KR20110000536A

KR20110000536A - 상향링크 ｍｉｍｏ 전송에서 참조신호를 전송하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20110000536A
Application number: KR1020100061030A
Authority: KR
Inventors: 고현수; 노민석; 정재훈; 한승희; 이문일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2009-06-26
Filing date: 2010-06-28
Publication date: 2011-01-03
Also published as: EP2448143A2; US20120093120A1; WO2010151092A3; EP2448143B1; US20140334460A1; EP2448143A4; CN102804630B; JP2012531804A; WO2010151092A2; US8842623B2; US9401789B2; CN102804630A

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 상향링크 MIMO 전송에서 참조신호를 전송하는 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크 신호를 전송하는 방법은, 순환 시프트(Cyclic Shift)에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하는 단계, 상기 순환 시프트 및 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Code) 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 대한 참조 신호를 다중화하는 단계, 상기 다중화된 참조 신호를 상향링크 서브프레임 상에 할당하는 단계와, 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하는 단계를 포함하며, 상기 상향링크 MIMO 전송이 다중 사용자 MIMO 전송인 경우, 상기 단말의 참조 신호와 다른 단말의 참조 신호가 상기 직교 커버 코드를 이용하여 다중화될 수 있다.

Description

상향링크 ＭＩＭＯ 전송에서 참조신호를 전송하는 방법 및 장치{A METHOD FOR TRANSMITTING REFERENCE SIGNAL IN A UPLINK MIMO TRANSMISSION}

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 상향링크 MIMO 전송에서 참조신호를 전송하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

다중안테나(Multiple input multiple output; MIMO) 시스템은 복수의 송수신 안테나를 사용하는 통신 시스템이다. MIMO 시스템은 송수신 안테나의 수가 증가함에 따라 추가적인 주파수 대역폭의 증가없이 채널 용량을 선형적으로 증가시킬 수 있다. MIMO 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼을 이용하여 전송 신뢰도를 높일 수 있는 전송 다이버시티 (transmit diversity) 방식과, 복수의 송신 안테나를 사용하여 각 안테나가 동시에 별개의 데이터 스트림을 전송하여 전송 레이트를 증가시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식이 있다.

MIMO 기술은 송신단에서 채널 정보를 알고 있는지 여부에 따라 크게 개-루프(open-loop) MIMO 기술과 폐-루프(closed-loop) MIMO 기술로 분류될 수 있다. 상기 개-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있지 않다. 반면, 상기 폐-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있다. 폐-루프 MIMO 시스템의 성능은 상기 채널 정보를 얼마나 정확하게 알고 있느냐에 따라 좌우된다.

채널 정보란 복수의 송신 안테나 및 복수의 수신 안테나 간의 무선 채널 정보(예, 감쇄, 위상 편이 또는 시간지연 등)를 의미한다. MIMO 시스템에서는, 복수의 송수신 안테나 조합에 의한 다양한 스트림 경로가 존재하고, 다중 경로 시간 딜레이로 인해 채널 상태가 시간에 따라 시간/주파수 영역에서 불규칙하게 변하는 페이딩 특성을 갖는다. 따라서, 수신단은 채널 추정을 통하여 채널 정보를 산출한다. 채널 추정이란 왜곡된 전송 신호를 복원하기 위해 필요한 채널 정보를 추정하는 것이다. 예를 들어, 채널 추정은 반송파의 크기 및 기준 위상을 추정하는 것을 말한다. 즉, 채널 추정은 무선구간 또는 무선채널의 주파수 응답을 추정하는 것이다.

채널 추정 방법으로는, 채널 추정기를 사용하여 송신단의 참조신호 (Reference Signal; RS)를 바탕으로 기준값을 추정하는 방법이 있다. 이때, RS란, 수신단에서의 채널 추정에 도움이 되도록, 실제로 데이터를 가지지는 않지만 높은 출력을 갖는 심볼을 말한다. 송신측 및 수신측은 이와 같은 RS를 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다. RS에 의한 채널 추정은 송수신측에서 공통적으로 알고 있는 심볼을 통해서 채널을 추정하고, 그 추정치를 이용하여 데이터를 복원하는 것이다. RS는 파일롯이라고도 지칭된다.

한편, 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템의 경우 단말(UE)로부터 기지국(Node B 또는 eNB)으로의 상향링크 전송에 단일 안테나 전송을 이용하도록 정의하고 있다. 상향링크 단일 안테나 전송에서는 단일 순환 시프트(Cyclic Shift; CS)에 기반한 복조참조신호(Demodulation RS; DMRS)가 정의된다. 그러나, 3GPP LTE-A(Advanced)에서는 상향링크 전송에서도 다중 안테나 전송을 지원할 것이 요구된다.

상향링크 MIMO 전송을 지원하기 위해서는, LTE 시스템에서 지원하는 단일 안테나 전송에 이용되는 서브프레임 설계와 역방향 호환성(backward compatibility)을 유지하면서도, MIMO 전송에 대한 채널 추정 성능을 높이는 참조신호 설계 방안이 요구된다.

본 발명은 상향링크 MIMO 전송에 있어서 DMRS를 효율적으로 설계하는 방안을 제공하며, 다중 순환 시프트 자원 및 직교 커버 코드의 적용을 통하여 상향링크 MIMO 전송의 효율성을 높이는 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크 신호를 전송하는 방법은, 순환 시프트(Cyclic Shift)에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하는 단계, 상기 순환 시프트 및 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Code) 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 대한 참조 신호를 다중화하는 단계, 상기 다중화된 참조 신호를 상향링크 서브프레임 상에 할당하는 단계와, 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하는 단계를 포함하며, 상기 상향링크 MIMO 전송이 다중 사용자 MIMO 전송인 경우, 상기 단말의 참조 신호와 다른 단말의 참조 신호가 상기 직교 커버 코드를 이용하여 다중화될 수 있다.

또한, 상기 순환 시프트의 값은 2 이상의 랭크에 할당되는 순환 시프트 값이 최대 거리를 가지도록 할당될 수 있다.

또한, 상기 참조 신호는, 공간 다중화 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 프리코딩된(precoded) 참조 신호일 수 있다.

또한, 상기 순환 시프트에 대한 정보는, 전송 다이버시티 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 2 개의 순환 시프트 자원을 할당하는 정보를 포함할 수 있다.

또한, 상기 직교 커버 코드에 대한 정보는, 상기 순환 시프트에 대한 정보로부터 묵시적으로 상기 단말에 의하여 획득될 수 있다.

또한, 상기 직교 커버 코드에 대한 정보는, L1/L2 제어 시그널링 또는 상위계층 제어 시그널링을 통하여 상기 단말에 의하여 수신될 수 있다.

또한, 상기 제어 정보는 물리상향링크공유채널(PUSCH)의 스케줄링에 이용되는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information) 포맷에 포함될 수 있다.

또한, 상기 참조 신호는 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal; DMRS)일 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 상향링크 신호를 전송하는 단말은, 복수개의 안테나, 상기 복수개의 안테나를 통하여 상기 기지국으로부터 신호를 수신하는 수신 모듈, 상기 복수개의 안테나를 통하여 상기 기지국으로 신호를 전송하는 전송 모듈과, 상기 복수개의 안테나, 상기 수신 모듈 및 상기 전송 모듈을 포함하는 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 통하여 순환 시프트(Cyclic Shift)에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하고, 상기 순환 시프트 및 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Code) 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 대한 참조 신호를 다중화하고, 상기 다중화된 참조 신호를 상향링크 서브프레임 상에 할당하고, 상기 전송 모듈을 통하여 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하도록 구성되며, 상기 상향링크 MIMO 전송이 다중 사용자 MIMO 전송인 경우, 상기 단말의 참조 신호와 다른 단말의 참조 신호가 상기 직교 커버 코드를 이용하여 다중화될 수 있다.

본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 각 실시형태에 따를 경우, 다중 순환 시프트 자원 및 직교 커버 코드의 적용을 통하여 상향링크 MIMO 전송의 효율성을 높이는 DMRS가 제공될 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 2는 송신 안테나에서 수신 안테나로의 채널을 도시한 도면이다.
도 3은 3GPP LTE 상향 링크 RS의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 참조 신호 전송 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 참조 신호에 대한 BLER 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 참조 신호에 대한 FER 및 MSE 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

다중안테나( MIMO ) 시스템의 모델링

도 1은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 1에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 N _T 개로, 수신 안테나의 수를 N _R 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(R _o )에 레이트 증가율(R _i )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.

다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 N _T 개의 송신 안테나와 N _R 개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.

송신 신호를 살펴보면, N _T 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 N _T 개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

각각의 전송 정보

는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을

라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

또한,

는 전송 전력의 대각행렬

를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬

가 적용되어 실제 전송되는 N _T 개의 송신신호

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬

는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.

는 벡터

를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기에서,

는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다.

는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

수신신호는 N _R 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을

로 표시하기로 한다.

에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

도 2에 N _T 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 2에서, 총 N _T 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, N _T 개의 송신 안테나로부터 N _R 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

실제 채널에는 채널 행렬

를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. N _R 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

상술한 설명은 다중안테나 통신 시스템이 단일 사용자에게 이용되는 경우를 중점적으로 설명하였다. 그러나, 다중안테나 통신 시스템을 복수의 사용자에 적용하여 다중사용자 다이버시티(multiuser diversity)를 획득하는 것이 가능하다. 이에 대해 간단히 설명하면 다음과 같다.

페이딩(fading) 채널은 무선 통신 시스템의 성능저하를 가져오는 것으로 잘 알려진 주요원인이다. 시간, 주파수, 공간에 따라 채널 이득이 변하고 채널 이득 값이 낮을수록 성능저하가 심각해진다. 페이딩을 극복할 수 있는 방법 중 하나인 다이버시티는 여러 개의 독립적인 채널들이 모두 낮은 이득을 가질 확률이 매우 낮다는 사실을 이용한다. 다양한 다이버시티 방식이 가능하며, 다중사용자 다이버시티도 그 중 하나에 해당한다.

셀 내에 여러 명의 사용자가 있을 때, 각 사용자의 채널 이득은 확률적으로 서로 독립이므로 그들이 모두 낮은 이득을 가질 확률은 매우 작다. 정보이론에 따르면 기지국의 전송 전력이 충분하다면 셀 내에 여러 명의 사용자가 있을 때 가장 높은 채널 이득을 가지는 사용자에게 채널을 모두 할당하는 것이 채널의 총 용량을 최대화할 수 있다. 다중사용자 다이버시티는 다시 3 가지로 구분할 수 있다.

시간적 다중사용자 다이버시티는 시간에 따라 채널이 변하는 경우 그때그때 가장 높은 이득 값을 가지는 사용자에게 채널을 할당하는 방식이다. 주파수적 다중사용자 다이버시티는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 같은 주파수 다중 반송파 시스템에서 각 주파수 대역에서 최대 이득을 가지는 사용자에게 부반송파를 할당하는 방식이다.

만약, 다중반송파를 사용하지 않는 시스템에서 채널이 매우 천천히 변한다면 가장 높은 채널 이득을 가지는 사용자가 채널을 오랜 시간 독점할 것이다. 따라서, 다른 사용자들은 통신을 할 수 없게 된다. 이런 경우 다중사용자 다이버시티를 이용하기 위해서는 채널 변화를 유도할 필요가 있다.

다음으로, 공간적 다중사용자 다이버시티는 일반적으로 사용자들의 채널 이득이 공간에 따라 다르다는 것을 이용하는 방법이다. 구현 예로는 RBF(Random Beamforming) 등을 들 수 있다. RBF는 "opportunistic beamforming"이라고도 하며, 송신단에서 다중안테나를 사용하여 임의의 가중치로 빔포밍(beamforming)을 해줌으로써 채널 변화를 유도하는 기술이다.

상술한 다중사용자 다이버시티를 다중 안테나 방식에 이용하는 다중사용자 다중안테나(Multiuser MIMO, MU-MIMO) 방식에 대해 설명하면 다음과 같다.

다중사용자 다중안테나 방식에 있어서, 송수신단에서 사용자 수와 각 사용자의 안테나 수는 여러 가지 조합이 가능하다. 다중사용자 다중안테나 방식을 하향링크(Downlink, forward link) 및 상향링크(Uplink, reverse link)로 나누어서 살펴 보기로 한다. 하향링크는 기지국에서 여러 단말들로 신호를 전송하는 경우를 의미한다. 상향링크는 여러 단말들이 기지국으로 신호를 전송하는 경우를 말한다.

하향링크의 경우에서, 극단적인 예를 들면, 한 명의 사용자가 총 N_R개의 안테나를 통해 신호를 수신할 수도 있고, 총 N_R명의 사용자가 각각 1개의 안테나를 사용하여 신호를 수신할 수도 있다. 또한, 앞의 양 극단 예의 중간 조합도 가능하다. 즉, 어떤 사용자는 1개의 수신 안테나를 사용하는 반면, 어떤 사용자는 3개의 수신 안테나를 사용하는 등의 조합이 가능하다. 유의할 점은 어느 조합의 경우든 수신 안테나의 수의 총합은 N_R로 일정하게 유지된다는 점이다. 이러한 경우를 보통 MIMO BC(Broadcast Channel) 또는 SDMA(Space Division Multiple Access)라고 한다.

상향링크의 경우에서, 극단적인 예를 들면, 한 명의 사용자가 총 N_T개의 안테나를 통해 신호를 송신할 수도 있고, 총 N_T명의 사용자가 각각 1개의 안테나를 사용하여 신호를 송신할 수도 있다. 또한, 앞의 양 극단 예의 중간 조합도 가능하다. 즉, 어떤 사용자는 1개의 송신 안테나를 사용하는 반면, 어떤 사용자는 3개의 송신 안테나를 사용하는 등의 조합이 가능하다. 유의할 점은 어느 조합의 경우든 송신 안테나의 수의 총합은 N_T로 일정하게 유지된다는 점이다. 이러한 경우를 보통 MIMO MAC(Multiple Access Channel)이라고 한다. 상향링크와 하향링크는 서로 대칭 관계에 있으므로, 어느 한쪽에서 사용된 기법이 다른 쪽에서도 사용 가능하다.

한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬

의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬

에서 행의 수는 수신 안테나의 수 N _R 과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N _T 와 같다. 즉, 채널 행렬

는 행렬이 N _R ×N _T 된다.

행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬

의 랭크(

)는 다음과 같이 제한된다.

랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

참조 신호 ( Reference Signal ; RS )

무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.

다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.

서로 다른 안테나에 대한 RS를 동일한 자원 영역에 할당하는 것을 다중화라고 한다. 다중화 방식에는 시간 분할 다중화(Time Division Multiplexing; TDM), 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing; FDM) 또는 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing; CDM)가 있다. 이 중에서, 코드 분할 다중화는 각 안테나 별로 서로 다르게 설정된 코드 자원을 주파수 영역에서 RS에 곱하여 동일한 무선자원(주파수/시간)에 할당하는 것을 의미한다.

상향 링크 참조 신호의 구조

도 3에 3GPP LTE 상향 링크 RS의 구조를 나타내었다.

도 3을 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브 프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)라고 한다. 3GPP LTE에서, 서브프레임은 1ms이고 슬롯은 0.5ms이다. 그러나, 무선 프레임의 구조 및 TTI는 통신 시스템에 따라 달라질 수 있다.

슬롯은 시간 영역에서 복수의 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(resource block)을 포함한다. 하나의 자원블록에 대하여 가로 축은 시간 축, 세로 축은 주파수 축을 의미한다. 일반 CP(normal CP)인 경우, 각 슬롯은 7개의 심볼로 구성된다. 연장된 CP(extended CP)인 경우, 각 슬롯은 6개의 심볼로 구성된다. 연장된 CP의 경우는 딜레이(delay)가 긴 환경에서 일반적으로 사용된다. SC-FDMA (Single carrier-Frequency division mutiple access) 시스템이기 때문에, 단일 반송파 특성을 만족시키기 위해 RS는 한 심볼의 자원을 모두 사용한다. 한편, 3GPP LTE 시스템에서는 상향링크에서 RS는 데이터와는 다르게 프리코딩이 적용되지 않으며 DMRS (Demodulation RS)와 SRS (Sounding RS)로 구성되어 있다. DMRS는 상향링크 데이터의 복조를 위하여 채널 정보를 획득하기 위한 참조신호이고, SRS는 상향링크의 채널을 측정(measurement)하기 위해 사용되는 참조신호이다. 도 3에서는 일반 CP의 경우의 DMRS 및 SRS의 위치를 나타낸다. DMRS는 슬롯 1 및 2의 l=3에 할당되어 있고 '1'로 도시하였다. SRS는 슬롯 2의 l=6에 할당되어 있다. 데이터는 나머지 자원요소에 할당된다. 도 3에 도시하는 바와 같이, 하나의 슬롯에서 하나의 OFDM (또는 SC-FDMA) 심볼은 DMRS전송에 사용된다. 즉, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성되고, 데이터는 하나의 서브프레임을 기본 단위로 전송되며, 하나의 서브프레임에는 2개의 DMRS가 할당된다. 하나의 서브프레임에 존재하는 2개의 슬롯은 서로 같은 주파수에 위치할 수도 있고, 다른 주파수에 위치할 수도 있다. 이에 따라서 DMRS의 주파수 위치는 제 1 슬롯과 제 2 슬롯에서 같은 위치일 수도 있고, 다른 위치일 수 있다. 두 슬롯에 존재하는 DMRS에는 동일한 시퀀스가 사용된다.

DMRS 시퀀스와 SRS 시퀀스는 CAZAC(constant amplitude zero autocorrelation waveform) 시퀀스를 이용하여 생성될 수 있다. CAZAC 시퀀스는 예를 들어 Zadoff-Chu(ZC) 시퀀스일 수 있다. ZC 시퀀스는 루트 인덱스(Root index)와 순환 시프트 인덱스(Cyclic shift index)에 따라 다양한 시퀀스로 생성될 수 있다. 즉, 루트 인덱스 또는 순환 시프트 인덱스가 ZC 시퀀스의 시드 값(Seed value)이 될 수 있다. 상향링크 데이터 전송을 위한 제어정보인 DCI 포맷 0에는 순환 시프트 인덱스가 포함되어 있다. 기지국은 단말에게 서로 다른 순환 시프트 인덱스를 할당함으로써 직교 (또는 유사 직교(Quasi-Orthogonal)) 시퀀스를 통하여 복수개의 단말로부터의 채널을 추정할 수 있다.

DMRS 시퀀스 길이는 할당된 자원블록의 부반송파의 개수와 동일하다. 물리상향링크공유채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)에 대한 DMRS는 순환 시프트(Cyclic Shift; CS)된다. LTE 시스템의 경우 CS 값은 하나의 슬롯에서 하나의 값을 가진다. 슬롯 n_s 에서의 순환 시프트 값 α는 수학식 12에 기초하여 결정될 수 있다. 순환 시프트를 이용하여 하나의 셀 내에서 상이한 단말(UE)로부터의 RS들이 다중화될 수 있다.

여기서

는 상위계층으로부터 제공되는 cyclicShift 파라미터에 따라서 결정되며, 셀-특정(cell-specific)으로 주어진다.

는 표 1과 같은 값을 가진다. 또한,

는 대응하는 PUSCH 전송에 관련된 전송 블록에 대하여 가장 최근에 수신된 DCI (Downlink Control Information) 포맷 0 의 DMRS 필드에 대한 순환 시프트에 의하여 결정되며, 단말-특정(UE-specific)으로 주어진다.

값은 표 2와 같은 값을 가진다. n_prs는 의사 랜덤 시퀀스 (pseudo-random sequence)에 의하여 주어지는 값이며 슬롯 레벨로 호핑하는 패턴을 가진다. 상기 의사 랜덤 시퀀스는 셀-특정으로 적용된다.

*cyclicShift*
0	0
1	2
2	3
3	4
4	6
5	8
6	9
7	10

Cyclic Shift Field in DCI format 0
000	0
001	6
010	3
011	4
100	2
101	8
110	10
111	9

다중안테나를 이용한 DMRS 의 상향 전송

후술하는 본 발명의 일 실시예는 LTE-A를 이용하여 예시하지만, 어떤 MIMO 시스템에도 동일한 원리로 적용될 수 있다는 점에 유의해야 한다.

3GPP LTE 시스템에서 단말은 안테나 한개만을 지원한다. 따라서, LTE 시스템에서 상향링크에 사용되는 안테나 개수는 한개이다. 하지만, LTE-A 시스템의 경우 상향링크에서도 MIMO를 지원할 것이다. 따라서, 상향링크에 사용되는 DMRS도 적당하게 확장되어야 한다. MIMO 환경에 맞춰 DMRS를 확장하기 위하여, 비-프리코딩(non-precoded) DMRS와 프리코딩된(precoded) DMRS가 고려될 수 있다. 종래의 하향링크와 마찬가지로, 비-프리코딩 DMRS는 안테나 개수 만큼의 DMRS 패턴이 필요하다. 즉, 비-프리코딩 DMRS의 경우, 시스템에서 지원 가능한 안테나 개수에 따라 DMRS 패턴이 정의돼야 한다. 하지만, 프리코딩된 DMRS의 경우는 안테나에서 측정된 채널 정보에 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 곱하여 가상 안테나 도메인(virtual antenna domain)에 해당하는 랭크 별로 DMRS 패턴을 적용하기 때문에 안테나 개수가 많아지더라도 DMRS의 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다. 즉, 프리코딩된 DMRS의 경우는 시스템에서 지원 가능한 랭크 수에 따라 정의되어야 한다. 예를 들면, 시스템에서 지원 가능한 상향링크의 송신 안테나 개수를 1, 2, 4 개로 하면, 비-프리코딩 DMRS는 3 가지 패턴을 정의하여야 하고, 프리코딩된 DMRS는 랭크 1, 2, 3, 4에 대해서 정의해야 한다. 이후, 상향링크를 위한 송신 안테나 수가 4개인 경우에 대해서 주로 설명한다. 그러나, 후술하는 본 발명의 실시예는 복수의 송신 안테나를 갖는 어떤 시스템에도 유사하게 적용될 수 있다.

전술한 바와 같이, 단일 안테나 전송에 기초한 LTE 시스템에서의 상향링크 전송에서는 단일 순환 시프트(CS)에 기초한 DMRS가 정의된다. 이러한 LTE 시스템과의 역방향 호환성(backward compatibility)을 유지하면서, LTE-A 시스템에서의 상향링크 MIMO 전송을 지원하기 위한 한 가지 방법으로 DMRS에 대하여 다중 순환 시프트 (multiple CS) 자원을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 각각의 레이어 (또는 안테나 포트)에 대한 DMRS를 다중 CS 자원을 이용하여 코드 분할 다중화하여 동일한 무선자원을 통하여 전송할 수 있다. 여기서, 다중 CS 자원을 이용하여 상향링크 MIMO 전송을 지원하기 위해서는 CS 자원의 효율적인 할당이 무엇보다도 중요하다. 이하에서는 상향링크 MIMO 전송 모드에 따라서 요구되는 CS 자원의 개수, CS 자원 분리(separation), 직교 커버 코드(orthgonal cover code; OCC)의 적용에 대하여 구체적으로 설명한다.

순환 시프트 자원의 필요 개수( Required Number of Cyclic Shift Resources )

최대 4 전송 안테나(Tx antenna)를 사용하는 상향링크 MIMO 전송에 대하여 다양한 전송 기법이 제안되었으며, 전송 기법에 따라서 DMRS에 대한 상이한 개수의 CS 자원이 요구된다. 표 3은 다양한 전송 다이버시티 기법에 대하여 요구되는 CS 자원의 개수를 정리한 것이고, 표 4는 다양한 공간 다중화 기법에 대하여 요구되는 CS 자원의 필요 개수를 정리한 것이다.

	2 Tx	4 Tx
1 cyclic shift	Slot based PVS, small delay CDD	Slot based PVS, Small delay CDD
2 cyclic shift	STBC, SFBC, FSTD, Large delay CDD,	STBC-CDD, SFBC-CDD, FSTD-CDD
4 cyclic shift		STBC-FSTD, SFBC-FSTD FSTD, Large delay CDD

	2 Tx	4 Tx
1 cyclic shift	Rank 1 SM with precoded DMRS	Rank 1 SM with precoded DMRS
2 cyclic shift	Rank 2 SM with precoded DMRS (Using identity matrix)	Rank 2 SM with precoded DMRS
3 cyclic shift	-	Rank 3 SM with precoded DMRS
4 cyclic shift	-	Rank 3 SM with non-precoded DMRS Rank 4 SM with precoded DMRS (Using identity matrix)

2 Tx 전송 다이버시티 기법으로 적용될 수 있는 전송 방식 중에서, 슬롯 기반 PVS(Precoding Vector Switching) 및 짧은 지연 CDD(Cyclic Delay Diversity) 방식은 DMRS에 대하여 하나의 CS 자원을 필요로 할 수 있다. 다른 전송 다이버시티 방식들로서 STBC(Space Time Block Coding), SFBC(Space Frequency Block Coding), FSTD(Frequency Switching Transmit Diversity) 및 긴 지연 CDD 방식은 DMRS에 대하여 2 개의 CS 자원을 필요로 할 수 있다.

4 Tx 전송 다이버시티 기법으로 적용될 수 있는 전송 방식 중에서, 슬롯 기반 PVS, 짧은 지연 CDD 방식은 DMRS에 대하여 하나의 CS 자원을 필요로 할 수 있고, STBC-CDD, SFBC-CDD 및 FSTD-CDD 방식은 2 개의 CS 자원을 필요로 할 수 있으며, STBC-FSTD, SFBC-FSTD, FSTD, 긴 지연 CDD 방식은 4 개의 CS 자원을 필요로 할 수도 있다.

LTE 설계 요건 중에서, 상향링크 서브프레임 내에서 OFDM 심볼의 출력 전력에 대한 제한이 존재하고 DMRS 전송을 위하여 한 슬롯 당 하나의 심볼만이 할당되는 것을 고려하여 적절한 CS 자원의 개수를 결정할 수 있다. 단말이 제한된 전력을 가짐으로 인하여 낮은 PAPR(Peak Power to Average Power Ratio)이 요구되는 것과, 링크 품질 강화 및 단말 전송 전력 절약의 필요성의 관점에서 높은 다이버시티 이득이 요구되는 것을 종합적으로 고려하면, 전송 다이버시티 기법에서 2 Tx 안테나 및 4 Tx 안테나의 경우 모두에 있어서 최대 2 CS 자원까지를 지원하는 것을 제안한다.

한편, 상향링크 공간 다중화 기법의 경우에는, 비-프리코딩(non-precoded) DMRS와 프리코딩된(precoded) DMRS 중 어느 방식을 이용할 것인지가 문제된다. 표 4에서와 같이, 랭크 1, 2 및 4 전송을 위한 공간 다중화 기법에 있어서는 프리코딩된 DMRS가 적용되는 것이 제안되었다. 랭크 3 전송을 위하여 비-프리코딩 DMRS 또는 프리코딩된 DMRS 중 어느 것을 이용할지 결정하기 위해서, 요구되는 CS 자원의 개수, 프리코딩된 채널 정보를 획득하기 위한 계산 복잡도 등을 고려할 수 있다.

프리코딩된 DMRS의 경우에는, 요구되는 CS 자원의 개수가 상향링크 전송 안테나의 개수가 아닌 전송 랭크 값에 의하여 결정된다. 따라서, 랭크 3 전송의 경우에는 3 개의 CS 자원이 요구된다. 또한, 프리코딩된 DMRS가 적용되는 경우, 프리코딩된 채널 정보가 직접적으로 획득될 수 있다.

반면, 비-프리코딩 DMRS의 경우에는, 요구되는 CS 자원의 개수가 상향링크 전송 안테나의 개수와 동일하다. 또한, 비-프리코딩 DMRS가 적용되는 경우, 프리코딩된 채널 정보를 획득하기 위하여 증가된 계산이 필요하다. 다만, 비-프리코딩 DMRS 방식으로, 2 CS 자원을 이용한 다중화를 하고 추가적으로 OCC(orthogonal cover code)를 통한 다중화를 함으로써 랭크 3 이상의 경우에도 2 CS 자원만을 이용하는 방안을 고려할 수도 있지만, 이러한 방식은 스케줄링 제한(즉, 비-슬롯 호핑 PUSCH)을 요구한다는 점에서 불리한 면을 가지고 있다.

또한, 다른 공간 다중화 기법들에 대하여 프리코딩된 DMRS가 적용되는 것을 고려하면 일관되게 랭크 3 전송에 대한 공간 다중화 기법으로도 프리코딩된 DMRS 방식을 적용하는 것이 자연스럽고, 시스템 구현의 용이성 측면에서도 유리할 수 있다. 따라서, 랭크 3 전송에 대한 공간 다중화 기법으로서 프리코딩된 DMRS를 적용하는 것을 제안한다.

순환 시프트 자원 할당( Cyclic Shift Resource Allocation)

DMRS 다중화에 있어서 CS 분리(separation)를 주된 다중화 방식으로 고려할 수 있다. 코드 분할 다중화(CDM) 기반의 채널 추정에 있어서, 멀리 이격된(spaced) CS 자원이 각각의 레이어 또는 각각의 전송 안테나에 할당되면 보다 양호한 채널 추정 성능을 달성할 수 있다. 예를 들어, CS 자원들 간의 분리는 전송 랭크에 따른 CS 자원 간의 최대 거리를 유지하기 위하여 12/N 으로 정하여 질 수 있다 (여기서, 12 는 DMRS에 대한 CS 값의 총 개수이고, N 은 랭크의 개수이다).

하나의 단말이 랭크 2 의 상향링크 전송을 하는 경우를 가정하면, 제 1 레이어 및 제 2 레이어에 대한 DMRS 시퀀스 (예를 들어, ZAZAC 시퀀스)를 이용하여 각 레이어에 대한 채널이 구별될 수 있다.

단일사용자-MIMO(SU-MIMO)의 경우에, 하나의 레이어에 대한 CS 값이 지시되면 다른 레이어에 대한 CS 값은 미리 정해진 증분(increment)에 따라서 할당될 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 에 대하여 각각의 레이어에 CS 값을 할당하는 경우에, 상기 표 2에서 주어진 바와 같이 제 1 레이어에 대해서 CS 값으로 4 가 지시되면, 제 2 레이어에 대해서는 거리 6 (12/2) 떨어진 10 이 CS 값으로 할당될 수 있다.

다중사용자-MIMO(MU-MIMO)의 경우에, 상향링크 전송에 대한 DCI 포맷 내의 CS 지시 비트를 사용하여 상이한 CS 들이 할당될 수 있다. MU-MIMO의 경우에, 각각의 단말(UE)에 대한 상이한 타이밍 오프셋이 존재할 수 있기 때문에, 각각의 단말의 레이어들 간에 먼 거리를 가지는 CS 자원들이 할당될 필요가 있다. 따라서, 각각 다중 레이어를 가지는 다중 사용자들에 대한 CS 자원의 할당은 보다 신중하게 이루어져야 한다.

한편, 각각이 상이한 전송 랭크를 가지는 다중 사용자들에 대한 CS 할당에 있어서, 고정된 증분 규칙은 다중 사용자들 간에 CS 자원이 멀리 이격되는 것을 보장할 수 없다. 따라서, CS 자원 할당의 유연성을 위하여 가변 증분에 의한 CS 할당도 고려될 수 있다.

직교 커버 코드( Orthogonal Cover Code )

DMRS 다중화에 있어서 슬롯 사이에서 직교 커버 코드(OCC) 분리는 보충적인 다중화 방식으로 고려된다. 즉, 상향링크 참조신호의 자원을 늘리기 위한 방법으로 직교 커버 코드를 사용할 수 있다.

하나의 서브프레임을 구성하는 2 슬롯에 있어서 각각의 슬롯 마다 하나의 심볼 상에 DMRS(순환 시프트된 DMRS)가 매핑되는데 (도 3 참조), DMRS가 매핑된 2 심볼에 대하여 길이 2 의 직교 시퀀스를 사용하여 DMRS를 확산시킬 수 있고, 이를 직교 커버링이라고 한다.

우선, 다중 사용자에 대한 DMRS를 구별하기 위하여 OCC를 사용할 수 있다. 예를 들어, 기지국으로부터 DCI 포맷 0를 통하여 단말에게 CS 번호 #0의 시퀀스가 할당되었을 때, 제 1 슬롯과 제 2 슬롯의 DMRS에는 CS 번호 #0의 시퀀스가 사용된다. 이 때, 제 2 슬롯의 DMRS 시퀀스에 (+) 또는 (-)부호를 할당할 수 있다. 어떤 사용자는 CS 번호 #0과 OCC (+)를 할당 받고 다른 사용자는 CS 번호 #0과 OCC(-)를 할당 받는다고 하면, 동일한 CS 자원을 사용하면서 OCC에 의해 각각의 사용자에 대한 DMRS를 구별할 수 있으므로, DMRS 자원을 2배로 사용할 수 있다. 비-슬롯 호핑 PUSCH으로 동작할 때에, 8개 또는 12개의 CS 자원에 대해서 길이 2 의 직교 시퀀스 기반의 OCC를 적용하면, 자원을 2배로 사용할 수 있다. 길이 2 의 직교 시퀀스는 예를 들어, 길이 2 의 월시 시퀀스 (1, 1) 및 (1, -1) 일 수 있다.OCC를 사용하여 상향링크 참조신호의 자원을 증가시키는 방법을 사용하기 위하여, 데이터 복조를 위한 제어 신호에 OCC를 위한 비트 필드를 할당하여, 사용되는 OCC 종류를 알려줄 수 있다. 예를 들어, OCC 지시자(indicator) 1 비트가 할당되었다고 할 때, '0' 및 '1' 은 표 5와 같은 의미로 해석될 수 있다.

OCC 지시자	제 1 슬롯	제 2 슬롯
0	1	1
1	1	-1

또한, DMRS에 OCC를 사용하는 경우에 제어 신호에 포함되는 비트 필드는 표 6과 같이 정의될 수 있다.

Orthogonal Cover Code	1 bit
Cyclic Shift value for DMRS	3 bits
Additional bit field for multi-antanna/layer	0~3 bits

한편, 단일 사용자의 다중 안테나(레이어 또는 스트림)에 할당되는 순환 시프트(CS)의 간격을 늘리기 위한 방법으로 OCC를 사용할 수도 있다.

상향링크 참조신호는 기본적으로 CS 를 기반으로 채널을 구분한다. 다중 안테나를 사용하는 시스템에서 다중 안테나(레이어 또는 스트림)를 구분하기 위하여 각 안테나(레이어 또는 스트림)에 서로 다른 CS 자원을 할당할 수 있다. CS의 간격이 넓을수록 채널 추정 성능이 좋아진다. 구분해야 하는 안테나((레이어 또는 스트림)의 수가 늘어 날수록 각 안테나(레이어 또는 스트림)에 할당하는 CS의 수도 증가하게 되고, CS 수가 증가할수록 CS간의 간격은 좁아지게 된다. 이에 따라 채널 추정 성능은 떨어질 수도 있다. 이를 극복하기 위한 방법으로 앞에서 설명한 OCC를 각 안테나(레이어 또는 스트림)에 적용할 수 있다. 만약 두 슬롯의 DMRS의 주파수 위치가 동일하다면 OCC에 의해서 더 넓은 간격의 CS를 확보할 수 있게 된다.

예를 들어, 전술한 표 2와 같이 CS 인덱스가 주어지는 경우에 4개의 안테나의 채널을 구분할 때, 각 안테나에 0, 6, 3, 9의 CS를 할당한다고 가정한다. 이 때, 각 안테나는 3 간격의 CS를 할당 받게 된다. 이 때, 3번, 4번 안테나에 해당하는 DMRS에는 (-)부호의 OCC를 사용한다. 설명의 편의를 위하여, 0번의 CS 인덱스를 갖는 길이 N의 시퀀스는 (S₀₁, …, S_0N)과 같이 표시하자. 제 1 슬롯의 DMRS에는 (S₀₁, …, S_0N), (S₆₁, …, S_6N), (S₃₁, …, S_3N), (S₉₁, …, S_9N)이 적용될 수 있다. (-)부호의 OCC가 사용된다고 할 때, 제 2 슬롯의 DMRS에는 (S₀₁, …, S_0N), (S₆₁, …, S_6N), (-S₃₁, …, -S_3N), (-S₉₁, …, -S_9N)이 적용될 수 있다. 두 슬롯의 DMRS를 합산(summation)하면 (S₀₁, …, S_0N), (S₆₁, …, S_6N)의 시퀀스만 남게 된다. 즉 6간격의 CS만이 남게 된다. 또한 두 슬롯의 DMRS를 감산(subtraction)하면 (S₃₁, …, S_3N), (S₉₁, …, S_9N)의 시퀀스가 남게 되며, 역시 6 간격이 CS가 남게 된다. 3 간격의 CS보다 6 간격의 CS에 의하는 경우 채널 추정성능을 높일 수 있다.

SU-MIMO의 경우에 있어서, OCC는 레이어 간 소거(inter layer cancellation)에 의하여 CS 거리를 증가시키는 유리한 점을 가지고 있다. 그러나, 이러한 OCC의 이점은 연속 레이어 간 소거(successive inter-layer cancellation; SIC) 동작을 수행하는 채널 추정기가 있는 경우에만 달성될 수 있다.

한편, 다중 사용자 간에 할당되는 CS의 간격을 늘리기 위한 방법으로 OCC를 사용할 수도 있다.

다중안테나를 갖는 MU-MIMO 전송을 고려하여 CS와 OCC를 할당할 수 있다. 예를 들어, MIMO 전송을 하는 단일 단말 관점에서는 다중-안테나(또는 다중-레이어)를 구분하기 위해 안테나(또는 레이어) 간에 거리가 먼 CS를 할당할 수 있다. CS 할당은 전술한 바와 같이 다양한 방법에 따를 수 있다. 다중 사용자의 경우에는 다중 사용자간의 CS의 간격이 좁아질 수 있다. 이를 해결하기 위한 방법으로 OCC를 도입할 수 있다. OCC가 도입될 때, OCC 타입에 따라 다중 사용자간에 동일한 CS가 사용될 수도 있고, OCC 타입에 따라 다중 사용자간에 동일한 CS가 사용되지 않을 수도 있다.

표 7을 통하여 MU-MIMO의 경우에 OCC를 사용하는 일례에 대하여 설명한다.

2 개의 단말(UE)로부터의 MU-MIMO 전송에 있어서, 각각의 단말로부터 2 레이어 전송이 수행되는 경우를 가정한다. 이 경우, 기지국(eNB) 입장에서는 UE1 으로부터의 2 레이어 전송과 UE2 로부터의 2 레이어 전송, 총 4 레이어 전송을 수신하는 것과 유사하게 4 개의 구별되는 DMRS를 이용하여 각각의 레이어에 대한 데이터를 복원할 것이 요구된다.

UE1 으로부터의 2 레이어는 각각 상이한 CS 자원인 C1 및 C3 를 이용하여 다중화될 수 있다. C1 및 C3는 CS 자원 이격 거리가 최대가 되도록, 예를 들어 CS 인덱스 0 및 6 으로 주어질 수 있다. 한편, UE2 로부터의 2 레이어는 각각 상이한 CS 자원인 C2 및 C4를 이용하여 다중화 될 수 있다. C2 및 C4는 CS 자원 이격 거리가 최대가 되도록, 예를 들어 CS 인덱스 3 및 9 로 주어질 수 있다.

UE1 과 UE2 를 다중화하기 위한 자원으로서 OCC가 이용될 수 있다. OCC는 하나의 서브프레임의 연속하는 2 슬롯에 걸쳐서 적용될 수 있다. UE1 에 대해서는 OCC {1, 1} 이 적용되고, UE2 에 대해서는 OCC {1, -1} 이 적용될 수 있다. 이에 따라, UE2 의 제 2 슬롯의 DMRS 전송 심볼 상의 시퀀스 중 C2 및 C4에는 -1 이 곱해지게 된다.

k번의 CS 인덱스를 갖는 길이 N의 시퀀스를 (S_Ck_1, …, S_Ck_N)과 같이 표시하자. 제 1 슬롯의 DMRS에는 (S_C1_1, …, S_C1_N), (S_C2_1, …, S_C2_N), (S_C3_1, …, S_C3_N), (S_C4_1, …, S_C4_N)이 적용될 수 있고, 제 2 슬롯의 DMRS에는 (S_C1_1, …, S_C1_N), (-S_C2_1, …, -S_C2_N), (S_C3_1, …, S_C3_N), (-S_C4_1, …, -S_C4_N)이 적용될 수 있다.

이에 따라, 기지국에서 각각의 단말로부터의 상이한 레이어 신호에 대한 DMRS를 구별하여 채널 추정을 하는 동작에 대하여 설명한다. 기지국은 제 1 슬롯 및 제 2 슬롯의 DMRS 전송 심볼 상의 시퀀스를 가산하여 C2 및 C4 의 CS자원을 이용한 시퀀스가 소거된 결과, 즉, (S_C1_1, …, S_C1_N), (S_C3_1, …, S_C3_N)를 얻을 수 있다. 이는 UE1에 대한 DMRS이고, UE1의 2 개의 레이어는 상이한 CS 자원인 C1 및 C3 에 의하여 구별될 수 있다. 한편, 기지국은 제 1 슬롯 및 제 2 슬롯의 DMRS 전송 심볼 상의 시퀀스를 감산하여 C1 및 C3 의 CS자원을 이용한 시퀀스가 소거된 결과, 즉, (S_C2_1, …, S_C2_N), (S_C4_1, …, S_C4_N)를 얻을 수 있다. 이는 UE2에 대한 DMRS이고, UE2의 2 개의 레이어는 상이한 CS 자원인 C2 및 C4 에 의하여 구별될 수 있다.

이러한 OCC를 이용한 MU-MIMO 다중화 방식에 의하면 다중 사용자들 간의 간섭을 현저하게 줄일 수 있다.

OCC가 사용되는지의 여부는 L1/L2 시그널링 (예를 들어, 소정의 PDCCH 또는 MAC 메시지 형태의 PUSCH) 또는 상위계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)을 통하여 OCC 지시 비트(OCC indication bit)를 정의함으로써 단말에게 알려줄 수 있다. 또는, 기존의 L1/L2 시그널링의 다른 파라미터의 새로운 해석을 통하여 특정 단말에게 OCC 사용 여부를 알려줄 수도 있다.

또는, 별도의 L1/L2 시그널링 및/또는 RRC 시그널링을 사용하지 않고 OCC 사용 여부를 단말에게 알려줄 수도 있다. 예를 들어, 단말에게 CS 인덱스를 알리는 DCI 포맷 0 의 DMRS 필드를 통하여 지시할 수 있다. 즉, 특정 단말은 할당받는 CS자원과 OCC 사용 여부를 연계하여 지시받을 수 있으며, 유보된 CS 자원(예를 들어, 1, 5, 7) 또는 기존에 사용되지 않은 CS 인덱스(예를 들어, -2, -4 등)를 할당받는 경우에 OCC 사용이 지시된 것으로 인식할 수 있다.

도 4를 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 DMRS 전송 방법에 대하여 설명한다.

단말은 기지국으로부터 CS 자원 할당에 대한 정보 등을 포함하는 제어 정보를 수신할 수 있다 (S410). 이러한 제어 정보는 DCI 포맷 0 의 DMRS 필드에 대한 CS 정보일 수 있다. 또한, 단말은 OCC 에 대한 정보를 수신할 수도 있고, 상기 CS에 대한 정보로부터 묵시적으로 OCC에 대한 정보를 획득할 수도 있다.

단말은 할당받은 CS 자원 및 미리 결정된 OCC를 이용하여 DMRS를 다중화할 수 있다 (S420). 즉, 복수개의 레이어 (또는 복수개의 안테나 포트) 각각에 대한 DMRS를 상이한 CS 자원을 이용하여 코드 분할 다중화할 수 있다. 이에 추가적으로 각각의 DMRS를 OCC를 이용하여 코드 분할 다중화할 수 있다.

여기서, MU-MIMO의 경우에 각각의 단말의 DMRS를 다중화하기 위한 코드 자원으로서 OCC 를 이용할 수 있다. 예를 들어, 2 개의 단말(UE1 및 UE2)로부터 기지국으로의 MU-MIMO 전송을 가정하면, UE1의 순환 시프트된 DMRS에는 OCC {1, 1} 이 적용되고, UE2 의 순환 시프트된 DMRS에는 OCC {1, -1}이 적용됨으로써, UE1 과 UE2의 DMRS가 OCC 자원을 이용하여 다중화될 수 있다.

단말은 상기 다중화된 DMRS를 상향링크 서브프레임 상에 할당하여 (S430), 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송할 수 있다 (S440). DMRS가 매핑되는 심볼 위치는 도 3에 도시한 바와 같이 일반 CP의 경우에 각 슬롯의 4 번째 심볼일 수 있다.

프리코딩된 DMRS 의 성능( Performance for precoded DMRS )

도 5를 참조하여 4 Tx 안테나 랭크 3 의 공간 다중화 전송 기법의 경우에 프리코딩된 DMRS에 대한 블록 에러 레이트(Block Error Rate; BLER) 성능에 대한 측정 결과를 설명한다.

상향링크 서브프레임 내에서 OFDM 심볼의 출력 전력에 대한 제한이 존재하고 DMRS 전송을 위하여 한 슬롯 당 하나의 심볼만이 할당되는 조건 하에서, OCC 및 연속 레이어 간 소거 (SIC) 채널 추정기의 채널 추정 잠재 성능을 중심으로 성능 측정을 하였다. 상향링크 프리코딩된 DMRS에 대해서, 제 2 레이어에 OCC를 사용하였다. SIC 채널 추정기에 대해서, 6회 반복을 가정하였다. 시뮬레이션 가정 및 파라미터들은 표 8과 같다.

Parameter	Assumption
Multiple Access Scheme	pure SC-FDMA
Carrier Frequency	2GHz
System Bandwidth	5 MHz
Subframe length	1.0 ms
Resource Allocation	Localized Mode 5 RBs
Frequency Hopping	Non - Slot Hopping
Modulation and Coding Rate	QPSK 1/2, 16QAM 1/2, 16QAM 3/4
Channel Coding	Turbo code: max-log-MAP
Channel Models	SCM-C (X pol)
Mobile Speed (km/h)	3 km/h
Channel Estimation	DFT based channel estimation
Antenna configuration	4 transmitter and 4 receiver (4Tx, 4Rx)
Number of Transmit rank	Rank 3
Number of codeword	2
Layer mixing	SC-FDM symbol level
Transmission Scheme	Closed-loop Spatial Multiplexing
Codebook	Cubic metric friendly codebook for rank 3 [7]
Precoding	Single PMI
PMI update period	2 TTI
Receiver Type	MMSE receiver
Cyclic shift value index	0, 2, 4

도 5의 좌측 그래프 그룹에서는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식에 대하여 3 CS 자원을 이용한 DMRS 다중화가 적용되고, 프리코딩(W)된 경우 및 프리코딩되지 않은 경우의 결과가 도시된다. 또한, 도 5의 우측 그래프 그룹에서 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식에 대하여 3 CS 자원을 이용한 DMRS 다중화가 적용되고, 프리코딩(W)된 경우 및 프리코딩되지 않은 경우의 결과가 도시된다.

도 5에 도시된 바와 같이, 프리코딩된 DMRS 기법 및 채널 추정 방식을 사용한 랭크 3 공간 다중화 전송의 BLER 성능에 있어서, 낮은 오더(order)의 변조 방식 (예를 들어, 에서는 OCC 및 SIC 채널 추정기의 영향이 크지 않지만, 높은 오더의 변조 방식에서는 OCC를 이용하는 DMRS 다중화가 채널 추정 성능을 높이는 것을 알 수 있다. 특히, SIC 채널 추정기를 사용한 경우에, OCC의 이득은 10% 에러 레이트 이하로 감소된다.

레이어 /안테나 간 순환 시프트 분리( Cyclic Shift Separation between layers / antennas )

도 6a 및 6b를 참조하여 CS 간의 이격(spacing)에 따른 상향링크 SU-MIMO상의 링크 레벨 시뮬레이션 결과에 대하여 설명한다. 시뮬레이션 파라미터는 표 9와 같다.

Parameters	Value
Carrier Frequency	2GHz
# of used RB	3RB (36 subcarriers)
Error Correction Coding	3GPP Turbo
Code Rate	1/2
Modulation	QPSK
UE Velocity	3km/h
Channel Model	TU 6-ray
Channel Estimation	DFT based channel estimation
Number of Receive Antennas	2
Number of Transmit Antennas	2
Precoder	Identity 2x2

도 6a 및 6b와 관련하여, CS 간의 이격에 대한 2 가지 경우(case-A 및 case-B)를 가정한다. case-A는 각각의 레이어에 대한 DMRS 간의 CS 간격이 OFDM 심볼 길이의 1/2와 동일한 경우이다. 이는 주파수 영역에서 직교 주파수-코드가 2 개의 연속하는 부반송파 상에 걸쳐 위치하는 것으로 표현할 수도 있다. 즉, 채널 추정의 단위(granularity)가 대략 2 부반송파 당 하나인 것을 의미한다. case-B는 각각의 레이어에 대한 DMRS 간의 CS 간격이 OFDM 심볼 길이의 1/6과 동일한 경우이다.

본 시뮬레이션에서는 랭크 2 다중화의 경우에 case-A 및 case-B 간의 FER(Frame Error Rate) 및 MSE(Means Square Error) 성능을 비교하였다. 도 6a는 case-A 및 case-B 각각에 대한 슬롯 간의 평균 및 하나의 슬롯에 대한 FER 결과를 도시한다. 도 6b는 case-A 및 case-B 각각에 대한 슬롯 간의 평균 및 하나의 슬롯에 대한 MSE 결과를 도시한다.

CS 간의 이격을 고려하면, QPSK 1/2와 같은 낮은 MCS(Modulation and Coding Scheme) 상에서 case-A 의 FER 성능은 case-B의 FER 성능과 거의 유사하다. 한편, case-A 와 case-B 를 비교하면 CS 분리(separation)가 증가할수록 MSE 저하(degradation)가 나타난다. MSE 저하에 대한 성능의 영향은 SNR, MCS 및 MIMO 차수(order)가 증가할수록 더욱 심화될 것이다. 따라서, 상향링크 SU-MIMO 상에서 레이어 간 CS가 가능한 한 멀리 이격되어 할당되는 것이 바람직하다.

전술한 실시예들을 통하여 설명한 바와 같이, 상향링크 MIMO 전송의 효율성을 최대화하기 위하여, 상향링크 전송 다이버시티 및 공간 다중화 기법에 대한 DMRS 설계에 있어서 다음의 사항을 고려할 수 있다. 상향링크 전송 다이버시티 기법의 2 Tx 안테나 및 4 Tx 안테나 전송 모두에 대하여 최대 2 개의 DMRS CS 자원을 사용할 수 있다. CS 자원은 가능한 한 멀리 이격된 자원을 선택할 수 있다. 상향링크 공간 다중화 기법의 SU-MIMO 의 4 Tx 랭크 3 전송에 대하여 프리코딩된 DMRS를 사용할 수 있다. 슬롯 간 OCC를 이용하여 DMRS 다중화를 지원하고 CS 거리를 증가시킬 수 있다. 또한, OCC를 이용하여 MU-MIMO의 복수 단말들의 다중화에 대한 간섭을 감소할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

도 7을 참조하면, 단말 장치(UE)는, 전송모듈(710), 수신모듈(720), 프로세서(730), 메모리(740) 및 안테나(750)를 포함할 수 있다.

전송모듈(710)은 기지국으로 상향링크를 통하여 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신모듈(720)은 기지국으로부터 하향링크를 통하여 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서(730)는 전송모듈(710) 및 수신모듈(720)을 통한 각종 신호, 데이터 및 정보의 송수신을 제어하는 것을 포함하여, 단말장치(UE) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 안테나(750)는 복수개의 안테나로 구성될 수 있다. 송신측 또는 수신측 중 하나 이상에 복수개의 안테나가 구성되는 경우 다중입력다중출력(MIMO) 전송을 지원할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 단말장치(UE)의 프로세서(730)는, 수신 모듈(720)을 통하여 CS에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하고, CS 및 OCC 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO 전송에 대한 DMRS를 다중화하고, 다중화된 DMRS를 상향링크 서브프레임 상에 할당하여, 전송 모듈(740)을 통하여 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상향링크 MIMO 전송이 MU-MIMO 전송인 경우, 해당 단말의 DMRS와 다른 단말의 DMRS가 OCC를 이용하여 다중화될 수 있다.

프로세서(730)는 그 외에도 단말 장치가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(740)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

710 전송 모듈 720 수신 모듈
730 프로세서 740 메모리
750 안테나

Claims

무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크 신호를 전송하는 방법으로서,
순환 시프트(Cyclic Shift)에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하는 단계;
상기 순환 시프트 및 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Code) 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 대한 참조 신호를 다중화하는 단계;
상기 다중화된 참조 신호를 상향링크 서브프레임 상에 할당하는 단계; 및
상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하는 단계를 포함하며,
상기 상향링크 MIMO 전송이 다중 사용자 MIMO 전송인 경우, 상기 단말의 참조 신호와 다른 단말의 참조 신호가 상기 직교 커버 코드를 이용하여 다중화되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 순환 시프트의 값은 2 이상의 랭크에 할당되는 순환 시프트 값이 최대 거리를 가지도록 할당되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 참조 신호는, 공간 다중화 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 프리코딩된(precoded) 참조 신호인, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 순환 시프트에 대한 정보는, 전송 다이버시티 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 2 개의 순환 시프트 자원을 할당하는 정보를 포함하는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 직교 커버 코드에 대한 정보는,
상기 순환 시프트에 대한 정보로부터 묵시적으로 상기 단말에 의하여 획득되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 직교 커버 코드에 대한 정보는,
L1/L2 제어 시그널링 또는 상위계층 제어 시그널링을 통하여 상기 단말에 의하여 수신되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 정보는 물리상향링크공유채널(PUSCH)의 스케줄링에 이용되는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information) 포맷에 포함되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 참조 신호는 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal; DMRS)인, 신호 전송 방법.
무선 통신 시스템에서 상향링크 신호를 전송하는 단말로서,
복수개의 안테나;
상기 복수개의 안테나를 통하여 상기 기지국으로부터 신호를 수신하는 수신 모듈;
상기 복수개의 안테나를 통하여 상기 기지국으로 신호를 전송하는 전송 모듈; 및
상기 복수개의 안테나, 상기 수신 모듈 및 상기 전송 모듈을 포함하는 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하며,
상기 프로세서는,
상기 수신 모듈을 통하여 순환 시프트(Cyclic Shift)에 대한 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하고,
상기 순환 시프트 및 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Code) 중 하나 이상을 이용하여 상향링크 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 대한 참조 신호를 다중화하고,
상기 다중화된 참조 신호를 상향링크 서브프레임 상에 할당하고,
상기 전송 모듈을 통하여 상기 서브프레임을 다중 안테나를 통하여 전송하도록 구성되며,
상기 상향링크 MIMO 전송이 다중 사용자 MIMO 전송인 경우, 상기 단말의 참조 신호와 다른 단말의 참조 신호가 상기 직교 커버 코드를 이용하여 다중화되는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 순환 시프트의 값은 2 이상의 랭크에 할당되는 순환 시프트 값이 최대 거리를 가지도록 할당되는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 참조 신호는, 공간 다중화 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 프리코딩된(precoded) 참조 신호인, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 순환 시프트에 대한 정보는, 전송 다이버시티 방식의 다중 안테나 전송인 경우에 2 개의 순환 시프트 자원을 할당하는 정보를 포함하는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 직교 커버 코드에 대한 정보는,
상기 순환 시프트에 대한 정보로부터 묵시적으로 상기 단말에 의하여 획득되는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 직교 커버 코드에 대한 정보는,
L1/L2 제어 시그널링 또는 상위계층 제어 시그널링을 통하여 상기 단말에 의하여 수신되는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 제어 정보는 물리상향링크공유채널(PUSCH)의 스케줄링에 이용되는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information) 포맷에 포함되는, 신호 전송 단말.
제 9 항에 있어서,
상기 참조 신호는 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal; DMRS)인, 신호 전송 단말.