TWI477047B - High boost power conversion device - Google Patents

Description

高升壓型電力轉換裝置

本發明是有關於一種升壓型電力轉換裝置，特別是指一種結合電荷幫浦與耦合電感以獲得高電壓轉換比的高升壓型電力轉換裝置。

在許多發電系統，如風力發電、太陽能發電、燃料電池及複合動力車等，皆需使用具有高電壓轉換比的電力轉換器，來提升前級發電端的輸出電壓至較高電壓以提供給後級負載端用電。除了在上述的電源系統外，具有高電壓轉換比之電力轉換器亦常應用在其它場合，如：不斷電系統(UPS)、車用之氣體放電式頭燈(HID)等。

有鑑於此，許多學者提出了許多新型的高升壓型轉換器，例如：使用耦合電感之匝數比來提升電壓增益比；也有將耦合電感搭配倍壓電路，或搭配切換式電容來進行電壓疊加以更進一步地提高電壓轉換比；或者，利用多個磁性元件同時儲能，再同時釋能至輸出端，以提升電壓增益比。

但以上所提之提高電壓轉換比之方法皆各有其缺點，包括：有的技術採用的電路元件過多致使設計複雜造成電路成本提高、有的技術採用的是浮接式開關而必須隔離驅動；有的技術需額外增加開關來實現主動箝位電路，導致電路分析不易。

基於上述所言，需要一種可提高電壓轉換比，並且可以簡化電路元件的技術方案。

本發明之目的，即在提供一種可以提升效率及簡化電路元件的高升壓型電力轉換裝置。

於是，本發明的高升壓型電力轉換裝置包含一電荷幫浦、一轉換電路及一輸出電路。

該電荷幫浦用以接收一輸入電壓，包括一具有一第一端及一第二端的第一開關、一以一第一端串接該第一開關的第一端之第二開關、一以陽極連接該第一開關之第二端的幫浦二極體，及一具有一第一端及一第二端的幫浦電容，該幫浦電容的第一端電性連接該幫浦二極體的陰極，該幫浦電容的第二端電性連接該第一開關的第一端及該第二開關的第一端之間。

該轉換電路包括一電性連接該電荷幫浦的耦合電感及一第三開關，該耦合電感包括一具有一第一端及一第二端的一次側繞組，及一具有一第一端與一第二端的二次側繞組，該一次側繞組以其第一端與該幫浦二極體的陰極及該幫浦電容之第一端耦接，該二次側繞組以其第一端與該一次側繞組的第二端耦接，該第三開關具有一第一端及一第二端，且以其第一端電性連接於該一次側繞組的第二端及該二次側繞組的第一端之間，以其第二端電性連接於該第二開關之第二端。

該輸出電路具有一輸出二極體及一輸出電容，該輸出二極體之陽極耦接該二次側繞組的第二端，該輸出電容與該輸出二極體之陰極並聯，並藉由該第一開關、該第二開關及該 第三開關分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或截止並使該輸入電壓升壓後由該輸出電路輸出。

較佳的，若該高升壓型電力轉換裝置操作於連續導通模式時，該波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是該第一開關與該第三開關導通且該第二開關截止，區間1-D是該第二開關導通且第一開關與該第三開關截止；若操作於不連續導通模式時，則除了有上述兩區間，尚還有一第三區間，於該第三區間中的流經該一次側繞組之電流為零，且該第二開關導通、該第一開關截止與該第三開關截止。

較佳的，該第一開關、該第二開關與該第三開關分別由一N型金氧半場效電晶體及一背接二極體組成，該背接二極體之陰極耦接該N型金氧半場效電晶體的源極，該背接二極體之陽極耦接該N型金氧半場效電晶體的汲極。

較佳的，高升壓型電力轉換裝置還包括一箝位二極體，該箝位二極體的陽極耦接該二次側繞組的第一端，該箝位二極體的陰極耦接該輸出二極體的陰極。

較佳的，高升壓型電力轉換裝置還包括一緩衝二極體及一緩衝電容，該緩衝二極體的陽極耦接該一次側繞組的第二端，該緩衝二極體的陰極耦接該二次側繞組的第一端，該緩衝電容並聯於該緩衝二極體的陰極及該二次側繞組的第一端之間。

本發明的高升壓型電力轉換裝置之功效在於，藉由一個耦合電感、兩個二極體、一個電容及三個開關就可達成高升 壓轉換的目的，不但元件組成簡單容易實施，且本發明之轉換效能也有極佳的表現。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之三個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。在本發明被詳細描述之前，要注意的是，在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖1，本發明之第一較佳實施例中，高升壓型電力轉換裝置100包含一電荷幫浦11、一轉換電路12及一輸出電路13。

電荷幫浦11用以接收一輸入電壓v_i ，包括一具有一第一端111及一第二端112的第一開關S₁ 、一以一第一端121串接第一開關S₁ 的第一端111之第二開關S₂ 、一以陽極131連接第一開關S₁ 之第二端112的幫浦二極體D_b ，及一具有一第一端141及一第二端142的幫浦電容C_b ，幫浦電容C_b 的第一端141電性連接幫浦二極體D_b 的陰極132，幫浦電容C_b 的第二端142電性連接第一開關S₁ 的第一端111及第二開關S₂ 的第一端121之間。

轉換電路12包括一電性連接電荷幫浦11的耦合電感120及一第三開關S₃ ，耦合電感120包括一具有一第一端151及一第二端152的一次側繞組L_p ，及一具有一第一端161與一第二端162的二次側繞組L_s ，一次側繞組L_p 以其第一端151與幫浦二極體D_b 的陰極132及幫浦電容C_b 之第一端141耦接，二次側繞組L_s 以其第一端161與一次側繞 組L_p 的第二端152耦接，第三開關S₃ 具有一第一端171及一第二端172，且以其第一端171電性連接於一次側繞組L_p 的第二端152及二次側繞組L_s 的第一端161之間，以其第二端172電性連接於第二開關S₂ 之第二端122。

輸出電路13具有一輸出二極體D_o 、一輸出電容C_o 及一輸出電阻R_o ，輸出二極體D_o 之陽極181耦接二次側繞組L_s 的第二端162，輸出電容C_o 及輸出電阻R_o 與輸出二極體D_o 之陰極182並聯，並藉由第一開關S₁ 、第二開關S₂ 及第三開關S₃ 分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或截止並使輸入電壓V_i 升壓後由輸出電路13輸出一輸出電壓V_o 。

本實施例中，若該高升壓型電力轉換裝置100操作於連續導通模式時，波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是第一開關S₁ 與第三開關S₃ 導通且第二開關S₂ 截止，區間1-D是第二開關S₂ 導通且第一開關S₁ 與第三開關S₃ 截止；並且，第一開關S₁ 、第二開關S₂ 與第三開關S₃ 分別由一N型金氧半場效電晶體及一背接二極體D₁ 、D₂ 、D₃ 組成，背接二極體D₁ 、D₂ 、D₃ 之陰極耦接N型金氧半場效電晶體的源極(S)，背接二極體D₁ 、D₂ 、D₃ 之陽極耦接N型金氧半場效電晶體的汲極(D)。

參閱圖2及圖3，高升壓型電力轉換裝置100可操作於電感電流i_Lp 連續導通模式與電感電流i_Lp 不連續導通模式，電感電流i_Lp 連續導通模式的波形圖如圖2及電感電流i_Lp 不連續導通模式的波形圖如圖3所示。

而在進行電路動作分析之前，先就其相關的符號定義及其所需之假設做一簡單的說明：輸入電壓為固定值V_i ，且幫浦電容C_b 足夠大，使其跨壓等於V_i 。輸出電容C_o 足夠大，使其輸出電壓為一定值V_o 。i_i 為輸入電流、i_b 為流經幫浦電容C_b 之電流、i_Lp 為流經一次側繞組L_p 之電流、i_Ls 為流經二次側繞組L_s 之電流、i_Co 為流經輸出電容C_o 之電流。為耦合電感120之磁通量，耦合電感120之耦合係數k =1，即不考慮漏感。N_p 、N_s 分別為耦合電感一次側繞組及二次側繞組之匝數，其匝數比為n =N _s /N _p 。V_gs1 為上臂的第一開關S₁ 之閘極驅動訊號、V_gs2 為下臂的第二開關S₂ 之閘極驅動訊號、V_gs3 為第三開關S₃ 之閘極驅動訊號。T_s 為切換週期。兩功率開關的空白時間忽略不計，且第一開關S₁ 、第三開關S₃ 之導通時間為DT_s ，第二開關S₂ 之導通時間為(1-D )T _s 。當操作在電感電流i_Lp 不連續導通模式時，第一開關S₁ 截止瞬間至流經一次側繞組L_p 之電感電流i_Lp 去磁為零所花費的時間為△₁ T _s ；而電感電流i_Lp 為零到第一開關S₁ 導通所花費的時間為△₂ T _s ，其中，△₁ T _s +△₂ T _s =(1-D )T _s 。所有功率開關、二極體、電容及電感均視為理想元件。

參閱圖4，耦合電感120之等效模型中，令一次側繞組L_p 之電感值等於L₁ (圖未示)，當第三開關S₃ 為截止時，藉由耦合電感特性，令一次側繞組L_p 及二次側繞組L_s 串聯之電感值等效為L₂ ，公式1所示。

於第三開關S₃ 為截止時，耦合電感120之等效電感L₂ 藉由磁通之連續性及安培定理可知，此電路之電感電流i_Lp 在切換瞬間發生電流瞬變，是因為耦合電感120在激磁、去磁時所對應之匝數不同所造成的，如公式2，其中，為耦合電感鐵芯之磁阻。

參閱圖5，如圖5(a)顯示連續導通模式下的電流i_L1 及i_L2 與i_Lp 之關係圖，如圖5(b)則是顯示不連續導通模式下的電流i_L1 及i_L2 與i_Lp 之關係圖。

經由公式2將電感電流i_Lp 於不同工作狀態下進行代數轉換，也就是說，如公式3及圖5所示，若假設耦合電感在激、去磁時之匝數固定為N_p ，則可得一連續的電流i_L1 ；同理若耦合電感在激、去磁時之匝數固定為N_p +N_s ，則可得另一連續的電流i_L2 。

其中，i_Lp 與i_L1 、i_L2 之關係由公式2及公式3可得

而圖5中之I_L1 及I_L2 分別為i_L1 及i_L2 之平均電流，並滿足以下關係式：

參閱圖6，為電感電流i_Lp 連續導通時之狀態一的等效電流路徑，其狀態說明如下：狀態一為時間區間(t ₀ t t ₁ )，此時，第一開關S₁ 、第三開關S₃ 導通，第二開關S₂ 截止，幫浦二極體D_b 、輸出二極體D_o 截止。此時電感L_p 激磁，其跨壓為兩倍之輸入電壓V_i ，如公式6。

v _Lp =2V _i 公式6

而流經輸出電容C_o 之電流i_Co 等於負的輸出電流

此時間區間(t ₀ t t ₁ )於第一開關S₁ 、第三開關S₃ 截止且第二開關S₂ 導通時結束。

參閱圖7，為電感電流i_Lp 連續導通模式之狀態二的等效電流路徑，其狀態說明如下；狀態二為時間區間(t ₁ t t ₀ +T _s )，此時，第一開關S₁ 、第三開關S₃ 為截止，第二開關S₂ 為導通，幫浦二極體D_b 、輸出二極體D_o 導通。由圖7可得知此時等效電感L₂ 去磁，且L₂ 之跨壓V_L2 為輸入電壓V_i 減去輸出電壓V_o ，如公式8。

v _{L 2} =V _i -V _o 公式8

將上式經由分壓定理可得知電感L_p 之跨壓，如公式9。

而流經輸出電容C_o 之電流i_Co 等於電感電流i_Lp 減輸出電流，如公式10。

將公式4代入公式10可得公式11。

此區間於第一開關S₁ 、第三開關S₃ 導通，第二開關S₂ 截止時結束。

經由上述分析並藉由電感跨壓須符合伏秒平衡，如公式12。

將公式12整理後可得電路操作於電感電流i_Lp 連續導通模式時之電壓轉換比如公式13。

另外，藉由電容電流須符合安秒平衡，可得公式14。

將公式14整理後可得I_L2 與輸出電流的關係為公式15。

參閱圖8，電感電流於邊界條件時之波形時序圖，當電 路工作於邊界條件時，電流i_Lp 及其對應i_L2 之波形如8所示。

當一切換週期T_s 結束瞬間，流經電感L_p 之電流i_Lp 為零，此時流經電感L_p 之邊界平均電流I_LB 可由公式15求得公式16。

而電感電流i_Lp 於第一開關S₁ 截止期間所對應之i_L2 之漣波值為公式17，其中，i _{L 2,peak} 為i_L2 之峰對峰值。

將公式1代入公式17經整理後可得公式18。

電路操作於電感電流i_Lp 不連續導通模式時所需之條件為公式19。

I _LB <△i _{L 2} 公式19

將公式13、公式16及公式18代入可改寫公式19為公式20。

其中，令

參閱圖9，是令n=1得其操作模式之分界曲線圖。

將公式21代入公式20，可得公式22。

K <K _crit (D ) 公式22

由上式可知，當K小於K _crit (D )，電路將操作於電感電流i_Lp 不連續導通模式。

參閱圖3及圖5(b)，當電路操作於電感電流i_Lp 不連續導通模式時，電路動作可分為三個狀態。

同圖6所示，電感電流i_Lp 連續導通模式之狀態一為時間區間(t ₀ t t ₁ )，第一開關S₁ 、第三開關S₃ 為導通，第二開關S₂ 為截止，幫浦二極體D_b 、輸出二極體D_o 截止；此時電感L_p 之跨壓同公式6，而流經輸出電容C_o 之電流i_Co 同公式7。此區間於第一開關S₁ 、第三開關S₃ 截止，第二開 關S₂ 導通時結束。

同圖7所示，電感電流i_Lp 連續導通模式之狀態二為時間區間(t ₁ t t ₂ )，第一開關S₁ 、第三開關S₃ 為截止，第二開關S₂ 為導通，幫浦二極體D_b 、輸出二極體D_o 導通；此時電感L_p 之跨壓同公式9，而流經輸出電容C_o 之電流i_Co 同公式11。此區間於等效電感L₂ 去磁至i_Lp 等於零時結束。

同圖7所示，電感電流i_Lp 連續導通模式之狀態三為時間區間(t ₂ t t ₀ +T _s )，第一開關S₁ 、第三開關S₃ 為截止，第二開關S₂ 為導通，幫浦二極體D_b 導通、輸出二極體D_o 截止。此時等效電感L₂ 之跨壓為零，故經由分壓定理可得電感L_p 之跨壓V_Lp 也為零。

v _Lp =0 公式23

而流經輸出電容C_o 之電流i_Co 等於負輸出電流

此區間於第一開關S₁ 、第三開關S₃ 導通，第二開關S₂ 截止時結束。

參閱圖10，為電感電流i_Lp 不連續導通模式之狀態三的電流路徑。

經由上述分析並藉由電感跨壓須符合伏秒平衡，可得公式25。

將上式整理後可得公式26。

另外，藉由電容電流須符合安秒平衡及圖5(b)，可得公式27。

上式經整理後可得公式28。

藉由電感基本公式可求得如公式29所示，其中，i _{L 2,peak} 為電流i_L2 之峰值。

將公式29代入公式28後可得公式30。

再將公式26代入公式30可得公式31。

將公式21中之代入公式31，可得公式32。

經由上式可求得輸出電壓V_o 為公式33。

最後將公式33同除以輸入電壓V_i ，即可求得電路操作於電感電流i_Lp 不連續導通模式時之電壓轉換比如公式34。

實際運作時，耦合電感120必存在著漏感L_LK ，使得第三開關S₃ 於截止瞬間產生極大的電壓突波。因此本發明的第二實施例還加入一被動式箝位電路或本發明的第三實施例還加入一被動式緩衝電路於第一實施例的主電路中，分別如圖11(a)為一種具被動式箝位電路的高升壓型電力轉換裝置200；如圖11(b)為一種具被動式緩衝電路的高升壓型電力轉換裝置300。

參閱圖11(a)及圖12，本發明的第二實施例中，高升壓型電力轉換裝置200除了如圖1的元件及採用相同的控制技 術之外，還包括一箝位二極體D_c1 ，箝位二極體D_c1 的陽極201耦接二次側繞組L_s 的第一端161，箝位二極體D_c1 的陰極202耦接輸出二極體D_o 的陰極182。

此架構的優點是：只需額外增加一個箝位二極體D_c1 ，於第三開關S₃ 截止瞬間，當漏感L_LK 所產生之反電動勢使得第三開關S₃ 之跨壓V_ds3 大於輸出電壓V_o 時，漏感L_LK 的能量將經由二極體D_c1 釋放至輸出端。

參閱圖11(b)，本發明的第三實施例中，高升壓型電力轉換裝置300除了如圖1的元件及採用相同的控制技術之外，還包括一緩衝二極體D_sn 及一緩衝電容C_sn ，緩衝二極體D_sn 的陽極301耦接一次側繞組L_p 的第二端152，緩衝二極體D_sn 的陰極302耦接二次側繞組L_s 的第一端161，緩衝電容C_sn 並聯於緩衝二極體D_sn 的陰極302及二次側繞組L_s 的第一端161之間。

此架構只需額外增加緩衝二極體D_sn 及緩衝電容C_sn ，其操作狀態可分為狀態一及狀態二，如下所述。

參閱圖13，為狀態一的電流路徑圖，當第三開關S₃ 截止瞬間，漏感L_LK 產生之反電動勢使得緩衝二極體D_sn 及輸出二極體D_o 導通，此時漏感L_LK 去磁，且對緩衝電容C_sn 充電。此狀態於漏感電流i_LK 為零時結束。

參閱圖14，為狀態二的電流路徑圖，此時緩衝二極體D_sn 截止、輸出二極體D_o 導通，緩衝電容C_sn 放電至輸出端，當緩衝電容C_sn 放電至電壓等於v _{Csn ,min} ，且緩衝二極體D_sn 導通時，此狀態結束。

高升壓型電力轉換裝置200及300之系統規格相同，如表1所示，且皆操作於電感電流i_Lp 連續導通模式。

高升壓型電力轉換裝置200及300之元件的參數及選用分別如表2及表3所示。

如圖15至圖18為本發明之第二實施例的高升壓型電力轉換裝置200於不同負載下之波形圖。

參閱圖15，為高升壓型電力轉換裝置200於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、第三開關S₃ 之閘極驅動訊號及v_gs3 及幫浦電容C_b 之跨壓v_Cb 的波形。由圖15可知，幫浦電容之跨壓v_Cb 約等於輸入電壓5V。

參閱圖16，為高升壓型電力轉換裝置200於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、流經耦合電感一次側之電流i_Lp 及流經耦合電感二次側之電流i_Ls 的波形。

參閱圖17，為高升壓型電力轉換裝置200於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、第三開關S₃ 之跨壓v_ds3 及箝位二極體D_c1 之跨壓v_Dc1 的波形。

參閱圖18為圖17之局部放大波形圖，由圖17及圖18可知，當第三開關S₃ 跨有突波電壓時，箝位二極體D_c1 將同時導通以使得第三開關S₃ 之突波電壓可被箝制於輸出電壓48V。其中圖18中第三開關S₃ 與箝位二極體D_c1 時之振鈴現象是因為其功率元件之背接電容與線路上之雜散電感共振而造成。

如圖19至圖22為本發明之第三實施例的高升壓型電力轉換裝置300於不同負載下之波形圖。

參閱圖19，為高升壓型電力轉換裝置300於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、第三開關S₃ 之閘極驅動訊號及v_gs3 及幫浦電容C_b 之跨壓v_Cb 的波形。就高升壓型電力轉換裝置300而言，由圖19可知，幫浦電容之跨壓v_Cb 於輸入電壓，即5V。

參閱圖20，為高升壓型電力轉換裝置300於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、流經耦合電感一次側之電流i_Lp 及流經耦合電感二次側之電流i_Ls 的波形。由圖20比較可知，一、二次側電流i_Lp 及i_Ls 具振鈴現象，其原因為第三開關S₃ 之背接電容亦參予了二極體D_sn 二度導通時漏感L_LK 與緩衝電容C_sn 之共振行為。

參閱圖22為圖21之局部放大波形圖。參閱圖21，為高升壓型電力轉換裝置300於滿載時，第一開關S₁ 之閘極驅動訊號v_gs1 、第二開關S₂ 之閘極驅動訊號v_gs2 、第三開關S₃ 之跨壓v_ds3 及緩衝二極體D_sn 之跨壓v_Dsn 的波形。由圖21可知，第三開關S₃ 於截止時之突波電壓，在滿載時約為20V，且由圖22可知，於第一開關S₁ 截止之瞬間，漏感之能量藉由D_sn 導通傳送至緩衝電容C_sn 。其中，圖22中之第三開關S₃ 與緩衝二極體D_sn 出現之振鈴現象較高升壓型電力轉換裝置200不同的理由是，除了功率元件之背接電容與線路上之雜散電感外，緩衝電容C_sn 亦參予了共振。

參閱圖23，為高升壓型電力轉換裝置200與第一實施例兩者之效率對負載電流之曲線圖，其中，不論於任何負載電流下其轉換效率皆較第一實施例高，其最低轉換效率為89.55%，最高轉換效率可達到92.79%。

參閱圖24，為高升壓型電力轉換裝置300與第一實施例兩者之效率對負載電流之曲線圖，其中，轉換效率約於中載之後隨著電流負載增加將越高於第一實施例，其最低效率為90.38%，最高效率可達到92.29%。

若再將圖23及圖24做比較，可發現高升壓型電力轉換裝置300之效率約在中載以下較第一實施例及高升壓型電力轉換裝置200為低，其原因為，高升壓型電力轉換裝置300於耦合電感去磁時，電感電流i_Ls 會流經緩衝二極體D_sn 使得導通損增加。然而，當負載由中載逐漸加載後，高升壓型電力轉換裝置300之效率則高於高升壓型電力轉換裝置200，其原因為，由於高升壓型電力轉換裝置300較高升壓型電力轉換裝置200能更有效地降低第三開關S₃ 的耐壓，故所選用之第三開關S₃ 其導通電阻R_on 較高升壓型電力轉換裝置200低了許多，使得負載電流逐漸由中載加大至滿載時，高升壓型電力轉換裝置300之開關S₃ 的導通損失遠低於高升壓型電力轉換裝置200。

因此，由前述實作之結果可知，高升壓型電力轉換裝置300能夠比高升壓型電力轉換裝置200更有效地降低第三開關S₃ 的突波電壓，且於負載電流達到中載之後的效率也較高升壓型電力轉換裝置200為佳；相對的，高升壓型電力轉 換裝置200於負載電流為輕載至中載之間時，其效率則較高升壓型電力轉換裝置300為佳，且就電路架構來說，高升壓型電力轉換裝置200之元件數較高升壓型電力轉換裝置300少一個緩衝電容，因此較高升壓型電力轉換裝置300具有電路成本低且可靠度佳的優勢。

綜上所述，本發明的高升壓型電力轉換裝置100，其主要架構係將電荷幫浦11與耦合電感120結合來獲得高的電壓轉換比，且針對漏感問題提出了被動式箝位的高升壓型電力轉換裝置200及被動式緩衝減振的高升壓型電力轉換裝置300，因此，相較於現有技術，本發明的電壓轉換比可獲得大幅的提升，且具有電路簡單、控制容易的特色，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧高升壓型電力轉換裝置

11‧‧‧電荷幫浦

12‧‧‧轉換電路

120‧‧‧耦合電感

13‧‧‧輸出電路

111‧‧‧第一開關的第一端

112‧‧‧第一開關的第二端

121‧‧‧第二開關的第一端

122‧‧‧第二開關的第二端

131‧‧‧幫浦二極體的第一端

132‧‧‧幫浦二極體的第二端

141‧‧‧幫浦電容的第一端

142‧‧‧幫浦電容的第二端

151‧‧‧一次側繞組的第一端

152‧‧‧一次側繞組的第二端

161‧‧‧二次側繞組的第一端

162‧‧‧二次側繞組的第二端

171‧‧‧第三開關的第一端

172‧‧‧第三開關的第二端

181‧‧‧輸出二極體的第一端

182‧‧‧輸出二極體的第二端

C_b ‧‧‧幫浦電容

C_o ‧‧‧輸出電容

C_sn ‧‧‧緩衝電容

D₁ 、D₂ 、D₃ ‧‧‧背接二極體

D_b ‧‧‧幫浦二極體

D_o ‧‧‧輸出二極體

D_c1 ‧‧‧箝位二極體

D_sn ‧‧‧緩衝二極體

L_p ‧‧‧一次側繞組

L_s ‧‧‧二次側繞組

R_o ‧‧‧輸出電阻

S₁ ‧‧‧第一開關

S₂ ‧‧‧第二開關

S₃ ‧‧‧第三開關

v_i ‧‧‧輸入電壓

v_o ‧‧‧輸出電壓

圖1是說明本發明的高升壓型電力轉換裝置之第一較佳實施例的電路圖；圖2是說明本發明的高升壓型電力轉換裝置操作於電感電流連續導通模式之電路圖；圖3是說明本發明的高升壓型電力轉換裝置操作於電感電流不連續導通模式之電路圖；圖4是說明本發明的耦合電感之等效模型； 圖5(a)及圖5(b)是分別說明顯示連續導通模式下的電流i_L1 及i_L2 與i_Lp 之關係圖以及顯示不連續導通模式下的電流i_L1 及i_L2 與i_Lp 之關係圖；圖6是說明電感電流連續導通時之狀態一的等效電流路徑；圖7是說明電感電流連續導通時之狀態二的等效電流路徑；圖8是說明電感電流於邊界條件時之波形時序圖；圖9是說明相關公式代入n=1得其操作模式之分界曲線圖；圖10是說明電感電流不連續導通模式之狀態三的電流路徑；圖11(a)及圖11(b)是分別說明一種具被動式箝位電路的高升壓型電力轉換裝置及一種具被動式緩衝電路的高升壓型電力轉換裝置；圖12是說明圖11(a)的電流路徑圖；圖13是說明圖11(b)的操作狀態為狀態一的電流路徑圖；圖14是說明圖11(b)的操作狀態為狀態二的電流路徑圖；圖15至圖18為本發明之第二實施例於不同負載下之波形圖；圖19至圖22為本發明之第三實施例於不同負載下之波形圖； 圖23是說明本發明之第二實施例與第一實施例兩者之效率對負載電流之曲線圖；及圖24是說明本發明之第三實施例與第一實施例兩者之效率對負載電流之曲線圖。

100‧‧‧高升壓型電力轉換裝置

11‧‧‧電荷幫浦

12‧‧‧轉換電路

120‧‧‧耦合電感

13‧‧‧輸出電路

111‧‧‧第一開關的第一端

112‧‧‧第一開關的第二端

121‧‧‧第二開關的第一端

122‧‧‧第二開關的第二端

131‧‧‧幫浦二極體的第一端

132‧‧‧幫浦二極體的第二端

141‧‧‧幫浦電容的第一端

142‧‧‧幫浦電容的第二端

151‧‧‧一次側繞組的第一端

152‧‧‧一次側繞組的第二端

161‧‧‧二次側繞組的第一端

162‧‧‧二次側繞組的第二端

171‧‧‧第三開關的第一端

172‧‧‧第三開關的第二端

181‧‧‧輸出二極體的第一端

182‧‧‧輸出二極體的第二端

C_b ‧‧‧幫浦電容

C_o ‧‧‧輸出電容

D₁ 、D₂ 、D₃ ‧‧‧背接二極體

D_b ‧‧‧幫浦二極體

D_o ‧‧‧輸出二極體

L_p ‧‧‧一次側繞組

L_s ‧‧‧二次側繞組

R_o ‧‧‧輸出電阻

S₁ ‧‧‧第一開關

S₂ ‧‧‧第二開關

S₃ ‧‧‧第三開關

V_i ‧‧‧輸入電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

Claims (4)

1. 一種高升壓型電力轉換裝置，包含：一電荷幫浦，用以接收一輸入電壓，包括一具有一第一端及一第二端的第一開關、一以一第一端串接該第一開關的第一端之第二開關、一以陽極連接該第一開關之第二端的幫浦二極體，及一具有一第一端及一第二端的幫浦電容，該幫浦電容的第一端電性連接該幫浦二極體的陰極，該幫浦電容的第二端電性連接該第一開關的第一端及該第二開關的第一端之間；一轉換電路，包括一電性連接該電荷幫浦的耦合電感及一第三開關，該耦合電感包括一具有一第一端及一第二端的一次側繞組，及一具有一第一端與一第二端的二次側繞組，該一次側繞組以其第一端與該幫浦二極體的陰極及該幫浦電容之第一端耦接，該二次側繞組以其第一端與該一次側繞組的第二端耦接，該第三開關具有一第一端及一第二端，且以其第一端電性連接於該一次側繞組的第二端及該二次側繞組的第一端之間，以其第二端電性連接於該第二開關之第二端；及一輸出電路，具有一輸出二極體及一輸出電容，該輸出二極體之陽極耦接該二次側繞組的第二端，該輸出電容與該輸出二極體之陰極並聯，並藉由該第一開關、該第二開關及該第三開關分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或截止並使該輸入電壓升壓後由該輸出電路輸出；其中，若該高升壓型電力轉換裝置操作於連續導通模 式時，該波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是該第一開關與該第三開關導通且該第二開關截止，區間1-D是該第二開關導通且第一開關與該第三開關截止；若操作於不連續導通模式時，則除了有上述兩區間，尚還有一第三區間，於該第三區間中的流經該一次側繞組之電流為零，且該第二開關導通、該第一開關截止與該第三開關截止。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之高升壓型電力轉換裝置，其中，該第一開關、該第二開關與該第三開關分別由一N型金氧半場效電晶體及一背接二極體組成，該背接二極體之陰極耦接該N型金氧半場效電晶體的源極，該背接二極體之陽極耦接該N型金氧半場效電晶體的汲極。
3. 依據申請專利範圍第1項所述之高升壓型電力轉換裝置，還包括一箝位二極體，該箝位二極體的陽極耦接該二次側繞組的第一端，該箝位二極體的陰極耦接該輸出二極體的陰極。
4. 依據申請專利範圍第1項所述之高升壓型電力轉換裝置，還包括一緩衝二極體及一緩衝電容，該緩衝二極體的陽極耦接該一次側繞組的第二端，該緩衝二極體的陰極耦接該二次側繞組的第一端，該緩衝電容並聯於該緩衝二極體的陰極及該二次側繞組的第一端之間。