KR20040008204A

KR20040008204A - 부반송파 주파수 및 부반송파 주파수 오프셋 측정 장치 및방법

Info

Publication number: KR20040008204A
Application number: KR10-2003-7015741A
Authority: KR
Inventors: 그레고리 씨. 칼튼
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2001-05-31
Filing date: 2002-05-15
Publication date: 2004-01-28
Also published as: WO2002098094A1; US6757344B2; US20020181617A1; EP1391094A1

Abstract

무선 채널을 통해 신호가 전송되어진 후 도입될 수 있는 주파수 오프셋을 식별하기 위한 시스템 및 방법이 개시된다. 본 발명의 방법은 입력 대역폭을 갖는 수신된 신호에 대해 복수의 심볼 주기 각각마다 각 샘플 세트를 발생시키도록 샘플링을 행하는 단계와, DWPT(이산 웨이블릿 패킷 변환) 필터를 이용하여 상기 샘플 세트를 필터링하여, 상기 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 단계와, 상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 단계와, 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 처리하는 단계를 포함한다.

Description

부반송파 주파수 및 부반송파 주파수 오프셋 측정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR MEASURING SUB-CARRIER FREQUENCIES AND SUB-CARRIER FREQUENCY OFFSETS}

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 네트워크 등의 무선 네트워크에서는, 예를 들어, 송수신기 기지국(BTS)으로부터의 신호의 송신과, 예를 들어, 이동국(MS)에서의 신호의 수신 간에서의 신호에 바람직하지 않은 주파수 오프셋이 도입될 수 있는 여러 상황이 존재하게 된다. 일례로서, 통상 도플러 효과로서 알려진, 주파수 오프셋이 도입될 수 있는 한 현상은 MS가 BTS와 통신하면서 그 위치를 변경하는 것으로부터 기인되며, 이러한 위치 변경으로 인해 MS의 안테나에 도달하는 신호의 궤적이 변경되어 진다. 또한, 송신된 신호 주파수와, MS의 아날로그-디지탈 변환기(ADC) 내에서의 클럭 변화에 의해 또는 BTS 내의 송신기와 MS 내의 수신기의 발진기들 간에서의 약간의 주파수 차에 의해 신호가 복원되는 주파수 간에 바람직하지 않은 주파수 오프셋이 도입될 수 있다.

이렇게 도입된 주파수 오프셋으로 인해, 신호의 복원 중에 복원된 부반송파에서 에러를 유발시킬 수 있는 콘스틸레이션 회전이 발생되어, 시스템의 비트 에러 레이트(BER)가 증가될 수 있다. 이러한 문제는 부반송파가 대형이고, 보다 복잡한 콘스틸레이션 부분을 형성하는 경우에는 훨씬 더 심각해진다.

주파수 오프셋이 소정의 일정값을 갖는 경우에 주파수 오프셋을 도입시키기는 기술이 널리 공지되어 있다. 예를 들어, 주파수 변조(FM) 무선 방송 수신기 내에 자동 주파수 제어(AFC) 시스템을 구현시키면서 주파수 오프셋을 고의로 도입시킨다. 그러나, 바람직하지 않게도, 도플러 효과로 인한 주파수 오프셋 등과 같은, 상술된 무선 네트워크 내에서 발생하는 주파수 오프셋은 소정의 일정값을 갖는 것이 아니라, 오히려 가변값을 갖는다. 현재로서는, 이들 주파수 오프셋을 측정하기 위한 기술은 알려져 있지 않다.

본 발명은 신호 내의 부반송파에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 부반송파 주파수 및 부반송파 주파수 오프셋의 측정에 관한 것이다.

본 발명의 일반적인 목적은, 예를 들어, 신호가 무선 채널을 통해 송신된 후에 도입될 수 있는 주파수 오프셋을 식별하는 방법을 제공하는 데 있다. 본 발명의 방법은, 입력 대역폭을 갖는 수신된 신호를 샘플링하여 복수의 심볼 주기 각각마다 각 샘플 세트를 생성하는 단계와, DWPT(이산 웨이블릿 패킷 변환) 필터를 사용하여 상기 샘플 세트를 필터링하여 상기 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 단계와, 상기 서브-샘플링 출력 각각마다 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 단계와, 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 주파수 도메인 샘플 세트 각각을 처리하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 수신된 신호는 복수 N개의 부반송파를 가지며, 심볼 주기당 N개 샘플이 취해진다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 수신된 신호는 균등하게 이격된 복수 N개의 부반송파를 갖는 OFDM 신호이며, 심볼 주기는 OFDM 심볼 주기이다. 이 경우, 입력 대역폭을 갖는 수신된 신호를 샘플링하여 복수의 심볼 주기 각각마다 각 샘플 세트를 생성하는 단계에서는 각각의 샘플 세트로서 OFDM 심볼 주기당 N개 샘플을 획득하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, DWPT 필터를 사용하여 상기 샘플 세트를 필터링하여 상기 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 단계에는 DWPT 필터의 제1단 내지 W번째단을 순차로 이용하여 상기 샘플 세트를 필터링하는 단계를 포함한다.

DWPT 필터의 제1단 내지 W번째단은, 예를 들어, DWPT 필터단 w(w=1, ..., W)를 집합적으로 구비할 수 있으며, 여기서, W번째 필터단은 대역폭 1/(2^w)×입력 대역폭을 각각 갖는 2^wDWPT 필터를 포함하며, 각 단에서의 2^w필터의 대역폭은 입력 대역폭을 집합적으로 커버링하며, W번째단에서의 2^w필터 각각은 상기 서브-샘플링된 출력 각각의 N/2^w샘플을 출력한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 단계는 2^w심볼 주기에 걸쳐 집합된 상기 서브-샘플링된 출력의 N개 샘플에 대해 협대역 FFT를 행하는 단계를 포함하며, 여기서, 각각의 주파수 도메인 샘플 세트는 N개 주파수 도메인 샘플을 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 단계는 주파수 도메인 샘플 세트당 N/2^w주파수 오프셋을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 주파수 도메인 샘플 세트당 N/2^w주파수 오프셋을 결정하는 단계는 OFDM 신호의 각 부반송파마다, 주파수 도메인 샘플 세트 중 하나의 각각의 서브-레인지에서 최대 주파수 도메인 샘플을 식별하고, 최대 주파수 도메인을 각각의 주파수 오프셋값에 연관시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 각 샘플 세트에 대해 FFT를 행하여 각 심볼 주기마다 광대역 주파수 도메인 샘플을 생성하는 단계와, 각각의 광대역 주파수 샘플을 상기 주파수 오프셋 중 하나로 보정하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행해 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 단계는 가장 최근의 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 서브-샘플링된 출력을 이용하여 매 심볼 주기마다 행해진다.

본 발명의 일부 실시예에서는, 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행해 각각의 주파수도메인 샘플 세트를 생성하는 단계는 가장 최근의 복수의 심볼 주기에 걸쳐 생성된 완전히 새로운 서브-샘플링된 출력을 이용하여 모든 복수의 심볼 주기마다 1회 행해진다.

본 발명의 다른 목적은, 입력 대역폭을 갖는 수신된 신호를 수신하여 복수의 심볼 주기 각각마다 각 샘플 세트를 생성하는 수신기와, 상기 각 샘플 세트를 필터링하여 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 DWPT 필터 세트와, 서브-샘플링된 출력 각각마다 복수의 심볼 주기에 걸쳐 서브-샘플링된 출력에 대해 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플을 생성하는 각각의 협대역 FFT 함수와, 각각의 주파수 도메인 샘플을 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 주파수 오프셋 로직을 포함하는 장치를 제공한다.

바람직하게도, 본 발명의 일부 실시예에서는, DWPT 방법에서는 반복적인 집합 문제없이 단지 선형 함수 및 연산으로 소정수의 연산으로 정확한(최소 자승법) 주파수 오프셋을 결정론적으로 계산한다. DWPT 방법에서는 수신된 OFDM 부반송파를 직교시켜 시프트된 위상 에러를 수정한다. 연속적인 주파수 오프셋 결과를 제공함으로서, DWPT는 수신된 부반송파의 도플러 레이트 또는 주파수 세프트 레이트를 생성한다. DWPT 방법에서는 필터/서브-샘플링 단의 개수를 증가시킴으로써 주파수 시프트 오프셋을 임의 정확한 레벨로 결정할 수 있다. DWPT 방법에서는 연속하는 각각의 필터/서브샘플링 단에서의 신호 대 잡음비(SNR)가 개선되는데, 이는 FFT 셀 대역폭이 수반되는 잡음의 절반을 제거시킴으로써 절반으로 되기 때문이다.이와 같은 SNR의 증가는 복수의 FFT 서브-대역 중 임의 대역 내에서의 진정한 부반송파 또는 중심 주파수를 식별함에 있어 유리하다.

본 발명의 기타 특징 및 장점들은 첨부된 도면을 참조하면서 이하에서 기술된 상세한 설명으로부터 명백해 질 것이다.

도 1은 본 발명이 구현될 수 있는 무선 네트워크의 블럭도이다. OFDM 송신기(100)가 이동 중인 OFDM 수신기(200)와 무선 링크를 통해 통신하고 있는 것이 도시되고 있다. 이러한 상황에서, OFDM 수신기(200)의 이동에 의해 발생되는 도플러 효과는 OFDM 송신기(100)로부터 송신된 신호의 주파수와 이들 신호가 OFDM 수신기(200)에서 수신되는 주파수 간의 주파수 오프셋을 초래할 수 있다. 보상이 수행되지 않는다면, 이러한 주파수 오프셋은 OFDM 수신기(200)에서 수신되는 신호들에 대한 BER 증가를 초래할 것이다. 보다 일반적으로, 본 발명의 실시예는, 반송파 동기화 에러; 및 열 효과, 경년 변화(經年變化; aging), 전력 공급 변동 등에 기인하는 드리프트(drift)를 포함하는 국부 발진기, 송신기 발진기 및 A/D 변환기 발진기 등에서의 주파수 불안정을 보정하기 위해 사용될 수 있다. OFDM 부반송파를 직교화(orthogonalizing)하는 것에 의해, DWPT가 고밀도 디지탈 데이타 심볼들의 BER을 저하시킨다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기(200)의 블럭도이다. 도시된 바와 같이, OFDM 수신기(200)는, 수신기(204)와 직렬로 결합된 안테나(202), 광대역 급속 푸리에 변환(FFT_WB) 함수(206), 주파수 오프셋 보상기(212) 및 신호 검출기(208)를 포함한다. 또한, OFDM 수신기(200) 내에는, 본 발명의 실시예에 따라, 수신기(204) 및 주파수 오프셋 보상기(212)에 결합된 주파수 오프셋 측정 장치(210)가 포함된다.

동작에 있어, 안테나(202)는 OFDM 송신기(100)으로부터 송신된 신호를 수신한다. 이어서, 수신기(204)는 수신된 신호 상에 초기화 처리를 수행하여, OFDM 심볼에서의 부반송파 숫자와 등가인 N개 샘블을 생성하기 위해 각각의 수신된 OFDM 심볼을 샘플링함으로써 수신된 신호들의 일련의 샘플을 생성한다. 예를 들어, N = 1024인 부반송파가 존재하면, OFDM 심볼 주기 당 1024 타임 도메인 샘플들이 수신기(204)에 생성된다. 보호 간격(guard intervals)이 채택될 수도 있다. 심볼 주기 당 이들 N개 샘플들은 FFT_WB함수(206) 및 주파수 오프셋 측정 장치(210) 양자 모두에 전달된다. FFT_WB함수(206)는 N개 부반송파를 생성하기 위해 각 심볼 주기에 대한 샘플에 N 포인트 FFT를 수행함으로써 수신된 신호 부반송파를 복원한다. 이들 수신된 부반송파는 주파수 오프셋 보상기(212)로 출력된다. 주파수 오프셋 측정 장치(210)는, 위치될 부반송파를 신호 검출기(208)가 예상하는 주파수에 비하여 부반송파들이 장치(210)에 입력되는 주파수 사이의 주파수 차이를 측정한다. 장치(210)의 출력은 각 부반송파의 주파수 오프셋에 대한 값이고, 이들 주파수 오프셋은 주파수 오프셋 보상기(212)로 입력된다. 주파수 오프셋 보상기(212)는 FFT_WB함수(206)로부터 수신되는 주파수 도메인 샘플들을 주파수 오프셋 측정장치(210)로부터 수신되는 주파수 오프셋으로 조절하고, 신호 검출기(208)에 보정된 부반송파를 갖는 신호들을 출력한다. 그리고, 신호 검출기(208)는 복원된 신호를 생성하기 위해 부반송파들의 콘텐츠를 추출한다.

일 실시예에서, 주파수 오프셋 보상기(212) 내에서 수행되는 주파수 오프셋-시프팅은, 각각의 수신된 부반송파 출력에 주파수 오프셋의 원인이 되는 각각의 위상을 곱셈하여 수행된다. 예를 들어, S_c,k가 k번째 보정된 부반송파를 나타내고, f_k가 k번째 수신된 부반송파에 대한 주파수 오프셋이며, N이 송신된 총 부반송파의 갯수이면, S_c,k는 주파수 오프셋 보상기(212)에서 이하에 따라 결정될 수 있다:

이 경우, 수신된 부반송파 S_r,k는 이하의 식으로 표현될 수 있다

여기서, A_k는 k번째 수신된 부반송파의 진폭이고, f_r은 수신된 부반송파의 주파수이며,는 k번째 수신된 부반송파의 위상이다.

도 2에 도시된 일 실시예에 따른 주파수 오프셋 측정 장치(210)는,수신기(204)에 결합된 DWPT(Discrete Wavelet Packet Transform)의 W 단, 및 주파수 오프셋 보상기(212)에 결합되는 주파수 오프셋 로직 블럭(20)에 결합된 출력을 갖는 FFT 함수(218) 세트를 포함한다.

OFDM 심볼 주기동안 수신기(204)에 의해 생성되는 도메인 샘플들을 포함하기에 충분히 큰, 예를 들어 N 사이즈 등의 입력 버퍼(도시되지 않음)가 제공될 수도 있다.

DWPT 필터(216)는 이전 단의 1/2 대역폭을 갖는 각 단의 필터로 일련의 W 단을 수행하도록 구성된다. 필터링은 수신기(204)에 의해 출력되는 N 타임 도메인 샘플의 세트들에 적용되어, 최종 단의 필터들로부터의 궁극적인 출력은 본래 신호의 1/2^W대역폭인 신호를 갖는다. DWPT 필터(216)의 궁극적인 출력은 각각 본래 신호의 1/2^W대역폭 사이즈인 2^W서브-샘플링된 신호들로 고려될 수 있다. FFT_NB함수(218)(이하, 후술됨)에 의한 처리 후, 이는 N 길이 FFT_NB(218)의 셀 분해능을 광대역 FFT_WB블럭(206)의 출력보다 더 미세하게 한다. 예를 들어, W = 6이면, 1/64 셀 분해능이 달성된다.

예를 들어, W가 6이고 N이 1024으로 수신기(204)에 의해 출력되는 각 신호의 대역폭이 0 내지 (N-1) ×△f Hz(△f는 OFDM 부반송파 사이의 간격임)인 경우이다. 도 3은 수신기(204)로부터 수신된 신호를 필터링하는 것을 나타낸다.

참조번호 230으로 표시된 DWPT 필터(216)의 제1단은, 하나는 0 내지 N/2-1Hz의 대역폭을 갖는 저역 통과 DWPT 필터(236)이고, 나머지 하나는 N/2 내지 N-1 Hz의 대역폭을 갖는 고역 통과 DWPT 필터(238)인, 일반적으로 2개의 필터로 샘플을 필터링한다. DWPT의 모든 웨이블릿이 고역 통과 또는 저역 통과인 1/2 대역 필터 중 하나라는 것에 주목하자. 주어진 데이타 시퀀스에 대해, 각각의 저역 통과 필터는 데이타 스펙트럼의 상위 1/2로 구성되는 통과 대역을 갖는다. 대역 통과 효과를 생성하는 것은 저역 통과 및 고역 통과 필터의 조합이다.

저역 통과 DWPT 필터(236) 및 고역 통과 DWPT 필터(238)의 출력은 참조번호 232로 표시되고 4개의 필터(240, 242, 244, 245)를 포함하는 DWPT 필터(216)의 다음 단에 공급된다. 저역 통과 DWPT 필터(236)의 출력은, 0 내지 N/4-1 Hz의 통과 대역을 갖는 저역 통과 DWPT 필터(240) 및 N/4 내지 N/2-1 Hz의 통과 대역을 갖는 고역 통과 DWPT 필터(242)에 공급된다. 고역 통과 DWPT 필터(238)의 출력은, N/2 내지 3N/4-1 Hz를 갖는 저역 통과 DWPT 필터(244) 및 3N/4 내지 N-1 Hz의 통과 대역을 갖는 고역 통과 DWPT 필터(246)에 공급된다.

도 3에는 제1단(230), 제2단(232) 및 W번째단(234)의 부분 상세만 도시되었지만, 모두 W개의 이러한 단들이 존재한다. 각 단의 DWPT 필터의 갯수는 W번째단에 총 2^W개 필터인 2의 인수(factor)만큼 증가한다. 주어진 필터에 의해 처리되는 샘플들의 갯수는 또한 각 단에 대하여 1/2씩 떨어진다. 따라서, W번째단의 2^W필터들 각각에 의해 출력되는 샘플의 갯수는 OFDM 심볼 당 N/2^W이다. N이 1024이고 W가 6인 경우, W번째단의 필터 각각에 의해 출력되는 샘플의 갯수는 16이다. N이 1024이고 W가 6인 경우 W번째단에 의해 출력되는 대역폭이 참조번호 249에 도시된다.

FFT_NB함수(218)는 W번째 필터 단의 2^W출력 시퀀스 각각을 처리한다. 논리적으로는, 이들 2^W출력들 각각에 대하여 하나의 N 포인트 협대역 FFT가 존재한다. 총 N개 샘플이 존재할 때까지 2W 출력 시퀀스 각각에 대하여 OFDM 심볼 주기 당 N/2^W개 샘플들이 획득되어, 본래 OFDM 심볼의 1/2^W분해능인 N 주파수 도메인 샘플들을 생성하도록 각각의 협대역 FFT에 의해 처리된다. OFDM 심볼 주기 당 시퀀스 N/2^W샘플들만이 획득되기 때문에, 충분한 샘플들이 획득되기 이전까지 2^WOFDM 심볼 주기가 걸릴 것이다.

초기에는, 협대역 FFT(218)가 동작하기에 충분한 샘플들이 획득되기 이전까지 2^WOFDM 심볼 주기가 걸릴 것이다. 이러한 다수의 샘플들이 사용가능한 후, 일 실시예에서, 협대역 FFT(218)는 최근 2^WOFDM 심볼 주기에 대하여 필터 단에 의해 출력된 데이타를 사용하여 OFDM 심볼 주기마다 동작한다. 이 경우, 심볼 주기마다, 가장 오래된 N/2^W개 샘플들이 폐기된다. 다른 실시예에서, 협대역 FFT(218)는 전체 신규 데이타에 대하여 오로지 2^WOFDM 심볼 주기마다 동작한다.

FFT_NB함수(218) 각각은, 부반송파 당 2W 주파수 도메인 샘플을 갖는, FFT_NB함수 각각이 N/2^W부반송파의 개별 주파수 스펙트럼의 N개 주파수 도메인 샘플들을출력하도록 하는 N 포인트 FFT 함수이다. 각각의 FFT_NB함수는 DWPT 출력들 중 하나의 개별 대역폭에 중심을 둔 스펙트럼을 생성한다. N이 1024이고, W가 6인 예를 들면, FFT_NB함수(218) 각각은, 개별 부반송파의 스펙트럼이 64개의 서브샘플들로 표현되는, 16개의 부반송파인 스펙트럼을 출력할 것이다.

FFT_NB함수(218) 세트로부터의 출력은, 각각의 부반송파의 예상되는 주파수와 실제 측정된 주파수 사이의 주파수 오프셋을 판정하는 주파수 오프셋 로직 블럭(220)에 입력된다. 일 실시예에서, 주파수 오프셋 로직 블럭(220)은 각각의 서브-스펙트럼에 대한 서브샘플들 중 어느 것이 보다 큰 파워를 갖는지를 판정하고, 이러한 판정을 부반송파 주파수 설정에 이용한다.

각각의 FFT_NB함수(218)에 대하여, 각각의 부반송파에 대한 최대치인 출력 샘플이 식별된다. 각각의 FFT_NB함수의 출력을 리콜(recall)하는 것은, 개별 스펙트럼의 중심에 위치되는 예상되는 최대치를 갖는, 부반송파 당 2^W샘플의 개별 주파수를 포함한다. 이러한 개별 스펙트럼에 대한 최대 FFT_NB출력은 실제 부반송파 위치로 고려된다. 따라서, 인덱스 0 내지 N-1을 갖는 주어진 FFT_NB출력에 대하여, 2^W개 인덱스의 서브-레인지 각각(상기 서브-레인지는 하나의 부반송파에 대한 스펙트럼이 됨)에 대하여 서브-레인지 개별 최대치가 식별된다. N이 1024이고 W가 6인 예를 들면, 개별 최대치는 64개 인덱스의 각 서브-레인지에 대하여 식별된다.

추정된 부반송파 주파수 q번째 출력(q = 0 내지 2^W-1인 각각에 대하여 하나씩, 2^W개 FFT_NB출력이 존재함)은 S_p+b로 규정되고, 여기서 b = q * N / 2^W이고, p = 0, 1, ..., (N/2^W-1)이다. 각각의 주파수 추정 S_p+b는 64개 인덱스의 각 서브-레인지에 대하여 식별된 최대치의 주파수와 등가로 설정된다.

각각의 부반송파에 대한 스펙트럼의 최대치를 판정하는 태스크가, 최초 2^W부반송파에 대한 최대치를 식별하기 위해 0 내지 N/2^W-1의 영역에서 주파수 스펙트럼 출력을 갖는 협대역 FFT_NB함수(218)에 적용되는 것으로서, 이하 상세히 설명될 것이다. 2^W개 FFT_NB함수 각각에 대하여 유사한 프로세스가 수행된다.

각각의 부반송파에 대하여, m = [0, 1, 2, ..., N/2^W- 1]이고, 주파수 오프셋 로직(220)은 g의 개별 경계 내에서 최대 파워 셀에 속하는 인덱스 g, 즉 g = arg max{|cell(g)|²}를 찾는다. m = 0이면, g ∈ [0, ..., 2^w-1-1]이고, m ≠0이면, g ∈ [2^W* m - 2^W-1, ..., 2^W* m + 2^W-1-1]이다.

보다 일반적으로, q번째 FFT_NB, q = 0, ..., 2^W-1에 대하여, 추정된 부반송파 주파수는 g/2^W+ (N/2^W)*q이다. 이렇게 판정된 주어진 인덱스 g에 대하여, 추정된부반송파 주파수는 g/2^W+ (N/2^W)*q이다.

홀수 노드, m = [0, ..., (N/2^W- 1)]에 대하여 스펙트럼이 예약되어야 한다는 것에 주목하자. 이는 데이타가 고역 통과 필터를 통과하고 서브-샘플링될 때, 출력 데이타의 궁극적인 대역폭이 이전 데이타의 1/2이기 때문이다. 또한, 고역 통과 스펙트럼은 서브-샘플링된 데이타의 스펙트럼에 대한 에일리어스이다(aliases back). (이러한 서브-샘플링은 대역폭을 1/2 감소시키고, 이에 의해 에일리어싱을 초래한다.) 따라서, 이전 데이타에서의 최고 주파수 성분은 0 Hz 또는 서브-샘플링된 데이타 스펙트럼의 'dc' 위치에서 나타난다. 셀-엣지 심볼들은 인접 셀들에서와 동일한 방향으로 시프트된다. 보다 구체적으로, 부반송파가 그 대역폭의 1/2만큼 시프트된 경우, 부반송파는 2개의 인접 FFT 셀에서 동등하게 나타난다. 이러한 애매모호한(ambiguous) 상황은 다르게 시프트된 임의의 부반송파에서와 동일한 방향으로 시프팅함으로써 해결된다. BER에 대한 후속 체크는 시프트 방향의 선택이 보정되었나를 즉각 확인한다.

주파수 추정 S_p+bmodulo △f(OFDM 부반송파들간 간격)는 대응 부반송파에 적용될 필요가 있는 주파수 오프셋을 나타낸다. 부반송파 간격이 위 예에서와 같이 1 Hz인 경우, S_p+b의 분수 부분은 적용될 필요가 있는 주파수 오프셋을 나타낸다.

광대역 FFT_WB(206)에서, 셀 C_k[k = (0, 1, ... N-1)]에서의 부반송파에 대하여, k번째 수신된 부반송파 리콜은 이하와 같이 규정된다:

여기서, A_k는 k번째 수신된 부반송파의 진폭이고, f_r은 수신된 부반송파의 주파수이며,은 k번째 수신된 부반송파의 위상이다.

주파수 오프셋 보상기(212)에서 수행되는 오프셋-시프팅 이후, k번째 보정된 부반송파는 이하와 같다:

N = 1024이고 W = 6인 예에서, 최대치를 식별하는 상술된 프로세스를 찾는 것인 이하와 같이 요약될 수 있다:

FFT 1) 최초 FFT_NB에서, 최초 16개 부반송파 각각에 대하여 최대 파워를 포함하는 셀-넘버를 찾는다:

부반송파 0) 이 부반송파는 셀 0과 31 사이에서 발생한다[DC에서의 원 사이드화 스펙트럼(one sided spectrum at DC), 다른 모든 셀들은 센터 주변에 대칭성을 가짐);

부반송파 1) 이 부반송파는 셀 32와 95 사이에서 발생한다;

부반송파 2) 이 부반송파는 셀 96과 159 사이에서 발생한다;

...

부반송파 15) 이 부반송파는 셀 928과 991 사이에서 발생한다.

FFT 2) 제2 FFT_NB에서, 2번째 16개 부반송파 각각에 대하여 최대 파워를 포함하는 셀-넘버를 찾는다:

부반송파 16) 이 부반송파는 셀 0과 31 사이에서 발생한다(DC에서의 원 사이드화 스펙트럼, 다른 모든 셀들은 센터 주변에 대칭성을 가짐);

부반송파 17) 이 부반송파는 셀 32와 95 사이에서 발생한다;

...

부반송파 31) 이 부반송파는 셀 928과 991 사이에서 발생한다.

이러한 것은 64번째 FFT_NB까지 모든 FFT_NB함수에 대하여 수행되어, 최종 16개 부반송파들에 대하여 최대 파워를 포함하는 셀-넘버를 이하와 같이 찾는다:

FET 64) 64번째 FFT_NB에서, 64번째 16개 부반송파 각각에 대하여 최대 파워를 포함하는 셀 넘버를 찾는다.

부반송파 1008) 이 부반송파는 셀 0과 31 사이에서 발생한다(DC에서의 원사이드화 스펙트럼, 다른 모든 셀들은 센터 주변에 대칭성을 가짐;

부반송파 1009) 이 부반송파는 셀 32와 95 사이에서 발생한다;

...

부반송파 1023) 이 부반송파는 셀 928과 991 사이에서 발생한다.

최초 FFT_NB에서 부반송파들에 대한 공칭 주파수(nominal frequencies)는 [0,1, ..., 15] Hz이다. 제2 FFT_NB에서 부반송파들에 대한 공칭 주파수는 [16, 17, ..., 31] Hz이다. 제3 FFT_NB에서 부반송파들에 대한 공칭 주파수는 [32, 33, ..., 63] Hz이다. 최종 FFT_NB에서 부반송파들에 대한 공칭 주파수는 [1008, ..., 1023] Hz이다.

각각의 FFT_NB에서 부반송파 주파수는 국부적으로(locally) 0 내지 15 Hz이다. 예를 들어, 제4 FFT_NB로부터 제6 부반송파 S₆에 대한 실제 주파수는 6 + 16*= 6 + 64 = 70 Hz이다. 이와 유사하게, 최초 FFT_NB에서의 로컬 S₆은 전체적으로(globally) S₆= 6 Hz이다. 제2 FFT_NB에서 로컬 S₆은 전체적으로 S₂₂= 6 + 16 = 22 Hz이다. 제3 FFT_NB에서 로컬 S₆은 전체적으로 S₃₈= 6 + 32 = 38 Hz이다.

저역 통과 및 고역 통과 필터링 양자 모두에 필요한 이산 웨이블릿 계수(discrete wavelet coefficients)가 웨이블릿에 대한 수치적 소스로부터 사용될 수 있다. 필터 길이는 변화하지만, 본 경우, 2 내지 8의 길이가 사용되었다. 기타 참조문헌으로는: <The Math Works, Inc. Natick, MA, 01760-2098 U.S.A.>의 "Wavelet Toolbox"; <Wellesley-Cambridge Press, 1996>의 [Strang, Gilbert and Nguyen, Truong] 저 "Wavelets and Filter Banks,"; <Birkhauser, Boston, MA, U.S.A., 1999>의 [Nievergelt, Yves] 저 "Wavelet Made Easy,"가 있다.

주어진 노드에 대하여 전방에 있는 협대역 FFT로부터의 처리는 도 4에 요약된다. 먼저, N 포인트 협대역 FFT가 단계 4-1에서 수행된다. 다음에, 각 간격의최대 파워를 갖는 인덱스가 단계 4-2에서 판정된다. 그리고, 부반송파 주파수가 단계 4-3에 따라 추정된다. 부반송파 주파수(예를 들어, △f = 1)의 분수 부분은, 단계 4-4에서 보정된 수신 부반송파를 생성하기 위해, 관련 수신 부반송파 {S_r,p+b}를 보정하기 위해 주파수 오프셋 보상기(212)에 공급되는 주파수 오프셋이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 도플러 효과 등에 기인하는 신호 검출기 내에서의 에러 숫자, 수신기(204) 내의 ADC 내에서의 클럭 변동, 및 BTS(100)와 MS(200) 내의 발진 주파수 내에서의 차이 등을 저감할 수 있다.

W 값을 고려하면 트레이드-오프가 존재한다는 것에 주목하자. W가 커질수록 주파수 오프셋의 측정이 보다 정밀하게 이루어질 수는 있지만, 주파수 오프셋의 최초 반복(iteration)을 측정할 수 있기 이전에 보다 많이 기다려야 한다. 이는, 주파수 오프셋의 판정에 의해 진행하기 이전에 2^W개의 신호들이 버퍼링되어야 하기 때문이다.

본 발명의 실시예는, 수신되는 모든 신규 신호에 대해서, 또는 대안적으로는 설정된 신호들이 MS에서 수신될 때에 대해서, 주파수 오프셋의 산출을 행할 수 있다는 것에 주목하자. 예를 들어, 주파수 오프셋의 측정은 주기적으로 이루어지거나, 또는 파일럿 신호가 전송되는 경우에 대해서만 이루어질 수 있다. 또한, 진단 모니터(diagnostic monitor)가, 예를 들어 수용가능한 레벨을 넘어서는 BER 등 신호 팩터가 임계치를 초과하기 이전에, 주파수 오프셋의 산출 및 주파수 오프셋의 보상을 트리거할 수 있다.

비록 본 발명이 무선 네트워크, 특히 OFDM 네트워크의 OFDM 수신기 내에서의 구현에 대하여 설명되었지만, 본 발명의 주파수 측정 기술은 시스템에 알려지지 않은 주파수 오프셋이 유입되는 기타 어플리케이션에도 구현될 수 있다는 것에 주의하여야 한다. 예를 들어, 본 발명은, 모뎀 및 광대역 수신기 등 디지탈 신호 검출 장치 내에서의 개선을 위한 것 등, 광섬유 네트워크나 케이블 네트워크에 구현될 수도 있다.

본 발명의 실시예의 또 다른 장점은, 분산 채널에서 특정 신호의 비균일 경로 및 원하지 않는 변동 신호 주파수 변화를 나타내는 상세한 채널 전달 분석이다.

상세한 실시예는 이하 설명될 것이다. 이 경우, OFDM 수신기는, 각각의 서브-샘플 스펙트럼이 1/4 Hz 폭이라는 것을 의미하는, 1 Hz 셀 대역폭이고 W = 2인 1024 포인트 FFT를 사용한다.

8 Hz에서의 특정 변조된 부반송파 S8은 FFT 셀 8에서 나타날 것이다. 이러한 OFDM 부반송파가 0.25 Hz 도플러 오프셋을 갖는다고 가정하자. 도 5A는 도플러에 의한 수신기에서의 심볼 스펙트럼(부반송파 0 내지 23에 대해서만)을 나타낸다.

도플러 시프트를 해결하기 위해, 본 방법은 저역 통과 필터/OFDM 심볼의 서브-샘플링 4096 샘플 (N ×2^W)에 의해 개시된다. 다음에, 0.25 Hz의 궁극적인 셀 대역폭을 갖는 데이타를 출력하기 위해 1024 포인트 고 분해능 FFT가 적용된다. 그리고, 도 5B에 도시된 바와 같이, 고 분해능 FFT 출력의 셀/인덱스(33)에서 S8이 나타난다고 가정된다. SNR이 충분하다고 가정할 때, 심볼은 33 * 0.25 = 8.25 Hz의 주파수로 검출될 수 있고, 보다 구체적으로는, O.25 Hz 에러가 검출된다. 이제, S8에 exp(-j2π(0.25)/N)을 곱셈하여 본래의 것이 심볼 주파수를 보정한다.

보다 일반적으로, 4로 나누어지지 않는 셀 넘버에서 나타나는 고 분해능 FFT에서 검출가능한 신호들이 주파수 오프셋을 나타낸다. 이는 보다 높은 2진 파워에 대하여 일반화될 수 있다.

오프셋 경향 예측{Predicting Offset Trend}

현재 측정된 오프셋에 저차 곡선(low-order curve)을 맞추는(fitting) 것에 의해, 오프셋 예측을 위한 방정식을 얻을 수 있다. 발진기 성분 값들의 드리프트(drift) 효과가 선형 오프셋 β(m)[여기서, m은 개월(months)임]으로서 나타날 수 있다. 일일 온도 및 에이징(aging)에 기인하는 BTS 발진기 드리프트는 이하와 같다:

여기서,이고, α는 전하의 진폭이고, φ는 계절 성분이고, t는 시간적으로 가변이고, β는 단조 온도 함수이고, f_osc는 이상적인 발진기 주파수이다.

도플러 오프셋은 평균 제로인 것으로 가정된다. 임의의 장기간 논-제로 평균 오프셋(long-term non-zero mean offset)이 BTS 발진기 바이어스에 공헌할 수 있다.

본 기술분야의 당업자라면, 본 발명의 대안적인 실시예 및 변형예가 존재하고, 상술된 실시예가 본 발명의 특정 실시예의 예시일 뿐이라는 것을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 첨부된 특허청구의 범위에 의해서만 제한되어야 할 것이다.

Claims

입력 대역폭을 갖는 수신된 신호에 대해 복수의 입력 데이타 기록 주기 각각마다 각 샘플 세트를 발생시키도록 샘플링을 행하는 단계와,

DWPT 필터를 이용하여 상기 샘플 세트를 필터링하여, 상기 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 단계와,

상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 단계와,

각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 단계

를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 복수의 N개 부반송파를 가지며,

입력 대역폭을 갖는 수신된 신호에 대해 복수의 입력 데이타 기록 주기 각각마다 각 샘플 세트를 발생시키도록 샘플링을 행하는 상기 단계는 상기 각각의 샘플 세트로서 입력 데이타 기록 주기마다 N개 샘플을 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 균등하게 이격된 복수의 N개의 부반송파를 갖는 OFDM 신호를 포함하며, 상기 입력 데이타 기록 주기는 OFDM 심볼 주기이며,

입력 대역폭을 갖는 수신된 신호에 대해 복수의 입력 데이타 기록 주기 각각마다 각 샘플 세트를 발생시키도록 샘플링을 행하는 상기 단계는 상기 각각의 샘플 세트로서 OFDM 입력 데이타 기록 주기당 N개 샘플을 획득하는 단계를 포함하는 방법.
제3항에 있어서,

DWPT 필터를 이용하여 상기 샘플 세트를 필터링하여, 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하는 상기 단계는 상기 샘플 세트를 DWPT 필터의 제1 내지 W번째단을 순차 이용하여 필터링 및 서브-샘플링하는 단계를 포함하는 방법.
제4항에 있어서, 상기 DWPT 필터의 제1 내지 W번째단은 DWPT 필터 단 w(w=1,...,W)을 집합적으로 포함하며, 여기서, W번째 필터 단은 대역폭 1/(2^w) ×입력 대역폭을 각각 갖는 2^wDWPT 필터를 포함하며, 각 단에서의 2^w필터의 대역폭은 상기 입력 대역폭을 집합적으로 커버하고, W번째단에서의 2^w필터 각각은 상기 서브-샘플링된 출력 각각의 N/2^w샘플을 출력하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 상기 단계는 2^w입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 집합된 상기 서브-샘플링된 출력의 N개 샘플에 대해 협대역 FFT를 행하는 단계를 포함하며, 상기 각각의 주파수 도메인 샘플 세트는 N개 주파수 도메인 샘플을 포함하는 방법.
제6항에 있어서,

각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 상기 단계는 주파수 도메인 샘플 세트당 N/2^w주파수 오프셋을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 주파수 도메인 샘플 세트당 N/2^w주파수 오프셋을 결정하는 상기 단계는, 상기 OFDM 신호의 부반송파 각각마다 상기 주파수 도메인 샘플 세트 중 하나의 서브-레인지 각각에서 최대 주파수 도메인 샘플을 식별하고, 상기 최대 주파수 도메인을 각각의 주파수 오프셋 값에 연관시키는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

각각의 샘플 세트에 대해 FFT를 행하여 각각의 입력 데이타 기록 주기마다광대역 주파수 도메인 샘플을 생성하는 단계와,

각각의 광대역 주파수 샘플을 상기 주파수 오프셋 중 하나로 보정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 상기 단계는 가장 최근의 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력을 이용하여 모든 입력 데이타 기록 주기마다 행해지는 방법.
제1항에 있어서,

상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하는 상기 단계는 가장 최근의 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 완전히 새로운 서브-샘플링된 출력을 이용하여 복수의 모든 입력 데이타 기록 주기마다 1회 행해지는 방법.
입력 대역폭을 갖는 수신된 신호를 수신하여 복수의 입력 데이타 기록 주기 각각마다 각 샘플 세트를 발생하기 위한 수신기와,

상기 샘플 세트를 필터링하여, 상기 입력 대역폭의 각 소수 부분을 각각 갖는 복수의 서브-샘플링된 출력을 생성하기 위한 DWPT 필터 세트와,

상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 복수의 입력 데이타 기록 주기에 걸쳐 생성된 상기 서브-샘플링된 출력에 대해 협대역 FFT를 행하여 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 생성하기 위한 각각의 협대역 FFT 함수와,

각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 주파수 오프셋 로직

을 포함하는 장치.
제12항에 있어서, 상기 수신된 신호는 복수의 N개 부반송파를 가지며,

상기 수신기는 상기 수신된 신호에 대해 상기 각각의 샘플 세트로서 심볼 주기마다 N개 샘플이 생성되도록 샘플링을 행하는 장치.
제12항에 있어서, 상기 수신된 신호는 균등하게 이격된 복수의 N개의 부반송파를 갖는 OFDM 신호를 포함하며, 상기 입력 데이타 기록 주기는 OFDM 심볼 주기이며,

상기 수신기는 상기 수신된 신호에 대해 상기 각각의 샘플 세트로서 OFDM 심볼 주기마다 N개 샘플이 생성되도록 샘플링하도록 구성된 장치.
제14항에 있어서,

상기 DWPT 필터 세트는 DWPT 필터의 제1 내지 W번째단을 순차 포함하는 장치.
제15항에 있어서, 상기 DWPT 필터의 제1 내지 W번째단은 DWPT 필터 단 w(w=1,...,W)을 집합적으로 포함하며, 여기서, W번째 필터 단은 대역폭 1/(2^w) ×입력 대역폭을 각각 갖는 2^wDWPT 필터를 포함하며, 각 단에서의 2^w필터의 대역폭은 입력 대역폭을 집합적으로 커버하고, W번째단에서의 2^w필터 각각은 상기 서브-샘플링된 출력 각각의 N/2^w샘플을 출력하는 장치.
제16항에 있어서, 상기 서브-샘플링된 출력 각각마다, 상기 각각의 협대역 FFT 함수는 2^w심볼 주기에 걸쳐 집합된 상기 서브-샘플링된 출력의 N개 샘플에 대해 협대역 FFT를 행하며, 상기 각각의 주파수 도메인 샘플은 N개 주파수 도메인 샘플을 포함하는 장치.
제17항에 있어서,

상기 주파수 오프셋 로직은, 주파수 도메인 샘플 세트마다 N/2^w주파수 오프셋을 결정함으로써, 각각의 주파수 도메인 샘플 세트를 처리하여 적어도 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 장치
제18항에 있어서, 상기 주파수 오프셋 로직은, 상기 OFDM 신호의 부반송파 각각마다 상기 주파수 도메인 샘플 세트 중 하나의 서브-레인지 각각에서 최대 주파수 도메인 샘플을 식별하고 상기 최대 주파수 도메인을 각각의 주파수 오프셋 값에 연관시킴으로써 주파수 도메인 샘플 세트마다 N/2^w주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 장치.
제12항에 있어서,

각각의 샘플 세트에 대해 FFT를 행하여 각각의 입력 데이타 기록 주기마다 광대역 주파수 도메인 샘플을 생성하도록 구성된 광대역 FFT 함수와,,

각각의 광대역 주파수 샘플을 상기 주파수 오프셋 중 하나로 보정하도록 구성된 주파수 오프셋 보상기를 더 포함하는 장치