KR20090044137A - 무변압기형 부스트 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명의 무변압기형 부스트 컨버터(transformer-less boost converter)는, 2개의 부스트 컨버터를 입력측에 병렬로 연결함과 아울러 출력 측에 직렬로 연결함으로써 변압기를 사용하지 않으면서도 단상 부스트 컨버터로 얻기 어려운 6~8배의 높은 실제적인 승압비를 얻을 수 있고, 또한 낮은 입,출력 전류 리플(ripple)을 얻을 수 있으며, 2개 부스트 컨버터의 대칭성 동작으로 제어가 용이하다.

무변압기형 부스트 컨버터, 승압비, 입출력 전류 리플

Description

무변압기형 부스트 컨버터{transformer-less boost converter}

본 발명은 직류-직류 컨버터(DC-DC Converter)에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 변압기를 사용하지 않으면서도 2개의 부스트 컨버터를 조합함으로써 1개의 단상 부스트 컨버터로 얻기 어려운 높은 승압비를 가지며, 또한 낮은 입,출력 전류 리플(ripple)과 용이한 제어 특성을 갖도록 한 무변압기형 부스트 컨버터(transformer-less boost converter)에 관한 것이다.

최근 높은 효율과 환경 친화적인 특성을 가진 연료전지는 차세대 에너지원으로서 각광을 받고 있으나, 일반적으로 출력전압이 낮고 출력전압의 변동 폭이 크기 때문에 출력전압을 승압시키고 조정하기 위한 부스트 컨버터의 사용이 필수적이다. 연료전지의 출력전압의 범위는 연료전지의 종류, 용량 및 응용분야에 따라 다양하다. 예를 들어, 소형 분산발전의 경우 연료전지의 출력전압이 20~80V 정도이며, 이 연료전지의 출력전압으로부터 220V의 교류전압을 얻기 위하여 인버터를 사용하게 되는데 이때 약 400V의 직류전압이 인버터에 공급되어야 한다. 이러한 경우 대체로 고주파 변압기를 채용한 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)로 전기적인 절연과 필요한 승압비를 달성하여 왔다. 그러나 고주파 변압기의 사용으로 인한 1차 측의 낮은 전압과 큰 전류의 특성이 손실의 증가, 수동소자 부피의 증가 및 가격 상승의 원인으로 작용하고 있다.

최근에는 전기적인 절연을 요구하지 않는 응용에는 고주파 변압기를 사용하지 않는 무변압기형(Transformer-less) 부스트 컨버터가 제안되고 있다. 무변압기 방식의 일반적인 단상 부스트 컨버터의 전원공급장치가 도 1에 도시되어 있다. 도 1의 부스트 컨버터는 가장 간단한 구성을 가지나, 소자의 기생저항과 제어의 문제 때문에 실제적인 전압 승압비가 3~4배의 낮은 값으로 제한된다.

이러한 낮은 승압비로는 시스템에 필요한 전압을 얻지 못하는 경우가 많으므로 더욱 높은 승압비를 가진 부스트 컨버터가 요구된다. 이러한 높은 승압비를 얻을 수 있는 종래의 다른 방식의 전원공급장치가 도 2 및 도 3에 각각 도시되어 있다. 도 2에 도시된 단일 스위치 방식[Luo,F.L. Ye, H. "Positive output cascade boost converters", Electric Power Applications, IEEE Proceedings -Volume 151, Issue 5, 9 Sept. 2004 Page(s): 590-606]은, 이론적인 승압비가 높으나, 실제적인 승압비가 낮게 제한되고, 소자의 전압 전류 스트레스가 크기 때문에 손실이 크며 인덕터와 커패시터와 같은 수동소자의 부피가 크다. 또한 도 3에 도시된, 부스트 컨버터와 벅-부스트(buck boost) 컨버터의 조합 방식[Palma, L. Todorovic, N.H. Enjeti, P."A High Gain Transformer-Less DC-DC Converter for Fuel-Cell Applications", Power Electrics Specialists, 2005 IEEE 36th Conference on June 12, 2005 Page(s): 2514-2520]은, 6~8배의 높은 실제적인 승압비를 얻을 수 있으나, 입력전류의 리플이 크고, 2개 컨버터의 비대칭성 동작으로 인하여 제어가 복잡하다. 따라서 6~8배의 높은 실제적인 승압비를 가지며, 입,출력 전류리플이 작고, 제어가 용이한 새로운 무변압기형 부스트 컨버터가 요구되고 있는 실정이다.

따라서 본 발명의 목적은 실제적인 승압비가 높은 무변압기형 부스트 컨버터를 제공하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 입,출력 전류 리플이 작은 무변압기형 부스트 컨버터를 제공하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 제어가 용이한 무변압기형 부스트 컨버터를 제공하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적들은 이하의 상세한 설명과 첨부된 도면으로부터 보다 명확해질 것이다.

이와 같은 목적을 달성하기 위한, 본 발명에 의한 무변압기형 부스트 컨버터는, 무변압기형 직류-직류 부스트 컨버터에 있어서, 직류 입력 전압을 직류 출력 전압으로 변환하는 제1,2 부스트 컨버터를 포함하며, 상기 제1,2 부스트 컨버터의 입력측은 서로 병렬 연결되고, 상기 제1,2 부스트 컨버터의 출력측은 서로 직렬 연결되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 제1 부스트 컨버터는 제1 인덕터, 제1 스위치, 제1 다이오드 및 출력 필터용 제1 커패시터를 포함하고, 상기 제2 부스트 컨버터는 제2 인덕터, 제2 스위치, 제2 다이오드 및 출력 필터용 제2 커패시터를 포함할 수 있다.

바람직하게는, 상기 제1,2 스위치는 각각 모스펫(MOSFET)으로 구성될 수 있다.

본 발명의 무변압기형 부스트 컨버터에 의하면, 고주파 변압기를 사용하지 않고도 6~8배의 높은 실제적인 승압비를 얻을 수 있으며, 입,출력 전류 리플을 매우 작게 줄임으로써 인덕터와 커패시터와 같은 수동소자의 크기를 축소할 수가 있고, 2개 부스트 컨버터의 대칭성 동작으로 제어가 비교적 용이해질 수 있다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터를 나타낸 회로도이고, 도 5는 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터의 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면으로서, 제1,2 부스트 컨버터(41),(43)가 동일한 듀티비(D)로 동작하고, 제1,2 스위치(S1),(S2)의 게이트 신호가 기본적으로 180°의 위상차를 가지며, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)에 있어서, 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면이다. 도 6은 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터의 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면으로서, 제1,2 부스트 컨버터(41),(43)가 동일한 듀티비(D)로 동작 하고, 제1,2 스위치(S1),(S2)의 게이트 신호가 기본적으로 180°의 위상차를 가지며, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5)에 있어서, 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, 본 발명의 무변압기형 부스트 컨버터(40)는, 2개의 부스트 컨버터가 입력측에 병렬로 연결되고 출력 측에 직렬로 연결된 구조를 가진다. 즉, 부스트 컨버터(40)는 제1 부스트 컨버터(41)와 제2 부스트 컨버터(43)를 포함하며, 제1 부스트 컨버터(41)와 제2 부스트 컨버터(43)가 입력측에 병렬로 연결되고, 제1 부스트 컨버터(41)와 제2 부스트 컨버터(43)가 출력 측에 직렬로 연결된 구조를 가진다.

여기서, 제1 부스트 컨버터(41)는 제1 인덕터(L1), 제1 스위치(S1), 제1 다이오드(D1) 및 출력필터용 제1 커패시터(C1)를 포함하여 구성되고, 제2 부스트 컨버터(43)는 제2 인덕터(L2), 제2 스위치(S2), 제2 다이오드(D2) 및 출력필터용 제2 커패시터(C2)를 포함하여 구성된다. 제1, 2 스위치(S1),(S2)는 예를 들어 모스펫(MOSFET) 등으로 구성 가능하다.

또한, 제1 부스트 컨버터(41)에서는, 제1 인덕터(L1)의 일측단이, 직류 입력전원(Vin)의 양(+) 단자와 연결된 제1 노드(N1)에 전기적으로 연결되고, 제1 인덕터(L1)의 타측단이 제1 다이오드(D1)의 애노드에 전기적으로 연결되고, 제1 스위치(S1)의 일측단이 제1 인덕터(L1)의 타측단과 제1 다이오드(D1)의 애노드 사이의 제2 노드(N2)에 전기적으로 연결되고, 제1 다이오드(D1)의 캐소드가 제1 커패시터(C1)의 일측단에 전기적으로 연결되고, 부하저항(R)의 일측단이 제1 다이오 드(D1)의 캐소드와 제1 커패시터(C1)의 일측단 사이의 제 3 노드(N3)에 전기적으로 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 타측단과 제1 스위치(S1)의 타측단 사이의 제4 노드(N4)가 직류 입력전원(Vin)의 음(-) 단자와 연결된 제7 노드(N7)에 전기적으로 연결된다.

또한, 제2 커패시터(C2)의 일측단이 제2 다이오드(D2)의 애노드에 전기적으로 연결되고, 부하저항(R)의 타측단이 제2 다이오드(D2)의 애노드와 제2 커패시터(C2)의 일측단 사이의 제5 노드(N5)에 전기적으로 연결되고, 제2 다이오드(D2)의 캐소드가 제2 인덕터(L2)의 일측단에 전기적으로 연결되고, 제2 스위치(S2)의 일측단이 제2 다이오드(D2)의 캐소드와 제2 인덕터(L2)의 일측단 사이의 제6 노드(N6)에 전기적으로 연결되고, 제2 인덕터(L2)의 타측단이 상기 제7 노드(N7)에 전기적으로 연결되고, 제2 스위치(S2)의 타측단과 제2 커패시터(C2)의 타측단 사이의 제8 노드(N8)가 상기 제1 노드(N1)에 전기적으로 연결된다.

또한, 제1,2 부스트 컨버터(41),(43)가 동일한 듀티비(D)로 동작할 수 있다. 제1,2 스위치(S1),(S2), 예를 들어 모스펫의 게이트 신호는 기본적으로 180°의 위상차를 가질 수 있다.

이와 같이 구성되는 본 발명의 부스트 컨버터(40)에서는, 제1 부스트 컨버터(41)와 제2 부스트 컨버터(43)가 동일한 듀티비(D)로 동작하면, 제1 커패시터(C1) 양단의 전압(V_C1)과, 제2 커패시터(C2) 양단의 전압(V_C2)은 수학식 1과 같이 표시할 수 있다.

여기서, V_C1은 제1 커패시터(C1) 양단의 전압과, V_C2는 제2 커패시터(C2) 양단의 전압이고, Vin은 입력전압이고, 0<듀티비(D)<1 이다.

상기한 전압(V_C1)과 전압(V_C2) 사이에 입력전압(Vin′)이 존재하므로 출력전압(Vo)을 수학식 2와 같이 표시할 수 있다.

여기서, V_C1은 제1 커패시터(C1) 양단의 전압과, V_C2는 제2 커패시터(C2) 양단의 전압이고, Vin은 입력전압이고, Vo는 출력전압이다.

상기한 수학식 1과 수학식 2로부터 부스트 컨버터(40)의 승압비를 수학식 3과 같이 표시할 수 있다.

여기서, Vin은 입력전압이고, Vo는 출력전압이고, 0<듀티비(D)<1이다.

그리고 부스트 컨버터(40)의 입력측 노드(N1),(N6)의 전류를 키르히호프 전 류 법칙에 의해 수학식 4와 같이 표시할 수 있으므로 입력전류(Iin)를 수학식 5와 같이 표시할 수 있다.

Iin = I_L1 + I₁

I_L2 = Io + I₁

여기서, I_L1 는 제1 인덕터(L1)의 전류이고, I_L2는 제2 인덕터(L2)의 전류이고, I_1은 노드(N1)에서 노드(N8)로 흐르는 전류이고, Io는 출력전류이다.

Iin = I_L1 + I_L2 - Io

여기서, Iin은 입력전류이고, I_L1 는 제1 인덕터(L1)의 전류이고, I_L2는 제2 인덕터(L2)의 전류이고, Io는 출력전류이다.

부스트 컨버터(40)는, 제1,2 스위치(S1),(S2), 예를 들어 모스펫의 게이트 신호가 기본적으로 180°의 위상차를 가지며 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5), 도 5에 도시된 바와 같이 동작하고, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5) 도 6에 도시된 바와 같이 동작한다.

1) 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5),

부스트 컨버터(40)는 도 5에 도시된 바와 같이, 제1,2 스위치(S1),(S2) 예를 들어 모스펫의 동작 상태에 따라 3개의 동작모드(모드1),(모드2),(모드3)를 반복하여 동작한다. 각 동작모드에 대한 동작을 설명하면 다음과 같다.

- 모드1

모드1은 제1 스위치(S1)가 턴온되고 제2 스위치(S2)가 턴오프된 상태의 동작 모드이다. 모드1에서, 제1 스위치(S1)가 턴온 상태일 때, 제1 인덕터(L1)에 인가되는 전압이 입력전압(Vin)이므로 모드1 기간 동안에 제1 인덕터(L1)의 전류(I_L1)가 증가함으로써 제1 인덕터(L1)에 에너지가 축적되며, 전류(I_L1)의 변화량(ΔI_L1)은 수학식 6과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 제로(0) 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제1 출력 필터 커패시터(C1)의 전압(V_C1)이 인가되므로 제1 다이오드(D1)가 차단된다. 한편, 일정한 전류를 공급받는 부하저항(Ro) 측은 입력에서 전류를 공급받지 못하기 때문에 제1 출력 필터 커패시터(C1)가 방전하여 부하저항(Ro) 측으로 전류를 공급한다.

여기서, ΔI_L1은 전류(I_L1)의 변화량이고, L1은 제1 인덕터의 인덕턴스이고, Vin은 입력전압이고, T_onS1은 제1 스위치(S1)의 턴온 구간이다.

그런데, 제2 스위치(S2)가 제1 스위치(S1)와 달리 턴오프 상태이므로 제2 인 덕터(L2)에 인가되는 전압은 입력전압(Vin) - 출력전압(Vo)이다. 모드1 기간 동안 제2 인덕터(L2)의 전류(I_L2)가 감소함으로써 제2 인덕터(L2)에 축적되었던 에너지가 방전되며, 전류(I_L2)의 변화량(ΔI_L2)은 수학식 7과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 Vin+V_L2의 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제2 출력 필터 커패시터(C2)의 전압(V_C2)이 인가됨으로써 상기 애노드 단자의 전위가 순간적으로 상기 캐소드 단자의 전위보다 높아져 제1 다이오드(D1)가 도통되므로 제1 출력 필터 커패시터(C1)를 충전한다.

여기서, ΔI_L2는 전류(I_L2)의 변화량이고, L2는 제2 인덕터의 인덕턴스이고, Vin은 입력전압이고, V_C2는 제2 출력 필터 커패시터(C2)의 전압이고, T_onS2는 제2 스위치(S2)의 턴오프 구간이다.

- 모드2

모드2는 제1 스위치(S1)가 턴오프되고 제2 스위치(S2)도 턴오프된 상태의 동작 모드이다. 모드2에서, 제1 스위치(S1)가 턴오프 상태이므로 제1 인덕터(L1)에 인가되는 전압은 Vin-Vo 이다. 모드2 기간 동안에 제1 인덕터(L1)의 전류(I_L1)가 감소함으로써 제1 인덕터(L1)에 축적되었던 에너지가 방전되며, 전류(I_L1)의 변화량(ΔI_L1)은 수학식 8과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 Vin+V_L1의 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제1 출력 필터 커패시터(C1)의 전압(V_C1)이 인가되므로 상기 애노드 단자의 전위가 순간적으로 상기 캐소드 단자의 전위보다 높아져 제1 다이오드(D1)가 도통된다. 한편, 일정한 전류를 공급받는 부하 측은 입력측 전류를 공급받고, 제1 출력 필터 커패시터(C1)가 커패시터의 전류 평형 조건에 의해 충전된다.

여기서, ΔI_L1은 전류(I_L1)의 변화량이고, L1은 제1 인덕터의 인덕턴스이고, Vin은 입력전압이고, V_C1은 제1 출력 필터 커패시터(C1)의 전압이고, T_onS1은 제1 스위치(S1)의 턴오프 구간이다.

또한, 제2 스위치(S2)도 제1 스위치(S1)와 마찬가지로, 턴오프 상태이므로 모드1과 같은 동작이 진행된다. 즉, 제2 인덕터(L2)에 인가되는 전압은 Vin- Vo 이다. 모드2 기간 동안 제2 인덕터(L2)의 전류(I_L2)가 감소함으로써 제2 인덕터(L2)에 축적되었던 에너지가 방전되며, 전류(I_L2)의 변화량(ΔI_L2)은 수학식 7과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 Vin+V_L2의 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제2 출력 필터 커패시터(C2)의 전압(V_C2)이 인가됨으로써 상기 애노드 단자의 전위가 순간적으로 상기 캐소드 단자의 전위보다 높아져 제1 다이오드(D1)가 도통되므로 제1 출력 필터 커패시터(C1)를 충전한다.

- 모드3

모드3은 제1 스위치(S1)가 턴오프되고, 제2 스위치(S2)가 턴온된 상태의 동작 모드이다. 모드3에서, 제1 스위치(S1)가 턴오프 상태이므로 모드2와 같은 동작이 진행된다. 즉, 제1 스위치(S1)가 턴오프 상태이므로 제1 인덕터(L1)에 인가되는 전압은 Vin-Vo 이다. 모드3 기간 동안에 제1 인덕터(L1)의 전류(I_L1)가 감소함으로써 제1 인덕터(L1)에 축적되었던 에너지가 방전되며, 전류(I_L1)의 변화량(ΔI_L1)은 수학식 8과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 Vin+V_L1의 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제1 출력 필터 커패시터(C1)의 전압(V_C1)이 인가되므로 상기 애노드 단자의 전위가 순간적으로 상기 캐소드 단자의 전위보다 높아져 제1 다이오드(D1)가 도통된다. 한편, 일정한 전류를 공급받는 부하 측은 입력측 전류를 공급받고, 제1 출력 필터 커패시터(C1)가 커패시터의 전류 평형 조건에 의해 충전된다.

반면에 제2 스위치(S2)가 제1 스위치(S1)와 달리, 턴온 상태이므로 제2 인덕터(L2)에 인가되는 전압은 입력전압(Vin)이다. 그러므로 모드3 기간 동안 제2 인덕터(L2)의 전류(I_L2)가 증가함으로써 제2 인덕터(L2)에 에너지가 축적되며, 전류(I_L2)의 변화량(ΔI_L2)은 수학식 9와 같이 표시할 수 있다. 제2 다이오드(D2)의 애노드 단자에는 제로(0) 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 입력전압(Vin)이 인가되므로 제2 다이오드(D2)가 차단된다. 한편, 제2 출력 필터 커패시터(C2)는 커패시터의 전류 평형 조건에 의해 방전된다.

여기서, ΔI_L2는 전류(I_L2)의 변화량이고, L2는 제2 인덕터의 인덕턴스이고, Vin은 입력전압이고, T_onS2는 제2 스위치(S2)의 턴온 구간이다.

2) 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5)

부스트 컨버터(40)는 도 6에 도시된 바와 같이, 제1,2 스위치(S1),(S2) 예를 들어 모스펫의 동작 상태에 따라 3개의 동작모드(모드1),(모드3),(모드4)를 반복하여 동작한다. 각 동작모드에 대한 동작을 설명하면 다음과 같다.

- 모드1

모드1은 제1 스위치(S1)가 턴온되고 제2 스위치(S2)가 턴오프된 상태의 동작 모드이다. 모드1에서, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)의 모드1과 같은 동작이 진행된다. 이에 대한 설명은 설명의 편의상 설명의 중복을 피하기 위하여 생략하기로 한다.

- 모드3

모드3은 제1 스위치(S1)가 턴오프되고 제2 스위치(S2)가 턴온된 상태의 동작 모드이다. 모드 3에서, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)의 모드3과 같은 동작이 진행된다. 이에 대한 설명은 설명의 편의상 설명의 중복을 피하기 위하여 생략하기로 한다.

- 모드4

모드4는 제1 스위치(S1)가 턴온되고 제2 스위치(S2)도 턴온된 상태의 동작 모드이다. 모드 4에서, 제1 스위치(S1)가 턴온 상태이므로 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)의 모드1과 같은 동작이 진행된다. 즉, 제1 스위치(S1)가 턴온 상태일 때, 제1 인덕터(L1)에 인가되는 전압은 입력전압(Vin)이므로 모드1 기간 동안에 제1 인덕터(L1)의 전류(I_L1)가 증가함으로써 제1 인덕터(L1)에 에너지가 축적되며, 전류(I_L1)의 변화량(ΔI_L1)은 수학식 6과 같이 표시할 수 있다. 제1 다이오드(D1)의 애노드 단자에는 제로(0) 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 제1 출력 필터 커패시터(C1)의 전압(V_C1)이 인가되므로 제1 다이오드(D1)가 차단된다. 한편, 일정한 전류를 공급받는 부하 측은 입력에서 전류를 공급받지 못하기 때문에 제1 출력 필터 커 패시터(C1)가 방전된다.

또한, 제2 스위치(S2)도 제1 스위치(S1)와 마찬가지로, 턴온 상태이므로 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)의 모드3과 같은 동작이 진행된다. 즉, 제2 스위치(S2)가 턴온 상태이므로 제2 인덕터(L2)에 인가되는 전압은 입력전압(Vin)이다. 그러므로 모드3 기간 동안 제2 인덕터(L2)의 전류(I_L2)가 증가함으로서 제2 인덕터(L2)에 에너지가 축적되며, 전류(I_L2)의 변화량(ΔI_L2)은 수학식 9와 같이 표시할 수 있다. 제2 다이오드(D2)의 애노드 단자에는 제로(0) 전위가 인가되고 캐소드 단자에는 입력전압(Vin)이 인가되므로 제2 다이오드(D2)가 차단된다. 한편, 제2 출력 필터 커패시터(C2)는 커패시터의 전류 평형 조건에 의해 방전된다.

한편, 부스트 컨버터(40)의 각 소자의 저항성분을 고려하지 않은 이상적인 경우의 승압비는 수학식 3과 같이 표시할 수 있지만, 실제로는 스위치의 턴온 저항, 인덕터의 권선저항, 커패시터의 등가 직렬저항 등의 영향으로 인하여 손실이 발생할 뿐만 아니라 승압비도 제한된다. 이러한 각 소자의 저항성분으로 인한 손실을 고려한 커패시터의 출력전압의 승압비는 수학식 10과 같이 표시할 수 있다.

여기서, Vin은 입력전압이고, Vo는 출력전압이고, D는 듀티비이고, 0<D<1, R_L 은 인덕터 저항 성분이고, R_DS(on)은 스위치의 저항성분이고, Ro는 부하저항이다.

상기 수학식 10으로부터 부하저항(Ro)에 대한 인덕터 저항(R_L)을 파라미터(parameter)로 하여 듀티비(D)에 대한 승압비(Vo/Vin)를 구하면 그 결과는 도 7과 같이 나타난다. 도 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 발명의 부스트 컨버터(40)의 손실을 고려한 실제적인 승압비를 6~8배까지 얻을 수 있다.

한편, 도 4의 입력전류(Iin)는 수학식 11과 같이 표시할 수 있고, 제2 인덕터(L2)의 전류(I_L2)는 수학식 12와 같이 표시할 수 있다.

여기서, Iin은 입력전류이고, I_L1은 제1 인덕터(L1)의 전류이다.

여기서, I_L2는 제2 인덕터(L2)의 전류이고, Io는 출력전류이다.

상기 수학식 11 및 수학식 12로부터 입력전류(Iin)는 수학식 13과 같이 표시할 수 있다.

여기서, Iin은 입력전류이고, I_L1은 제1 인덕터(L1)의 전류이고, I_L2는 제2 인덕터(L2)의 전류이고, Io는 출력전류이다.

도 5 및 도 6에서 알 수 있는 바와 같이, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)와 0.5보다 큰 경우(D>0.5)에, 인덕터 전류와 입력전류의 관계가 상이하므로 인덕터의 인덕턴스를 설계할 때 각각의 경우를 충분히 고려하여야 한다.

즉, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5), 모드1로부터 t=T/2에서 각 전류의 값은 수학식 14 내지 수학식 16과 같이 구할 수 있다.

여기서, I_L1은 제1 인덕터(L1)의 전류이고, Δi_L은 인덕터 전류 리플이고, Io는 인덕터 출력전류이고, D는 듀티비이다.

여기서,I_L2는 제2 인덕터(L2)의 전류이고, Δi_L은 인덕터 전류 리플이고, Io는 인덕터 출력전류이고, D는 듀티비이다.

여기서, Iin은 입력전류이고, Δi_in은 입력전류 리플이고, D는 듀티비이다.

상기한 수학식 13 내지 수학식 16으로부터 입력전류 리플(Δi_in)은 수학식 17과 표시될 수 있다.

여기서, Δi_in은 입력전류 리플이고, Δi_L은 인덕터 전류 리플이고, D는 듀티비이다.

또한, 제1 스위치(S1)의 턴오프 구간(DT~T)을 이용하여 인덕터 전류 리플을 구하면, 인덕터 전류 리플은 수학식 18과 같이 표시될 수 있다. 그러므로 인덕터의 인덕턴스는 수학식 19와 같이 표시될 수 있다.

여기서, Δi_L은 인덕터 전류 리플이고, V_L은 인덕터 전압이고, L은 인덕턴스이고, D는 듀티비이다.

여기서, L은 인덕턴스이고, Vc는 커패시터 전압이고, Vin은 입력전압이고, Δi_in은 입력전류 리플이고, fs는 스위칭 주파수이고, D는 듀티비이다.

마찬가지로, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5)에도 상기한 바와 같은 동일한 방법을 적용하면 인덕터의 인덕턴스는 수학식 20과 같이 표시할 수 있다.

여기서,L은 인덕턴스이고, Vin은 입력전압이고, Δi_in은 입력전류 리플이고, fs는 스위칭 주파수이고, D는 듀티비이다.

또한, 도 6에서 알 수 있는 바와 같이, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)와, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5)에 있어서, 커패시터 전압과 출력전압의 관계가 상이하므로 커패시터의 커패시턴스를 설계할 때 각각의 경우를 고려하여야 한다.

즉, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5), 모드2로부터 t=DT에서 각 전압의 값은 수학식 21 내지 수학식 24와 같이 표시할 수 있다.

여기서, V_C1은 커패시터(C1)의 전압이고, ΔVc는 커패시터 전압 리플이고, Vin은 입력전압이고, D는 듀티비이다.

여기서, V_C2는 커패시터(C2)의 전압이고, ΔVc는 커패시터 전압 리플이고, Vin은 입력전압이고, D는 듀티비이다.

여기서, Vo는 출력전압이고, ΔVo는 출력전압 리플이고, Vin은 입력전압이고, D는 듀티비이다.

여기서, Vin은 입력전압이다.

상기한 수학식 2와, 수학식 21 내지 수학식 24로부터 출력전압 리플은 수학식 25와 같이 표시할 수 있다.

여기서, ΔVo는 출력전압 리플이고, ΔVc는 커패시터 전압 리플이고, D는 듀티비이다.

또한, 제1 스위치(S1)의 턴온구간(0~DT)을 이용하여 커패시터의 전압 리플을 구하면, 커패시터 전압 리플은 수학식 26과 같이 표시되므로 커패시턴스는 상기한 수학식 27과 같이 표시할 수 있다.

여기서, ΔVc는 커패시터 전압 리플이고, Io는 출력전류이고, C는 커패시턴스이고, fs는 스위칭 주파수이다.

여기서, C는 커패시턴스이고, Io는 출력전류이고, ΔVo는 출력전압 리플이 고, fs는 스위칭 주파수이고, D는 듀티비이다.

마찬가지로, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)에도 상기한 바와 같은 동일한 방법을 적용하면 커패시터의 커패시턴스는 수학식 28과 같이 표시할 수 있다.

여기서, C는 커패시턴스이고, Io는 출력전류이고, ΔVo는 출력전압 리플이고, fs는 스위칭 주파수이고, D는 듀티비이다.

따라서 본 발명의 무변압기형 부스트 컨버터는, 2개의 부스트 컨버터를 입력측에 병렬로 연결함과 아울러 출력 측에 직렬로 연결함으로써 변압기를 사용하지 않으면서도 단상 부스트 컨버터로 얻기 어려운 6~8배의 높은 실제적인 승압비를 얻을 수 있고, 또한 낮은 입,출력 전류 리플(ripple)을 얻을 수 있으며, 2개 부스트 컨버터의 대칭성 동작으로 제어가 용이해질 수 있다.

한편, 본 발명은 상기 언급된 바람직한 실시예들과 관련하여 설명하였지만, 본 발명의 요지와 범위로부터 벗어남이 없이 다양한 수정이나 변형을 하는 것이 가능하다. 따라서 첨부된 특허청구의 범위는 본 발명의 요지에서 속하는 이러한 수정이나 변형을 포함할 것이다.

도 1은 종래의 무변압기 방식의 단상 부스트 컨버터의 전원공급장치를 나타낸 회로도.

도 2는 종래의 단일 스위치 방식의 전원공급장치를 나타낸 회로도.

도 3은 종래의 부스트 컨버터와 벅-부스트 컨버터의 조합 방식의 전원공급장치를 나타낸 회로도.

도 4는 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터를 나타낸 회로도.

도 5는 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터의 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면으로서, 듀티비(D)가 0.5보다 작은 경우(D<0.5)에 있어서, 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터의 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면으로서, 듀티비(D)가 0.5보다 큰 경우(D>0.5)에 있어서, 각 동작모드 및 동작모드별 각 부의 파형을 나타낸 도면.

도 7은 본 발명의 실시예에 의한 무변압기형 부스트 컨버터의 손실을 고려한 실제적인 승압비를 나타낸 그래프.

Claims (3)

1. 무변압기형 직류-직류 부스트 컨버터에 있어서,

   직류 입력 전압을 직류 출력 전압으로 변환하는 제1,2 부스트 컨버터를 포함하며,

   상기 제1,2 부스트 컨버터의 입력측은 서로 병렬 연결되고, 상기 제1,2 부스트 컨버터의 출력측은 서로 직렬 연결되는 것을 특징으로 하는 무변압기형 부스트 컨버터.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제1 부스트 컨버터는 제1 인덕터, 제1 스위치, 제1 다이오드 및 출력 필터용 제1 커패시터를 포함하고,

   상기 제2 부스트 컨버터는 제2 인덕터, 제2 스위치, 제2 다이오드 및 출력 필터용 제2 커패시터를 포함한 것을 특징으로 하는 무변압기형 부스트 컨버터.
3. 제2항에 있어서,

   상기 제1,2 스위치는 각각 모스펫(MOSFET)으로 구성되는 것을 특징으로 하는 무변압기형 부스트 컨버터.

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