TWI493857B - Power conversion device - Google Patents

Description

電源轉換裝置

本發明是有關於一種轉換裝置，特別是指一種電源轉換裝置。

發光二極體模組(Light Emitting Diode，LED)具有高功率、壽命長及體積小等優點，因而漸漸被廣泛應用於道路照明及其相關照明工業。

參閱圖1，習知電源轉換裝置，適用於電連接於一交流電源與一作為負載的發光二極體模組LED之間，並將來自該交流電源的一輸入電壓VAC進行轉換，以產生一直流輸出電壓Vo,dc來驅動該發光二極體模組LED，且該電源轉換裝置包含：一濾波電路10、一全橋整流電路11、一功因修正電路12、一降壓轉換電路13、一第一控制電路14，及一第二控制電路15。

該濾波電路10電連接於該交流電源以接收該輸入電壓VAC，並用於濾除電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)及該輸入電壓VAC中的高頻雜訊，以產生一濾波電壓。

該全橋整流電路11電連接於該濾波電路10以接收該濾波電壓及一輸入電流Iin，並將該濾波電壓進行整 流以輸出一直流電壓。

該功因修正電路12電連接於該整流電路11以接收該直流電壓，且該功因修正電路12為一升壓型轉換器，並包括：一第一電容C1、一第二電容C2、一第一二極體D1、一第二二極體D2、一第一電感L1、一第二電感L2、一第一開關S1、一第二開關S2，及一第三電容C3。該第一開關S1及該第二開關S2受控制並於導通及非導通狀態之間進行切換，使該第一電感L1及該第二電感L2進行儲能或釋能，進而使該功因修正電路12將該直流電壓進行升壓轉換而產生一升壓電壓。

該降壓轉換電路13電連接於該功因修正電路12，並包括：一第三開關S3及一第四開關S4。該第三及第四開關S3、S4受控制並於導通及非導通狀態之間進行切換，而使該降壓轉換電路13將來自該功因修正電路12的升壓電壓降壓成該直流輸出電壓Vo,dc。

該第一控制電路14電連接於該功因修正電路12，並將二控制訊號Vgs1、Vgs2分別提供給該第一及第二開關S1、S2，以控制該第一及第二開關S1、S2的切換。

該第二控制電路15電連接於該降壓轉換電路13，並將二控制訊號Vgs3、Vgs4分別提供給該第三及第四開關S3、S4，以控制該第三及第四開關S3、S4的切換。

習知電源轉換裝置具有以下缺點：

缺點一，該功因修正電路12需要該第一電容C1、該第二電容C2，及該第二電感L2等額外的電子元件進行功因修正，且該全橋整流電路11需要四個二極體進行整流，導致增加電路的元件成本。

缺點二，需要二個控制電路14、15，導致電路的控制方法及架構較為複雜。

缺點三，該功因修正電路12與該降壓轉換電路13共使用四個開關，數目較多。

缺點四，需經過該濾波電路10、該全橋整流電路11、該功因修正電路12，及該降壓轉換電路13等四段電路進行轉換功率，進而降低轉換功率的效能。

因此，本發明之目的，即在提供一種可以降低電路成本的電源轉換裝置。

於是本發明電源轉換裝置，包含一濾波電路、一功因修正電路，及一降壓轉換電路。

該濾波電路接收一輸入電壓及一輸入電流，並濾除該輸入電壓與該輸入電流中的高頻雜訊，以產生一濾波電壓。

該功因修正電路電連接於該濾波電路，以接收該濾波電壓，並將該濾波電壓進行升壓以產生一升壓電壓，且該功因修正電路包括：一直流鏈電容；一第一電感，具有一電連接於該濾波電路的第一端和一第二端；串聯的一第一二極體和一第二二極體，並聯於該直流鏈電容，且 該第一二極體和該第二二極體的一共同接點電連接於該第一電感的第二端；及串聯的一第一開關和一第二開關，並聯於該直流鏈電容，每一開關可操作在一導通狀態及一非導通狀態，該第一及第二開關分別受二個控制信號控制而交錯地在該導通及該非導通狀態之間切換，且以跨於該第二開關的一電壓作為該升壓電壓。

該降壓轉換電路電連接於該功因修正電路以接收該升壓電壓，且將該升壓電壓降壓成一直流輸出電壓。

2‧‧‧濾波電路

Lf‧‧‧輸入電感

Cf‧‧‧輸入電容

3‧‧‧功因修正電路

Lpfc1‧‧‧第一電感

Lpfc2‧‧‧第二電感

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第二二極體

S1‧‧‧第一開關

S2‧‧‧第二開關

CB‧‧‧直流鏈電容

4‧‧‧控制電路

5‧‧‧降壓轉換電路

51‧‧‧變壓器

n1‧‧‧一次側繞組

n2‧‧‧二次側繞組

Cr‧‧‧諧振電容

Lr‧‧‧諧振電感

Lm‧‧‧激磁電感

D3‧‧‧第三二極體

D4‧‧‧第四二極體

Co‧‧‧輸出電容

LED‧‧‧發光二極體模組

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一種習知電源轉換裝置的電路圖；圖2是本發明電源轉換裝置之第一較佳實施例的電路圖；圖3是該第一較佳實施例的時序圖；圖4是該第一較佳實施例操作於模式一的電路圖；圖5是該第一較佳實施例操作於模式二的電路圖；圖6是該第一較佳實施例操作於模式三的電路圖；圖7是該第一較佳實施例操作於模式四的電路圖；圖8是該第一較佳實施例操作於模式五的電路圖；圖9是該第一較佳實施例操作於模式六的電路圖；圖10是該第一較佳實施例操作於模式七的電路圖；圖11是該第一較佳實施例操作於模式八的電路圖；圖12是該第一較佳實施例操作於模式九的電路圖； 圖13是該第一較佳實施例操作於模式十的電路圖；圖14是該第一較佳實施例操作於模式十一的電路圖；圖15是該第一較佳實施例來自一交流電源的一輸入電壓及一輸入電流的波形圖；圖16是該第一較佳實施例之一降壓轉換電路的一輸出電壓及一輸出電流的波形圖；圖17是該第一較佳實施例之一跨於一第一開關的電壓及一流經該第一開關的電流的波形圖，說明利用零電壓切換技術來控制該第一開關；圖18是該第一較佳實施例之一跨於一第二開關的電壓及一流經該第二開關的電流的波形圖，說明利用零電壓切換技術來控制該第二開關；圖19是該第一較佳實施例之該跨於該第一開關的電壓及一流經一第三二極體的電流的波形圖，說明該第一開關達到零電流切換；圖20是該第一較佳實施例之該跨於該第二開關的電壓及一流經一第四二極體的電流的波形圖，說明該第二開關達到零電流切換；圖21是本發明電源轉換裝置之第二較佳實施例的電路圖；及圖22是該第二較佳實施例之一變形的電路圖。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

<第一較佳實施例>

參閱圖2，本發明電源轉換裝置之第一較佳實施例，適用於電連接於一交流電源與一作為負載的發光二極體模組LED之間，並將來自該交流電源的一輸入電壓VAC進行轉換，以產生一直流輸出電壓Vo,dc來驅動該發光二極體模組LED，且該電源轉換裝置包含：一濾波電路2、一功因修正電路3、一控制電路4，及一降壓轉換電路5。

該濾波電路2電連接於該交流電源，以接收該輸入電壓VAC及一輸入電流Iin，並用於濾除電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)及該輸入電壓VAC與該輸入電流Iin中的高頻雜訊，以產生一濾波電壓，且該濾波電路2包括一輸入電感Lf和一輸入電容Cf。串接的該輸入電感Lf和該輸入電容Cf並聯於該交流電源，以接收該輸入電壓VAC及該輸入電流Iin，且以跨於該輸入電容Cf的一電壓作為該濾波電壓。

該功因修正電路3電連接於該濾波電路2，以接收該濾波電壓，並將該濾波電壓進行升壓以產生一升壓電壓，同時調整該輸入電壓VAC及該輸入電流Iin的相位，以降低電流總諧波失真與修正功率因數，進而達到高功因的目的，以符合IEC 61000-3-2 Class C照明類裝置的輸入電流各次諧波的標準，且該功因修正電路3包括：一直流鏈電容CB、一第一電感Lpfc1、一第一二極體D1、一第二二極體D2、一第一開關S1，及一第二開關S2 。

該直流鏈電容CB用於儲存該升壓電壓。

該第一電感Lpfc1具有一電連接於該輸入電感Lf與該輸入電容Cf的一共同接點的第一端和一第二端。該第一二極體D1串聯於該第二二極體D2，且其共同接點電連接於該第一電感Lpfc1的第二端。該第一二極體D1具有一電連接於該第一電感Lpfc1之第二端的陽極與一陰極。該第二二極體D2具有一電連接於該第一二極體D1之陽極的陰極與一陽極。

串聯的該第一開關S1和該第二開關S2電連接於該第一二極體D1的陰極及該第二二極體D2的陽極之間，且其一共同接點電連接於該輸入電容Cf與該交流電源的一共同接點，且每一開關可操作在一導通狀態及一非導通狀態，該第一及第二開關S1、S2分別受二個控制信號控制而交錯地在該導通及該非導通狀態之間切換，且以跨於該第二開關S2的一電壓作為該升壓電壓。

在本實施例中，當該第一開關S1處於該導通狀態時，該第二開關S2處於該非導通狀態，而當該第二開關S2處於該導通狀態時，該第一開關S1處於該非導通狀態，時序上相鄰的該第一開關S1處於該導通狀態的期間與該第二開關S2處於該導通狀態的期間間隔一預定時間(見圖3)。此外，該第一及第二開關S1、S2進行切換時會對該輸入電流Iin產生干擾(例如，EMI)，而該干擾可被該濾波電路2濾除。該第一及第二開關S1、 S2以金屬氧化物半導體場效電晶體實現(MOSFET)。

該控制電路4電連接於該功因修正電路3，並提供該二控制信號給各自所對應的該第一及第二開關S1、S2，且該二控制信號分別是一第一控制信號Vgs1和一第二控制信號Vgs2，該第一及第二控制信號Vgs1、Vgs2是二個相位互補的方波。

該降壓轉換電路5採用諧振架構，且電連接於該功因修正電路3以接收該升壓電壓，且將該升壓電壓降壓成該直流輸出電壓Vo,dc，且該降壓轉換電路5包括：一諧振電容Cr、一諧振電感Lr、一激磁電感Lm、一變壓器51、一第三二極體D3、一第四二極體D4，及一輸出電容Co。

串接的該諧振電容Cr、該諧振電感Lr和該激磁電感Lm電連接於該輸入電容Cf與該交流電源的共同接點與地之間。

該變壓器51具有一並聯於該激磁電感Lm的一次側繞組n1和一個二次側繞組n2。該一次側繞組n1具有一第一端和一第二端。該二次側繞組n2具有一第一端、一第二端及一位於該第一、第二端之間的中間抽頭。該二次側繞組n2於該第一端及該中間抽頭之間的匝數小於該一次側繞組n1的匝數，且該二次側繞組n2於該中間抽頭及該第二端之間的匝數小於該一次側繞組n1的匝數。其中，該一次及二次側繞組n1、n2的第一、二端分別是極性點端和非極性點端。

該第三二極體D3具有一電連接於該二次側繞組n2之第一端的陽極和一陰極。

該第四二極體D4具有一電連接於該二次側繞組n2之第二端的陽極和一電連接於該第三二極體D3之陰極的陰極。

該輸出電容Co電連接於該第三二極體D3的陰極和該二次側繞組n2的中間抽頭之間，且該輸出電容Co的兩端提供該直流輸出電壓Vo,dc給該發光二極體模組LED。

參閱圖2與圖3，參數Vgs1、Vgs2分別表示該第一控制信號及該第二控制信號，參數Vds1、Vds2分別表示該第一及第二開關S1、S2兩端的跨壓，參數VLpfc1表示該第一電感Lpfc1的電壓，參數iLpfc1、iLr、iLm、iD3、iD4分別表示流經該第一電感Lpfc1的電流、流經該諧振電感Lr的電流、流經該激磁電感Lm的電流、流經該第三及第四二極體D3、D4的電流。

以下就輸入電壓VAC經濾波後的操作以11個模式討論，且以下為了方便說明，在圖4至圖14中，該濾波電路2及該控制電路4省略不畫出，且導通的元件以實線畫出，非導通的元件以虛線畫出，且相較於圖2更畫出該第一及第二開關S1、S2的本質二極體DS1、DS2和寄生電容CS1、VS2。

模式一(t0~t1)：

參閱圖3與圖4，當該第一開關S1兩端的跨壓Vds1下降至零時，將該第一開關S1導通而具有零電壓切換，且該輸入電壓VAC經由該第一二極體D1及該第一開關S1對該第一電感Lpfc1進行儲能，使該第一電感電流iLpfc1呈線性上升。

此時，該變壓器51的一次側繞組n1的極性為上正下負，該激磁電感Lm經由該變壓器51及該第三二極體D3提供部分能量至該發光二極體模組LED。

由於該諧振電感電流iLr為負，該諧振電感電流iLr對該諧振電容Cr放電，並經由該第一開關S1的本質二極體DS1將能量傳送至該直流鏈電容CB。當該諧振電感電流iLr上升至零時，進入模式二。

模式二(t1~t2)：

參閱圖3與圖5，該第一開關S1持續導通，該輸入電壓VAC持續提供能量，使該第一電感Lpfc1持續儲能，而使該第一電感電流iLpfc1持續線性上升。

該直流鏈電容CB釋放能量至該諧振電容Cr、該諧振電感Lr和該變壓器51的一次側繞組n1，再經由該二次側繞組n2、導通的該第三二極體D3釋放至該發光二極體模組LED。

同時，該激磁電感Lm持續提供能量經由該變壓器51、該第三二極體D3釋放至該發光二極體模組LED。當該激磁電感電流iLm上升至零時，進入模式三。

模式三(t2~t3)：

參閱圖3與圖6，該輸入電壓VAC持續提供能量，使該第一電感Lpfc1持續儲能。模式三與模式二的差別為：該激磁電感Lm不再釋能。

該直流鏈電容CB和該諧振電感Lr釋放能量至該激磁電感Lm，同時經由該變壓器51、該第三二極體D3釋能至該發光二極體模組LED。當該諧振電感電流iLr下降至與該激磁電感電流iLm相等時，進入模式四。

模式四(t3~t4)：

參閱圖3與圖7，與模式三的差別為：該輸入電壓VAC持續提供能量，使得該第一電感電流iLpfc1線性上升至一最大值。

由於此時該諧振電感電流iLr與該激磁電感電流iLm相等，故無電流流至該變壓器51，因此該第三及第四二極體D3、D4不導通，轉由該輸出電容Co釋能至該發光二極體模組LED。當該第一開關S1非導通時，模式四結束。

模式五(t4~t5)：

參閱圖3與圖8，該第二開關S2的寄生電容CS2開始釋放能量，使該第一開關S1非導通，且該第一電感Lpfc1轉為釋放能量至該第一開關S1的寄生電容CS1，使該第一電感電流iLpfc1呈線性下降。

當該第一開關S1關閉的瞬間時，該直流鏈電容CB開始提供能量至該第一開關S1的寄生電容CS1及 該諧振電容Cr。

同時，該第二開關S2的寄生電容CS2放電，導致該第二開關S2的端電壓Vds2下降。當該電壓Vds2下降至零時，進入模式六。

模式六(t5~t6)：

參閱圖3與圖9，由於該電壓Vds2下降至零，使該第二開關S2導通而具有零電壓切換，此時該第一電感Lpfc1經由該第一二極體D1及該第二開關S2對該直流鏈電容CB進行儲能，使該第一電感電流iLpfc1持續線性下降，且該變壓器51的一次側繞組n1的極性轉為上負下正，該激磁電感Lm經由該變壓器51及該第四二極體D4提供部分能量至該發光二極體模組LED，使該激磁電感電流iLm開始下降。

同時，該諧振電感Lr經由該第二開關S2的本質二極體DS2將該諧振電感電流iLr釋放至該諧振電容Cr。當該諧振電感電流iLr下降至零時，進入模式七。

模式七(t6~t7)：

參閱圖3與圖10，該第二開關S2持續導通，且該第一電感Lpfc1時續對該直流鏈電容CB進行儲能，使得該第一電感電流iLpfc1持續線性下降。

此時，該諧振電容Cr開始經由該變壓器51及該第四二極體D4釋放能量至該發光二極體模組LED，並提供部分能量給該諧振電感Lr，且該激磁電感Lm持續經由該變壓器51及該第四二極體D4提供部分能量至該發光二 極體模組LED，使該激磁電感電流iLm持續線性下降。

由於該第一電感Lpfc1持續釋能，當該第一電感電流iLpfc1下降至零時，進入模式八。

模式八(t7~t8)：

參閱圖3與圖11，該諧振電容Cr和該激磁電感Lm分別持續釋放能量，當該激磁電感電流iLm下降至零時，進入模式九。

模式九(t8~t9)：

參閱圖3與圖12，該諧振電容Cr釋放能量至該激磁電感Lm、該諧振電感Lr，及該發光二極體模組LED。當該諧振電感電流iLr下降至與該激磁電感電流iLm相等時，進入模式十。

模式十(t9~t10)：

參閱圖3與圖13，由於該諧振電感電流iLr下降至與該激磁電感電流iLm相等，故無電流流至該變壓器51，導致該第三及第四二極體D3、D4關閉，轉由該輸出電容Co釋能至該發光二極體模組LED。當該第二開關S2非導通時，進入模式十一。

模式十一(t10~t11)：

參閱圖3與圖14，該第二開關S2關閉且該第一開關S1尚未開啟時，該諧振電容Cr釋放能量至該第二開關S2的寄生電容CS2。

同時，該第一開關S1的寄生電容CS1釋放能量至該諧振電感Lr、該諧振電容Cr，及該直流鏈電容CB 。當該第一開關S1的寄生電容CS1持續放電，使該第一開關S1的端電壓Vds1下降至零時，模式十一結束。此時，該第一開關S1導通而具有零電壓切換，且回到模式一重新開始新的一個週期。

以下圖15~20為對應上述實施例的模擬實驗圖：參閱圖15，為該第一較佳實施例來自該交流電源的該輸入電壓VAC及該輸入電流Iin的波形圖，且該輸入電壓VAC及該輸入電流Iin的波形同相位。

參閱圖16，為該第一較佳實施例之該降壓轉換電路5的該直流輸出電壓Vo,dc及其輸出電流Io的波形圖。

參閱圖17與圖18，分別為該第一較佳實施例之跨於該第一開關S1的電壓Vds1與流經該第一開關S1的電流Ids1，及跨於該第二開關S2的電壓Vds2與流經該第二開關S2的電流Ids2的波形圖，說明利用零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)技術來控制該第一及第二開關S1、S2的切換。

參閱圖19與圖20，為該第一較佳實施例之跨於該第一開關S1的電壓Vds1與流經該第三二極體D3的電流iD3，及跨於該第二開關S2的電壓Vds2與流經該第四二極體D4的電流iD4的波形圖，說明該第一及第二開關S1、S2的切換達到零電流切換(zero current switching，ZCS)技術。

<第二較佳實施例>

參閱圖21，本發明電源轉換裝置之第二較佳實施例與該第一較佳實施例的差別為：該第一電感Lpfc1電連接於該第一二極體D1的陰極和該第一開關S1之間，且該功因修正電路3更包括一第二電感Lpfc2。

該第二電感Lpfc2電連接於該第二二極體D2的陽極和該第二開關S2之間。

該第二較佳實施例的操作程序及動作原理分別近似該第一較佳實施例，故不重述。

參閱圖22，是該第二較佳實施例的一變形，該變形與該第二較佳實施例的差別在於：將該第一及二電感Lpfc1、Lpfc2整合成單一個耦合電感，能將磁性元件(即電感)的數目減半，以達到簡化元件數，又該變形的操作程序與該第二較佳實施例相同，故不再重述。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1.該電源轉換裝置的電路成本較低。由於該功因修正電路3相較於先前技術的功因修正電路12少了該第一電容C1、該第二電容C2，及該第二電感L2(見圖1)等電子元件，且該電源轉換裝置不需額外利用一整流電路進行整流，使得該電源轉換裝置的的電子元件數目較少，故能降低元件成本。

2.該電源轉換裝置的控制方法及架構較為簡單。由於該電源轉換裝置相較於先前技術的電源轉換裝置僅需一個控制電路4，故能簡化電路架構並以較簡單的控制 方法實現電源轉換的運作。

3.該電源轉換裝置的開關數目較少。由於該功因修正電路3僅使用二個開關S1、S2，且該降壓轉換電路5不需額外使用開關，故能減少該電源轉換裝置的開關數目。

4.提升轉換功率的效能。由於該電源轉換裝置僅需一個控制電路4，且藉由利用該濾波電路2、該功因修正電路3，及該降壓轉換電路13等三段電路即可進行轉換功率，相較於先前技術的電源轉換裝置(見圖1)不需再額外經過該全橋整流電路11，且精簡該降壓轉換電路13的第三及第四開關S3、S4，而少了二個開關切換功率損失，實質上可視為不需經由先前技術的該功因修正電路12、該降壓轉換電路13這二級電路的各自開關轉換(見圖1)，故能提升轉換功率的效能。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

2‧‧‧濾波電路

Lf‧‧‧輸入電感

Cf‧‧‧輸入電容

3‧‧‧功因修正電路

Lpfc1‧‧‧第一電感

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第二二極體

S1‧‧‧第一開關

S2‧‧‧第二開關

CB‧‧‧直流鏈電容

4‧‧‧控制電路

5‧‧‧降壓轉換電路

51‧‧‧變壓器

n1‧‧‧一次側繞組

n2‧‧‧二次側繞組

Cr‧‧‧諧振電容

Lr‧‧‧諧振電感

Lm‧‧‧激磁電感

D3‧‧‧第三二極體

D4‧‧‧第四二極體

Co‧‧‧輸出電容

LED‧‧‧發光二極體模組

Claims (6)

1. 一種電源轉換裝置，電連接於一提供一輸入電壓及一輸入電流的交流電源，並包含：一濾波電路，接收該輸入電壓及該輸入電流，並濾除該輸入電壓與該輸入電流中的高頻雜訊，以產生一濾波電壓，該濾波電路包括串接的一輸入電感和一輸入電容，並聯於該交流電源，以接收該輸入電壓及該輸入電流，且以跨於該輸入電容的一電壓作為該濾波電壓；一功因修正電路，電連接於該濾波電路，以接收該濾波電壓，並將該濾波電壓進行升壓以產生一升壓電壓，且該功因修正電路包括：一直流鏈電容；一第一電感，具有一電連接於該濾波電路的第一端和一第二端；串聯的一第一二極體和一第二二極體，並聯於該直流鏈電容，且該第一二極體和該第二二極體的一共同接點電連接於該第一電感的第二端；及串聯的一第一開關和一第二開關，並聯於該直流鏈電容，每一開關可操作在一導通狀態及一非導通狀態，該第一及第二開關分別受二個控制信號控制而交錯地在該導通及該非導通狀態之間切換，且以跨於該第二開關的一電壓作為該升壓電壓；及一降壓轉換電路，電連接於該功因修正電路以接收 該升壓電壓，且將該升壓電壓降壓成一直流輸出電壓；其中，該第一電感的第一端電連接於該輸入電感與該輸入電容的一共同接點，該第一二極體具有一電連接於該第一電感之第二端的陽極與一陰極，該第二二極體具有一電連接於該第一二極體之陽極的陰極與一陽極，該直流鏈電容電連接於該第一二極體的陰極及該第二二極體的陽極之間，用於儲存該升壓電壓，且該第一開關和該第二開關的一共同接點電連接於該輸入電容與該交流電源的一共同接點。
2. 如請求項1所述的電源轉換裝置，更包含：一控制電路，電連接於該功因修正電路，並提供該二控制信號給各自所對應的該第一及第二開關，且該二控制信號是二個相位互補的方波。
3. 如請求項1所述的電源轉換裝置，其中：當該第一開關處於該導通狀態時，該第二開關處於該非導通狀態，而當該第二開關處於該導通狀態時，該第一開關處於該非導通狀態，時序上相鄰的該第一開關處於該導通狀態的期間與該第二開關處於該導通狀態的期間間隔一預定時間。
4. 如請求項3所述的電源轉換裝置，其中，該降壓轉換電路包括：串接的一諧振電容、一諧振電感和一激磁電感，電連接於該輸入電容與該交流電源的該共同接點與一地之間； 一變壓器，具有一並聯於該激磁電感的一次側繞組和一個二次側繞組，該一次側繞組具有一第一端和一第二端，該二次側繞組具有一第一端、一第二端及一位於該第一、第二端之間的中間抽頭，該二次側繞組於該第一端及該中間抽頭之間的匝數小於該一次側繞組的匝數，且該二次側繞組於該中間抽頭及該第二端之間的匝數小於該一次側繞組的匝數；一第三二極體，具有一電連接於該二次側繞組之第一端的陽極和一陰極；一第四二極體，具有一電連接於該二次側繞組之第二端的陽極和一電連接於該第三二極體之陰極的陰極；及一輸出電容，電連接於該第三二極體的陰極和該二次側繞組的中間抽頭之間，且該輸出電容的兩端提供該直流輸出電壓。
5. 如請求項1所述的電源轉換裝置，其中，該第一電感電連接於該第一二極體的陰極和該第一開關之間，且該功因修正電路更包括：一第二電感，電連接於該第二二極體的陽極和該第二開關之間。
6. 如請求項5所述的電源轉換裝置，其中，該第一電感和該第二電感是整合在一起的耦合電感。