TW201532035A

TW201532035A - 預測式ｆｍ立體聲無線電雜訊降低

Info

Publication number: TW201532035A
Application number: TW103103758A
Authority: TW
Inventors: Heiko Purnhagen; Leif Sehlstrom; Jonas Engdegard
Original assignee: Dolby Int Ab
Priority date: 2014-02-05
Filing date: 2014-02-05
Publication date: 2015-08-16

Abstract

本文件係關於音頻訊號處理，特別關於用於改善FM立體聲無線電接收器之音頻訊號的設備及對應的方法。特別是，本文件關於用於降低接收的FM立體聲無線電訊號之雜訊的方法及系統。說明組態成降低接收的多聲道FM無線電訊號之雜訊的設備(2)，其中接收的多聲道FM無線電訊號可呈現為接收的中訊號與接收的側訊號。設備(2)包含參數決定單元(77)，其組態成決定表示接收的中訊號與接收的側訊號的相關及/或解相關的一或更多參數；以及雜訊降低單元(79)，其組態成使用一或更多參數從接收的中訊號而不從接收的側訊號產生雜訊降低儩訊號。

Description

預測式FM立體聲無線電雜訊降低

本文件係關於音頻訊號處理，特別是關於用於改善FM立體聲無線電接收器之音頻訊號的設備與對應的方法。特別是，本文件關於用於降低已接收的FM立體聲無線電訊號之雜訊的方法與系統。

在類比FM(頻率調變)立體聲無線電系統中，無線電訊號之左聲道(L)與右聲道(R)以中側(M/S)代表來傳達，亦即為中聲道(M)與側聲道(S)。中聲道M對應L與R之和(sum)訊號，例如M=(L+R)/2，並且側聲道S對應L與R之差(difference)訊號，例如S=(L-R)/2。對於傳送，側聲道S調變上至38kHz抑制載波且相加至基帶中訊號M以形成向後相容(backwards-compatible)立體聲多工訊號(multiplex signal)。此多工基帶訊號接著用以調變FM傳送器之HF(高頻)載波，通常在87.5到108MHz之間的範圍中操作。

當接收品質減低時(亦即，在無線電頻道之上的訊號對雜訊比(signal-to-noise)無線電減低)，在傳送期間S聲道通常比M聲道變得更糟。在許多FM接收器實行中，當接收條件變得太嘈雜/太多雜訊(too noisy)時，S聲道則被遮音(mute)。此意味接收器從立體聲落回到單聲道(mono)，以防低劣HF無線電訊號的形情(通常參照為單聲道降退(mono dropout))。

即使假使中訊號M可接受品質的，側訊號S可為有雜訊的，因而當在輸出訊號之左及右聲道中進行混音(mix)(其例如依據L=M+S且R=M-S而導出)時，能嚴苛的降等全體的音街品質。當側訊號S僅具有對中間品質之不良時，有兩個選項：不是接收器選擇接收與側訊號S有關的雜訊且輸出包含有嘈雜的/有雜訊的左及右訊號之真實立體聲訊號，就是接收器將側訊號S下降且落回至單聲道。

參數立體聲(PS：Parametric Stereo)寫碼(coding)為來自非常低位元率音頻寫碼之領域的技術。PS允許將2-聲道立體聲音頻訊號編碼(encoding)為與額外的PS側資訊，亦即PS參數，結合的單聲道縮混(downmix)訊號。獲得單聲道縮混訊號做為立體聲訊號之雙聲道的結合。PS參數致能PS解碼器從單聲道縮混訊號與PS側訊號重構立體聲訊號。通常來說，PS參數為時間-與頻率-變量，且在PS解碼器中之PD處理通常在混合型濾波帶域加上複數個正交鏡像濾波器(QMF；Quadrature Mirror Filter)排中實現。

已在WO2011/029570,PCT/EP2011/064077及PCT/EP2011/064084中提出使用接收的FM立體聲訊號之PS編碼以為了降低包含在接收的FM立體聲訊號內的雜訊。參數立體聲(PS)為基的(Parametric Stereo based)FM立體聲無線電雜訊降低技術之一般原理係為使用從接收的FM立體聲訊號導出的參數立體聲參數，以為了降低包含在接收的左及右訊號中的雜訊。上述專利文件之揭露藉參考而併入。

在本文件中，說明了使用預測式(prediction-based)框架的FM立體聲無線電雜訊降低之方法與系統。此預測式框架對如上所指之參數立體聲(PS)為基的框架係為替代的方法。如同將在本文件中說明的，預測式框架提供較低的計算複雜度(computational complexity)。進一步而言，已觀察到的是，同時預測式FM立體聲無線電雜訊降低方案達成相較於PS為基的FM立體聲無線電雜訊降低方案之改善的音頻品質。

依據一態樣，說明組態成降低接收的多聲道FM無線電訊號之雜訊的設備或系統。多聲道FM無線電訊號可為兩個聲道立體聲訊號。特別是，接收的多聲道FM無線電訊號可能可表示為或可呈現為或表示中訊號與側訊號。進一步而言，側訊號可表示在立體聲訊號之左訊號與右訊號之間的差。

在一實施例中，設備包含參數決定單元，組態成決定表示接收的中訊號與接收的側訊號之間的相關(correlation)及/或解相關(decorrelation)的一或更多參數。一或更多參數可為預測參數a，用以從接收的中訊號決定雜訊降低側訊號之相關成分，及/或可為解相關參數b，用以從中訊號之解相關形式決定雜訊降低側訊號之解相關成分。進一步而言，設備包含雜訊降低單元，組態成使用一或更多參數從接收的中訊號產生雜訊降低側訊號。為了此目的，雜訊降低單元不將接收的側訊號(例如，接收的側訊號之取樣)計入考量。換句話說，接收的側訊號並非在用於雜訊降低側訊號之決定的訊號路徑中。特別是，雜訊降低單元可組態成僅從接收的中訊號(例如，接收的中訊號之取樣)及一或更多參數決定雜訊降低側訊號。

如上所指，參數決定單元可組態成決定預測參數a。預測參數a可表示在接收的中訊號與接收的側訊號之間的交叉相關(cross-correlation)。特別是，參數決定單元可組態成基於接收的中訊號與接收的側訊號之對應的取樣之乘積的期望值來決定預測參數a。甚至更特別的，參數決定單元可組態成使用公式a=E[S*M]/E[M*M]來決定預測參數a，其中E[．]意指期望運算元，S意指接收的側訊號以及M意指接收的中訊號。

在參數決定單元提供預測參數a之情形中，雜訊降低單元可組態成使用預測參數a從接收的中訊號產生雜訊降低側訊號(或雜訊降低側訊號之相關成分)。雜訊附低側訊號對相關成分可決定為預測參數a與接收的中訊號之乘積，亦即a*M。此意味雜訊降低側訊號之相關成分可為接收的中訊號之加權形式。有鑒於預測參數a可為時間變量及/或頻率變量的事實，對接收的中訊號之加權因子(weighting factor)可為時間變量及/或頻率變量。

參數決定單元可組態成決定表示接收的中訊號與接收的側訊號之間之解相關的解相關參數b。特別是，參數決定單元可組態成基於接收的側訊號與使用預測參數a從中訊號決定的訊號之差訊號之能量來決定解相關參數b。甚至更特別的是，參數決定單元可組態成使用公式b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])，具有D=S-a*M做為差訊號，以決定解相關參數b。運算元「sqrt()」指示平方根運算。

在此情形下，雜訊降低單元可組態成使用解相關參數b從接收的中訊號之解相關形式產生雜訊降低側訊號(或雜訊降低側訊號之解相關成分)。特別是，雜訊降低側訊號之解相關成分可決定為b*decorr(M)，具有decorr(M)做為接收的中訊號之解相關形式。接收的中訊號之解相關形式可藉使用全通濾波器(all-pass filter)將接收的中訊號濾波來決定。

若接收的側訊號包含大量的雜訊，其可有利的降低在雜訊降低側訊號上雜訊降低側訊號之解相關成分的影響。為此目的，參數決定單元可組態成決定接收的側訊號之頻譜平坦度(spectral flatness)(或表示接收的側訊號之頻譜平坦度)的影響因子(impact factor)特性。高頻譜平坦度通常指示包含在側訊號內的高程度的雜訊。如此，解相關參數b可取決於影響因子。特別是，當影響因子指示接收的訊號之頻譜平坦度的增加程度時，解相關參數b可減少。藉範例的方式來說，影響因子為在本文件中說明的SMF_impact_factor且修改的解相關參數b_new則決定為b_new=(1-SMF_impact_factor)*b，藉此迫使雜訊低側訊號之解相關成分(亦即，b_new*decorr(M))到零，若SMF-impact_factor趨於朝向「1」的話。

如上所指，參數決定單元可組態成時間變量方式決定一或多個參數(例如，預測參數a及/或解相關參數b)。如此一來，對於一或更多參數之各者，可決定對於時間間隔之對應序列的分別參數之序列。藉範例的方式來說，對於第一參數(例如，預測參數a或解相關參數b)，決定對於時間間隔之序列的第一參數之序列。時間間隔之序列可為訊號時框(其包含例如2048個訊號取樣)之序列。通常來說，使用接收的中訊號及/或接收的側訊號(其在於特定的時間間隔內)之取樣來決定對於時間間隔之序列中特定時間間隔的第一參數之序列中特定的第一參數。在一或更多參數為時間變量的情形中，雜訊降低單元可組態成使用一或更多時間變量參數產生雜訊降低側訊號。

為了確保在相鄰時間間隔之間的連續性，並且為了避免在相鄰時間間隔之邊界處聽覺得不連續，可能有利的是，藉由從第一參數之序列內插相鄰的第一參數來決定內插的第一參數之序列。

在高度惡化的接收條件之情形中，FM接收器可迫使接收的FM無線電訊號到單聲道，亦即FM接收器可抑制接收的側訊號。設備可組態成偵測這類單聲道降退(dropout)，亦即設備可組態成偵測到接收的多聲道FM無線電訊號為強迫的單聲道訊號。這可藉偵測從高能量到低能量之接收的側訊號之快速轉移(transition)來達成。特別是，可決定在時間間隔之序列中的第一時間間隔內接收的側訊號之能量，且可判定出此能量高於高臨界。進一步而言，可決定許多追隨連續的時間間隔之轉移周期，於其期間側訊號之能量從高於高臨界降落到低於低臨界之值。基於此資訊，若轉移周期之連續時間間隔之數目低於間隔臨界，可判定追隨第一時間間隔之接收的多聲道FM無線電訊號為強迫的單聲道訊號。此間隔臨界可為追隨第一時間間隔之1、2、3或4個時間間隔。

若偵測出的是在(直接)追隨第一時間間隔的時間間隔中接收的多聲道FM無線電訊號為強迫的單聲道訊號，參數決定單元可組態成從用於第一時間間隔之一或更多參數決定用於(直接)追隨第一時間間隔之時間間隔的一或更多參數。換句話說，參數決定單元可組態成藉使用在單聲道降退前決定的一或更多參數隱蔽在單聲道降退期間參數之缺乏。

如上所述，參數決定單元可組態成頻率變量方式決定一或更多參數(例如，預測參數a及/或解相關參數b)。此意味決定不同的參數以用於接收的中及/或側訊號之不同的子帶。為此目的，設備可包含中變換單元，其組態成從接收的中訊號產生涵蓋對應複數個頻率範圍的複數個中子帶訊號(mid subband signal)。進一步而言，設備可包含側變換單元，其組態成從接收的側訊號產生涵蓋對應複數個頻率範圍的複數個側子帶訊號(side subband signal)。在這類情形中，參數決定單元可組態成決定用於複數個頻率範圍之各者的一或更多參數。特別是，對於一或更多參數之第二者(例如，預測參數a及/或解相關參數b)，複數個第二子帶參數可從對應複數個中子帶訊號及對應複數個側子帶訊號來決定。此可藉將上述用於決定一或更多參數(例如，預測參數a或解相關參數b)應用到複數個頻率範圍之各者的公式來完成。

雜訊降低單元可組態成使用一或更多頻率變量參數產生雜訊降低側訊號。特別是，雜訊降低單元可組態成(僅)從對應複數個中子帶訊號及對應複數個子帶參數來產生複數個雜訊降低的側子帶訊號。使用反變換(inverse transformation)單元，可從複數個雜訊降低側子帶訊號產生雜訊降低的側訊號。

中變換單元及/或側變換單元可為QMF濾波器排(filter bank)且反變換單元可為反QMF濾波器排。有鑒於接收的中訊號係在訊號路徑中(且接收的側訊號未在訊號路徑中)的事實，側變換單元可滿足比中變換單元更低的需求在對於至少下列其中之一的項目而言：頻率選擇性；頻率解析度(frequency resolution)；時間解析度(time resolution)；以及數值精度(numerical accuracy)。

接收的FM無線電訊號可由嘈雜的接收的側訊號所支配，其具有比接收的中訊號更高的能階。當使用一或更多參數產生來自接收的中訊號之雜訊降低側訊號時，這類的情況可導致感知上惱人的人為因素(artifact)。為了應付這類情況，參數決定單元可組態成藉將限制因子c應用到一或更多參數a來限制一或更多參數。特別是，一或更多參數可除以限制因子c。在實施例中，對於c>1，限制因子c與一或更多平方的參數(squared parameter)之和成比例。在另一實施例中，對於c>1，限制因子c與一或更多平方的參數之和的方根成比例。通常來說，選擇限制因子c使得限制因子c之應用並不增加一或更多參數。

應注意，設備可包含延遲單元，其組態成將該接收的中訊號(之取樣)延遲了對應到需要產生雜訊降低側訊號(之對應的取樣)的計算時間之時間量。

在當接收得側訊號包含幾乎沒有雜訊時之良好接收條件中，使用接收的側訊號以用於產生立體聲訊號是有利的。為此目的，設備可包含結合單元，組態成使用表示接收的多聲道FM無線電訊號之品質的品質指示器自雜訊降低立體聲訊號以及接收的側訊號決定修改的雜訊降低側訊號。取決於接收的側訊號之品質，修改的雜訊降低側訊號可在雜訊降低側訊號與接收的側訊號之間(或選自雜訊降低側訊號與接收的側訊號或插入在雜訊降低側訊號與接收的側訊號之間)混合。為此目的，結合單元可包含雜訊降低增益單元，組態成使用雜訊降低增益將雜訊降低側訊號加權；旁通增益單元，組態成使用旁通增益將接收的側訊號加權；以及合併單元，組態成合併(例如，相加)加權的雜訊降低側訊號和加權的接收的側訊號；其中雜訊降低增益與旁通增益係取決於品質指示器。應注意，結合單元可組態成在頻率選擇方式決定修改的雜訊降低側訊號。

設備可包含品質決定單元，組態成決定指示接收的側訊號之品質的品質指示器。此可藉判定接收的中訊號之功率(參照為中功率)，以及接收的側訊號之功率(參照為側功率)。可決定中功率和側功率之比率，亦即中對側比率(mid-to-side ratio)，且基於至少中對側比率可決定接收的FM無線電訊號之品質指示器。本文件說明用於以可信賴的方式決定指示接收的側訊號品質之品質指示器α _HQ的各種實施例。

設備可更包含MS-to-LR轉換器，組態成從接收的中訊號與雜訊降低側訊號(或修改的雜訊降低側訊號)決定雜訊降低左訊號和雜訊降低右訊號。特別是， MS-to-LR轉換器可組態成從接收的中訊號與(修改的)雜訊降低側訊號之和決定雜訊降低左訊號；以及從接收的中訊號與(修改的)雜訊降低側訊號之差決定雜訊降低右訊號。

依據另一態樣，說明用於降低接收的多聲道FM無線電訊號之雜訊的方法。接收的多聲道FM無線電訊號可能可呈現為接收的中訊號與接收的側訊號。方法可包含在接收的中訊號與接收的側訊號之間決定表示相關及/或解相關之一或更多參數；以及使用此一或更多參數從接收的中訊號而非從接收的側訊號產生雜訊降低側訊號。

依據另一態樣，係說明軟體程式。軟體程式可適於在處理器上執行且當在計算裝置上實現時用於施行在本文件中所概述的方法步驟。

依據另一態樣，係說明儲存媒體。儲存媒體可包含軟體程式，適於在處理器上執行且當在計算裝置上實現時用於施行在本文件中所概述的方法步驟。

依據另一態樣，係說明電腦程式產品。電腦程式可包含可執行指令，適於在處理器上執行且當在電腦上實現時用於施行在本文件中所概述的方法步驟。

應注意，如在本專利申請案中所概述包括他們較佳的實施例之方法和系統可獨立使用或與在本文件中揭示的其它方法和系統結合。進一步而言，在本專利申請案中概述的方法和系統之所有態樣可隨意結合。特別是，申請專利範圍之特徵可以隨意方式與彼此結合。

1‧‧‧接收器

2‧‧‧設備

3‧‧‧PS參數估計單元

4‧‧‧升混單元

5‧‧‧PS參數

7‧‧‧PS編碼器

8‧‧‧部分的PS解碼器

9‧‧‧縮混產生單元

10‧‧‧解相關器

20‧‧‧偵測單元

30‧‧‧旁通增益單元

31‧‧‧雜訊降低增益單元

32‧‧‧合併單元

71‧‧‧濾波器排

72‧‧‧濾波器排

73‧‧‧濾波器排

74‧‧‧延遲

75‧‧‧LR-to-MS轉換器

76‧‧‧MS-to-LR轉換器

77‧‧‧參數決定單元

78‧‧‧解相關器

79‧‧‧雜訊降低單元

本發明藉由闡述的範例參照所附圖式之方式解釋於下，其中圖1闡述對於用於改善FM立體聲無線電接收器之立體聲輸出的系統的示意範例；圖2闡述基於參數立體聲之概念的音頻處理設備之範例；圖3闡述基於預測之概念之音頻處理設備之範例；圖4繪示用於嘈雜FM無線電語音訊號之中及側訊號的範例功率譜；圖5闡述使用接收的FM無線電訊號之品質指示器處理接收的FM無線電訊號的方法整流程圖；以及圖6繪示用於隱蔽預測和解相關參數的範例狀態機。

圖1繪示用於改善FM立體聲無線電接收器1之立體聲輸出的示意範例系統。如在本案之先前技術段落所討論的，在FM無線電中立體聲訊號藉作為中訊號M和側訊號S之設計而傳送。在FM接收器1中，側訊號用以在FM接收器1之輸出處建立左訊號L與右訊號R之間的立體聲差(至少當在接收足夠良好且側訊號資訊未被遮音時)。換句話說，側訊號用以從中訊號建立左及右音頻訊號。左及右訊號L、R可為數位或類比訊號。

為了改善FM接收器之左及右音頻訊號L、R，可使用在其輸出產生立體聲音頻信號L’及R’的音頻處理設備2。使用參數立體聲可致能音頻處理設備2來施行接收的FM無線能訊號之雜訊降低。或者，使用如在本文件所說明使用預測式參數化可致能音頻處理設備2來施行接收的FM無線電訊號之雜訊降低。

在設備2中的音頻處理係較佳的在數位域中施行；因此，在FM接收器1與音頻處理設備2之間的類比界面的情形中，於在設備2中的數位音頻處理之前則使用類比對數位轉換器(analog-to-digital converter)。FM接收器1和音頻處理設備2可在相同的半導體晶片上整合或可為兩個半導體晶片之部分。FM接收器1和音頻處理設備2能為無線通訊裝置之部分，諸如行動電話(cellular telephone)、個人數位助理(PDA；personal digital assistant)及智慧型電話。在此情形中，FM接收器1可為具有額外FM無線電接收器功能的基帶(baseband)晶片之部分。在另一應用中，FM接收器1和音頻處理設備2能為交通工具音頻系統(vehicle audio system)之部分以對於移動的交通工具之變化接收條件補償。

取代在FM接收器1之輸出和設備2之輸入處使用左/右代表，可在FM接收器1與設備2之間的介面處使用中/側代表(請看在圖1中之M、S用於中/側代表以及L、R用於左/右代表)。在FM接收器1與設備2之間的介面處這類中/側代表可造成降低的處理負載，其係由於FM接收器1已接收中/側信號且音頻處理設備2可直接處理中/側信號而不用縮混或不用L/R對M/S轉換。假若FM接收器1緊密的與音頻處理設備2整合的話，特別是假若FM接收器1和音頻處理設備2在相同的裝置(例如，相同的半導體晶片)上整合的話，中/側代表可為有利的。

可選擇的是，無線電訊號強度訊號6指示無線電接收條件可用於在音頻處理設備2中適應音頻處理。

FM無線電接收器1與音頻處理設備2之結合對應具有整合雜訊降低系統的FM無線電接收器。

圖2繪示基於參數立體聲的音頻處理設備2之實施例。設備2包含PS參數估計單元3。參數估計單元3組態成基於要改善的輸入音頻訊號決定PS參數5(其可為不是以左/右就是中/側代表)。PS參數5可包括(還有別的參數)指示聲道間強度差(IID或亦所謂CLD-聲道級數差(channel level differences))的參數及/或指示聲道間交叉相關(ICC；inter-channel cross-correlation)的參數。較佳的，PS參數5為時間和頻率變量。在參數估計單元3之輸入處之M/S代表的情形中，然而藉應用L/R聲道之適當的轉換，參數估計單元3可決定關於L/R聲道的PS參數5。

縮混音頻訊號DM係得自輸入訊號。萬一輸入音頻訊號已使用中/側代表，縮混音頻信號DM可直接對應中訊號。萬一輸入音頻訊號具有左/右代表，音頻訊號可藉在縮混產生單元9中縮混音頻訊號產生。較佳的，在縮混之後之結果訊號滿足中訊號M且可由下列方程式產生：DM=(L+R)/d,例如具有d=2,亦即縮混訊號DM滿足L與R之平均。對於不同的比例因子(scaling factor)d之值，L與R訊號之平均則被放大或衰減。縮混產生單元9與參數估計單元3為PS編碼器7之部分。

設備更包含升混(upmix)單元4，其亦稱為立體聲混音模組或立體聲升混器(upmixer)。升混單元4係組態成基於音頻訊號DM及PS參數5產生立體聲訊號L’、R’。較佳的，升混單元4不僅使用DM訊號亦使用側訊號S_o(其通常對應到原始接收的側訊號S)或使用解相關器10從縮混訊號DM產生的假側訊號(pseudo side signal)S*。解相關器10接收單聲道縮混DM且產生解相關的訊號S*，其被使用為假側訊號。解相關器10係由如在文件「『Low Complexity Parametric Stereo Coding in MPEG-4』,Heiko Purnhagen,Proc.Digital Audio Effects Workshop(DAFx),pp.163-168,Naples,IT,Oct.2004」之章節4中所討論之合適的全通濾波器所實現。其參數立體聲之討論，特別是關於參數立體聲參數之決定，且特別是在區段4中，係特此藉參考併入。立體聲混音矩陣4可為2x2升混矩陣，其從訊號DM及S_o或S*產生立體聲訊號 L’、R’。升混單元4及解相關器10為部分的PS解碼器8。

設備2係基於接收的側訊號可能對於藉簡單的結合接收的中及側訊號來重建立體聲訊號來說太嘈雜的想法；然而，在此情形中，在接收的L/R訊號中接收的側訊號或側訊號的成分可仍然對於在PS參數估計單元3中之立體聲參數分析來說係為足夠良好的。能接著使用造成的PS參數5以用於產生立體聲訊號L’、R’，其相較於直接在FM接收器1之輸出處的音頻訊號來說具有降低的雜訊之級數。

因此，嘈雜的無線電信號能藉使用參數立體聲概念而被「清理」。失真與在FM無線電信號中之雜訊的主要部分係位在側頻道中，其通常非在PS縮混中使用。然而，即使在嘈雜的接收之情形，接收的側頻道S通常有用於PS參數萃取之充分的品質。

在本文件中所繪示之圖式中，到音頻處理設備2之輸入訊號為左/右立體聲訊號。具有對在音頻處理設備2內一些模組輕微的修改，音頻處理設備2亦能處理在中/側代表中之輸入訊號。因此，能使用於此討論的概念以及連同在中/側代表中之輸入訊號。

在圖2中所闡述以PS為基的(PS-based)FM立體聲雜訊降低方法良好的施行以用於在其中接收的FM無線電訊號之側訊號包含起源自無線電傳送頻道的高或中間的雜訊之級數的情形。然而，以PS為基的FM立體聲雜訊降低方法具有幾個缺點。PS為基的FM立體聲雜訊降低方法相當計算複雜，當其需要2個QMF分析排(用於PS參數之計算)以及2個QMF合成排(用於雜訊降低立體聲訊號L’、R’之產生)時。進一步而言，PS為基的FM立體聲雜訊降低方法通常利用混合(亦即，QMF加額外的尼奎斯特(Nyquist))濾波器排(filter bank)手法以用於在較低頻率處增加的頻率解析度(frequency resolution)。此意味PS參數之決定通常需要高量的濾波器排運算。此外，PS為基的雜訊降低方法需要超越計算(transcendental computation)，像是sin()及atan()運算，其牽涉高計算複雜度。PS為基的FM立體聲雜訊降低方法之另一個缺點是其並不完全單聲道相容，由於其不僅修改側訊號也修改中訊號以為了決定雜訊降低立體聲訊號L’、R’。換句話說，PS為基的FM立體聲雜訊降低系統之輸出的單聲道縮混M’=(L’+R’)/2通常與原始中訊號M不同。特別是，若接收的立體聲訊號具有寬立體聲像(stereo image)(亦即，若接收的立體聲訊號具有顯著的搖擺(pan)及/或解相關訊號成分)，單聲道縮混訊號M’通常被衰減(亦即，較低級數的)。相較於此，對於預測式FM立體聲雜訊降低系統，輸出之單聲道縮混係為原始中訊號(由於僅修改/處理側訊號)。

由於PS為基的FM立體聲雜訊降低方法之計算複雜度之量在許多建置中是一種顧慮，此文件說明替代的框架以用於利用預測式手法的FM立體聲雜訊降低。相較於參數立體聲(PS)為基的框架，預測式框架需要較低的計算複雜度。特別是，預測式FM立體聲雜訊降低方法使用降低的濾波器排之數目並且避免使用超越計算。同時，其已顯示當使用預測式FM立體聲雜訊降低方法時能達成改善的音頻品質。

如上所概述的，在圖2中所繪示PS為基的FM無線電雜訊降低系統需要2個QMF分析濾波器排及2個QMF合成濾波器排。這些排運算之全部者係在訊號路徑中因而需要高精確度。2個QMF分析濾波器排在PS編碼器7之輸出處於訊號L及R上運算，並且2個QMF合成濾波器排在PS解碼器8之輸出處產生訊號L’及R’。進一步而言，PS為基的系統使用立體聲參數IID及ICC，並且需要像sin()及atan()的超越函數以從這些立體聲參數來計算立體聲升混矩陣4之元素。

要提出的是，藉使用預測式框架降低FM立體聲雜訊降低系統之計算複雜度，代替圖2中所描述PS為基的系統之縮混/升混框架。藉使用LR-to-MS轉換器75及MS-to-LR轉換器76切換到中/側訊號代表，結合預測式手法，降低需要的QMF排之數目是可能的。LR-to-RS轉換器75產生中訊號M=(L+R)/2及側訊號S=(L-R)/2，且其可被省略，若來自FM接收器1的中/側訊號係直接的饋送進入圖3之音頻處理設備2的話。MS-to-LR轉換器76施行對LR-to-MS 75的反向運算。

圖3繪示範例預測式FM無線電雜訊降低系統之概觀，在其中薄線80意指時間域訊號，厚線81意指QMF域訊號，且點線82意指參數。預測式框架僅使用QMF分析濾波器排71以及在訊號路徑中的一個QMF合成濾波器排72，以及僅用於參數估計(且其通常具有降低的準確度需求)的第二QMF分析排73。

如上所概述的，PS為基的FM無線電雜訊降低系統通常使用混合型濾波器排(亦即，具有使用尼奎斯特濾波器排對於最低QFM帶額外帶分列的QMF排)以為了對於直到大約1kHz之最低頻率而達成較高頻率解析度。對於預測式FM無線電雜訊降低系統，已發現可以達成良好的音頻品質，即使沒有額外由混合型濾波器排提供帶分離(band-splitting)。從此，預測式FM無線電雜訊降低系統可僅使用QMF排(亦即，沒有混合型濾波器排)，其進一步降低計算複雜度且亦降低FM無線電訊號處理之演算的延遲(或潛時)74。

圖3之預測式FM雜訊降低系統旨在使用2個參數a及b從接收的中訊號M產生雜訊降低側訊號S’。接收的中訊號M保持未改變(撇開用以對於需要決定雜訊降低側訊號S’的計算時間而補償的延遲74)。此是不同於PS為基的FM雜訊降低系統，在其中2個訊號，雜訊降低左及右訊號L’、R’係決定為PS參數之函數。

界定接收的中及側訊號M及S為M=(L+R)/2和S=(L-R)/2，側訊號能使用預測系數a及殘留訊號 D代表為S=a*M+D。這意味預測參數a用以從中訊號預測側訊號。最佳預測系數a(其最小化D之能量)能計算為a=E[S*M]/E[M*M]，其中E[．]意指為期望運算元。字面上，預測系數a可決定為在接收的側及接收的中訊號之間的交叉相關，與中訊號之能量之比率。通常來說，系數a(及b)為時間及/或頻率變量。此意味決定不同的系數a(及b)用於不同的時間間隔及/或不同的頻率範圍。如此一來，期望值E[．]可針對特定時間間隔(例如，64ms)及/或在特定頻率範圍內(例如QMF子帶(subband)或成群的QMF子帶之數目)而決定。

一旦已決定預測系數，才可從接收的中及側訊號M、S來決定殘留訊號D。殘留訊號D可由接收的中訊號M之解相關形式decorr(M)來近似。如此一來側訊號之雜訊降低形式S’可決定為S'=a*M+b*decorr(M)其中b為控制解相關訊號之能量的增益因子，亦參照為解相關參數b。解相關的中訊號decorr(M)可使用像是圖2之解相關器10的解相關器78來決定。解相關參數b能計算為b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])以為了將具有與原始殘留訊號D相同的能量之能量控制的解相關訊號(b*decorr(M))取代殘留訊號D。結果是，預測模型之參數a、b可在參數決定單元77內從接收的中訊號及接收的側訊號來決定。

結果是，在預測式FM雜訊降低系統之輸出處立體聲訊號L’及R’係從接收的中訊號M和2個參數a及b以雜訊降低單元79來計算。由於參數a及b通常估計及應用在複數值的QMF域代表(例如64帶的)中，處理能以時間及頻率變化方式來實現。通常來說，使用感知刺激時間(perceptually motivated time)及頻率舖貼(frequency tiling)。例如，64 QMF帶可依據感知頻率標度(例如，巴克標度(Bark scale))成群為總計15個頻率帶。感知頻率標度可藉將在較高頻率處鄰近的QMF帶成群來形成以形成較寬的頻率帶，其通常參照為「參數帶(parameter band)」。此組參數a和b(對於各個參數帶以一者)通常以定期的時間間隔(時框)來計算，例如使用大約64ms長度之時間性分析窗以近似E[．]運算。為了確保參數值從一個時間間隔(例如，時框)到下一個的平滑的轉移，可運用時間性內插(temporal interpolation)(例如，沿著時間線之線性內插)以產出a及b之內插的參數值。內插的參數值a和b接著以他們要應用於其上之對應的QMF帶訊號相乘。

如上所指，第二QMF分析排73僅用於在參數決定單元77內的參數估計。如從上面提供的公式能見到的是，第二QMF分析排73提供在接收的側訊號S上的子帶資訊，其係用以決定在每參數帶基礎上的交叉相關 E[S*M]。換句話說，第二QMF分析排73僅用以決定在參數帶之級數上的期望值(與QMF頻率帶相比)。又換句話說，第二QMF分析排73用以決定在相對粗糙的時間及頻率網格上的預測參數。結果是，在選擇性上的需要(例如，原型窗之長度)，時間/頻率解析度及/或第二QMF分析排73之計算精度明顯的低於用於位於訊號路徑內之QMF分析帶71的需求。

如此一來，音頻處理設備2已說明依據圖2何者允許在相較於PS為基的FM雜訊降低系統之降低的計算複雜度處決定雜訊降低側訊號S’。使用MS-to-LR轉換器76，側訊號S’及(延遲的)接收的中訊號M’可轉換成雜訊降低左及右立體聲訊號L’、R’。感知試驗已顯示除了降低計算複雜度之外，當使用在本文所概述的預測式FM雜訊降低系統時(例如在圖3中)，能改善雜訊降低FM訊號之感知品質。

另一方面，已觀察的是，當使用用於FM立體聲雜訊降低的預測式手法時，接收的訊號由強照且嘈雜的側訊號所支配的情況(亦即，具有比中訊號更高的級數)能造成感知上惱人的人為因素。這類情況能發生在例如當傳送的立體聲訊號相對的安靜(例如，在兩段音樂之間的短暫停期間)同時接收器正面臨中間到不良的接收條件時。這類情況可由E[S*S]>>E[M*M]來特徵化，亦即接收的側訊號S之能量為(明顯的)高於接收的中訊號M之能量。鑒於參數a及b取決於中訊號E[M*M]之能量並且部分的取決於側訊號E[S*S]之能量的事實，在上面所提的情況中，參數a和b通常具有大的絕對值(顯然的大於1)。此意味中訊號M明顯的增升以為了決定雜訊降低側訊號S’，藉此導入人為因素。進一步而言，參數a和b可沿著時間及頻率強烈的波動，其通常聽覺上感知為不欲的不穩定。

為了減輕這個問題，能將後處理(post-processing)步驟應用到參數a和b。換句話說，修改的參數a’和b’之組能以a’=f_a(a,b)和b’=f_b(a,b)來決定。可能的後處理手法係為應用衰減或限制因子c以獲得後處理的參數a’=a/c和b’=b/c，其中c=1導致未修改的參數a和b。c>1之值造成雜訊降低側訊號S’乘以1/c，亦即由因子c來衰減。應注意，其它用於a’、b’及a、b之間的關係的公式是可能的。

不同手法用以從a和b計算限制因子c(亦即，c=f(a,b))是可能的。兩個不同的手法為：c=max(1,(a ²+b ²)),或 (1)

使用公式(2)的手法確保雜訊降低側訊號S’之能量不會超過中訊號M之能量，同時使用公式(1)之手法將甚至更強烈的衰減應用到在上述情況中的S’(相較於公式(2))，其中E[S*S]>E[M*M]。已發現使用公式(2)的手法趨向於提供稍微較好的音頻品質以用於在良好接收條件之情形中的寬音頻訊號，同時使用公式 (1)之手法趨向於在中間及不良接收條件之情形中於上述防止知覺惱人的人為因素上為更可靠的。

應注意，在通常的接收情況中，側訊號之能量E[S*S]小於中訊號之能量E[M*M]。在此情形中，參數a和b通常小於1。在公式(1)和(2)中「最大(max)」運算確保在這類情形中限制因子為c=1，亦即沒有應用限制。

如在圖3中所闡述的，參數p可用以於通過或旁通模式中在雜訊降低側訊號S’與原始接收的(延遲的)側訊號S之間平滑的交叉衰弱。通過模式能對於以最佳方式處理具有良好接收條件的情況是有益的。為此目的，接收的FM立體聲訊號之品質應以可靠的方式估計，以為了下決定S’、S或S’及S之結合之使用以用於產生雜訊降低立體聲訊號L’、R’。在更一般的術語中，雜訊降低側訊號S’可通過雜訊降低增益單元31且旁通的側訊號S可通過旁通增益單元30。增益單元30、31從在他們輸入處的側訊號產生放大的及/或衰減的側訊號於他們的輸出處。放大的及/或衰減的側訊號在合併單元(例如，相加單元)32中合併，藉此提供結合的側訊號，其用以產生雜訊降低立體聲訊號L’、R’。

預測式FM雜訊降低系統可進一步包含HQ(高品質)偵測單元20，其組態成決定或估計在接收的FM立體聲訊號L、R(或M、S)內可聽的雜訊之級數。在HQ偵測單元20內決定的雜訊級數估計可用以在雜訊降低側訊號S’與原始(旁通的)側訊號S之間混合。為了混合側訊號，HQ偵測單元20可組態成設定雜訊降低增益單元31和旁通增益單元30之增益值。替代的或除此之外，混合側訊號可藉內插(線性的或非線性的)側訊號來達成。或者，可基於在HQ偵測單元20內所決定可聽的雜訊之級數的估計來選擇側訊號之其中之一。

在下文中，方法係說明HQ偵測單元20如何可估計在接收的FM立體聲訊號內雜訊之實際的級數，且以藉此下決定是否更著重於雜訊降低側訊號S’或更著重於旁通側訊號S。

為了在雜訊與實際酬載訊號之間進行區別，假定若側訊號S明顯的比接收的中訊號M強的話，接收的側訊號S主要的包含雜訊。換句話說，假定若側訊號S之功率以預定的臨界超過中訊號M之功率的話，側訊號S之功率係主要由於雜訊。因此，接收的立體聲訊號M、S之訊號對雜訊比(SNR；Signal-to-Noise Ratio)能近似為中對側比(MSR；Mid-to-Side Ratio)以用於低MSR值：針對每一個頻率帶k。MSR_THRESHOLD可被設定至例如-6dB。換句話說，若在側訊號S之頻率帶k中的能量之比率以預定的臨界(例如，+6dB)超過在中訊號M之頻率帶k中之能量的話，MSR可視為等於或近似於在頻率帶k中的SNR，藉此提供包含在接收的FM立體聲訊號內可靠的雜訊之估計。

k=1,...,K頻率帶能自例如QMF帶分析層級(stage)71、73導出，其中QMF音頻資料之K=64頻道可用於處理。如上所概述的，QMF或混合QMF帶可有益的成群成為降低數目的頻率帶，其對應至例如非均勻感知動機的(perceptibly motivated)標度，例如巴克標度。如此一來，能決定MSR以用於複數個頻率(參數)帶，其中複數個頻率帶之解析度係為感知動機的。藉範例的方式，QMF濾波器排可包含64個QMF帶或混合QMF濾波器排可包含71個帶。這些濾波器排之解析度通常在高頻率範圍中過度的高。如此一來，可有利的是將帶中之一些者以感知動機的方式成群。如上所概述的，在預測式FM雜訊降低系統中的參數對應到這類成群的(感知動機的)頻率帶。藉範例的方式，預測式FM雜訊降低系統之參數a及b可使用在對應到單一時框(包含例如2048個取樣)的時間窗內總計15到20個成群的QMF頻率帶來決定。用於決定參數a及b的相同的頻率或參數帶，亦可用於決定每頻率/參數帶的MSR值，藉此降低全體計算複雜度。

用於中訊號M及用於在時間n上某給定點的參數帶k之功率能計算為期望值：其中使用位於時間點或取樣n ₁與n ₁+N-1之間的矩形窗。應注意，可使用其它窗形狀以決定期望值。亦能使用替代的時間/頻率指示(排除QMF)，像是離散富利葉轉換(DFT；Discrete Fourier Transform)或是其它轉換。亦在該情形中，頻率系數可成群為較少數的(感知動機)參數帶。

當側訊號S並未強於中訊號M(或未藉由因子MSR_THRESHOLD而更強)時，SNR估計使用MSR通常是不可用的。換句話說，當側訊號S並不強於中訊號M(或未藉由MSR_THRESHOLD而更強)時，MSR通常並非SNR之良好估計。在此情形，SNR可基於一或更多在前的SNR之估計來決定。此可藉如在圖5之步驟104的內文中所說明之應用平滑或衰減函數來建置。

圖4繪示用於中訊號60之功率譜以及在嘈雜的FM無線電接收條件中用於側訊號61之功率譜。對於具有強烈支配的中訊號M的頻率帶，側訊號S是否為雜訊是模稜兩可的。側訊號S可例如為部分的環境訊號或部分搖擺的訊號。結果是，這些頻率帶通常未提供在接收的FM立體聲訊號L、R(或M、S)內雜訊之功率的可靠指示。然而，注視其中側訊號S為明顯強於中訊號M(例如以至少6dB或以幾乎10dB)的頻率帶，此可看作非常有可能在由無線電傳送造成的側訊號S內本質上純雜訊之指示。這類情況(其中)能見於圖4在大約2kHz和5kHz處。如此一來，橫跨頻率帶k=1,...,K的MSR之最小值可視為接收的FM無線電訊號之SNR(亦即全體接收的FM無線電立體聲訊號之品質)的可靠的指示器。

像是音樂或語音的音頻內容在高頻率範圍中通常具有比在低頻率範圍中較少的酬載能量。進一步而言，在高頻率範圍中的酬載能量可比在低頻率範圍中的較少連續。如此一來，接收的FM訊號之雜訊的能量在高頻率範圍內比在低頻率範圍中更容易偵測。有鑑於此，可為有利的是限制MSR之分析到全體K頻率帶之選定的子範圍。特別是，可為有利的是限制MSR之分析到全體K頻率帶之上面的子範圍，例如到K頻率帶之上面一半。如此一來，用於偵測接收的FM訊號之品質的方法可更強健的做成。

鑒於上述，可界定高品質因子α _HQ，其取決於橫跨一些或所有的頻率帶k=1,...,K(例如，橫跨高頻率帶)的MRS之分析。高品質因子α _HQ可使用為在接收的FM無線電立體聲訊號內可聽的雜訊之指示器。不具有雜訊的高品質訊號可由α _HQ=1指示且具有高雜訊之低品質訊號可由α _HQ=0指示。中間品質狀態可由0<α _HQ<1指示。高品質因子α _HQ能自MSR值導出，其依據：其中MSR臨界MSR_LOW和MSR_HIGH為預定正規化臨界且能分別在如-6dB與-3dB範例中選擇。由於這類正規化，可確保的是，高品質因子呈現出在0與1之間的值。

在上面公式中，q為從一或更多MSR值導出的值。如上所指，q可從橫跨頻率帶之子集的最小的MSR值導出。進一步而言，q可以設定為反向的最小MSR值之峰值衰減(peak-decay)值。替代的或此外，任何其它平滑的方法可以使用以使隨時間推移的品質指示器參數q之進化平滑。

高品質因子α _HQ能用於在雜訊降低側訊號S’與原始未處理側訊號S之間切換或衰退或內插。此意味高品質因子α _HQ=p可使用為用於旁通增益單元30之增益，然而因子(1-α _HQ)=1-p可使用為用於雜訊降低增益單元31之增益。

HQ偵測演算法100之實施例能藉由下列在圖5中所繪示的步驟所說明：

˙在步驟101中，計算中及側訊號功率，亦即針對一些或所有的頻率或參數帶k，例如K _low<k K _high，決定中訊號之能量及側訊號之能量。在一範例中，K _high=K且K _low=K/2(亦即，僅考量頻率帶之上面一半)。中及側功率及在時間點n處決定，例如使用上面提供的用於期望值的平均公式。

˙在步驟102中，用於一些或所有的頻率帶k的中對側比(MSR)值係決定為例如

˙在步驟103中，決定用於某頻率範圍的MSR值，其中頻率範圍係為例如K _low<k K _high。

˙在步驟104中，例如藉由將MSR峰值決定為下列式子，而使最小MSR值隨時間推移而平滑γ _peak(n)=min(κγ _peak(n-1),γ _min)，具有衰減因子κ=exp(-1/(F _s τ))具有例如τ=2秒的時間常數，且具有F _s作為框率(frame rate)，亦即實現步驟104頻率多高的比率。此建置反向的峰值衰減，其隨時間推移使最小MSR值平滑。

˙在步驟105中，在時間點n處的高品質因子α _HQ係藉由使用在時間點n處的MSR峰值γ _peak(n)決定，亦即，藉由使用在時間點n處的平滑的最小MSR值γ _peak(n)，具有q=γ _peak(n)而成為如上所指，MSR臨界可設定為例如MSR_LOW=-6dB和MSR_HIGH=-3dB。

˙在步驟107中，在時間點n處的高品質因子α _HQ可應用到在圖3中闡述的側訊號混合處理。

上面所提的HQ偵測演算法100可重複以用於隨後的時間點(由從步驟107回到步驟101之箭頭所闡述)。

用於決定接收的FM無線電立體聲訊號之高品質的方法或系統可進一步藉使高品質因子α _HQ取決於一或更多另外的指示器(除了一或更多MSR值之外)。特別是，高品質因子可取決於接收的FM無線電立體聲訊號之頻譜平坦度測量(FSM；Spectral Flatness Measure)而做成。如在WO PCT/EP2011/064077中所概述的，可決定在0與1之間被正規化的所謂SFM_impact_factor。SFM_impact_factor=0可對應到指示側訊號S之功率譜的低 SFM值，對於其譜功率集中在訊率帶之相對小的數目中。亦即，SFM衝擊因子「0」指示低級數的雜訊。另一方面，SFM衝擊因子「1」對應到高SFM值，其指示在所有頻譜帶中頻譜具有相似的功率之量。結果是，SFM衝擊因子「1」指示高級數的雜訊。

修改的高品質因子α'_HQ可依據下式來決定：藉此強調高品質因子α'_HQ=0(指示低品質，亦即高度的雜訊)，若SFM_impact_factor=1(指示在接收的FM無線電立體聲訊號內高級數的雜訊)的話，且反之亦然。應注意，上面所提用於結合MSR為基的高品質因子α _HQ和SFM之效應的公式僅為結合兩個雜訊指示器成接合的(修改的)高品質因子α'_HQ之一個可能的方法。SFM_impact_factor可為有利於偵測在中和側訊號兩者皆具有相當平坦的頻譜且在能量上接近的情形之雜訊。在這類的情形中，最小MSR值γ _min通常接近0dB，儘管在接收的FM立體聲訊號內顯著量的可聽雜訊。在上述的PS處理/旁通混合處理中，修改的高品質因子α'_HQ可取代高品質因子α _HQ。

在隨後，係說明對於增強用於HQ偵測的方法及系統的另一個選擇。修改的高品質因子可藉將高品質因子α _HQ影響了總側級數S _sum成為柔和雜訊閘(soft noise gate)來決定，亦即側訊號之總級數(亦即能量或功率)，其可決定為側訊號之能量(橫跨所有頻率帶)。如此一來，修改的高品質因子α'_HQ可依據下式來決定：臨界S_THRES_LOW和S_THRES_HIGH可用以將閘因子g _gate正規化成0與1之間的值。帶有具有級數S _sum<S_THRES_LOW的FM訊號視為低品質的，然而帶有具有級數S _sum>S_THRES_HIGH的FM訊號可為高品質的。

用於提供增強的HQ偵測演算法的另一個選擇係使高品質因子α _HQ受如例如在WO PCT/EP2011/064084中說明的隱蔽偵測器(concealment detector)之輸出所影響。修改的高品質因子α'_HQ可藉考慮在預測式FM無線電降低系統內的隱蔽是否為主動的來決定，以為了隱蔽不欲的FM接收器之單聲道降退情況。修改的高品質因子α'_HQ可依據α'_HQ=(1-δ _conceal)α _HQ來決定，其中若隱蔽為主動時δ _conceal=1，且其中另外δ _conceal=0。此意味若在預測式FM無線電雜訊降低系統內隱蔽為主動的話，接收的FM無線電訊號當然視為低品質的(α'_HQ=0)，否則接收的FM無線電訊號之品質係基於高品質因子α _HQ之計算值來估計。為了避免(可聽的)當從隱蔽狀態(亦即δ _conceal=1)復原時的不連續，亦即為了確保將修改的高品質因子α'_HQ從0平滑的轉移到非零值，每當δ _conceal=1時最小MSR值γ _min可強制為γ _min=MSR_LOW，使得平滑的轉移係藉圖5之步驟104之平滑方法來確保。由於使高品質因子取決於隱蔽狀態δ _conceal，能建置使用預測式FM無線電雜訊降低之對模式的快速切換(亦即，對用於不良接收條件之突然發生的FM無線電雜訊降低處理快速轉移)，以及慢混合回至旁通模式(當接收條件已改善時)。

在下列，說明用於增強HQ偵測方法的另一個選擇。可調整MSR值γ _k以用於大的搖擺訊號，其係依據：參數λ指示搖擺接收的FM無線電立體聲訊號之程度。參數λ可從接收的左側訊號L和接收的右側訊號R之能量的比率來決定，例如依據：具有P ^L=E{L ²}做為接收的左側訊號之能量或功率以及P ^R=E{R ²}做為接收的右側訊號之能量或功率。結果是，增加MSR值γ _k以用於具有在左側訊號L和右側訊號R之間的顯著的能量差的猛烈搖擺訊號。這類在L和R訊號之間的巨大差導致側訊號S具有相對高能量，盡管側訊號S並不包含雜訊。藉增加MSR值γ _k，最小MSR值γ _min增加，藉此增加高品質因子α _HQ。結果是，使用參數λ幫助避免從強烈的側訊號S誤偵測低品質訊號，其係由於寬(音樂)立體聲混音以及立體聲加寬的後處理。

應注意，上面所提用於決定修改的高品質因子α _HQ的選擇能單獨的或是彼此任意的結合來使用。

進一步而言，應注意，高品質因子α _HQ能用以在預測式FM立體聲無線電雜訊降低系統中調整參數a和b。特別是，限制因子c可受品質指示器α _HQ影響。此能例如依據下式而完成：其中ε為選擇的調整值(小數目)防止當品質指示器α _HQ=1時a和b為無限大(或不合理的大數目)，亦即當接收的FM訊號包含低程度的雜訊時。

取決於品質指示器α _HQ的限制函數c=f(a,b,α _HQ)之目的係為限制a和b以用於低品質FM訊號(α _HQ接近0)，同時不(或僅輕微的)限制a和b以用於高品質FM訊號(α _HQ接近1)。應注意，上面所提用於取決於品質指示器α _HQ修改限制因子的函數近似對於α _HQ=0的c之第一函數(1)、對於α _HQ=0.5的第二函數(2)以及對於α _HQ=1施行“未限制”參數a和b。進一步而言，應注意，上面所提的公式僅為建置考量接收的FM訊號之品質的修改的限制函數之一個範例。

在圖3中闡述的雜訊降低側訊號S’和旁通的側訊號S之選擇和合併可以頻率選擇方式來施行。可能的建置會包含下列對圖3之方塊示意圖的修改。可以修改圖3中的方塊示意圖使得增益單元30、31及合併單元32會在側訊號合成濾波器排「QMF^-1」72之前於QMF域中施行。進一步而言，對旁通增益單元30的輸入可以為「QMF_s」分析濾波器排73之輸出。此會意味濾波器排73 係在通過之情形之中於訊號路徑中，且因此具有與「QMF」分析濾波器排71相同的準確度需求。QMF合成濾波器排72可以用以將合併的側訊號(合併單元32之下行(downstream))轉換成時間域。

在替代的實施例中，頻率可選擇性的限定在兩個頻率帶，亦即高頻率帶和低頻率帶。特別是，低頻率帶可固定到旁通路徑，亦即重建構的側訊號可對應到用於低頻率範圍之接收的側訊號S，然而在高頻率範圍中，可使用雜訊降低側訊號S’(或是依據品質指示器p的混合的側訊號)。

WO PCT/EP2011/064077說明用以透過使用頻譜平坦度測量(spectral flatness measure)降低或移除在雜訊降低立體聲訊號中不欲的解相關成分之量的技術。這些技術亦能應用到在本文件中說明的預測式FM無線電雜訊降低系統。特別是光譜平坦度測量能藉修改參數b來應用如下：b_new=(1-SMF_impact_factor)*b.此意味SFM_impact_factor=1會強制b_new=0。對於SFM_impact_factor=0，b會維持不變。如此一來，在具有帶有SFM_impact_factor=1的高頻譜平坦度的側訊號(表示嘈雜的側訊號)，無解相關相加到雜訊降低側訊號S’，使得雜訊降低側訊號S’對應到接收的中訊號之標度版本(scaled version)，亦即a*M。

在下列，概述用於決定SFM_impact_factor的例子。在通常接收的FM無線電立體聲訊號中，中訊號M之功率譜在較低頻率範圍中相對的陡峭而具有高級數的能量。在另一方面，訊號S通常具有總體低程度的能量以及相對平坦的功率譜。

由於側訊號雜訊之功率譜頗為平坦且具有特性斜率，連同斜率補償的SFM可用以估計在接收的FM訊號內雜訊級數。可使用不同類型的SFM值。亦即，SFM值可以各種方式計算。特別是，可使用瞬時SFM值以及SFM之經平滑的版本。瞬時SFM值通常對應到側訊號之訊號時框的SFM，然而瞬時SFM值之平滑版本亦取決於側訊號之先前訊號時框之SFM。

用於從側訊號決定衝擊因子的方法包含決定側訊號之功率譜的步驟。通常來說，這是使用側訊號之一定數目的取樣(例如，訊號時框之取樣)。功率譜可決定為側訊號之能量值，用於複數個頻率帶k，例如k=1,...,K。功率譜之決定周期可與用於決定參數a及b之周期對準。如此一來，側訊號之功率頻譜可針對於對應的參數a及b之有效周期來決定。

在後續的步驟中，可補償側訊號雜訊之功率譜的特性斜率。可例如藉由決定一組單聲道訊號之側訊號的平均功率譜來實驗性的決定特性斜率(在設計/調諧階段)。替代的或此外，可適應性的從目前側訊號決定特性斜率，例如在目前側訊號之功率譜上使用線性迴歸(linear regression)。特性斜率之補償可由反向雜訊斜率濾波器(inverse noise slope filter)施行。結果，應獲得斜率補償的、可能平坦的功率譜，其未顯出單聲道語音音頻訊號之側訊號之功率譜的特性斜率。

使用(斜率補償的)功率譜，可決定SFM值。SFM可依據下式計算其中意指在頻率或參數帶k中側訊號之功率。在預測式FM雜訊降低系統中使用的頻率分割(frequency partitioning)通常包含15到20個參數帶。SFM可說明為在功率譜之幾何平均(geometric mean)與功率譜之算術平均(arithmetic mean)之間的無線電。

或者，SFM可在頻譜之子集上計算，僅包括範圍從K _low到K _high的頻率帶。能排除例如一或少許頻率帶的該方式以為了移除不想要的DC(例如低頻)偏移。當調整帶邊界時，上面所提用於計算SFM之公式應據以修改。

為了限制計算複雜度的原因，SFM公式可基於泰勒展開(Taylor expansion)、查找表(look-up table)或在軟體建置之領域的熟練者普遍知道的類似技術而替代的由其之數值近似(numerical approximation)取代。進一步而言，亦有其它測量頻譜平坦度之方法，例如像是標準差或頻率功率直條(bin)之最小和最大之間的差等。在本文件中，術語「SFM」意指這些測量中的任一者。

使用用於特定時間周期或側訊號之時框的SFM值，能決定衝擊因子。為此目的，將SFM映射上至例如0到1之標度。SFM衝擊因子之映射和決定可依據下式決定其中兩個臨界值α _{low_thresh}和α _{high_thresh}係依據通常範圍從0.2到0.8的SFM值之平均範圍來選擇。正規化層級之主要目的係為確保SFM衝擊因子在「0」與「1」之間規律的張拓完整的區域。如此一來，正規化確保「常態」非平坦的頻譜(SFM<α _{low_thresh})未偵測為雜訊並且測量對於高值(SFM>α _{high_thresh})飽和。換句話說，正規化提供在高雜訊情況(SFM>α _{high_thresh})與低雜訊情況(SFM<α _{low_thresh})之間更清楚的區別之衝擊因子。

WO PCT/EP2011/064084說明藉由可靠的單聲道偵測器(mono-detector)結合使用先前估計的立體聲參數的機制而隱蔽FM接收器1之單聲道接收的短間隔的技術以於這類單聲道時間間隔期間產生雜訊降低FM立體聲訊號。在WO PCT/EP2011/064084中概述的技術亦能應用到在本文件中說明的預測式FM無線電雜訊降低系統。

如上所指，由於時變/時間變量(time-variant)不良接收條件(例如「衰退(fading)」)，FM 接收器1可在立體聲及單聲道之間轉態(toggle)。為在單聲道/立體聲切換期間維持立體聲的聲像(sound image)，錯誤隱蔽技術可用以隱蔽短的單聲道降退。在預測式FM無線電雜訊中隱蔽的手法係為使用預測和解相關參數a和b，其係基於先前估計的參數，以防因為FM接收器1之音頻輸出已降下到單聲道而不能計算新的參數a和b的情形。因此，當FM立體聲接收器1切換到單聲道音頻輸出時，圖3之預測式FM無線電雜訊降低系統持續使用先前估計的參數a和b(個別的針對各頻率帶)。若在立體聲輸出中的降退周期夠短使得在降退周期期間FM無線電訊號之立體聲的聲像保持相似的話，在設備2之音頻輸出中降退是聽不見的或是僅僅是幾乎聽不見的。另一個手法可為從先前估計的參數內插及/或外插參數a和b。假使，FM接收並不夠快速的回到立體聲，參數a和b能緩慢的衰減以在少許時間之後接近0，其意味就單聲道訊號(亦即中訊號)被輸出。

替代的或此外，預測式FM立體聲雜訊降低系統可參數對a及/或b使用內定值(default value)產生「假立體聲」訊號，以防接收條件如此不良使僅接收單聲道訊號的情形。內定值可取決於中訊號之語音/音樂分類。換句話說，預測式FM立體聲雜訊降低系統可包含分類器以用於基於接收的中訊號而分類接收的FM無線電訊號之類型。藉範例的方式，分類器可組態成將接收的FM無線電訊號分類為語音訊號或音樂訊號(例如基於接收的中訊號之頻率分析)。預測式FM立體聲雜訊降低系統可接著基於接收的FM無線電訊號之決定的類型來選擇用於a及/或b的適當的值。如此一來，接收的FM無線電訊號之單聲道降退可使用(類型相關)內定參數值而隱蔽。

在預測式FM無線電雜訊降低系統內使用隱蔽需要單聲道降退之可靠的偵測，以為了觸發隱蔽，亦即為了從0到1設定隱蔽狀態δ _conceal。可能的單聲道/立體聲偵測器能夠基於偵測訊號之單聲道區段，其滿足條件為左訊號=右訊號(或左訊號-右訊號=0)。然而，這類單聲道/立體聲偵測器會導致對於隱蔽處理之不穩定的行為，其係由於左訊號和右訊號能量以及側訊號能量能變動很大(即使在健全的接收條件下)的事實。

為了避免這類隱蔽之不穩定行為，能夠將單聲道/立體聲偵測和隱蔽機制建置為狀態機(state machine)。範例的狀態機係在圖6中闡述。圖6之狀態機利用側訊號S之絕對能量的兩個參考級數，亦即E_S(或如上所界定的P^S)。用以計算E_s的側訊號S可能以典型250Hz之截止頻率而被高通濾波。這些參考級數係為上部參考級數ref_high和下部參考級數ref_low。在上部參考級數(ref_high)之上訊號視為立體聲，而在下部參考級數(ref_low)之下其則視為單聲道。

側訊號能量E_S係計算為狀態機之控制參數。E_S可經一段時間窗而計算，時間窗可以例如對應到參數a及b之有效性的時間周期。換句話說，決定側訊號能量之頻率可與決定參數a和b之頻率對準。在本文件中，用於決定側訊號能量E_S之時間周期(以及可能地決定參數a和b)參照為訊號時框。圖6之狀態機包含5個條件(其每次計算新的時框之能量E_S進行驗證)：

- 條件A指示側訊號能量E_S超過上部參考級數ref_high。上部參考級數可參照為較高臨界。

- 條件B指示側訊號能量E_S低於或等於上部參考級數ref_high且高於或等於下部參考級數ref_low。下部參考級數可參照為較低臨界。

- 條件B1對應到條件B，但添加額外的時間條件。時間條件規定條件B滿足小於時框之臨界數目或小於臨界時間。此臨界可參照為時框臨界。

- 條件B2對應到條件B，具有規定條件B滿足大於或等於時框之臨界數目或者大於或等於臨界時間的額外時間條件。

- 條件C指示側訊號能量E_S低於下部參考級數ref_low。

進一步而言，圖6之範例狀態機利用5個狀態。不同的狀態受到上面所提的條件且受到在圖6中闡述的狀態示意圖而到達。以下作動通常於預測式FM無線電立體聲雜訊降低系統內在不同的狀態中施行：

- 在狀態1中，施行常態立體聲操作，例如基於從目前音頻訊號決定的參數a及b。隱蔽狀態δ _conceal保持在0。

- 在狀態2中，常態立體聲操作係基於在目前音頻訊號上決定的參數a及b而施行。此狀態僅為過渡的，鑒於在時框之數目大於或等於時框臨界，或者時間大於或等於時間臨界(亦即，條件B2)或者在此時框之數目的經過或時間的經過之前之任一段時間滿足狀態B的事實，則滿足條件A或C。隱蔽狀態δ _conceal保持在0。

- 在狀態3中，立體聲操作係基於在目前音頻訊號上決定的參數a及b而施行。能看見的是，能在從狀態1經由狀態2去到狀態3的路徑上到達狀態3。鑒於條件B2需要最小數目的時框或最小數目的時間用於轉移的事實，路徑「狀態1、狀態2、狀態3」代表從常態立體聲操作(例如，音樂)到常態單聲道操作(例如，語音)的緩慢的(亦即平滑的)轉移。隱蔽狀態δ _conceal係設定在或保持在0。

- 在狀態4中，單聲道降退隱蔽係使用先前決定的參數a和b開始，例如曾在狀態1中決定的最新的參數a和b。能看到的是，若滿足條件C的話，亦即若側訊號能量E_S陡峭的從ref_high以上下降到ref_low以下的話，能從狀態1直接到達狀態4。或者，然而僅若僅於少許數目的時框或僅於短暫的周期時間而滿足條件B的話，能從狀態1經由狀態2到達狀態4。如此一來，路徑「狀態1、狀態4」以及「狀態1、狀態2、狀態4」代表從常態立體聲操作(例如，音樂) 快速的，亦即突然的轉移到強制單聲道操作。若在立體聲多工訊號中19kHz導頻音(pilot tone)之級數或強度落到預定級數以下的話，強制單聲道操作通常係由於FM接收器其例如突然的截止側訊號，因此從接收的立體聲多工訊號做成可靠的解調側訊號是不可能的。隱蔽狀態δ _conceal係設定到1，以為了指示在預測式FM無線電雜訊降低系統內使用隱蔽。

- 在狀態5中，例如基於已在狀態4中建立的參數a和b，則持續單聲道降退隱蔽。在闡述的實施例中，若滿足狀態C的話，僅能從狀態4到達狀態5，亦即狀態5代表穩定的單聲道降退隱蔽狀態，在其中使用先前決定的參數a和b以為了從接收的中訊號產生雜訊降低側訊號。參數a和b可以少許秒之時間常數衰減到0，造成緩慢的從立體聲轉移到單聲道的輸出訊號。隱蔽狀態δ _conceal通常保持在1。

如已指示者，闡述的狀態示意圖確保僅若由FM接收器接收的音頻訊號在少許時間窗/時框內從立體聲去到單聲道，亦即若從立體聲到單聲道之轉移為突然的話，則觸發隱蔽。在另一方面，於在具有低於立體聲級數(ref_high)，但高於單聲道級數(ref_low)的能量E_S之側訊號中有雜訊的情形中，亦即於在側訊號內仍有充足的資訊以產生適當的a及b的情形中，則防止觸發隱蔽。同時，即使當訊號從立體聲改變到單聲道時，例如當訊號從音樂轉變到語音時，將不會觸發隱蔽偵測，藉此確保原始單聲道訊號不會由於錯誤的應用隱蔽而被呈現成為人為的立體聲訊號。基於從ref_high之上到ref_low之下側訊號能量E_S之平滑的轉移，能偵測從立體聲到單聲到的真實轉移。

在本文件中，已說明用於改善FM無線電接收器之感知效能的方法與系統。特別是，已說明用於使用預測式手法決定雜訊降低FM立體聲訊號的方法及系統。藉使用預測式FM無線電雜訊降低系統，相較於PS為基的FM無線電雜訊降低系統，能降低用於雜訊降低的計算複雜度。進一步而言，已說明用於改善預測式FM無線電雜訊降低系統之效能的各種方法。特別是，已說明使用品質指示器以在雜訊降低側訊號與原始側訊號之間混合。進一步而言，已說明用於將預測式FM無線電雜訊降低系統之參數適用到接收的側訊號之頻譜特性的方法，藉此可靠的在嘈雜的與良好的接收條件之間進行區別。此外，已說明隱蔽方法以為了將預測式FM無線電雜訊降低系統適用到單聲道降退情況。

在本文件中說明的方法與系統可建置為軟體、韌體及/或硬體。某些組件可例如建置為在數位訊號處理器或微處理器上運行的軟體。其它組件可例如建置為硬體及或特定應用積體電路(application specific integrated circuits)。在說明的方法及系統中遭遇的訊號可儲存在媒體上，像是隨機存取記憶體或光學儲存媒體。他們可經由網路傳送，像是無線電網路、衛星網路、無線網路或有線網路(例如網際網路)。利用在本文件中說明的方法與系統之典型的裝置係為可攜式電子裝置或其它用以儲存及/或呈現音頻訊號的消費設備。