure des récents brevets déposés sur les filtres, baluns, filtre balun, multiplexeurs utilisant des substrats organiques multicouches est centré autour des inductances. Les inductances et leurs capacités parasites créent les résonateurs dans les filtres et les duplexeurs. Les inductances à travers toutes les formes possibles d'intégration de capacités (plaques parallèles embarquées, composants montés en surface) forment des architectures de filtres localisés « lumped » avec adaptation d'impédance et couplage localisés. Elles forment aussi des baluns localisés (LC classique ou avec des branches passe-haut et passe-bas déphasées de 180°). Concernant l'état de la technique antérieure sur les topologies de composants passifs RF en substrats stratifiés organiques et basés sur des résonateurs à ligne de transmission tels que les couplages capacitifs demi-onde, couplage distribué demi-onde, en peigne (comb-line), pseudo-combline, interdigités ou pseudo-interdigités, en épingle hairpin, en U ou ladder-line, les travaux de Hong et Lancaster dans Microstrip Filters for RF/Microwave Applications détaillent des exemples utilisant le RT/Duroid®, un matériau organique. Maintenant, ces résonateurs et filtres ont tous une géométrie planaire, les éléments distribués des résonateurs sont créés par des motifs sur une simple couche métallique et très souvent les structures sont en microruban avec un seul plan de masse sur la face inférieure. De ce fait, ils souffrent de la faible constante diélectrique d'un stratifié organique à faibles pertes et conduisent donc à de longues lignes et à des filtres encombrants. Il y a un compromis entre la constante diélectrique et les pertes diélectriques dans le stratifié organique. En dopant le stratifié avec des poudres ferromagnétiques ou autres, pour augmenter la constante diélectrique et réduire la taille des filtres, on dégrade le facteur de qualité des résonateurs et donc, par voie de conséquence, les pertes d'insertion du filtre.
Les résonateurs basés sur des inductances ont intrinsèquement un facteur de qualité plus bas que les résonateurs et capacités du même substrat. Ceci est dû au couplage parasite entre les branches de l'inductance ou entre les branches et la masse, les lacets et raccords créant des modes supérieurs et des pertes résistives par le fait d'utiliser des lignes fines pour gagner de la place. La technologie stratifiée organique multicouche dont le prix peut-être le dixième de celui d'un filtre planaire céramique est donc en train de répondre aux faibles coûts demandés. L'état de l'art concernant les architectures RF et les composants utilisant LCP, PFE, PTFE et d'autres matériaux faibles pertes commencent à rivaliser avec les solutions multicouches céramiques en terme de performances au niveau des pertes et de la taille. En s'affrancbissant de la nécessité de baser les résonateurs des filtres sur des inductances ou des lignes de transmission, la topologie des filtres, filtres balun ou des multiplexeurs peut aboutir à des composants qui occupent encore moins de place et affichent des pertes encore plus faibles.
Références des brevets US :
US 6,987,307 US 6,900,708 US 7,068,124
Références des brevets européens:
EP 1 731 006
Autres publications:
Hong J.S. and Lancaster M.J., "Microstrip Filters for RF/Microwave Applications", Wiley- Interscience, 2001
Mongia R., Bahl I, and Bhartia P., "RF and Microwave Coupled-Line Circuits", Artech House, 1999
Awai L, "Artificial Dielectric Resonators. for Miniaturized Filters", IEEE Microwave Magazine, October 2008
Wada K. et al., UA Compact Mutilayered Balanced Fïlter using Resonators basedon
Interdigitally-Coupled Lines" , Proceedings of Asia-Pacifïc Microwave Conférence, 2006
Awai I. et al., "Broadside-Coupled Interdigital Resonators", IEICE General Meeting, 2005
Levy R., "Synthesis of Inhomogeneous distributed networks", European Microwave Conférence, 1984
Allen J.L., "Inhomogeneous Coupled-Line Filters with Large Mode-Velocitv Ratios", IEEE Transactions on Micro wave Theory and Techniques, 1974 - A - III) Exposé de l'invention
La présente invention présente des composants passifs intégrés dans des stratifiés organiques multicouches pouvant être montés sur des circuits imprimés et permettant de traiter les signaux radiofréquences et ce avec moins d'espace et des pertes plus faibles que n'importe quelle autre technologie planaire multicouche de filtres.
La présente invention comprend aussi des méthodes et des topologies pour fabriquer ces dispositifs qui peuvent être littéralement intégrés dans des cartes multicouches (formats MiniCard, HaIf MiniCard, System-In-Package) car les deux utilisent la technologie organique, ou bien encapsulés individuellement sous forme de composants montés en surface (CMS, BGA, CSP) afin d'être montés sur des cartes multicouches.
En appliquant cette invention, les filtres baluns, filtres, multiplexeurs sont fabriqués dans une structure stratifiée de 3 couches diélectriques et 4 couches métalliques de type lignes bandes (« stripline »), dans lesquelles les résonateurs sont réalisés par 2 lignes de transmission imprimées sur 2 couches métalliques séparées et disposées de part et d'autre d'un substrat organique diélectrique central et dans lesquelles les adaptations d'impédance et les couplages ne se font pas via des composants localisés mais par un couplage direct et électromagnétique des lignes captées. Si le couplage et l'adaptation d'impédance désirés ne peuvent pas encore être atteints, le captage inter-résonateur peut se faire à tout point entre la branche ouverte et la branche shuntée du résonateur par des très courtes lignes, des capacités localisées en plaques parallèles /interdigitées, des tronçons de lignes couplés (ces tronçons de ligne shuntés ont leur extrémité laissée ouverte ou reliée à la masse).
En respect d'un aspect de l'invention, le matériau diélectrique utilisé pour séparer le résonateur des couches de masse inférieure et supérieure de la structure stripline est potentiellement n'importe quel matériau organique faible perte, faible constante diélectrique et faible coût tel que des composites de polytetrafluoroethylene (PTFE), des résines epoxy, des Liquid-Crystal Polymer (LCP) ou équivalents. Le matériau diélectrique utilisé pour réaliser les résonateurs des filtres balun, filtres et multiplexeurs doit être un matériau fin, à constante diélectrique haute tel que le MC25ST®, C-ply®, HKl 1®, que l'on trouve en 8, 12 ou 14 microns d'épaisseur avec des constantes diélectriques de 10 ou plus. Un fort couplage transversal interdigité des 2 lignes associé à une interaction réduite et faibles pertes avec les plans de masse supérieur et inférieur sont essentiels pour créer de petits résonateurs faibles pertes. Les résonateurs obtenus sont réalisés par 2 lignes couplées avec un couplage incroyablement serré qui ainsi permet d'obtenir 2 modes de résonance bien distincts. Plus le couplage est fort, plus la séparation de fréquences entre les 2 modes est importante.
Qu'il s'agisse d'un empilement céramique ou organique, le couplage dans un milieu homogène n'est pas suffisant et les 2 modes sont trop proches l'un de l'autre. Dans des architectures asymétriques (single-ended), le faible couplage entre les 2 modes indique que le filtre souffre d'une résonance parasite proche de la bande passante: ceci écarte l'utilisation de 2 lignes couplées interdigitées comme résonateur dans les filtres asymétriques à moins que le couplage soit renforcé en utilisant un empilement non-homogène.
Dans des architectures différentielles, le mode d'ordre le plus haut du résonateur est le mode commun et le mode d'ordre le plus bas est le mode différentiel. Cette propriété nous permet de transformer n'importe quel filtre asymétrique en un filtre balun sans pénaliser la performance ni l'encombrement. Aucune autre architecture de filtre connue aujourd'hui ne permet d'atteindre ceci.
Un faible couplage exclut l'utilisation de 2 lignes interdigitées couplées transversalement comme résonateur dans les multiplexeurs où le mode commun d'une bande de fréquences peut interférer avec une autre bande considérée, à moins que le couplage soit rendu très fort en utilisant un empilement non-homogène.
Le couplage est rendu très important en utilisant un stratifié organique fin, à constante diélectrique élevée; on peut utiliser des poudres céramiques, des matériaux ferroélectriques, para-électriques ou autres, associés à des polyimides, des composites PTFE, ou des résines epoxy, pour augmenter la constante diélectrique. Le matériau organique ainsi composé doit être disponible en épaisseur de maximum 25 microns pour garantir un couplage fort.
Pour le premier mode de résonance (fréquence basse), le résonateur appartient à un environnement organique et artificiel composé de lignes bandes (stripline) dont la constante diélectrique effective est plus haute que toutes les autres constantes diélectriques de l'empilement. Awai dans Artiiïcial Dielectric Resonators for Miniaturized Filters présente des arrangements entre les couches métalliques et diélectriques qui offrent d'importantes permittivités et permettent la miniaturisation des résonateurs; le fort couplage dans un résonateur disque de 2 couches diélectriques affiche une plus large séparation entre les modes de résonance.
Les lignes interdigitées couplées transversalement ont été utilisées en LTCC (voir Wada et al. dans A Compact Multilavered Balanced Filter usine Resonators based on Interdizitallv-Coupled Lines), mais le faible couplage permet uniquement des applications restreintes aux filtres différentiels (les filtres asymétriques et les multiplexeurs étant impactés par les limitations décrites précédemment). Il y a beaucoup d'aspects de la technologie LTCC qui empêcheraient un fort couplage adapté aux applications sur les filtres dans le cas où quelqu'un voudrait transférer le concept de cette invention au LTCC ou aux environnements céramiques.
D'une part, la précision des écrans de sérigraphie et les tolérances d'alignement « feuille à feuille » vont conduire à un très mauvais rendement sur la fréquence centrale des résonateurs. D'autre part, nous aurions besoin de faire coexister plusieurs matériaux aux constantes diélectriques différentes afin de minimiser le couplage avec la masse et d'avoir un empilement non-homogène; ceci est délicat dans un environnement céramique à cause des comportements thermiques variés (dilatation) des différents matériaux entraînant des problèmes de fiabilité. Si de tels inconvénients sont résolus dans le futur, les coûts, procédés de fabrication et économies d'échelle des produits multicouches céramiques seront toujours en difficulté face aux baisses de prix exigées par le marché.
Les lignes couplées transversalement en milieu non-homogène ont été étudiées par beaucoup de personnes qui ont déterminé leurs impédances caractéristiques, leurs permittivités effectives et les constantes de propagation (le pluriel est utilisé à cause de l'existence de 2 modes). Levy dans
Svnthesis of Inhomogeneous Distήbuted Networks résume les circuits équivalents de différents arrangements; la section couplée interdigitée est équivalente à 2 lignes court-circuitées de même mesure couplées par 2 lignes de transmission en parallèle ayant des impédances et des longueurs électriques différentes et dépendantes des 2 modes de résonance.
Les architectures de filtres que nous pouvons clairement en tirer sont des filtres large bande avec de longs résonateurs quart d'onde, dont le couplage est proche du couplage critique. C'est-à-dire que les 2 modes créés sont très proches l'un de l'autre pour former un filtre, alors que les filtres basés sur des résonateurs bi-modes dévoilés dans cette invention sont petits parce que le mode d'opération fréquence basse du résonateur est à une fréquence bien inférieure à la fréquence naturelle de résonance d'une simple ligne de transmission quart d'onde et les 2 lignes de transmission sont nettement surcouplées, ce qui permet une très large séparation entre les modes.
Allen dans Inhomoeeneous Coupled-Line Filters with Large Mode- Velocity Ratios a exploité le cas où une section digitale conduit à deux modes, dont les constantes de propagation sont très différentes. Ces différences sont exploitées afin de créer des filtres elliptiques avec une large bande passante, des zéros de transmission et de réflexion bien définis. Mais tout comme la publication mentionnée précédemment, la structure composée de 2 lignes interdigitées avec couplage transversal n'est pas utilisée comme résonateur passe-bande ou coupe-bande, différentiel ou asymétrique, en série ou shunt, permis par une très forte séparation entre les modes de résonance.
Grâce aux avancées en imagerie laser directe et en inspection optique automatique (AOI), les 2 lignes interdigitées couplées transversalement dans un stratifié organique ont une tolérance de désalignement de l'ordre de quelques microns qui garantit ainsi la répétitivité des résultats.
Les composants stratifiés utilisés dans l'empilement ont des coefficients de dilatation thermique très similaires et sont compatibles avec les procédés de fabrication FR4 pour des produits finis fiables et à coût réduit.
Ainsi, le résonateur bi-mode à lignes interdigitées couplées transversalement basé sur une structure stratifiée organique se distingue clairement de l'existant par ses atouts de performance, de taille, de rendement et de fiabilité.
Dans les technologies de stratifiés multicouches (MCM-L) et de céramique (MCM-C), en dessous de 20GHz, les pertes des résonateurs imprimés sont principalement conductives.
A travers l'utilisation d'un métal commun, épais, à haute conductivité et les procédés actuels de gravure, les pertes conductives sont minimisées offrant d'importants facteurs de qualité à vide des résonateurs bi-modes.
Un cuivre épais, à la rugosité RMS bien inférieure à l'épaisseur de peau, associé aux tout derniers procédés PWB de sérigraphie/gravure, permet d'obtenir des pertes conductives plus faibles qu'en utilisant l'impression et le séchage de la pâte métallique. Le résonateur bi-mode a un premier mode de résonance bas qui est le mode différentiel; les architectures de filtres peuvent être pilotées de manière différentielle ou asymétrique sans perte d'espace ni changement dans les performances grâce au très fort couplage entre les lignes de transmission. Dans les filtres MCM-C avec un couplage plus faible, travailler en différentiel entraîne par expérience une perte de 0,5dB. Le résonateur obtenu peut aussi être utilisé dans son second mode de travail, le mode commun, dont la fréquence est beaucoup plus élevée. Les raisons qui peuvent nous pousser à préférer cette solution sont : concevoir un filtre en mode commun ou bien, améliorer les tolérances d'un filtre dont le design impliquerait des géométries de résonateurs très petites.
L'encapsulation finale du filtre avec les plans de masse aux extrémités supérieure et inférieure de la structure stripline offre un blindage contre les interférences et les radiations. Un blindage latéral, par cloison coplanaire, intégré ou externe, peut aussi être implémenté.
Les filtres construits à partir de la présente invention, ont des motifs dessinés sur 2 couches situées de part et d'autre d'une couche diélectrique organique, un blindage supérieur et inférieur et éventuellement, si besoin, des couches supplémentaires pour le routage ou le report des composants si ils sont embarqués dans un module RF ou SiP (System in Package). Une telle architecture simple de 4 couches métalliques fabriquée via les procédés de fabrication de circuits imprimés coûte moins de $0,30 par pouce carré (sq. in.) sur des panneaux de 24"xl8": une fraction seulement du prix des composants céramiques RF.
Par exerriple, prenons un filtre 3 pôles construit via la présente invention, sensé rejeter 25dB aux fréquences cellulaires jusqu'à 1,98GHz et 2OdB sur les émissions parasites à 3,2GHz, la bande passante du filtre est entre 2,3 et 2,7GHz. Un filtre de Chebichev généralisé construit à partir de résonateurs bi-modes dans un empilement artificiel, non-homogène, organique, de 4 couches utilisant uniquement un couplage électromagnétique, apparaît alors très simple et a une empreinte de 1 x 1,3mm seulement.
Le filtre a été dessiné de manière symétrique et peut donc être piloté en mode différentiel si besoin et ce, sans changement notable des pertes d'insertion. Le filtre obtenu pourra être fabriqué sur des panneaux de 18"x24" : l'économie d'échelle est la base de son faible coût.
Les composants intégrés passifs construits à partir du petit résonateur bi-mode et faibles pertes dévoilé dans cette invention ne se limitent pas aux filtres passe-bande et filtres balun mais incluent aussi les multiplexeurs. La susceptance hors bande passante des filtres passe-bande basés sur les résonateurs dévoilés dans cette invention est équivalente à celle de filtres basés sur des résonateurs shuntés. La connexion en parallèle à un terminal commun suit donc les mêmes principes connus par les personnes qualifiées en la matière notamment l'utilisation en série d'éléments de forte réactance pour transformer la susceptance hors bande passante.
La très grande séparation entre les modes et la possibilité d'utiliser les filtres sur des signaux asymétriques ou différentiels sans changer leur structure permet de concevoir des multiplexeurs sans avoir à retirer le signal parasite, le mode commun de résonance des filtres différentiels sachant que l'effet parasite se situe très loin de la bande de fréquence qui nous intéresse.
La structure en ligne-bande (stripline) décrite dans cette invention est adaptée à l'insertion de transformateurs, de coupleurs, de baluns transformateurs, de baluns Marchand, de baluns utilisant des topologies d'onde régressive avec l'avantage qu'une large impédance en mode pair combinée à une faible impédance en mode impair (nécessaire pour le fort couplage du résonateur bi-mode) conduisent à de grandes largeurs de bande.
Les nombreux avantages de la présente invention et de son environnement en lignes-bande sont flagrants.
Les autres systèmes, méthodes, fonctionnalités et avantages de la présente invention seront ou deviendront flagrants pour les personnes qualifiées en la matière après examen des schémas ci- après et de la description détaillée.
L'intention est que tous les systèmes, méthodes, fonctionnalités ou avantages supplémentaires inspirés de l'invention sont inclus dans cette description et sont protégés par les revendications de l'invention.
IV) Brève présentation des différentes fleures
Après avoir décrit l'invention en termes généraux, nous allons maintenant faire référence aux différents schémas et figures accompagnant qui ne sont pas nécessairement dessinés à l'échelle et où:
FIG.1 : montre une vue d'un résonateur organique bi-mode selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.2: montre le diagramme équivalent-circuit d'une architecture de filtre basée sur des résonateurs organiques bi-modes selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.3: montre une vue éclatée d'un premier filtre organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.4: illustre une méthodologie de fabrication pour un filtre diélectrique organique selon la présente invention tel que le premier filtre organique de la FIG.3.
FIG.5: illustre une méthodologie de conception pour un filtre diélectrique organique selon la présente invention tel que le premier filtre organique de la FIG.3.
FIG.6: montre une vue tridimensionnelle d'un second filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.7: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.6
FIG.8: montre une vue tridimensionnelle d'un troisième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.9: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.8
FIG.10: montre une vue tridimensionnelle d'un quatrième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.l l: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.10
FIG.12: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.10
FIG.13: est une vue de dessus d'un triplexeur organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.14: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.13 FIG.15: est une vue tridimensionnelle d'un cinquième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention.
FIG.16: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.15
VI) Description détaillée
La présente invention va maintenant être décrite plus en détails ci-après en faisant référence aux figures dans lesquelles certains modes de réalisation de l'invention, mais pas tous, sont présentés. En fait, il est possible de mettre en application cette invention de multiples manières. Il est donc faux d'interpréter que les modes de réalisation présentés ici sont les seuls. Les modes de réalisation présentés le sont pour satisfaire aux exigences légales d'un dépôt de brevet. Il y a correspondance entre les numéros indiqués dans le texte et ceux indiqués sur les figures.
Ci-dessous et en référence avec la FIG.1, on explique le fonctionnement d'un résonateur bi-mode conçu selon l'invention. Le résonateur bi-mode 10 de la FIG.1 est composé des lignes de transmission 12 et 14 couplées transversalement et imprimées sur les faces opposées d'une couche organique diélectrique 16 fine et dont la constante diélectrique est élevée. Le matériau stratifié 16 a une épaisseur typique inférieure ou égale à 25μm, une constante diélectrique, Er2, supérieure ou égale à 10 et préférablement, complètement traité avec une épaisseur bien contrôlée. Des tolérances sur l'épaisseur de 5% ou moins sont atteignables avec la technologie actuelle. Les lignes de transmission couplées 12 et 14 sont présentées comme rectilighes, uniformes et parfaitement symétriques selon un mode de réalisation de l'invention. Des couplages spéciaux ou des exigences sur la disposition (layout) des lignes peuvent conduire les concepteurs du filtre à utiliser des lignes non-rectilignes, aux largeurs et couplages non- uniformes ou décaler les lignes en perdant ainsi la symétrie. Le résonateur est intégré à un environnement de lignes-bande (stripline) avec une masse supérieure 18 et une masse inférieure 20 séparées du résonateur par les stratifiés 22 et 24 à faibles pertes et à faible constante diélectrique. Le stratifié supérieur 22 et le stratifié inférieur 24 ont une épaisseur typique supérieure ou égal à 50 μm, des constantes diélectriques, ErI et Er3 respectivement, allant de 2 à 5, et une tangente de l'angle de pertes qui peut être aussi basse que 0,0005. Mongia Bahl et Barthia dans RF and Microwave Coupled-Line Circuits représentent de telles architectures stripline en lignes couplées transversalement en milieu homogène (Erl=Er2=Er3) et non- homogène (Er2>Erl, Er3) ou en agencement microbandes inversé (Er2=l) et suspendu (Erl=Er3=l). Le couplage alors atteint est utilisé dans les topologies de coupleurs mais pas en tant que résonateur avec des modes de résonance distincts inclus dans les filtres. Afin que la structure stripline en lignes couplées transversalement décrite jusqu'ici devienne un résonateur compact et performant, nous couplons les lignes de manière interdigitée avec les terminaisons 26 et 28 reliées à la masse. Ceci peut être réalisé en connectant les terminaisons à un blindage latéral par cloison, coplanaire intégré ou extérieur ou bien en connectant les terminaisons aux plans de masse supérieur et inférieur respectivement grâce aux vias 26a et 28a. Les terminaisons libres 30 et 32 sont les entrées et sorties du résonateur si il est piloté en différentiel. Si le résonateur n'est pas piloté en différentiel, une des 2 terminaisons est laissée ouverte et seulement une terminaison, 30 ou 32, peut être considérée comme rentrée/sortie du résonateur. Le résonateur décrit en FIG.1 a 2 fréquences principales de résonance: c'est un résonateur bi-mode. Bien sûr, comme pour tout autre élément distribué, on doit aussi prendre en compte toutes les résonances harmoniques mais elles sont écartées de la description de cette invention. La séparation entre les 2 fréquences de résonance est fonction du couplage entre les lignes 12 et 14.
De tels agencements stripline interdigités et couplés transversalement, ont déjà été utilisés en LTCC mais cette technologie se heurte à beaucoup d'obstacles pour atteindre le couplage important que réclament les résonateurs de la présente invention et il en résulte des résonateurs dont les modes de résonance sont trop proches les uns des autres à moins que les lignes de transmission soient très longues et très épaisses. Inoue et Awai dans Broadside-Coupled Interdisital Resonators décrivent des lignes de transmission de 19mm de long et 2mm d'épaisseur pour séparer les 2 modes suffisamment l'un de l'autre. De telles dimensions ne sont pas réalistes dans les produits actuels. Un moyen d'alléger ce problème est de concevoir des filtres différentiels et de piloter le résonateur de manière différentielle comme décrit par Fukunaga et Wada dans A Coupled Multilavered Balanced Filter using Resonators based on Interdigitally-Coupled Lines. Le mode à la fréquence supérieure est le mode commun et n'affecte pas la performance du filtre différentiel à moins qu'il soit connecté à d'autres filtres comme élément d'un multiplexeur ou à moins qu'il y ait un besoin de réjection du mode commun. Les procédés de fabrication LTCC ont des limites supplémentaires. Le métal est sérigraphié sur une couche par feuille, les désalignements dans l'empilement des couches et l'imprécision des sérigraphies conduisent à un couplage transversal à très faible tolérance. D'autre part, l'imagerie laser directe et l'inspection optique automatique (AOI) sont très précises pour créer les motifs métalliques sur les faces de part et d'autre de la couche diélectrique organique 16. Le LTCC sera confronté à des problèmes de fiabilité pour des composants de grande taille, tout spécialement lorsque plusieurs matériaux céramiques doivent cohabiter ce qui est nécessaire pour atteindre un fort couplage, alors que les stratifiés organiques avec plusieurs constantes diélectriques n'ont pas de telles limitations. Le métal utilisé par les procédés de fabrication de circuits imprimés organiques est un cuivre épais alors que les pâtes conductrices utilisées en LTCC sont des pâtes d'argent dont la résistivité globale (qui tient compte des défauts de forme et de rugosité), et l'épaisseur, conduisent à des facteurs de qualité marginaux pour les conducteurs. Dans les procédés d'assemblage des circuits imprimés, le métal utilisé pour les résonateurs est obtenu à l'aide de feuilles de cuivre très plates dont la rugosité RMS est inférieure à l'épaisseur de peau du matériau. De plus, la gravure fine permet des bords abrupts de cuivre de 9, 12, 17 microns ou plus. Bien que le facteur de qualité des conducteurs soit proportionnel à la racine carrée de la conductivité du métal, on préférera utiliser de l'aluminium, du molybdène, ou tout autre métal pour répondre aux exigences spécifiques. Les défauts du procédé LTCC se traduisent en des résonateurs bi-modes moins fiables et aux pertes plus importantes. Le coût du panneau multiplié par 10 à cause de la matière première, les procédés de fabrication haute température et la faible économie d'échelle complètent la listes des désavantages d'une solution LTCC comparée à une solution d'empilements de stratifiés organiques pour l'intégration de composants passifs basés sur des résonateurs bi-modes fortement couplés comme dévoilé dans cette invention.
L'état de la technique antérieure basée sur LTCC utilisait des milieux homogènes (la difficulté de faire cohabiter différents matériaux céramiques a été abordée plus haut). Dans la présente invention un milieu non-homogène est obligatoire pour atteindre le couplage nécessaire tout en conservant des lignes de transmission courtes. Les couches diélectriques 22 et 24 peuvent être constituées de n'importe quel matériau , organique faibles pertes comme les produits Rogers (marque déposée), Dupont (marque déposée), Nelco (marque déposée), Arlon (marque déposée), Hitachi (marque déposée), Taconic (marque déposée) tels que le LCP, les composites PTFE, ou tout autre polymère thermoplastique/thermodurcissable dont la constante diélectrique est comprise entre 2 et 5, l'épaisseur supérieure à 50 microns et une tangente de l'angle de pertes de 0,02 à 0,0005 à une fréquence de quelques GHz. L'empilement stripline peut être choisi asymétrique mais pour un couplage optimal et un fonctionnement satisfaisant en mode différentiel, il est préférable d'avoir des couches diélectriques 22 et 24 aux caractéristiques mécaniques et électriques identiques. La couche organique centrale 16 est un matériau fin, entièrement traité, à forte constante diélectrique tel que le produit MC25ST® d'Oak Mitsui (marque déposée): une résine chargée qui peut être livrée en une épaisseur aussi faible que 8 ou 12 microns avec une constante diélectrique d'environ 17 à 1 GHz. D'autres choix pourraient être un matériau polyimide chargé comme le HKl 1® de Dupont (marque déposée) ayant une épaisseur de 14microns, un epoxy chargé en titanate de baryum de 3M (marque déposée), un composite PTFE chargé en céramique de Rogers (marque déposée) dont l'épaisseur peut être réduite à 25 microns.
On préférera un matériau revêtu de cuivre sur les 2 faces (DiClad) au dépôt de cuivre soigné afin que la rugosité RMS reste bien en dessous de l'épaisseur de peau du métal ce qui aide à réduire les pertes conductives. Une épaisseur de 5 fois l'épaisseur de peau permet à 99% des électrons de se déplacer librement. Comme le courant circule sur les 2 côtés des lignes, 10 fois l'épaisseur de peau à la fréquence de fonctionnement la plus basse peut être considéré comme suffisant: ceci représente 17 microns lorsqu'on parle des normes de communication sans fil de 3ème et 4ème générations. Ces matériaux ont été développés avec l'esprit d'offrir une haute densité de capacitance afin de réaliser des découplages d'alimentation et récemment, d'embarquer des capacités pour les applications radios et micro-ondes. Comme il y a un compromis entre une constante diélectrique élevée et la tangente de l'angle de pertes, ces matériaux ont été développés pour des applications de découplage, de blocage de courant continu ou d'adaptation afin d'embarquer dans des téléphones portables ou des agendas électroniques PDA (Personal Digital Assistant) la plupart des composants passifs qui n'interviennent pas dans le filtrage où les pertes sont beaucoup plus critiques.
Les diélectriques organiques fins à haute constante diélectrique n'ont pas été pensés pour être le composant central de petits résonateurs bi-modes mais pour embarquer des composants localisés. Les progrès sur l'épaisseur, la tangente de l'angle de pertes et la constante diélectrique dans une industrie de plusieurs millions de dollar tentant de basculer du MCM-C vers le MCM-L, sont en train de changer les perspectives du monde des stratifiés organiques. De nouveaux matériaux hybrides dont les charges sont capables de doper les résines et aboutir à des constantes diélectriques élevées, de faibles pertes, des feuilles minces aux tensions de claquage élevées et d'autres attributs intéressants comme la compatibilité avec les procédés standards dés PWB ou la bonne adhésion du cuivre, grâce au collage mécanique ou chimique, sont les véritables vecteurs de la présente invention. Ils sont la clé pour obtenir un fort couplage transversal entre lignes interdigitées dans un milieu organique non-homogène. La pente de susceptance des résonateurs bi-modes décrits dans cette invention est très importante ce qui augmente le besoin de couplage entre les différents résonateurs dans l'agencement. Ceci se traduit par des espaces plus réduits entre les résonateurs d'où des filtres plus petits. Grâce à la disponibilité de couches organiques diélectriques faibles pertes aux caractéristiques mécaniques en constante améliorations, le facteur de qualité hors charge du résonateur à des fréquences inférieures à 10GHz dépend principalement du facteur de qualité des conducteurs. Avec 508 microns d'épaisseur, les stratifiés 22 et 24 choisis en composite PTFE avec une tangente d'angle de pertes inférieure à 0,001, combinés à une couche centrale organique fine avec une tangente d'angle de pertes de 0,008, conduisent à un facteur de qualité du diélectrique supérieur à 150. Le facteur de qualité des conducteurs est proportionnel à la dimension principale et à la largeur du résonateur. Apparaît alors clairement un compromis à trouver entre la taille et la performance. Les plus minuscules résonateurs bi-modes dont les mises en application sont présentées plus loin, auront un facteur de qualité des conducteurs juste en-dessous de 70, alors que des implémentations plus grosses augmenteront sensiblement ce chiffre.
Le résonateur bi-mode décrit jusqu'ici est un résonateur shunt avec une susceptance élevée en dehors de la bande. Le résonateur shunt de la FIG.1 se transforme en résonateur série quand les terminaisons 30 et 32 sont laissées ouvertes au lieu d'être connectées à la masse. De tels résonateurs sont, par exemple, un moyen idéal pour faire de très petits circuits de blocage de courant continu.
Le résonateur shunt bi-mode de la FIG.1 peut encore être transformé en résonateur différentiel shunt coupe-bande pour les filtres coupe-bande quand les terminaisons 30 et 32 sont laissées ouvertes au lieu d'être reliées à la masse.
L'implémentation du résonateur série et du résonateur différentiel shunt coupe-bande est présentée sur la FIG. IA; les seules différences notables avec la FIG.1 étant l'attribution des terminaisons. Dans un mode de réalisation de la présente invention et de l'implémentation du résonateur série, la terminaison 50 est l'entrée et la terminaison 52 est la sortie du résonateur tandis que toutes les autres extrémités de lignes sont laissées ouvertes.
Dans l'implémentation du résonateur différentiel shunt coupe-bande, les terminaisons 50 et 52 sont les entrées et sorties du résonateur. Une autre configuration de résonateur bi-mode appartenant à la classe de résonateurs bi-modes dévoilés dans cette invention est le résonateur asymétrique shunt coupe-bande. La FIG. IB décrit un mode de réalisation de l'invention pour un tel résonateur. Beaucoup de similitudes avec la FIG.1 et le résonateur se distingue uniquement par des attributions différentes de terminaisons. La terminaison 70 est l'entrée/sortie asymétrique du résonateur shunt, la terminaison 72 est connectée à la masse par le via 74 et toutes les autres extrémités des lignes sont laissées ouvertes. De tels résonateurs sont très utiles dans les filtrages après amplification où, à la fois, de faibles pertes et de l'atténuation proche de la bande passante sont nécessaires.
Les résonateurs sont les briques composant les filtres. Leur forme, leur taille, leur pente de susceptance à la résonnance, leur facteur de qualité impactent la forme et la performance du filtre. La FIG.2 est le schéma équivalent circuits du filtre 200 construit à partir de résonateurs décrits dans la FIG.1. En fait, les résonateurs shunt 202 avec une susceptance Bi(w), i=l à N sont des structures bi-modes en stratifiés organiques comme décrit précédemment et à la base de la présente invention. Tous les composants comme les diplexeurs, duplexeurs, multiplexeurs, balun, les filtres pseudo-passe-haut et passe-bande qui sont dans le périmètre de cette invention sont construits à partir de ce résonateur.
Un expert en la matière pourra ne pas se limiter à utiliser uniquement ces simples résonateurs basés sur des lignes de différentes formes, tailles et largeurs qui constituent l'épine dorsale de l'invention. Si nécessaire, on pourra y ajouter des tronçons de bandes, qu'ils soient en court- circuit ou laissés ouverts, et des capacités de charge dont les effets influenceront la fréquence de résonance. FIG.2 utilise la variable N pour représenter N résonateurs. Il est bien connu que la réjection des filtres peut être améliorée en augmentant le nombre de résonateurs: de ce fait N est arbitraire et dépend des besoins particuliers du concepteur.
Dans la FIG.2, la charge 204 et la source 206 peuvent être asymétriques ou différentielles grâce au fait que les résonateurs bi-modes peuvent être pilotés ou non en différentiel. Le couplage entre la charge et le résonateur 208 et le coulage entre la source et le résonateur 208a sont représentés par des inverseurs d'admittance idéaux mais peuvent aussi être tout autre élément d'adaptation d'impédance. Dans les applications concrètes, il peut s'agir de couplages de lignes captées, de couplages de lignes couplées ou de couplage d'éléments localisés tels que des capacités à plaques parallèles. Dans le cas où la source et/ou la charge est couplée uniquement à un seul résonateur, l'adaptation d'impédance est alors la seule fonction des couplages 208 et
208a. Mais dans le cas où la source et/ou la charge est couplée à plus d'un résonateur ou dans le cas où la source est couplée à la charge pour générer des zéros de transmission additionnels ou corriger le retard de groupe, il est aussi important pour les couplages de se comporter comme un inverseur d'admittance avec un déphasage de 90°, ou au moins, comme en une approximation bande étroite autour de la bande passante. Les couplages inter-résonateurs 210 sont représentés par des inverseurs d'admittance idéaux. Les couplages inter-résonateurs réalisés selon un mode d'application du résonateur dual-bande de la FIG.1 sont des couplages de champ magnétique au mode de fréquence de résonance bas et des couplages de champs électriques au mode de fréquence de résonance haut. Des branchements directs entre les résonateurs (lignes de connexion très courtes) permettraient des couplages inductifs au mode de fréquence de résonance bas. Le degré de couplage dépendra de la position de branchement quelque part entre les extrémités des lignes de transmission du résonateur. L'ajout, à la structure du simple résonateur présenté plus haut, de tronçons de bandes, qu'ils soient en court-circuit ou laissés ouverts, et de capacités de charge ouvrirait la porte à de nombreux types de couplages par lignes couplées ou par éléments localisés et le couplage entre les résonateurs serait magnétique, électrique ou une combinaison des deux.
Quand il y a un mélange de couplage inductif/magnétique et de couplage capacitif/électrique, le couplage dépend de la fréquence et annule une fréquence particulière créant ainsi un zéro de transmission à fréquence finie. Quand la dépendance du couplage à la fréquence peut être négligée, la topologie de circuit présentée en FIG.2 ne peut pas générer de zéro de transmission finis car il n'y a pas de triplet, de quadruplet ou d'autres couplages non-adjacents entre les N résonateurs. Avec la bonne combinaison de couplages non-adjacents entre les N résonateurs, on peut générer (N-T) zéros de transmission. En ajoutant des couplages entre la charge/source et un résonateur non-adjacent, on peut générer (N-I) zéros de transmission et avec un couplage entre la source et la charge, on peut générer N zéros de transmission. Dans les deux derniers cas, on obtient un modèle nodal non-résonant où les couplages impliquant la charge et la source jouent un rôle crucial. D'autres modèles nodaux non-résonants où des résonateurs basés sur la présente invention sont couplés à des susceptances non-résonantes, comme décrits par exemple par Amari dans Singlets, Cascaded Sinεlets, and the Non-Resonnatins Mode Model for Advanced Modular Design of Elliptic Filters, complètent les types d'architectures basées sur le résonateur de l'invention. Ces variations d'architectures permettent l'ajout de zéros de transmission qui améliorent la réjection des filtres en dehors de la bande passante ou lissent le retard de groupe d'un filtre afin de limiter la dispersion.
La FIG.3 montre le tracé physique d'un filtre passe-bande correspondant au diagramme équivalent-circuit de la FIG.2. Le filtre diélectrique de la FIG.3 est une structure de second ordre composée de 2 résonateurs selon un mode de réalisation de l'invention. Comme application possible de l'invention, la FIG.3 illustre une réalisation se présentant sous forme de composant monté en surface (CMS) d'un composant passif construit à partir du résonateur de la FIG.1. Le filtre passe-bande 300 comprend les résonateurs bi-modes 302 et 304 dont chacun est réalisé à partir de lignes interdigitales couplées transversalement situées sur les 2 couches métalliques 303 et 305, elles-mêmes séparées par une couche diélectrique organique fine à haute constante diélectrique 306. Ce matériau fin est de préférence un stratifié complètement traité afin que sa faible épaisseur ait une tolérance élevée. Le matériau peut être un composite de PTFE, une résine ou un polyimide chargé en matériau céramique, ferroélectrique ou para-électrique mais n'est pas limité à ces hybrides. Les terminaisons à la masse 308, 308a, 308b et 308c sont reliées aux blindages de masse latéraux 310 et 310a mais peuvent aussi être connectés à des plans de masse coplanaires, situés en couche interne ou sur les faces supérieure et inférieure 312 et 312à et réliés par des trous d'interconnexion traversants métalliques ou d'autres techniques comme les vias aveugles, enfouis ou les micro-vias.
Du fait que les 2 résonateurs sont très proches l'un de l'autre, le couplage électromagnétique peut être utilisé pour coupler les 2 résonateurs et éviter ainsi tout autre circuit externe, ce qui gagne de la place et ne nécessite pas de composant ou couches supplémentaires. Les résonateurs bi-modes décrits dans cette invention permettent un couplage magnétique au premier mode de résonance étant donné que les lignes sont plus petites qu'un quart d'onde en longueur électrique. La petite de susceptance des résonateurs bi-modes au premier mode de résonance est très importante, augmentant les couplages dans le filtre le rendant plus compact.
Les possibilités de couplage du filtre et de géométrie des résonateurs ne sont pas limitées à une simple interaction électromagnétique des lignes comme expliqué précédemment. Nous pourrions lier les résonateurs entre eux à n'importe quel point situé entre les extrémités ouvertes et court- circuitées des lignes. Ceci donne un couplage magnétique d'autant plus fort que le point de captage est éloigné de la masse. Des capacités en plaques parallèles ou interdigitées, formées par des structures attachées aux extrémités ouvertes des 2 résonateurs, qui se recouvrent ou se côtoient, peuvent donner du couplage électrique. Le couplage entre des tronçons de lignes, ouverts ou court-circuités, attachés aux extrémités ouvertes des 2 résonateurs, peut donner un couplage magnétique, électrique ou une combinaison des deux.
Dès lors que le concepteur ajoute une susceptance supplémentaire créée par les tronçons de lignes court-circuités ou les capacités court-circuitées, il doit veiller à maintenir la fréquence de résonance souhaitée pour le résonateur résultant de ces modifications. Un mélange entre un couplage magnétique et électrique conduit à un couplage dépendant de la fréquence qui s'élimine à une fréquence particulière créant ainsi un zéro de transmission avant ou après la bande passante.
Les électrodes de blindage du dessus et du dessous 312 et 312a sont respectivement placées sur des couches diélectriques organiques 314 et 316 qui prennent en sandwich la couche de stratifié organique 306. Dans ce mode de réalisation de l'invention, les électrodes de blindage du dessus et du dessous 312 et 312a sont connectées entre elles grâce aux plaques de blindage latérales 310 et 3l0a mais peuvent aussi être connectées par des trous métallisés traversants ou une combinaison de vias dans leurs diverses formes (borgnes, enterrés, micros).
Les couches diélectriques 314 et 316 peuvent être des stratifiés organiques nus ou revêtus d'une face de cuivre, comme des composites PTFE, LCP ou tout autre matériau diélectrique adapté, à faibles pertes, dont la constante diélectrique est plus faible et l'épaisseur plus forte que celles de la couche 306. Le milieu stripbande non-homogène créé de ce fait est la cause du fort couplage qui avantage les résonateurs bi-modes en taille et en performance.
Les entrées 318, 318a et la sortie 320 du filtre sont couplées au filtre en captant les résonateurs pour des raisons d'adaptation d'impédance. Alors que cette méthode permet au filtre de conserver une taille minimale nous aurions aussi pu utiliser un couplage par éléments localisés, lignes couplées ou tronçons de lignes. Dans un mode de réalisation de l'invention, un côté du filtre est piloté en différentiel et l'autre en asymétrique mais nous pourrions aussi avoir toute autre combinaison possible. Le premier mode de résonance du résonateur bi-mode est le mode différentiel. Pour ce mode de fonctionnement, le filtre a le même comportement que les entrées et sorties soient pilotées en différentiel ou non. Les entrées/sorties du filtre sont connectées aux plages d'accueil du composant monté en surface grâce aux trous métallisés traversant 322, 322a et 322b ou une combinaison de vias dans leurs diverses formes (borgnes, enterrés, micros). Nous pouvons facilement généraliser l'intégration de ces composants passifs dans des System-in- package, BGA, ou tout autre type d'encapsulation en connectant les entrées sorties du filtre aux plages d'accueil de câblage de a couche supérieure, aux billes de la couche inférieure ou à tout autre type de circuit.
La fabrication d'un filtre selon cette invention est expliquée ci-dessous en référence aux schémas de la FIG.4. La première étape consiste à sélectionner correctement le matériau organique central. Nous commençons le procédé de fabrication avec un matériau fin, revêtu sur les 2 faces et à haute constante diélectrique. Le revêtement peut être recuit «roll-annealed », déposé par oxydoréduction « electro-less plated », déposé sous vide « vacuum deposited », ou réalisé par toute autre procédé conduisant à des surfaces de cuivre très douces. La couche organique de départ peut être nue, ou revêtue sur une seule face mais l'option du revêtement double face à feuilles plates nous permet d'éviter tout problème de rugosité du métal qui impacte les pertes dans les conducteurs. Selon un mode de réalisation de l'invention, les résonateurs bi-modes et les filtres qui en découlent ne nécessitent pas de perçage pour créer des connexions entre les 2 couches métalliques. Retirer cette étape économise de l'argent et de l'espace; cela permet éventuellement de sélectionner un matériau qui pouvait s'avérer fragile lors de perçages laser. Maintenant, des architectures plus complexes de systèmes ou de filtres peuvent toujours nécessiter la sous-étape de perçage laser.
L'étape suivante consiste à la métallisation du stratifié central. La formation du circuit peut se faire se utilisant des procédés additifs, semi-additifs, substractifs. L'impression et la gravure créent les motifs et la géométrie du dispositif. Les technologies actuelles d'imagerie laser directe, de photolithographie ligne fine et d'inspection optique automatique aident à créer des géométries avec des espaces entre lignes sous les 15 microns et de très hautes tolérances d'alignement entre les couches qu'il n'est pas possible d'obtenir avec les procédés de sérigraphie.
Une fois les motifs métalliques définis, on procède à l'empilement des 3 couches diélectriques ensemble. Les couches diélectriques supérieure et inférieure, qui peuvent être nues ou revêtues sur une face, prennent en sandwich la couche fine centrale. La quatrième étape consiste à réaliser les connections métalliques internes et externes. Selon un mode de réalisation de cette invention, les terminaisons CMS, les connexions de masse et du signal peuvent être réalisées par des trous métallisés traversants percés mécaniquement. Le blindage de côté peut être réalisé de manière différente ; des tranchées latérales pouvant aussi être réalisées par sciage. Tous les trous obtenus sont alors recouverts de cuivre par cuivrage chimique, brumisation, ou toute autre méthode adaptée de dépôt. Ensuite, on réalise la métallisation des couches supérieure et inférieure comme indiqué dans l'étape 5. Les étapes de galvanoplastie et de gravure directe créent les surfaces des couches externes, les plages d'accueil CMS. Un vernissage de finition, utilisant des méthodes de dépôt chimique, d'étain par immersion, de brasure ou tout autre procédé adapté, aide à protéger les conducteurs du filtre, alors qu'un certain nombre de couches de protection peuvent aussi être ajoutées, telles que anti-soudure ou photosensible pour les billes de soudure par exemple.
Alors que le métal mentionné tout au long de cette description est du cuivre, il est aussi possible d'utiliser de l'aluminium, du molybdène, ou tout autre métal. Des étapes supplémentaires dans le procédé de fabrication peuvent être envisagées; dans le cas où un system-in-package nécessite un capot moulé sur la couche supérieure, le transfert de moulage, le « dam-and-fill », ou tout autre méthode adaptée pour vernir le composant passif intégré, peuvent être utilisés. Le procédé de séparation, utilisant une scie ou une lame chaude, complète le procédé global avant le test final et le contrôle.
La méthodologie de conception des filtres est ici expliquée et en référence à la FIG.5. Partant du modèle passe-bas de la réponse d'un filtre de type elliptique optimum ou Chebichev généralisé, nous pouvons tracer les réponses en transmission (S21) et en réflexion (SU) à partir de la connaissance de l'ordre du filtre, de l'ondulation dans la bande et du positionnement des fréquences normalisées représentant les zéros de transmission finis.
Un simple algorithme récursif aide à déterminer les fréquences normalisées des zéros de réflexion d'un filtre de Chebichev généralisé qui permet la meilleure réjection hors bande pour une ondulation donnée dans la bande donnée et d'avoir des zéros de transmission finis. Pour une valeur donnée des pertes par réflexion, connaissant la position des zéros de transmission et de réflexion, on obtient les coefficients de répartition S21 et SIl. Ces informations peuvent être tracées pour le modèle passe-bas et pour son équivalent passe-bande étant donnés les bords de la bande passante et une transformation par projection.
Les résonateurs dual-modes de cette invention ont une résonance basse fréquence se comportant quasiment comme l'agencement en parallèle d'une capacité et d'une inductance ce qui nous amène à utiliser la transformation standard entre un passe-bas et un passe-bande.
Figure imgf000023_0001
Figure imgf000024_0001
Pour un ordre de filtre et une valeur de pertes par réflexion donnés, le concepteur peut modifier la position des bords de la bande passante du filtre et des zéros de transmission finis jusqu'à ce que les coefficients de répartition (s-parameters) le satisfassent.
L'étape suivante est de déterminer les valeurs des matrices générales de couplage du filtre que nous voulons implémenter. Les valeurs de la diagonale sont liées aux point nodaux du filtre comme la source, la charge, les susceptances de non-resonance et les résonateurs; les filtres asynchrones auront différentes valeurs pour différents résonateurs. Les autres valeurs de la matrice de couplage sont les couplages entre la source, la charge, les points nodaux non résonants et les résonateurs. Ces valeurs sont à 0 si il n'y a pas de couplage et sont non nulles si un couplage existe. Les coefficients de répartition (s-parameters) peuvent être déterminés par l'inverse de la matrice générale de couplage.
Dès lors que nous connaissons la position des zéros de transmission, des zéros de réflexion et des bords de bande, nous pouvons calculer l'optimisation de la matrice de couplage avec la fonction d'erreur suivante :
Figure imgf000024_0002
où fi sont les fréquences des zéros de transmission normalisés, fj sont les fréquences des zéros de réflexion normalisés et ε liée à la perte par réflexion RL aux bords de bande par l'équation suivante :
1
RL
V io 10 - 1
On peut facilement vérifier si l'optimisation convergera ou non: un déterminant de la matrice de couplage est un polynôme dont les racines sont les zéros de transmission. Commencez l'optimisation avec toutes les valeurs non nulles de la matrice de couplage égales à 1. Quand l'optimisation a convergé, les valeurs finales non nulles sont les couplages normalisés et les décalages de fréquence du modèle passe-bas. Pour obtenir les couplages correspondants du filtre passe-bande, tels que le couplage externe Qe et le couplage inter résonateur k, nous devons ajuster les couplages en utilisant la pente de susceptance des résonateurs et la largeur de bande fractionnelle du filtre.
La troisième étape consiste à réaliser des simulations électromagnétiques du filtre. Nous pouvons engager des simulations successives avec 2 résonateurs activés pour déterminer Qe et k, sachant que tous les autres résonateurs non utilisés du filtre sont reliés à la masse. Les livres regorgent d'exemples sur la manière de calculer k et Qe en utilisant le retard de groupe, les annulations de phases, ou séparations entre résonances.
On connaît moins le fait que l'ensemble de la matrice de couplage peut être calculé à partir d'une unique simulation électromagnétique en utilisant les logiciels adéquates d'identification de système actuellement à disposition. L'extraction du modèle rationnel permet de passer des coefficients de répartition à la matrice générale de couplage en une seule étape quelque soit l'ordre du filtre permettant ainsi d'économiser du temps dans la mise au point du filtre.
VI) Exemples
Exemple 1
Un filtre d'ordre 3 utilisant uniquement le couplage électromagnétique a des géométries très simples. Nous avons déjà mentionné le fait que, pour le mode de résonance bas, le couplage est magnétique car les lignes de transmission sont plus courtes que le quart d'onde. Des couplages magnétiques entre résonateurs tendent à afficher une pente plus agressive après la bande passante. Dans beaucoup de cas empruntés à l'industrie des télécommunications RF tels que les réjections des filtres Bluetooth, WLAN 802.1 lb/g ou WiMAX, on a besoin d'un profil très abrupte avant la bande passante. Ceci peut être atteint avec la bonne valeur de couplage non- adjacent dans une architecture à trois résonateurs.
1
Voici la matrice de couplage pour un filtre asynchrone du troisième ordre avec une bande passante de 2,3GHz à 2,7GHz et un zéro de transmission avoisinant les 1,9GHz pour retirer les interférences du réseau cellulaire jusqu'à 1,98GHz.
Figure imgf000026_0001
avec qel=qe3=l, 1282
La FIG.6 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande basé sur des résonateurs bi- modes selon un mode de réalisation de l'invention et caractérisé par la matrice de couplage Ml ci-dessus. Le filtre 600 comprend 3 résonateurs bi-modes 602, 604 et 606 qui sont couplés magnétiquement les uns avec les autres. Les résonateurs bi-modes sont construits à partir de lignes interdigitées couplées transversalement de part et d'autre d'une couche diélectrique 616 dans un empilement stripline non-homogène de 4 couches métalliques et de stratifiés organiques.
Les autres stratifiés 618 et 620 séparent les résonateurs des électrodes de masse supérieure et inférieure, elles-mêmes reliées au blindage latéral, apportant un référencement à la masse pour les 4 terminaisons 622, 622a, 622b et 622c.
La symétrie par rapport au plan 608 permet au concepteur du filtre de piloter en différentiel les entrées et/ou sorties du filtre. Dans cet exemple, l'entrée est différentielle avec les lignes d'entrées 610 et 612 tandis que la sortie est asymétrique avec la ligne de sortie 614. La géométrie présentée fournit à la fois la symétrie nécessaire et un fort couplage non-adjacent entre résonateurs pour former un triplet avec un zéro de transmission avant la bande passante. C'est la seule géométrie pouvant le faire par un simple couplage électromagnétique entre les lignes de transmission. Nous avons besoin d'un trou métallisé traversant 624 pour relier le résonateur interne à la masse. On pourrait ajouter des tronçons de bande shuntés ou des capacités supplémentaires afin de créer un couplage non-adjacent tout en gardant la symétrie du filtre. Un zéro de transmission avant la bande passante est possible pour un filtre d'ordre inférieur ayant un couplage inter-résonateurs dépendant de la fréquence et s'annulant avant la bande passante.
La performance du filtre est indiquée en FIG.7 à la fois pour le mode différentiel et pour le mode commun de 1 à 18 GHz. Ceci permet de visualiser la très grande séparation des 2 modes de résonance obtenue grâce au fort couplage utilisé pour créer les résonateurs bi-modes.
Les dimensions réelles de ce filtre sont : 1.3x1. lmm. Exemple 2 :
Un exemple très similaire avec ce filtre du troisième ordre ayant une bande passant de [2,37GHz à 2,53GHz] et un zéro de transmission aux alentours de 2,1GHz afin de retirer les interférences proches comme celles des fréquences du Wideband CDMA jusqu'à 2,17GHz.
Sa matrice de couplage pour une implémentation asynchrone est :
Figure imgf000027_0001
avec qel=qe3 = 1,0042
La FIG.8 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande 800 basé sur des résonateurs bi- modes selon un mode de réalisation de l'invention et caractérisé par la matrice de couplage M2. Le filtre 800 comprend 3 résonateurs bi-modes 802, 804 et 806 qui sont couplés magnétiquement les uns avec les autres. Les résonateurs bi-modes sont construits à partir de lignes interdigitées couplées transversalement de part et d'autre d'une couche diélectrique 814 dans un empilement stripline non-homogène de 4 couches métalliques et de stratifiés organiques. Les autres stratifiés 812 et 816 séparent les résonateurs des électrodes de masse supérieure et inférieure.
La différence à mentionner est que le filtre n'est pas piloté en différentiel et de ce fait, il n'y a pas besoin de symétrie dans la conception. Cette contrainte en moins permet au concepteur d'avoir plus de liberté dans les géométries tout en conservant les couplages inter-résonateurs nécessaires incluant le fort couplage entre résonateurs non-adjacents. Dans le filtre 800 cet avantage est exploité pour réaliser un filtre ne nécessitant aucune connexion entre les couches. Le seul perçage ou sciage nécessaire est pour les tranchées qui accueilleront les plans 818 et 820 du blindage latéral sur lesquels viendront se connecter les points à la masse : 822, 822a, 822b, 822c, 822d et 822e. Selon les besoins du système, les terminaisons asymétriques 808 et 810 peuvent aussi être reliées à d'autres couches métalliques. Au-delà d'un petit avantage au niveau du coût, le fait de n'avoir plus besoin de connexion entre les couches impacte très favorablement les dimensions finales du filtre car le trou, la pastille et l'espacement imposé des vias, ont des tailles du même ordre que les lignes de transmission utilisées. La performance du filtre est indiquée FIG.9. Le tracé montre clairement que le second mode de résonance est très éloigné à cause du fort couplage utilisé pour créer les résonateurs bi-modes.
Les dimensions réelles de ce filtre sont : 1.3x1. lmm.
Exemple 3 :
Un filtre de second ordre peut générer un zéro de transmission en ayant un couplage dépendant de la fréquence qui s'annule à une fréquence bien choisie. Une manière simple de réaliser cela est de mélanger couplage magnétique et couplage électrique. Le couplage magnétique vient du champ électromagnétique entre les résonateurs. La manière la plus simple de créer un couplage électrique est de le faire via un couplage capacitif entre plaques parallèles. Maintenant, si l'on souhaite éviter d'utiliser des vias entre les couches pour réduire les coûts de fabrication en enlevant l'opération de perçage et pour réduire l'espace, étant données les dimensions imposées autour des vias, on peut implémenter un couplage capacitif utilisant une capacité interdigitée.
La FIG.10 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande 1000 basé sur des résonateurs bi-modes selon un mode de réalisation de l'invention. Les capacités interdigitées 1002 et 1004, combinées au couplage magnétique entre les résonateurs bi-modes 1006 et 1008, créent un couplage dépendant de la fréquence. La fréquence à laquelle ce couplage s'annule est un zéro de transmission fini. Il peut être positionné avant ou après la bande passante.
Le présent mode de réalisation de l'invention montre une architecture asymétrique avec l'entrée 1010 et la sortie 1012 raccordées à leur résonateur respectif 1006 et 1008. La symétrie du tracé offre la possibilité de piloter en différentiel l'entrée et/ou la sortie.
Les FIG. 11 et 12 montrent les performances de filtres avec une telle géométrie et des fréquences centrales positionnées respectivement à 3,5GHz et 5,5Ghz.
Le zéro de transmission fini est choisi pour être placé avant la bande-passante. Dans le cas du 5,5GHz, on doit réduire non seulement les longueurs des résonateurs mais aussi, dans le même ordre de grandeur, la taille de la capacité interdigitée entre les résonateurs. Les dimensions réelles de ce filtre pour un fonctionnement à 3.5GHz sont : 1.2xO.8mm Exemple 4 :
La présente invention ne se limite pas à des filtres passe-bande et des filtres balun mais couvre aussi tout dispositif passif intégré parmi lesquels les multiplexeurs.
La possibilité d'avoir un écartement des modes différentiels et communs sur une très large bande grâce au fort couplage entre les lignes interdigitées couplées transversalement dans un milieu organique non-homogène et la possibilité d'avoir les entrées et sorties du filtre pilotées en différentiel, sans impact sur la performance au mode de résonance bas des résonateurs décrits dans cette invention, simplifie les architectures des multiplexeurs dans des stratifiés organiques multicouches. Pour des filtres différentiels, il n'y a pas besoin de retirer les parasites des résonances en mode commun du fait qu'elles sont très éloignées des bandes passantes considérées.
Le multiplexeur 1300 de la FIG.13 est un mode de réalisation d'une telle architecture selon la présente invention. Les filtres 1302, 1304 et 1306 ont leurs entrées respectives 1310, 1312 et 1314 pouvant être pilotées soit en différentiel soit en asymétrique; la symétrie de la géométrie du filtre assure une bonne performance en différentiel. Les fréquences centrales du filtre sont 2,5GHz, 3,5GHz et 5,5GHz. Les filtres sont connectés en parallèle à une sortie commune 1308. Pour obtenir cela, les sorties du filtres doivent être transformées par un composant série à haute réactance. Alors qu'une petite capacité fait l'affaire, 1316 pour le filtre haute fréquence 1306, les filtres basse-fréquences 1302 et 1304 nécessitent respectivement les lignes à haute impédance 1318 et 1320. Plus l'impédance est haute, plus les lignes sont courtes. C'est pourquoi les procédés d'imagerie laser directe, de photolithographie « fine-line » dans l'industrie PCB avec des largeurs de lignes de plus en plus fines, combinés à une bonne séparation avec la masse dans un milieu non-homogène, aident énormément à l'implémentation de lignes hautes impédances, pour la transformation de réactance lors des conceptions de multiplexeurs.
La conception globale du filtre prend en compte les composants série de transformation de réactance pour garantir de bonnes performances dans la bande passante tout en maintenant une faible susceptance hors de la bande nécessaire aux connexions en parallèle des filtres. La performance d'une telle architecture est montrée sur la FIG.14.
Exemple 5 : Cet exemple est un filtre de second ordre possédant 2 zéros de transmission grâce au couplage non-adjacent impliquant les nœuds non-résonants du filtre. Dans ce modèle nodal non-résonant, la source est directement couplée à la charge.
La FIG.15 montre une vue tridimensionnelle du filtre organique passe-bande du second ordre 1500 basé sur des résonateurs bi-modes selon un mode de réalisation de l'invention. 2 résonateurs bi-modes 1502 et 1504 sont couplés ensemble par leurs champs électromagnétiques. 2 capacités à plaques parallèles 1506 et 1508 sont des éléments de couplage localisés entre la source et la charge avec leur résonateur adjacent respectif. L'effet capacitif du champ marginal, présent dans la région 1510 entre la source et la charge, est le quatrième couplage présent dans le filtre et est à l'origine des zéros de transmission finis que nous pouvons observer. Le nombre et le signe des couplages choisis ici positionnent un zéro de transmission de chaque côté de la bande passante. La géométrie du filtre ne nécessite aucun via, économisant ainsi espace et coût, étant donné que le blindage latéral fournit aux résonateurs la référence de masse. La performance du filtre est montrée sur la FIG. 16. Le tracé en rouge indique le comportement en réflexion du filtre. Le tracé en bleu indique le comportement en transmission du filtre dans le cas où il n'y a pas de couplage de la source à la charge. Le tracé en rosé indique le comportement en transmission du filtre avec couplage (modèle nodal non-résonant) : dans ce cas, 2 zéros de transmission apparaissent. Les dimensions réelles de ce filtre sont : 1.4xO.8mm.
Ceci conclut la description des filtres conçus selon un mode de réalisation de la présente invention. Toutefois, les experts en la matière apprécieront le fait que les enseignements formulés dans cette invention s'appliquent littéralement aux autres composants passifs intégrés, aux modules bâtis à partir de combinaisons de ces composants passifs intégrés, en lien Ou non à plus de topologies standards ftF et microondes, tels que les filtres localisés, les baluns Marchand, les coupleurs ou tout autre circuit de traitement du signal.
Le milieu strip-line non-homogène à 4 couches métalliques décrit dans ce document peut évidemment être généralisé à un milieu comptant plus de couches, où les couches supplémentaires peuvent être utilisées pour plus de séparation entre les électrodes supérieure et inférieure, pour le routage du système, pour reporter des composants sur les couches supérieure et inférieure ou toute autre fonction nécessitant d'être embarquée dans le substrat organique.

Claims

REVENDICATIONS
1) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte: deux lignes de transmission à couplage transversal et interdigité (12, 14) imprimées sur chaque côté d'une couche diélectrique organique (16) ayant une constante diélectrique élevée, supérieure à 10 et une épaisseur inférieure à 25 microns, où deux terminaux (30, 32) sont ouverts et les deux autres (26, 28) sont reliés à la masse; deux électrodes de blindage (18, 20) séparées des lignes de transmission mentionnées précédemment par deux couches diélectriques organiques (22, 24) ayant une constante diélectrique inférieure à 5 et une épaisseur supérieure à 50 microns; ces couches sont empilées de manière à prendre en sandwich la couche diélectrique la plus fine, créant un environnement "stripline" non homogène et choisies telles que les deux lignes de transmission interagissent l'une sur l'autre de manière à former un résonateur bi-mode, où le second mode de résonance se trouve à une fréquence supérieure à trois fois celle du premier mode de résonance. 2) Module selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend deux lignes de transmission décalées l'une par rapport à l'autre, où les lignes ne sont pas droites ou forment des méandres, où les lignes sont asymétriques, les lignes ne sont pas identiques en longueur électrique, où les lignes ont des largeurs non uniformes, où l'une ou l'autre ligne est connectée de quelque façon que ce soit à des tronçons de lignes shuntés qui sont reliés à la masse ou laissés ouverts, ou à des capacités reliées à la masse, où les lignes présentent un couplage non-uniforme, ou toute combinaison des cas précédents. Les terminaux reliés à la masse sont reliés à un plan de masse coplanaire enfoui, au blindage latéral, à des trous traversant métallisés, à des vias quelque soit leur forme (borgnes, enfouis ou micro-vias), ou toute combinaison des cas mentionnés ci-dessus. 3) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte: deux ou plusieurs modules selon la revendication 1 ou la revendication 2, agissant les uns sur les autres au moyen de couplage électromagnétique, couplage de lignes captées "tapped-line", couplage d'éléments localisés, couplage de lignes couplées, ou toute combinaison des cas mentionnés; un ou plusieurs des modules mentionnées précédemment sont couplés à une source et une charge, qui sont, soit différentielles, soit asymétriques («single-ended »), au moyen de couplage de lignes captées "tapped-line", couplage d'éléments localisés, couplage de lignes couplées, ou toute combinaison des cas mentionnés. L'ensemble des couplages crée un filtre basé sur des résonateurs bi-modes. 4) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes (302, 304) présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun basé sur des résonateurs bi-modes.
5) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (302, 304) est basé seulement sur l'interaction des champs électromagnétiques, où la source et la charge sont couplées au filtre en captant les résonateurs, et les terminaux (308, 308a, 308b, 308c), reliés à la masse, sont connectés à des faces isolantes sur deux côtés (310, 310a); il en résulte une géométrie de filtre haute fréquence simple, compacte, et ne nécessitant aucun via dans sa réalisation. 6) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes
(602, 604, 606) présentent une symétrie permettant à l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, où le couplage entre les résonateurs est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques; il en résulte un "tripler" très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante. 7) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (802, 804, 806) est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques, et les terminaux reliés à la masse sont connectés à des faces isolantes sur deux côtés (818, 820); il en résulte un « triplet » très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante et qui ne nécessite aucun via dans sa réalisation.
8) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (1006, 1008) est une combinaison de couplages électriques et magnétiques dépendants de la fréquence, de telle sorte que l'on obtienne un zéro de transmission à une fréquence finie avant ou après la bande passante; la combinaison d'une capacité interdigitée ou d'un couplage par tronçons de ligne ouverts, avec le couplage de champs électromagnétiques, permet de réaliser un tel filtre de manière très compacte et sans via.
9) Module selon la revendication 8, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun.
10) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source, la charge, ou une susceptance non résonante sont couplées à plus d'un résonateur bi-mode, ou en ce que la source est couplée directement à la charge, ce qui étend la présente invention à toutes les possibilités de modèles nodaux non résonants. 11) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte deux modules ou plus (1302, 1304, 1306) basés sur les revendications 3 à 10; pour chacun de ses modules, le couplage à la charge consiste en un élément en série à forte réactance, tel qu'un circuit à lignes couplées ayant une grande impédance "impaire", une ligne de transmission (1318) à forte impédance caractéristique, ou un circuit à faible capacitance (capacité à plaques parallèles (1316), capacités interdigitées, "gap capacitor "); tous ces modules sont connectés en parallèle à une charge commune (1308); La connexion de filtres présentant une faible susceptance hors-bande crée un multiplexeur. Un ou plusieurs filtres basés sur les résonateurs bi-modes décrits dans cette invention peuvent être connecté à d'autres types de filtres.
12) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon la revendication 1 ou 2, où les terminaisons (26, 28) auparavant reliées à la masse sont désormais laissées ouvertes, créant un résonateur en série qui a pour entrée une terminaison (30) et pour sortie une terminaison (32); cet arrangement permet de réaliser une capacitance de découplage en série, qui est très compacte.
13) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon la revendication 1 ou 2, où les terminaisons (26, 28) auparavant reliées à la masse sont désormais laissées ouvertes, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation différentielle qui a pour entrée/sortie les terminaisons (50) et
(52)
14) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon la revendication 1 ou 2, où soit la terminaison (26), soit la terminaison (28) est désormais laissée ouverte, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation asymétrique qui a pour entrée/sortie la terminaison (70), une terminaison de masse (72) et les deux autres extrémités des lignes de transmission sont laissées ouvertes.
15) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon les revendications de 1 à 14, embarqué dans un empilement de plus de 4 couches métalliques permettant la juxtaposition de modules de traitement du signal, l'ajout de résistances embarquées, le routage vers des composants montés en surface, ou toute autre raison.
PCT/FR2009/001350 2008-11-28 2009-11-27 Une classe de résonateurs bi-mode construits à partir d'un empilement multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés WO2010061080A1 (fr)

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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103904389A (zh) * 2014-03-13 2014-07-02 南京航空航天大学 一种基于开槽线结构的紧凑型微带平衡滤波器
CN104183892A (zh) * 2014-08-19 2014-12-03 南京理工大学 一种带状线谐振腔结构的微波滤波器
CN105006618A (zh) * 2015-08-07 2015-10-28 南京理工大学 一种基于ltcc和dgs的微型多路滤波器组
CN105006611A (zh) * 2015-06-29 2015-10-28 南京理工大学 微波毫米波高抑制带通滤波器组
WO2019228102A1 (fr) * 2018-05-30 2019-12-05 罗森伯格技术（昆山）有限公司 Filtre compact
CN113823885A (zh) * 2021-09-13 2021-12-21 安徽大学 一种滤波器
CN115453210A (zh) * 2022-08-29 2022-12-09 电子科技大学 一种磁取向下液晶材料的毫米波介电性能测试装置及方法
CN115469153A (zh) * 2022-08-30 2022-12-13 电子科技大学 一种电取向下液晶材料的毫米波介电性能测试装置及方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105070984A (zh) * 2015-06-29 2015-11-18 南京理工大学 基于ltcc与dgs技术的shf波段高性能滤波器组
JP6800181B2 (ja) * 2018-06-20 2020-12-16 双信電機株式会社 共振器及びフィルタ

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070024398A1 (en) * 2005-07-28 2007-02-01 Tdk Corporation Electronic device and filter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070024398A1 (en) * 2005-07-28 2007-02-01 Tdk Corporation Electronic device and filter

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AWAI I ET AL: "Novel Multi-strip Resonator and Filter", MICROWAVE CONFERENCE, 2008. EUMC 2008. 38TH EUROPEAN, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 27 October 2008 (2008-10-27), pages 1406 - 1409, XP031407435, ISBN: 978-2-87487-006-4 *
TATSUYA FUKUNAGA ET AL: "A compact multilayered balanced filter using resonators based on interdigitally-coupled lines", MICROWAVE CONFERENCE, 2006. APMC 2006. ASIA-PACIFIC, IEEE, PI, 1 December 2006 (2006-12-01), pages 1443 - 1448, XP031201738, ISBN: 978-4-902339-08-6 *

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103904389A (zh) * 2014-03-13 2014-07-02 南京航空航天大学 一种基于开槽线结构的紧凑型微带平衡滤波器
CN103904389B (zh) * 2014-03-13 2016-05-04 南京航空航天大学 一种基于开槽线结构的紧凑型微带平衡滤波器
CN104183892A (zh) * 2014-08-19 2014-12-03 南京理工大学 一种带状线谐振腔结构的微波滤波器
CN105006611A (zh) * 2015-06-29 2015-10-28 南京理工大学 微波毫米波高抑制带通滤波器组
CN105006618A (zh) * 2015-08-07 2015-10-28 南京理工大学 一种基于ltcc和dgs的微型多路滤波器组
WO2019228102A1 (fr) * 2018-05-30 2019-12-05 罗森伯格技术（昆山）有限公司 Filtre compact
CN113823885A (zh) * 2021-09-13 2021-12-21 安徽大学 一种滤波器
CN113823885B (zh) * 2021-09-13 2023-02-03 安徽大学 一种滤波器
CN115453210A (zh) * 2022-08-29 2022-12-09 电子科技大学 一种磁取向下液晶材料的毫米波介电性能测试装置及方法
CN115469153A (zh) * 2022-08-30 2022-12-13 电子科技大学 一种电取向下液晶材料的毫米波介电性能测试装置及方法

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