SE519372C2 - Metod och krets för filtertrimning - Google Patents
Metod och krets för filtertrimningInfo
- Publication number
- SE519372C2 SE519372C2 SE0100805A SE0100805A SE519372C2 SE 519372 C2 SE519372 C2 SE 519372C2 SE 0100805 A SE0100805 A SE 0100805A SE 0100805 A SE0100805 A SE 0100805A SE 519372 C2 SE519372 C2 SE 519372C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- signal
- control signal
- value
- periodic
- component
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 34
- 238000009966 trimming Methods 0.000 title abstract 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims abstract description 56
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 claims abstract description 19
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 19
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 6
- 101100113998 Mus musculus Cnbd2 gene Proteins 0.000 claims description 4
- 238000000746 purification Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- ULFUTCYGWMQVIO-PCVRPHSVSA-N [(6s,8r,9s,10r,13s,14s,17r)-17-acetyl-6,10,13-trimethyl-3-oxo-2,6,7,8,9,11,12,14,15,16-decahydro-1h-cyclopenta[a]phenanthren-17-yl] acetate;[(8r,9s,13s,14s,17s)-3-hydroxy-13-methyl-6,7,8,9,11,12,14,15,16,17-decahydrocyclopenta[a]phenanthren-17-yl] pentano Chemical compound C1CC2=CC(O)=CC=C2[C@@H]2[C@@H]1[C@@H]1CC[C@H](OC(=O)CCCC)[C@@]1(C)CC2.C([C@@]12C)CC(=O)C=C1[C@@H](C)C[C@@H]1[C@@H]2CC[C@]2(C)[C@@](OC(C)=O)(C(C)=O)CC[C@H]21 ULFUTCYGWMQVIO-PCVRPHSVSA-N 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/0805—Details of the phase-locked loop the loop being adapted to provide an additional control signal for use outside the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/081—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter
- H03L7/0812—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used
- H03L7/0814—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used the phase shifting device being digitally controlled
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/081—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter
- H03L7/0812—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used
- H03L7/0816—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used the controlled phase shifter and the frequency- or phase-detection arrangement being connected to a common input
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/07—Calibration of receivers, using quartz crystal oscillators as reference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/10—Tuning of a resonator by means of digitally controlled capacitor bank
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/18—Tuning of a master filter in order to tune its slave filter
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
519 372 så att dess mittfrekvens blir lika med en referensfrekvens. Den automatiska ju- steringskretsen inkluderar en första fasdetektor och kalibreringsñlter för grov frekvensinställning och en andra fasdetektor och kalibreringsfilter för en fin fre- kvensinställning. Den första fasdetektom producerar en signal baserad på en fasskillnad mellan referenssignalen och referenssignalen filtrerad genom det första kalibreringsfiltret som har en låg selektivitet, och en andra fasdetektor producerar en signal baserad på en fasskillnad mellan referenssignalen och re- ferenssignalen filtrerad genom det andra kalibreringsfiltret, som har en hög se- lektivitet. En sammansatt signal bildas sedan genom att kombinera utgångssig- nalerna från de båda fasdetektorerna. En DC-komponent hos denna samman- satta signal är, å ena sidan, matad tillbaka som en kontrollsignal till kalibre- ringsfiltren. Å andra sidan styr DC-komponenten mittfrekvensen hos det analo- ga filtret för att styras till ett fórutbestâmt förhållande med avseende på refe- rensfrekvenssignalen, genom att automatiskt justera mittfrekvensen hos de ka- librerade filtren så att den blir lika med referensfrekvenssignalen.
Lösningen enligt den tidigare referensen involverar digital filtrering i serie med analoga filter. Digitala filter orsakar dock alltid effektförluster och introducerar en viss distorsion i signalvägen. Digitala filter är därför oönskade om de kan undvikas.
Den senare referensen ställer omvänt in sig själv på ett analogt sätt till en öns- kad mittfrekvens. Detta år förstås en flexibel lösning som tillåter en designer att använda ett och samma filter för flera applikationer i vilka olika filtrerings- karakteristika kan bestämmas. Lösningen involverar dock aktiva filter som i sig år relativt brusiga och icke-linjära. Detta i sin tur orsakar distortion och för- sämrar filterprestandan vilket förstås år negativt.
Således visar den kända tekniken olika medel för att antingen direkt- kompensera för processvariationer hos integrerade kornponentvården eller att ändra ett analogt filters filtreringskarakteristika och på så sätt indirekt kom- pensera för processvariationer. De föreslagna lösningarna är dock förknippade a ; u o ou u n 10 15 20 25 30 519 572 u a 1 anno 3 med olika oönskade sidoeffekter, såsom effektförluster, distortion, brus eller kombinationer därav.
Sammanfattning av uppfinningen Det år därför ett syfte hos föreliggande uppfinning att lösa ovanstående problem och tillhandahålla en förbättrad lösning för att hantera processvariationer hos integrerade komponentvärden.
Enligt en aspekt hos uppfinningen uppnås syftet genom en metod för automa- tisk ändring av storleken av åtminstone ett komponentvärde i ett analogt filter som beskrivits initialt, vilken år karakteriserad av den integrerade kretsen inne- fattande en justerbar fasvridare för mottagning av en periodisk referenssignal.
Baserat på denna referenssignal skapar den justerbara fasvridare en periodisk fasförskjuten signal. Metoden innefattar justering av storleken av åtminstone ett komponentvärde i den justerbara fasvridaren som svar på en kontrollsignal, så att fas förskjutningen mellan den periodiska referenssignalen och den periodis- ka fasförskjutna signalen når ett kalibrerat värde, vilket är så nåra ett önskat värde som möjligt, till exempel 90°. Kontrollsignalen år i sin tur genererad base- rad på en testsignal som skapats av en fasdetektor, vilken tar emot den perio- diska referenssignalen och den fasförskjutna periodiska referenssignalen. Meto- den innefattar slutligen inställning av åtminstone ett komponentvärde i det ana- loga filtret i enlighet med en inställning av det senaste komponentvärdet i den justerbara fasvridaren, vilken producerar det kalibrerade värdet.
Enligt en annan aspekt hos uppfmningen uppnås dessa syften genom ett dator- program, direkt nedladdningsbart i ett internt minne hos en digital dator inne- fattande mjukvara för att styra metoden beskriven i ovanstående paragraf när sagda program körs på en dator, till exempel en digital signalbehandlare (DSP).
Ytterligare en annan aspekt av uppfinningen uppnår dessa syften genom ett da- torlâsbart medium som har ett program lagrat därpå, där programmet är avsett att få en dator såsom en DSP, att utföra metoden i näst sista paragrafen ovan. u v ø - .n 10 15 20 25 519 372 n v "av 4 Enligt ytterligare en aspekt hos uppfinningen uppnås syftet av en automatisk justeringskrets för kalibrering av ett analogt filter i en integrerad krets. Den au- tomatiska justeringskretsen innefattar en justerbar fasvridare som tar emot en periodisk referenssignal, och baserat därpå producerar en periodisk fasförskju- ten signal. Den automatiska justeringskretsen inkluderar också en fasdetektor för att ta emot den periodiska referenssignalen och den fasförskjutna periodiska signalen, och skapa en testsignal som svar på en fasförskjutning mellan den periodiska referenssignalen och den periodiska fasßrskjutna signalen. Den au- tomatiska justeringskretsen innefattar också medel för att skapa en kontrollsig- nal baserad på testsignalen. Kontrollsignalen påverkar storleken hos åtminsto- ne ett komponentvärde i den justerbara fasvridaren och den år tilldelad ett så- dant värde att fasförskjutningen mellan den periodiska referenssignalen och den periodiska fasförskjutna signalen uppnår ett kalibrerat värde som är så nära ett önskvärt värde som möjligt. Slutligen innefattar den automatiska ju- steringskretsen medel för inställning av åtminstone ett komponentvärde hos det justerbara filtret i enlighet med en inställning hos det åtminstone ett kompo- nentvärdet i den justerbara fasvridaren, vilken skapar det kalibrerade värdet.
Uppfinningen tillhandahåller därmed en effektiv lösning vilken gör det möjligt att hantera oönskade processvariationer hos integrerade komponentvärden.
Uppfinningen erbjuder också en kompetent möjlighet för kontinuerlig kompen- sation av vilka variationer som helst hos komponentvården som beror på tempe- raturvariationer.
Dessutom inkluderar den föreslagna lösningen standardiserade och relativt okomplicerade byggblock. Uppfinningen utgör därför ett attraktivt alternativ också från en kostnads- och robusthetssynvinkel. o c v." a 15 20 25 30 519 372 Kort beskrivning av ritningarna Föreliggande uppfinning kommer nu att förklaras närmare med hjälp av före- dragna utföringsformer vilka visas som exempel och med referens till bifogade ritningar.
Figur 1 visar ett kretsdiagram över ett analogt filter enligt en första utförings- _ form av uppfinningen, Figur 2 Figur 3 Figur 4 Figur 5 visar ett blockdiagram över en automatisk justeringskrets för kalibre- ring av analoga filter enligt en första utföringsform av uppfinningen, visar ett kretsdiagram över en justerbar fasvridare enligt en första ut- föringsform av uppfinningen, och visar ett kretsdiagram över analoga filter enligt en andra utförings- form av uppfmningen, och visar med hjälp av ett flödesdiagram en utföringsform av metoden en- ligt föreliggande uppfinning.
Beskrivning av föredragna utföringsformer hos uppfinningen Som nämnts tidigare kan värdet hos en verklig RC-produkt i ett integrerat filter avvika upp till 140% från ett motsvarande nominellt värde beroende pä variatio- ner hos halvledartillverkníngsprocessen. Uppenbarligen kan inte avvikelser av en sådan storlek tolereras, eftersom de resulterar iväldigt oförutsägbara filter- karakteristika. Värdet hos RC-produkten kan ytterligare avvika i tiden beroende på temperaturvariationer och därför krävs en kontinuerlig eller upprepad kom- pensation.
Figur 1 Visar ett kretsdiagram över ett analogt lågpassfilter 201 , enligt en utfö- ringsform hos uppfinningen. Med hänsyn till processvariationerna, är filtret 201 I n ø o av 1 v nosa u 10 15 20 25 30 519 svzzm: preparerad i förväg med en uppsättning styrbara väljare s11, S12 och S13, vilka var och en styr en speciell kondensator C11, C12 och C13 respektive, så att vilken kombination som helst av individuella kondensatorer C11-C13 kan inkluderas elektriskt i filterkretsen som tillägg till en minimumkapacitans 0.111,1. Enligt en fóredragen utföringsform av uppfinningen har var och en av de omkopplingsba- ra kondensatorema olika komponentvärden, till exempel C11 = 1,0C, C12 = 2,0C och C13 = 4,0C. Beroende på hur de styrbara väljarna sii, S12 och sis ställs in, kan således det totala nominella kapacitansvärdet varieras från Cmin till Cm111+7,OC. Det verkliga kapacitansvärdet kan förstås avvika frän det nominella kapacitansvärdet beroende på processvariationer. De styrbara väljarna s11-s13 tillhandahåller dock en avsevärd grad av frihet att variera också det verkliga ka- pacitansvärdet. Speciellt förväntas det verkliga kapacitansvärdet kunna justeras till ett värde som är tillräckligt nära det nominella kapacitans-värdet. Även om också komponenten, hos en eller flera resistorer R1 som inkluderas i filtret 201, avviker från motsvarande nominella värden, gör de styrbara väljarna s11-s13 det möjligt att justera RC-produkten till ett acceptabelt värde.
Genom att tilldela en adekvat uppsättning signalelement cp11-cp13 i en kontroll- signal Cp, kan de styrbara väljarna s11-s13 tilldela ett värde till RC-produkten (R1x(s11C11+s12C12+s13C13+Cm1n), där s1=1 <-> stängd väljare och s1=0 <-> öppen väl- jare) vilken år tillräckligt nåra ett Önskat nominellt värde. Följaktligen kommer en analog insignal A som matas genom lägpassfiltret 20 1 att skapa en analog utgående signal AF i enlighet med filterdesignen.
Hur som helst är det inte enkelt att hitta den uppsättning signalelement cp11- c1>13 i kontrollsignalen Cp som genererar det önskade RC-produktvärdet. Därför är en automatisk justerkrets bifogad till det analoga filtret 20 1. Enligt en fördel- aktig utfóringsform hos uppfinningen är den automatiska justerkretsen och det analoga filtret 201 integrerade i ett och samma kretschip, så att de båda utsätts för samma processvariation. Vilken annan krets, enhet eller komponent som helst som är inblandad kan dock placeras antingen pä samma eller på ett annat kretschip . o n n n nu :nu c 10 l5 20 25 30 o upco Figur 2 visar ett blockdiagram över en automatiskt justerande krets för kalibre- ring av det analoga filtret 201 med hjälp av kontrollsignalen CP enligt en utfö- ringsform av uppfinningen. En lokal oscillator 202 skapar en periodisk referens- signal R med en speciell frekvens. Den periodiska referenssignalen R matas både till en fasdetektor 204 och till en justerbar fasvridare 203, vars fasför- skjutning med avseende på ingängssignalen beror på värdet hos kontrollsigna- len Cp. Den justerbara fasvridaren 203 skapar en periodisk fasförskjuten signal R* baserad på den periodiska referenssignalen R. Fasdetektorn 204 tar emot både den periodiska referenssignalen R och den fasförskjutna periodiska signa- len R*. Fasdetektorn 204 genererar en testsignal T som svar på fasförskjutning- en mellan den periodiska referenssignalen R och den periodiska fasförskjutna signalen R*.
Förutsatt att den optimala (eller önskade) inställningen av den justerbara fas- vridaren 203 motsvarar en fasförskjutning mellan den periodiska referenssigna- len R och den fasförskjutna periodiska signalen R* lika med en kvart av en full period hos den periodiska referenssignalen R (d v s 90° eller 1: / 2 radianer), fas- detektorn 204 kan vara gjord av en multiplicerare. En nollvärdes-testsignal T indikerar således en ideal inställning hos den justerbara fasvridaren 203 och följaktligen också en optimal kontrollsignal Cp. I princip kan vilken fasförskjut- ning som helst mellan den periodiska referenssignalen R och den fasförskjutna periodiska signalen R* ses som ett ideellt värde. Det är dock fördelaktigt att vål- ja en lokal oscillator 202 som producerar en periodisk referenssignal R av en sådan frekvens relativt det nominella komponentvärdet att en ideal inställning av den justerbara fasvridaren 203 innebär en 90° graders fasförskjutning mel- lan den periodiska referenssignalen R och den fasförskjutna periodiska signalen R*. Fasdetektorn kan sedan nämligen vara en jämförelsevis enkel enhet, såsom en multiplicerare.
Ett lågpassfilter 205 tar emot en testsignal T och producerar som svar därpå en nivåsignal TDC, vilken representerar en direkt spänningskomponent hos testsig- nalen T. Smärre avvikelser från ett annars stabilt värde (vilket idealt är noll) hos testsignalen T elimineras därigenom. Vilket annat integrerat element som helst n n own» c 10 15 20 25 30 519 372 o un: c | ø ø n v o u vv 8 vid sidan av ett lågpassfilter kan förstås användas som alternativ utföringsform av uppfinningen. Till exempel ett ren kondensatorelement av önskad storlekt kan utgöra lågpassfilter 205.
En komparator 206 tar emot nivåsignalen TDC och skapar en observationssignal M baserad på nivåsignalen TDC relativt en referensnivå, vilken till exempel re- presenterar en nollspänning. Observationssignalen M matas till en digital sig- nalbehandlare 207 för utvärdering. Referensnivån emottagen av komparatorn 206 är vald relativt den ideella inställningen av den justerbara fasvridaren 203 och fasdetektorn 204 så att ju mindre det absoluta värdet hos observations- signalen M är desto bättre justerbar fasvridningsinställriing (och således också kontrollsignal-Cp-värde). Den digitala signalbehandlaren 207 registrerar och lag- rar vilken inkommande observationssignal M som helst i ett internt buffertmin- HC.
Figur 3 visar ett kretsdiagram över en justerbar fasvridare enligt den första utfö- ringsforrnen av uppfinningen. Som kan ses i figuren innehåller den justerbara fasvridaren 203 i likhet med det analoga lågpassfiltret 201 en uppsättning styr- bara väljare S20, s21, s22 och S23, vilka var och en styr en speciell kondensator C20, C21, C22 och C23 respektive, så att vilken kombination som helst av de indi- viduella kondensatorerna C20-C23 kan inkluderas elektriskt i en ñlterkrets som tillägg till minimikapacitansen Cmgn. Tillståndet hos var och en av de styrbara väljarna s20-s23 är i sin tur bestämda av värdena hos signalelementen Cris-Cris i kontrollsignalen Cp.
Beroende på antalet styrbara väljare S20, s21, s22 och S23 i den justerbara fasvri- daren 203, kan signalelementen Cpio-Cpia ordnas enligt ett speciellt antal olika kombinationer. Kontrollsignalen Cp kan således uppnå samma antal olika vär- den. Till exempel, fyra styrbara väljare s20-s23 resulterar i 24=16 olika värden 0000- 1 11 1 hos kontrollsignalen Cp. Med det nominella förhållandet givet i ka- pacitansvärden C20=0,5C, C21=1,0C, C22=2,0C, C23=4,0C, bestämmer kontroll- signalen Cp det nominella RC-produktvärdet enligt tabell 1 nedan. u o c o oo c o 519 372 CP Cris Crn Crn Crio RC-produkt (RQXCmt) [QF] O O RzCmm R2(Cmin+0 ,5) R2(Cmin+ 1 ,O) R2(Cm¿n+ 1 ,5) R2(Cmm+2 ,0) R2(Cm1n+2,5) R2(Cmin+3 ,Û) R2(Cmm+3 ,5) R2(Cm1n+4,0) R2(Cm¿n+4,5) R2(Cmi,,+5 ,0) R2(Cmin+5,5) R2(Cmin+6 ,0) R2(Cmm+6,5) R2(Cmm+7,0) v-ßs-Is-la-fr-u-Io-Ir-*OÖOCOOO |-»-»-»--OOOO>-+-fl+-flv--OOO HHOOr-Jo-IQOr-ßr-IOOP-*I-*O r-IOr-flCDwOr-IOHOP-*OI-*OH R2(Cmin+7 ,5) Antingen stegar sig den digitala signalbehandlaren 207 systematiskt genom de 16 kontrollsignalvärdena Cp från 0000 till 1 111 och lagrar ett motsvarande ob- servationssignalvårde M eller så tilldelar den digitala signalbehandlaren 207 värden till kontrollsignalen Cp enligt en alternativ sekvens, via vilken en optimal kontrollsignal Cp kan bestämmas utan att nödvändigtvis stega sig genom alla de 16 stegen.
En första låskrets 209 som år styrd med hjälp av en första kommandosignal cm från den digitala signalbehandlaren 207, stängs när kontrollsignal-Cp-vårdet har uppdaterats, så att kontrollsignal-Cp-vårdet kan matas till den justerbara fasvridaren 203 och den digitala signalbehandlaren 207 kan registrera ett nytt observationssignalvârde M. Den digitala signalbehandlaren 207 levererar ett Tabell 1 primär kontrollsignalvârde CS, i ett serieformat motsvarande ett kontroll- n v c c co 10 l5 20 25 519 372 o unn- 10 signalvärde CP för en serie-till-parallell-omvandlare 208. Serie-till-parallell- omvandlaren 208 producerar sedan kontrollsignalen CP som har ett parallellt signalformat baserat på den primära kontrollsignalen CS.
Enligt en alternativ utföringsform av uppfinningen levererar den digitala signal- behandlaren 207 kontrollsignalvärdet CP direkt i ett parallellformat som är an- passat till det analoga filtret 201 och den justerbara fasvridaren 203.
Enligt andra alternativa utföringsformer av uppfmningen år en eller båda enhe- terna 206 och 208 realiserade av funktioner i den digitala signal-behandlaren 207. Den digitala signalbehandlaren 207 genererar en kontrollsignal CP som svar på observationssignalen M baserad på följande omständigheter.
Enligt andra alternativa utföringsformer hos uppfinningen är komparatom 206 ersatt av en A/ D-omvandlare som, som ett alternativ till observationssignalen M, levererar en digitaliserad nivåsignal TDC till den digitala signalbehandlaren 207 för utvärdering.
Den digitala signalbehandlaren 207 härleder således ett optimalt kontroll- sígnalvårde CP som resulterar i det minsta absoluta värdet hos observations- signalen M. Den digitala signalbehandlaren 207 matar ett primärt kontroll- signalvärde Cs som representerar det optimala kontrollsignalvärdet CP till en serie-till-parallell-omvandlare 208. Serie-till-parallell-omvandlaren 208 produce- rar en motsvarande kontrollsignal CP baserad på den primära kontrollsignalen CS. En andra låskrets 210 som är styrd med hjälp av en andra kommandosignal Cm från den digitala signalbehandlaren 207 är stängd så att kontrollsignalen CP skickas vidare till det analoga filtret 203 vars styrbara väljare s; 1-sP är inställda enligt det optimala kontrollsignalsvärdet CP.
Förutsatt att processvariationen hos komponentema i det analoga lågpassfiltret 201 är i stort sett samma (med avseende på komponenttyp och storleksordning) som processvariationen hos komponentema i den justerbara fasvridaren 203, förväntas inställningen hos de styrbara väljarna s11-s13 som stämmer överens v ø u o eu n 10 15 20 25 30 519 372 a un» ll med det optimala kontrollsignalvärdet Cp åstadkomma en önskad filtrering av den analoga insignalen A in i den analoga utgångssignalen AF, oavsett process- variation när av halvledarchipet på vilken kretsen är integrerad tillverkas.
Enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen inkluderar den justerbara fasvridaren 203 en styrbar väljare S20 respektive en kondensator C20, som tillägg till det totala antalet styrbara väljare s11-s13 i det analoga filtret 201. Detta för- bättrar möjligheten att uppnå ett optimalt kontrollsignalvärde CP. Stängningen av en styrbar väljare S21 för en kondensator C21, motsvarande ett minsta kapaci- tansvärde C11=l,0C i det analoga filtret 201 kan nämligen orsaka en något för stor fasförskjutning medan öppningen av samma väljare S21 kan orsaka en nå- got för liten fasförskjutning. Det är generellt sätt svårt för den digitala signalbe- handlaren 207 att bestämma om en stängd eller öppen väljare s21 ger det bästa resultatet. Den extra styrbara väljaren S20 och kondensatorn C20 (som fördelakt- ligen har ett nominellt kapacitansvärde C20=0,5C, d v s halva storleksordningen hos det minsta kapacitansvärdet C11= l,OC i det analoga filtret 201) gör det dock möjligt att bestämma vilken position hos väljaren S21 som tillhandahåller det bästa resultatet.
Figur 4 visar ett kretsdiagram över ett analogt filter enligt en andra utßrings- form av uppfinningen där både ett resistansvärde och ett kapacitansvärde kan väljas. l det illustrerade exemplet har kontrollsignalen Cp sex signalelement Crn-Cina, av vilka de första tre Cpii-Cpia Styr en respektive väljare su-slg för en speciell resistor Rii-Ria. Alla resistorer RU-Rls, är kopplade parallellt med en fixresistor Rmx, så att det totala resistansvärdet kan varieras från (Rmax-HRU- 1+R12-1+R13-1)-1till Rmax. Motsvarande styr de sista tre signalelementen Cp14-Cp16 i styrsignalen Cp en respektive väljare s14-s16, för en speciell kondensator C14-C16 som är kopplad parallellt med en fast kondensator Cmin, så att det totala kapaci- tansvärdet kan varieras från Cmgn till (Cm,-n+C14+C15+C16). Följaktligen kan såle- des, beroende på de individuella tillstånden hos signalelementen C1>1 i-Cpis, fil- trets RC-produkt varieras i 26=64 steg mellan (Rmax-HR;1~1+R12~1+R13-1)-1Cmin och Rmax(Cm1n+C14+C1s+C1s). o o ø o uu o o :nu o 10 15 20 25 30 519 372 o man 12 Det analoga filtret enligt denna andra utföringsform av uppfinningen kan också kalibreras med hjälp av den automatiska justeringskretsen visad i figur 2. Det år dock fördelaktigt att den justerbara fasvridaren istället inkluderar fem resis- torer 1220, Rgl, Rgg, Rgg, och Rmax som har nominella värden R20=O,5R11, R21=R11, R2q=R12, R23=R13 och Rmax respektive och fem kondensatorer C24, C25, C26, C21 och Cmm som har nominella värden C24=C14, C2s=C15, C26=C16, C21=O,5C14 och Cmin respektive. Analogt skall kontrollsignalen Cp sedan fördelaktligen inkludera åtta signalelement Cpio-Cpn.
För att summera kommer nu en utßringsform av den föreslagna metoden ßr att automatisk välja en storlek på åtminstone ett komponentvårde i ett integrerat analogt filter att beskrivas med referens till ett flödesdiagram i figur 5.
Ett första steg 50 1 genererar en periodisk referenssignal R, vilken tas emot i ett andra steg 502. Detta steg skapar en fasförskjuten periodisk referenssignal R* baserad på den periodiska referenssignalen R. Ett efterföljande steg 503 genere- rar en testsigna1T från en fasskillnad (p mellan den periodiska referenssignalen R och den fasförskjutna periodiska referenssignalen R*. Ett följande steg 504 levererar en kontrollsignal Cp baserad på testsignalen T. Kontrollsignalvårdet Cp beror på testsignalen T enligt som det beskrivits ovan och kan till exempel ska- pas enligt proceduren som visas med referens till figurerna 1-3.
Ett steg 505 justerar sedan storleken på åtminstone ett komponentvårde i den justerbara fasvridaren, så att fasskillnaden cp når ett kalibrerat värde så nära som möjligt ett önskat värde, till exempel 90°. Det åtminstone ett komponent- värdet varieras systematiskt med hjälp av kontrollsignalen CP. Efter att ha hittat ett kontrollsignalvärde Cp som genererar det kalibrerade värdet ställer ett slut- ligt steg 506 in åtminstone ett komponentvårde i det analoga filtret i enlighet med det associerade kontrollsignalvårdet Cp. Detta kalibrerar det analoga filtret så att dess filtreringskarakteristika blir så nära de önskade parametrarna som möjligt, oberoende av några variationer beroende på tillverkningsprocessen. | n n ø vn 10 15 20 25 519 372 o nouu 13 Det bör noteras att stegen 50 1-503 utßrs kontinuerligt eller åtminstone perio- diskt och utan direkt styrning eller inblandning av en kommandoenhet (såsom en digital signalbehandlare). Stegen 504-506 exekveras dock vid diskreta mo- ment i tiden och under direktstyming av en kommandoenhet.
Alla processteg, såväl som vilka efterföljande steg som helst, beskrivna med re- ferens till figur 5 ovan kan styras med hjälp av ett dataprogram, till exempel en digital signalomvandlaralgoritm som är direkt laddningsbart in i ett internminne hos en vanlig dator, en digital signalbehandlare, en basbandprocessor eller en ASIC (Application Specific Integrated Circuit), vilket dataprogram inkluderar lämplig mjukvara för styrning av de nödvändiga stegen, när programmet körs på en dator/ digital signalbehandlare. Datorprogrammet kan på samma sätt vara inspelat på en godtycklig typ av datorläsbart medium.
Begreppet "innefattar" när det används i denna beskrivning är vald att speciñce- ra närvaron av uppräknade särdrag, enheter, steg eller komponenter. Begreppet utesluter dock inte närvaron av en eller flera ytterligare särdrag, enheter, steg eller komponenter eller grupper därav.
Uppñnningen är inte begränsad till de beskrivna utföringsformerna i figurerna utan kan varieras fritt inom området av kraven.
Det bör speciellt noteras att uppfinningen inte är begränsad till några specifika samband mellan respektive integrerade komponentvärden. Uppfinningen är så- ledes lika lätt applicerbar till vilket komponentvärdeförhållande som helst som skiljer sig från de som exemplifierats ovan. o a o o en o
Claims (23)
1. l. En metod för automatiskt väljande av storleken av åtminstone ett komponentvärde (C11 - C13; R11 - R13, C14 - C16) i ett analogt filter (201) ien inte- grerad krets, den integrerade kretsen innefattar en fasdetektor (204) för be- stämning av ett närvarande karakteristika hos det analoga filtret (201) relativt ett önskvärt karakteristika, metoden innefattar stegen att: emottaga en periodisk referenssignal (R) och en fasförskjuten periodisk signal (R*) i fasdetektorn (204) och skapa en testsignal (T) som svar på en fasskillnad mellan den periodiska referenssignalen (R) och den periodiska fasförskjutna signalen (R*), kännetecknad av att den integrerade kretsen innefattar en justerbar fasvridare (203) för mottagning av den periodiska referenssignalen (R) och baserat därpå skapa den periodiska fasförskjutarsignalen (R*), metoden innefattar ytterligare stegen att: ändra storleksordningen på åtminstone ett komponentvärde (C20 - C23) i den justerbara fasvridaren (203) som svar på en kontrollsignal (CP), så att fasför- skjutningen mellan den periodiska referenssignalen (R) och den periodiska fas- förskjutna signalen (R*) når ett kalibrerat värde vilket år så nära ett önskat vär- de som möjligt, där kontrollsignalen (Cp) är genererad på basis av testsignalen (T), och ställa in det åtminstone ett komponentvârde (C11 - C13; R11 - R13, C14 - C16) idet analoga filtret (20 1) i enlighet med en inställning av det åtminstone ett kompo- nentvärde (C20 - C23) i den justerbara fasvridaren (203) vilken skapar det kalib- rerade värdet.
2. Metod enligt krav 1, kännetecknad av att det önskade värdet mot- svarar en kvart av en full period hos den periodiska referenssignalen (R).
3. Metod enligt något av kraven 1 eller 2, känneteeknad av steget att generera en nivåsignal (TDC) som representerar en direkt spänningskomponent hos testsignalen (T). Q a o n <0 10 15 20 25 30 519 372 15
4. Metod enligt krav 3, kännetecknad av steget att skapa nivåsignalen (TDC) genom lågpassfiltrering av testsignalen (T).
5. Metod enligt något av kraven 3 eller 4, kännetecknad av steget att skapa en observationssignal (M) baserad på nivåsignalen (TDC) genom att jämfö- ra nivåsignalen (TDC) med referensnivån.
6. Metod enligt krav 5, kännetecknad av att referensnivån represente- rar en nollspänning.
7. Metod enligt något av kraven 5 eller 6, kännetecknad av steget att skapa en primär kontrollsignal (CS) baserad på observationssignalen (M), den primära kontrollsignalen (CS) utgör i sin tur en bas för kontrollsignalen (Cp).
8. Metod enligt krav 7, kännetecknad av steget att skapa den primära kontrollsignalen (Cs) genom användning av digital behandling.
9. Metod enligt något av kraven 7 eller 8, kännetecknar! av steget att emotta av den primära kontrollsignalen (CS) i ett seriesignalformat och generera, baserat därpå, kontrollsignalen (Cp) som har ett parallellsignalformat.
10. Metod enligt något av kraven 1 - 9, kännetecknad av att kontrollsig- nalen (Cp) väljer en inställning av den åtminstone en första väljare (S20 - S23) i den justerbara fasvridaren (203), varje första väljare (S20 - S23) styrande ett spe- ciellt komponentvärde (C20 - C23).
11. ll. Metod enligt något av kraven l - 10, kännetecknar! av att kontroll- signalen (Cp) väljer en inställning av den åtminstone en andra väljare (s11 - S13; s11 - S16) i det analoga filtret (201), varje andra väljare (s11 - S13; s11 - S15) styr ett speciellt komponentvärde (C11 - C13; R11 - R13, C14 - C16).
12. Metod enligt krav l 1, kännetecknad av steget att ställa in åtminstone en andra väljare (s11 - S13) som styr en komponent av ett speciellt nominellt lO 15 20 25 30 519 372 e-nu 16 komponentvärde i enlighet med en inställning av åtminstone en av den åtmin- stone en första väljare (S20 - S23) som styr en komponent av ett nominellt kom- ponentvärde som är lika med det speciella nominella komponentvärdet.
13. dator, innefattande mjukvara för styrning av stegen enligt något av kraven 1 - Dataprogram direkt nedladdningsbart i ett internminne i en digital 12 när sagda program körs på en dator.
14. Ett datorläsbart medium som har ett program lagrat därpå, där pro- grammet är avsett att få en dator att styra stegen enligt något av kraven 1 - 12.
15. en integrerad krets innefattande Automatisk justeringskrets för kalibrering av ett analogt filter (201) i en justerbar fasvridare (203) för mottagning av en periodisk referenssignal (R) och baserat därpå skapandet av en periodisk fasförskjuten signal (R*), en fasdetektor (204) för mottagning av den periodiska referenssignalen (R) och den fasförskjutna periodiska signalen (R*) och skapandet av en testsignal (T) som svar på fasdifferensen mellan den periodiska referenssignalen (R) och den periodiska fasförskjutna signalen (R*), medel (205 - 208) för att producera en kontrollsignal (Cp) baserad på testsigna- len (T), där kontrollsignalen (Cp) påverkar storleken på åtminstone ett kompo- nentvärde (C22 - C22) i den justerbara fasvridaren (203) och som är tilldelad ett sådant värde att fasförskjutningen mellan den periodiska referenssignalen (R) och den periodiska fasförskjutna signalen (R*) når ett kalibrerat värde så nära ett önskat värde som möjligt, och medel (208, 210) för inställning av åtminstone ett komponentvärde (C11, C12; Cia) i det analoga filtret (201) i enlighet med en inställning av det åtminstone ett komponentvärde (C20 - C23) i den justerbara fasvridaren (203) vilken skapar det kalibrerade värdet.
16. innefattar ett lågpassñlter (205) för generering av en nivåsignal (TDC) som repre- Automatisk justeringskrets enligt krav 15, kännetecknad av att den senterar en direktspånningskomponent hos testsignalen (T). :uno o 10 20 25 30 519 372 17
17. Automatisk justeringskrets enligt krav 16, kännetecknad av att den innefattar en komparator (206) för skapandet av en observationssignal (M) base- rad på nivåsignalen (TDC) relativt en referensnivå.
18. rensnivån representerar en nollspänning. Automatisk justeringskrets enligt krav 17, kännetecknad av att refe-
19. tecknad av att den innefattar en digital Signalbehandlare (207) ßr skapandet Automatisk justeringskrets enligt något av kraven 17 eller 18, känne- av en primär kontrollsignal (Cs) baserad på observationssignalen (M), den pri- mära kontrollsignalen (CS) utgör i sin tur bas för kontrollsignalen (Cp).
20. innefattar en serie-till-parallell-omvandlare (208) för mottagning av den primära Automatisk justeringskrets enligt krav 19, kännetecknad av att den kontrollsignalen (CS) enligt ett Seriesignalformat och skapandet av en kontroll- signal (Cp) som har ett parallellsignalformat.
21. tecknad av att kontrollsignalen (Cr) innefattar åtminstone ett signalelement Automatisk justeringskrets enligt något av kraven 15 - 20, känne- (Crio ~ C1>13) vilka var och en är avsedda för att välja en inställning av den åtmin- stone en första väljare (S20 - S23) i den justerbara fasvridaren (203), där varje för- sta väljare (S20 - S23) styr ett speciellt komponentvärde (C20 - C23).
22. tecknad av att kontrollsignalen (CP) innefattar åtminstone ett signalelement Automatisk justeringskrets enligt något av kraven 15 - 21, känne- (Cp11 - Cris; Crii - Cris), vilka var och en är avsedda för att välja en inställning av den åtminstone en andra väljare (S11 - S13; S11 - S16) i det analoga filtret (201), där varje andra väljare (S11 - S13; S11 - S16) styr ett speciellt komponentvärde (C11 - Cia; Rii - Ria, C14 - C16)-
23. analoga filtret (201) tar emot kontrollsignalen (CP) så att det åtminstone ett sig- Automatisk justeringskrets enligt krav 22, kännetecknad av att det nalelementet (Crn - Cp13; Crii - Cris) påverkar den åtminstone en andra väljaren 519 372 o o n :nun 18 (S11 - S13; S11 - S16) som styr en komponent av ett speciellt nominellt komponent- várde att ställas in i enlighet med en inställning av en av den åtminstone en för- sta väljare (S20 - S23) som styr en komponent av ett nominellt komponentvårde som år lika med det speciella nominella komponentvårdet.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0100805A SE519372C2 (sv) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | Metod och krets för filtertrimning |
| EP02700954A EP1366567A1 (en) | 2001-03-09 | 2002-02-27 | Filter trimming |
| PCT/SE2002/000338 WO2002073801A1 (en) | 2001-03-09 | 2002-02-27 | Filter trimming |
| US10/093,683 US6686809B2 (en) | 2001-03-09 | 2002-03-08 | Filter trimming |
| US10/769,976 US7002427B2 (en) | 2001-03-09 | 2004-02-02 | Filter trimming |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0100805A SE519372C2 (sv) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | Metod och krets för filtertrimning |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE0100805D0 SE0100805D0 (sv) | 2001-03-09 |
| SE0100805L SE0100805L (sv) | 2002-09-10 |
| SE519372C2 true SE519372C2 (sv) | 2003-02-18 |
Family
ID=20283275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE0100805A SE519372C2 (sv) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | Metod och krets för filtertrimning |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6686809B2 (sv) |
| EP (1) | EP1366567A1 (sv) |
| SE (1) | SE519372C2 (sv) |
| WO (1) | WO2002073801A1 (sv) |
Families Citing this family (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE519372C2 (sv) * | 2001-03-09 | 2003-02-18 | Nat Semiconductor Corp | Metod och krets för filtertrimning |
| JP2004096313A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Niigata Seimitsu Kk | 受信機およびその調整システム、方法 |
| FR2850499B1 (fr) * | 2003-01-28 | 2005-10-21 | St Microelectronics Sa | Procede et circuit de correction de l'offset d'une chaine d'amplification |
| US8150362B2 (en) * | 2003-04-03 | 2012-04-03 | Maxim Integrated Products, Inc. | Electronically tuned agile integrated bandpass filter |
| TW595221B (en) * | 2003-04-17 | 2004-06-21 | Realtek Semiconductor Corp | Analog front-end device having filtering function with tunable bandwidth |
| US7761067B1 (en) | 2003-05-15 | 2010-07-20 | Marvell International Ltd. | Iterative filter circuit calibration |
| US6972633B2 (en) * | 2003-08-27 | 2005-12-06 | Nokia Corporation | Calibrating a loop-filter of a phase locked loop |
| KR100563661B1 (ko) * | 2003-12-18 | 2006-03-23 | 한국전자통신연구원 | 가변 고차 베셀 저역 통과 필터 |
| US6965275B2 (en) * | 2004-02-13 | 2005-11-15 | Infineon Technologies Ag | Method and apparatus for tuning a filter |
| US7064557B2 (en) * | 2004-03-16 | 2006-06-20 | Broadcom Corporation | Calibration circuit and method for filter bandwidth which is parasitic capacitance sensitive or insensitive |
| WO2006064658A1 (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | フィルタの特性調整装置、及びその特性調整方法 |
| WO2006066000A1 (en) * | 2004-12-16 | 2006-06-22 | Rf Magic, Inc. | Tracking filter for tuner |
| US8340616B2 (en) * | 2004-12-16 | 2012-12-25 | Entropic Communications, Inc. | Tracking filter for tuner |
| US7190213B2 (en) * | 2005-03-25 | 2007-03-13 | Freescale Semiconductor, Inc. | Digital time constant tracking technique and apparatus |
| US7583948B2 (en) * | 2005-04-28 | 2009-09-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Time constant automatic adjusting circuit, filter circuit system, and method of automatically adjusting time constant |
| GB2427088B (en) * | 2005-06-08 | 2008-12-24 | Zarlink Semiconductor Ltd | Radio frequency tuner |
| US7304530B2 (en) * | 2005-06-30 | 2007-12-04 | Silicon Laboratories Inc. | Utilization of device types having different threshold voltages |
| US8294505B2 (en) | 2005-08-23 | 2012-10-23 | International Business Machines Corporation | Stackable programmable passive device and a testing method |
| US20070127169A1 (en) * | 2005-12-07 | 2007-06-07 | Rambus, Inc. | Integrated circuit with configurable bypass capacitance |
| KR100720965B1 (ko) * | 2006-06-27 | 2007-05-23 | 박영진 | 차단 주파수 조절이 가능한 전자파 차폐 필터 |
| US7937058B2 (en) * | 2006-10-18 | 2011-05-03 | Freescale Semiconductor, Inc. | Controlling the bandwidth of an analog filter |
| FR2908249B1 (fr) * | 2006-11-06 | 2008-12-19 | Siemens Vdo Automotive Sas | Circuit integre specialise a controle automatique d'accord de constantes de temps |
| US7869780B2 (en) * | 2007-04-19 | 2011-01-11 | Skyworks Solutions, Inc. | Phase-locked loop based controller for adjusting an adaptive continuous-time filter |
| US7855688B2 (en) * | 2007-06-11 | 2010-12-21 | Airgizmos, Lp | Removable mounting device for antenna |
| US20090002056A1 (en) * | 2007-06-30 | 2009-01-01 | Doyle James T | Active resistance circuit with controllable temperature coefficient |
| US7649407B2 (en) * | 2007-09-28 | 2010-01-19 | Intel Corporation | Digitally tuned, integrated RF filters with enhanced linearity for multi-band radio applications |
| US7750697B2 (en) * | 2008-03-31 | 2010-07-06 | International Business Machines Corporation | Fractional-N phased-lock-loop (PLL) system |
| US8086974B2 (en) * | 2008-03-31 | 2011-12-27 | International Business Machines Corporation | Structure for fractional-N phased-lock-loop (PLL) system |
| EP2141806A1 (en) | 2008-07-02 | 2010-01-06 | Abilis Systems Sarl | System for automatic tuning of an analogue filter |
| US8054144B2 (en) | 2008-07-02 | 2011-11-08 | Atmel Corporation | Mode switching RC network |
| US8081936B2 (en) * | 2009-01-22 | 2011-12-20 | Mediatek Inc. | Method for tuning a digital compensation filter within a transmitter, and associated digital compensation filter and associated calibration circuit |
| EP2483890A4 (en) | 2009-10-01 | 2013-04-03 | Rambus Inc | METHODS AND SYSTEMS FOR REDUCING POWER AND TERMINATION NOISE |
| US8987818B1 (en) | 2009-11-13 | 2015-03-24 | Maxim Integrated Products, Inc. | Integrated MOS power transistor with thin gate oxide and low gate charge |
| US8154328B1 (en) | 2010-06-11 | 2012-04-10 | Altera Corporation | Techniques for measuring phases of periodic signals |
| US8729981B2 (en) * | 2011-05-12 | 2014-05-20 | Colby Instruments, Inc. | Precision delay line instrument |
| US9450566B2 (en) * | 2013-05-09 | 2016-09-20 | The Regents Of The University Of California | Sharp programmable filters using periodically time-varying components |
| US9065324B2 (en) * | 2013-10-23 | 2015-06-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Electronic device with PVT delay compensation and related method |
| CN112327280B (zh) * | 2020-10-27 | 2022-05-17 | 哈尔滨工程大学 | 一种水声均匀线阵阵元编号校正方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS579530B2 (sv) * | 1974-07-08 | 1982-02-22 | ||
| US4528698A (en) * | 1983-12-22 | 1985-07-09 | Motorola, Inc. | Tuning system for RF receiver |
| JPH0693594B2 (ja) * | 1989-02-16 | 1994-11-16 | 株式会社東芝 | アナログフィルタの自動調整回路 |
| AT397166B (de) * | 1990-05-04 | 1994-02-25 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltungsanordnung zur erzeugung eines analogen, um 90 grad gegenüber einem eingangssignal phasenverschobenen ausgangssignals |
| FI87864C (sv) * | 1991-05-09 | 1993-02-25 | Telenokia Oy | Anordning och förfarande för reglering av ett bandpassfilter, särskilt ett kombinatorfilter |
| US5245646A (en) * | 1992-06-01 | 1993-09-14 | Motorola, Inc. | Tuning circuit for use with an integrated continuous time analog filter |
| JPH08191231A (ja) * | 1995-01-06 | 1996-07-23 | Sony Corp | フィルタ回路 |
| GB9704719D0 (en) * | 1997-03-07 | 1997-04-23 | Plessey Semiconductors Ltd | Frequency tracking arrangements |
| US6014554A (en) * | 1997-09-30 | 2000-01-11 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for tuning analog filters |
| FR2775141B1 (fr) * | 1998-02-19 | 2002-10-11 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif d'etalonnage de constantes de temps |
| SE519372C2 (sv) * | 2001-03-09 | 2003-02-18 | Nat Semiconductor Corp | Metod och krets för filtertrimning |
-
2001
- 2001-03-09 SE SE0100805A patent/SE519372C2/sv not_active IP Right Cessation
-
2002
- 2002-02-27 EP EP02700954A patent/EP1366567A1/en not_active Withdrawn
- 2002-02-27 WO PCT/SE2002/000338 patent/WO2002073801A1/en not_active Application Discontinuation
- 2002-03-08 US US10/093,683 patent/US6686809B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2004
- 2004-02-02 US US10/769,976 patent/US7002427B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1366567A1 (en) | 2003-12-03 |
| US6686809B2 (en) | 2004-02-03 |
| US7002427B2 (en) | 2006-02-21 |
| WO2002073801A1 (en) | 2002-09-19 |
| US20020190810A1 (en) | 2002-12-19 |
| US20040212447A1 (en) | 2004-10-28 |
| SE0100805L (sv) | 2002-09-10 |
| SE0100805D0 (sv) | 2001-03-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| SE519372C2 (sv) | Metod och krets för filtertrimning | |
| CN106374873B (zh) | 九十度移相器电路以及相对应的九十度相位移动方法 | |
| EP1962420B1 (en) | High-precision calibration circuit calibrating an adjustable capacitance of an integrated circuit having a time constant depending on said capacitance | |
| SE505090C2 (sv) | Förfarande och anordning vid generering av en signal | |
| EP0656161A1 (en) | Apparatus and method for frequency translation in a communication device | |
| US20170047149A1 (en) | Programmable impedance | |
| JP6242553B1 (ja) | ポリフェーズフィルタおよびフィルタ回路 | |
| JPH0316430A (ja) | 位相調整回路 | |
| FI103744B (sv) | Förfarande och anordning för kalibrering av en aktiv filter | |
| US7675356B2 (en) | Digital controlled filter system and filtering method | |
| US11770109B2 (en) | Programmable chopping architecture to reduce offset in an analog front end | |
| JPH0599938A (ja) | 電磁ピツクアツプ用フイルタ回路 | |
| WO2005008882A1 (en) | Method and apparatus for generation of arbitrary mono-cycle waveforms | |
| US7965124B1 (en) | Switched-capacitor circuit relating to summing and integration algorithms | |
| GB2606797A (en) | Filters | |
| JP3637609B2 (ja) | ディジタル積分フィルタ及び一次ディジタルフィルタ | |
| JP2723052B2 (ja) | 自動調整回路 | |
| JP2008502255A (ja) | フィルタを備える信号処理装置 | |
| JPH03297277A (ja) | 信号処理装置 | |
| US5243548A (en) | Integratable circuit configuration with an analog network | |
| Jou et al. | WLS design of FIR Nyquist filter based on neural networks | |
| KR100640598B1 (ko) | 듀티 보정회로 | |
| JP2748682B2 (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| JPH0964730A (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| JP6935319B2 (ja) | Ｐｌｌ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |