KR20010029491A - 전자 안정기 - Google Patents

Abstract

방전램프용 전자 안정기는 AC 전원 및 상기 램프와 직렬접속된 용량성 저장장치를 포함한다. 브리지 구성으로 배치된 제 1 스위치 조합은 용량성 저장장치가 접속된 극성을 교대로 반전시킨다. 제 2 스위치 조합은 상기 용량성 저장장치를 주기적으로 바이패스하고 상기 AC 전원을 상기 램프와 직렬로 순시 위치시킨다.

Description

전자 안정기{ELECTRONIC BALLAST}

본 발명은, 램프용 안정기, 특히, 방전램프용 전자 안정기에 관한다.

세계적으로 소비되는 전체 전기에너지의 25% 이상이 전력 인공조명장치에 사용되는 것으로 추정된다. 따라서, 효율적인 전기 광원의 중요성이 경시될 수 없다.

흔히 사용가능한 가장 효율적인 전기 광원은, 가스상태의 저압 및 고압 방전램프, 예컨대, 각각 형광 및 고휘도 방전 (HID) 램프이다. 이런 유형의 램프는 통상 부저항 특성을 갖고 안정기로 알려진 전류제한회로에 의해 구동된다. 두가지 일반적인 유형, 즉, 전자기(electromagnetic) 및 전자(electronic) 램프 안정기는 방전램프를 구동하기 위해 흔히 사용된다. 전자기 안정기는 수동회로 구성요소만을 구비하고 통상 전력선 주파수로 램프를 구동한다. 전자 안정기는 수동 및 능동회로 구성요소를 모두 포함하고 통상 전력선 주파수보다 훨씬 더 큰 주파수로 램프를 구동한다. 일반적으로, 전자기 안정기는 비용이 더 저렴하다. 그러나, 전자 안정기는, 소형이고 경량이며, 소음이 적고 깜박임 없이, 방전램프를 더 효율적으로 동작시키고, 램프수명을 길게 하는데 도움이 된다. 또한, 전자 안정기는, 전력선 및 램프동작조건의 변화에 응하여 전자기 안정기보다 더 효율적으로 방전램프전력을 조절할수 있다.

도 1 은, 로컬 유틸리티로부터의 전력선과 같은 전원 (PS)에 의해 제공된 AC 전압 (v_ac)으로부터 방전램프 (L)를 구동하는 전형적인 전자 안정기를 개략적으로 도시한다. 상기 안정기는, 전자기 방해 필터 (EMI), 전파 정류 브리지 (BR), 역률 보정회로, 에너지저장 커패시터 (C_e), 그리고 반 브리지(half-bridge) 공진 인버터를 포함하는데, 이들은 모두 전원과 램프 (L) 사이에 전기적으로 직렬접속되어 있다.

상기 필터 (EMI)는, 안정기 회로 및 방전램프에 의해 발생된 전자기 방해가 전원으로 되돌아오지 못하게 방지한다. 전원으로 되돌아오면, 안정기는, 뉴트럴 전류(neutral current)의 과잉, 트랜스포머의 과열, 그리고 전원으로부터 전기 에너지를 수신하는 감지성 전자장비의 방해와 같은 문제를 일으킬 수 있는 고조파 전류의 형태로 EMI를 발생시킨다. 방전램프는 전자기 및 무선주파수 방해를 모두 발생시킬 수 있다.

역률 보정회로는 잘 알려진 부스트-컨버터(boost-converter) 타입으로, 인덕터 (L₁₀), 스위칭 트랜지스터 (Q₁₀), 그리고 다이오드 (D₁₀)를 포함한다. 이것은 AC 전원에서 역률을 증가시키고 브리지 (BR)에 의해 에너지저장 커패시터 (C_e)에 제공된 DC 전압을 승압하도록 기능한다.

에너지저장 커패시터 (C_e)는 두 가지 기능을 수행한다. 첫째, 이것은 공진 인버터를 위한 DC 전압원으로서 동작한다. 둘째, 이것은 부하와 전원 사이의 에너지 흐름의 평형을 맞춘다. 부하가 소비하는 전력보다 더 작은 전력을 AC 전원 (PS)이 순시 공급할 때, C_e는 에너지를 부하에 공급하여야 하고, 부하가 소비하는 전력보다 더 큰 전력을 AC 전원이 순시 공급할 때, C_e는 에너지를 저장하여야 한다.

공진 인버터 출력단은, 에너지저장 커패시터 (C_e) 상의 DC 전압을 램프 (L)를 위한 고주파 정현파 구동으로 변환한다. 2개의 트랜지스터 스위치 (Q₁₁, Q₁₂)는 반 브리지 구성으로 전기적 접속되고 50% 듀티 사이클(duty cycle)로 동작하여 DC 전압을 고주파 구형파로 초프(chop)한다. 커패시터 (C_b)는 DC 성분이 트랜스포머 (T)에 도달하지 못하게 막기 위해 제공되는데, 이 트랜스포머는 아이솔레이션(isolation)과 임피던스 정합을 위해 제공된다. 인덕터 (L_f)와 커패시터 (C_f)는, 기본 스위칭 주파수로, 정현파 전압 및 전류가 방전램프 (L)에 인가되도록 고주파 구형파를 필터링하는 제 2 차 필터를 형성한다.

본 발명의 목적은, 방전램프를 위한 구동전류를 최적화하여 램프의 방사효율을 향상시키기 위한 전자 안정기를 제공하는 것이다. 최대 방사효율을 위해, 일정한 DC 구동전류가 공급될 것이다. 이것은 실제적이 아닌데, 왜냐하면 전력을 소비하는 안정 저항이 필요할 것이기 때문이다. 또한, 형광램프에서 이것은 방전칼럼(discharge column)에서의 이온의 단방향 마이그레이션(migration)의 원인이 될 것이고 램프의 일단에서 생성된 빛은 타단에서보다 더 밝을 것이다. 도 1 의 종래 안정기에 의해 공급되는 정현파 AC 전류가 한 해결방안이다. 이것은 구동전류의 극성을 주기적으로 반전시켜 방전칼럼의 길이를 따라 균일한 휘도를 얻지만, 구동전류의 진폭은 결코 일정하지 않다.

본 발명의 다른 목적은, 콤팩트하고, 방전램프에 의한 전자기 방해 생성의 원인이 되지 않는 전자 안정기를 제공하는 것이다. 도 1 의 종래 안정기에서, 공진 인버터에서의 수동 필터 구성요소의 크기는 동작주파수를 증가시켜 감소될 수 있다. 그러나, 방전램프의 동작주파수의 증가는 또한 램프에 의해 방사된 전자기 방해 에너지를 증가시킨다.

본 발명의 또다른 목적은, 램프 안정기에 필요한 에너지저장 커패시터의 크기를 감소시키는 것이다. 도 1 의 전자 안정기는 2배의 전원 주파수로 전파정류된 정현파 전력을 커패시터 (C_e)에 공급한다. 비교적 낮은 이 주파수에서, 커패시터에 공급된 전력은 비교적 긴 간격 동안 피크 진폭보다 훨씬 아래에 있다. 공진 인버터에 로우 리플(low-ripple) 전력을 공급하기 위해, 커패시터 (C_e)는 물리적으로 커야 한다.

본 발명의 또다른 목적은, 트랜스포머 사용이 필요하지 않는 전자 안정기를 제공하는 것이다. 도 1 에 도시된 것과 같은 전자 안정기에서 사용된 트랜스포머는 안정기의 크기 및 중량을 증가시킬 뿐 아니라, 안정기에서의 전기 손실의 원인이 된다.

본 발명의 또다른 목적은, 반도체기술의 향상을 이용하는 전자 안정기를 제공하는 것이다. 조명산업에 흔히 사용가능한 전자 안정기는, 특히 전력반도체 분야에서, 최첨단 기술을 이용한 집적회로기술을 사용하므로써 점점 실행가능한 크기, 소비전력, 그리고 비용에서의 효율을 최대한 이용하고 있지 않다.

본 발명에 따라, 전자 안정기는, 소정 주파수로 AC 전압 및 전류를 공급하는 전원과 방전램프 사이에서 전기적 직렬접속을 위해 제공되어, 순시 변화하는 안정기 전압을 생성하는데, 이 전압은, AC 전원전압과 동기하여, 소정의 DC 진폭을 갖는 교류 구형파 전압 및 전류를 전원에 의해 생성된 AC 전압과 결합하여 램프에 공급한다. 상기 안정기는 용량성 저장수단, 브리지 스위칭수단, 그리고 듀티사이클 스위칭수단을 포함한다.

용량성 저장수단은, 교대로, AC 전원이 램프가 소비하는 전력보다 더 큰 전력을 순시 공급할 때 전기 에너지를 저장하고 램프가 AC 전원이 공급하는 전력보다 더 큰 전력을 순시 소비할 때 에너지를 공급한다.

브리지 스위칭수단은, 전원에 의해 공급된 순시전압이 소정의 구형파 전압보다 더 클 때 용량성 저장수단을 AC 전원과 역으로 직렬접속하고, 전원에 의해 공급된 순시전압이 소정의 구형파 전압보다 더 작을 때 용량성 저장수단을 AC 전원과 순방향으로 직렬접속한다.

듀티사이클 스위칭수단은, 용량성 저장수단을 바이패스하고 소정의 전원 동작주파수에 비해 매우 큰 주기속도로 발생하는 각 연속적인 기간의 일부 동안에 램프와 직렬로 AC 전원을 위치시킨다. 각 기간의 상기 일부는, 상기 기간 동안에 소정의 DC 전압진폭의 생성에 영향을 미치는 각각의 기간 중에 평균 안정기 전압을 생성하도록 결정된다. 전원 동작주파수의 각 반주기 중에, 램프가 구동되는 소정의 DC 전압진폭은 전원에 의해 공급된 AC 전압의 평균진폭과 동일하도록 된다. 이로 인해, 정상상태 동작에 필요한 안정기에서의 제로 네트(zero net) 에너지저장으로 되고, 저장 커패시터의 크기가 최소화될 수 있게 된다.

안정기에 의해 생성된 교차하는 DC 구동전압 및 대응하는 DC 구동전류는, 단방향의 DC 전류로 구동시 형광램프에서 발생될 단방향의 이온 마이그레이션을 방지하면서 전력을 소비하는 저항의 필요없이 방전램프의 방사효율을 최대화한다.

저주파수로 교차하는 DC 램프구동전압을 생성하면서 매우 높은 주기속도로 듀티사이클 스위칭을 이용하므로써, 안정기는 램프에 의해 방사된 전자기 방해 에너지를 증가시키지 않고 콤팩트하게 될 수 있다.

램프의 완전한 에너지 필요조건을 독립적으로 제공하기 보다는, 전원 및 방전램프와 직렬로 저장 커패시터를 단속 접속하여 램프에 전력공급시 저장 커패시터가 전원과 결합하는 스위칭 배치를 제공하므로써, 저장 커패시터의 크기가 종래의 안정기보다 훨씬 더 작을 수도 있다.

상기 스위칭 및 용량성 저장수단을 사용하여 램프구동전력을 생성하므로써, 방해되고 손실많은 트랜스포머가 불필요하다.

또한, 본 발명에 따른 안정기에서 사용되는 스위칭수단은 전력집적회로와의 구성에 특히 적절하다.

본 발명은 도면을 이용하여 설명될 것이다. 도면 중에서 도 1 은 종래 전자 안정기 회로의 개략도이다.

도 2 는 본 발명에 따라 전자 안정기를 사용하는 방전램프 시스템의 개략도이다.

도 3a-3d 는 도 2 의 시스템의 동작을 도시하는 파형도이다.

도 4a-4c 는 도 1 의 전자 안정기에서의 에너지저장 필요조건을 도시하는 파형도이다.

도 4d-4f 는 도 2 의 전자 안정기에서의 에너지저장 필요조건을 도시하는 파형도이다.

도 5 는 본 발명에 따라 전자 안정기의 제 1 실시예를 포함하는 방전램프 시스템의 개략도이다.

도 6a-6f 는 도 5 의 시스템의 동작을 도시하는 파형도이다.

도 7 은 본 발명에 따라 전자 안정기의 제 2 실시예를 포함하는 방전램프 시스템의 개략도이다.

도 2 는 본 발명에 따라 직렬 커패시터 안정기를 사용하는 방전램프 시스템을 도시한다. 도시된대로, 안정기 (B_s)는 방전램프 (L) 및 AC 전원 (PS)과 전기적으로 직렬접속된다. 전원은 표준 전력사용주파수, 예컨대, 60Hz로 정현파 전기에너지를 공급한다. 부호 (+ 및 -) 는 전원전압 (v_ac)의 정(positive)의 반주기 동안의 전압극성을 표시함을 주목한다.

도 3a-3d 는 상기 안정기의 동작을 도시한다. 안정기는 용량성으로 충방전하도록 기능하여 전원 (PS)에 의해 공급된 정현파 전원전압 (v_ac)은 전원전압과 동기하여 방전램프 (L)를 구동하기 위한 구형파 전류 (i_lamp) 및 전압 (v_lamp)으로 변환된다. 도 3d 는 안정기가 상기 충방전 기능을 수행할 때 안정기 (B_s)에 걸린 전압 (v_b)의 변화를 도시한다.

따라서, 각 반주기동안 램프전류 및 전압은 일정한 DC 값을 유지한다. 구형파 전력으로 방전램프를 구동하는 것은 DC 동작과 등가인 방사효율을 가져오는데, 이것은 전원 주파수에서 정현파 동작으로 얻을 수 있는 것보다 훨씬 더 좋다.

도 3d 는 부하평형 에너지저장의 개념을 도시한다. 전압 (v_b)은 반주기 동안 정(positive) 및 부(negative)이다. 전류가 반주기 동안 일정하므로, 안정기는 에너지를 교대로 저장하고 공급한다. 전원 (PS)이 램프에서 소비된 것보다 더 적은 에너지를 공급하고 있을 때, 안정기는 에너지를 램프에 공급한다. 역으로, 전원이 램프에서 소비된 것보다 더 많은 에너지를 공급하고 있을 때, 안정기는 여분의 에너지를 저장한다.

도 4a-4c 는 도 1 의 종래 전자 안정기의 부하평형 에너지 필요조건을 도시한다. 도 4a 및 4b 는 전원 (PS)에 의해 안정기에 공급되는 역률보정된 전압 및 전류를 도시한다. 도 4c 는 부하평형을 위하여 에너지저장 커패시터 (C_e)에 의해 제공되어야 하는 최소 에너지저장 필요조건을 도시한다. E_in은, 방전램프가 소비하는 것보다 더 많은 전력을 전원이 공급할 때 종래 안정기가 커패시터에 저장하여야 하는 에너지를 나타낸다. E_out는, 램프에서 소비되는 것보다 더 적은 에너지를 전원이 공급할 때 안정기가 램프에 공급하여야 하는 에너지를 나타낸다. 이 정현파 전원전류를 위하여 최소 에너지 필요조건 E_min(sin) = P₀/ω인데, 이때 P₀는 전원에 의해 공급된 평균전력이고 ω는 전원 (PS)의 AC 주파수이다. 종래의 전자 안정기는 커패시터 (C_e)에서 상기 최소 에너지 필요조건의 8배를 저장하여, 공진 인버터에 공급되는 전압에서의 리플을 최소화한다.

도 4d-4f 는 도 2 의 직렬 커패시터 전자 안정기 (B_s)에 대한 부하평형 에너지 필요조건을 도시한다. 도 4d 에 도시된대로, 전원 (PS)에 의해 안정기에 공급된 전압은 도 4a 의 것과 동일하다. 그러나, 도 4e 에 도시된 전류는 도 3b 에 도시된 구형파 전류이고, 도 4f 의 전력곡선은 도 3d 에 도시된 안정기 전압 (v_b)과 동일한 파형을 갖는다. 도 4f 에서, 최소 에너지 필요조건 (E_min)은 E_in이나 E_out로 표시되지만, 이 구형파 구동전류를 위해 최소 에너지저장 필요조건 E_min(sq) = (0.66)P₀/ω이다. 즉, 도 2 의 직렬 커패시터 안정기에 대한 최소 에너지저장 필요조건은 도 1 의 종래 안정기에 요구되는 최소한의 약 2/3 이다. 또한, 이 최소로 직렬 커패시터 안정기를 동작하는 것이 가능하고, 이것은, 종래의 공진 인버터 안정기가 최소 에너지 E_min(sin)의 여러 배를 저장하기에 충분히 큰 커패시터를 사용하여야 한다는 관점에서 훨씬 더 중요하다. 안정기는, 각 반주기 동안, :

상기 반주기 동안 평균전원전압 (v_ac)과 동일한 진폭을 갖는 구형파 램프전압 (v_lamp)이 생성되게 하는 상기 안정기 전압 (v_b)을 생성하고 (도 3a, 3c, 3d); 그리고

커패시터 (C_e)를 완전히 방전시키므로써,

최소 에너지저장 필요조건 E_min(sq)과 커패시터 (C_e)에서의 제로 네트 저장에서 동작된다.

도 5 는 직렬 커패시터 전자 안정기 (B_s)의 제 1 실시예를 포함하는 램프시스템을 도시한다. 안정기는, 전하 저장 커패시터 (C_e), 2개의 정방향 브리지 스위치 (각각 S_BRp), 2개의 부방향 브리지 스위치 (각각 S_BRn), 2개의 고주파 듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF), 그리고 필터 인덕터 (L_f)를 포함한다. 모든 스위치는 개략적으로 표시되어 있고 전력 모스펫(mosfet)과 같은 솔리드 스테이트 반도체 스위치에 의해 실제 회로에서 실행될 것이다.

커패시터는 도 5 에 도시된 극성으로 항상 충전한다. 4개의 브리지 스위치는, 저장 커패시터 (C_e)가 전원 및 램프와 직렬접속되는 방향을 주기적으로 변화시키기 위해 제공된다. 2개의 정방향 브리지 스위치 (S_BRp)는 함께 동작하고, 닫힐 때, 도 2 에 표시된 극성으로 커패시터를 접속한다. 이것을 정극성 방향이라 할 것이다. 2개의 부방향 브리지 스위치 (S_BRn)도 함께 동작하고, 닫힐 때, 도 2 에 도시된 것과 반대 극성으로 커패시터를 접속한다. 이것을 부극성방향이라 할 것이다. 2개의 고주파 듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF)는 교대로 그리고 브리지 스위치의 동작주파수보다 훨씬 더 큰 주파수로 동작한다. 스위치 (S_HF)가 닫힐 때, 커패시터는 브리지 스위치에 의해 결정된 방향으로 전원 및 램프와 직렬접속된다. 역으로, 스위치 (S'_HF)가 닫힐 때, 커패시터는 바이패스되고 전원은 필터 인덕터 (L_f)만을 통해 램프에 접속된다.

도 6a-6f 는 브리지 스위치의 동작 타이밍을 도시한다. 도 6a-6d 는 앞서 설명된 도 3a-3d 와 동일하다는 것을 주목한다. 도 6e 및 6f 는 각각 브리지 스위치 (S_BRp및 S_BRn)를 닫는 제어펄스를 도시한다. 기간 (T_hi) 동안에, 전원전압 (v_ac)의 진폭은 소망의 램프동작전압 (v_lamp)의 진폭보다 더 크고 브리지 스위치는 전원과 역방향의 직렬접속, 즉, 커패시터 상의 전압 (v_Ce)이 전압 (v_ac)의 순시 존재극성과 반대의 극성으로 커패시터를 접속한다. 역으로, 기간 (T_lo) 동안, 전압 (v_ac)의 진폭은 소망의 램프동작전압의 진폭보다 더 작고 브리지 스위치는 전원과 순방향으로 직렬접속, 즉, 전압 (v_Ce)이 전압 (v_ac)의 순시존재극성과 순방향의극성으로 커패시터를 접속한다. 기간 (T_hi)의 각각을 개시하는 순간 (t₀)에서, 커패시터 (C_e)는 완전히 방전될 수도 있다는 것을 주목한다. 이것은 커패시터가 각 반주기의 개시에서 에너지 1/2 E_min(sq)를 저장하면 자동적으로 발생할 것이다.

듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF)는 커패시터 (C_e) 상의 순시존재전압 (v_Ce)을 듀티사이클 변조하여 안정기 전압 (v_b)을 생성하도록 기능한다. 이 스위치는, 브리지 스위치의 주기적 스위칭 속도에 비해 매우 높은 주기속도 (예컨대, 100 kHz)로 발생하는 각각의 연속적인 기간 (T_HF) 동안 교대로 동작되는데, 이것은 통상 AC 전원전압의 각 전주기(complete cycle) 동안에 여러 개 (예컨대, 3개)의 전주기를 통해 스위칭한다. 각 기간 (T_HF)(예컨대 10 μsec) 동안, 스위치 (S_HF)는 지속 (D)T_HF동안 닫고 스위치 (S'_HF)는 지속 (1-D)T_HF동안 닫는데, 이때 D =이다. 따라서, 예를 들면, 특정기간 (T_HF) 동안 필요한 안정기 전압 (v_b)이 0.6 v_Ce이면, 스위치 (S_HF)는 지속 (0.6)T_HF동안 닫힐 것이고 스위치 (S'_HF)는 지속 (0.4)T_HF동안 닫힐 것이다. 전압 (v_b)의 비교적 낮은 주파수로 필터 인덕터 (L_f)에 걸린 전압강하는 실질적으로 0 으로 간주됨을 주목한다. 또한, 전압 v_b와 v_Ce사이의 변화에 응하여 스위치 (S_HF및 S'_HF)를 듀티사이클 변조하기 위한 특정회로가 기술되지 않더라도, 많은 적절한 회로가 종래에 잘 알려져 있음을 주목한다. 예를 들면, Principles of Power Electronics by John G. Kassakian, Martin F. Schlecht ＆ George C. Verghese, page 268, Addison-Wesley Publishing Company, 1991. 을 참조한다.

도 7 은 직렬 커패시터 전자 안정기 (B_s)의 제 2 실시예를 포함하는 램프시스템을 도시한다. 이 안정기는 제 1 실시예와 유사하지만, 브리지 스위치가 2개 더 적어 총 스위치 저항이 더 낮다. 그러나, 이것은 더 복잡한 스위칭 시퀀스를 필요로 한다. 안정기는, 전하 저장 커패시터 (C_e), 정방향 브리지 스위치 (S_BRp), 부방향 브리지 스위치 (S_BRn), 2개의 고주파 듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF), 그리고 필터 인덕터 (L_f)를 포함한다. 커패시터 (C_e)는 도 7 에 도시된 극성으로 항상 충전한다.

브리지 스위치는 공통노드 (N_BR)에 전기적으로 직렬접속되는데, 이것은 전원 (PS)에 전기적으로 접속되는 것으로 도시된다. 마찬가지로, 고주파 스위치는 공통노드 (N_HF)에 전기적으로 직렬접속되는데, 이것은 인덕터 (L_f)를 통해 램프 (L)에 전기적으로 접속되는 것으로 도시된다. 대안으로, 안정기는, 램프가 노드 (N_BR)에 전기적으로 접속되고 노드 (N_HF)가 전원에 전기적으로 접속된 상태로 동작될 수도 있다.

정방향 브리지 스위치 (S_BRp)는 도 2 에 도시된 정극성방향으로 커패시터를 접속하도록 동작한다. 부방향 브리지 스위치 (S_BRn)는 도 2 에 도시된 것과 반대인 부극성방향으로 커패시터를 접속하도록 동작한다. 2개의 고주파 듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF)는 바이패스회로를 형성하고 교대로 그리고 브리지 스위치의 동작주파수보다 훨씬 더 큰 주파수로 동작한다.

스위치 (S_HF및 S'_HF) 각각의 기능은 브리지 스위치의 어느 것이 닫히는가에 의존한다. 정방향 브리지 스위치 (S_BRp)가 닫힐 때, 스위치 (S_HF)는 전원 및 램프와 직렬로 커패시터를 접속하고, 교대로, 스위치 (S'_HF)는 커패시터를 바이패스하여 전원이 필터 인덕터 (L_f)만을 통해 램프에 접속된다. 역으로, 부방향 브리지 스위치 (S_BRn)가 닫힐 때, 스위치 (S'_HF)는 전원 및 램프와 직렬로 커패시터를 접속하고, 교대로, 스위치 (S_HF)는 커패시터를 바이패스하여 전원이 필터 인덕터 (L_f)만을 통해 램프에 접속된다.

도 7 의 램프 시스템의 동작도 도 6a-6f 에 의해 설명된다. 도 6e 및 6f 는 각각 브리지 스위치 (S_BRp및 S_BRn)를 닫는 제어펄스를 도시한다. 기간 (T_hi) 동안, 전원전압 (v_ac)의 진폭은 소망의 램프동작전압 (v_lamp)의 진폭보다 더 크고 브리지 스위치는 전원과 역방향의 직렬로 커패시터를 접속한다. 역으로, 기간 (T_lo) 동안, 전압 (v_ac)의 진폭은 소망의 램프동작전압의 진폭보다 더 작고 브리지 스위치는 커패시터를 전원과 순방향으로 직렬접속한다.

듀티사이클 스위치 (S_HF및 S'_HF)는 커패시터 (C_e) 상의 순시존재전압 (v_Ce)을 듀티사이클 변조하여 안정기 전압 (v_b)을 생성하도록 기능한다. 이 스위치는 브리지 스위치의 동작주파수에 비해 매우 높은 주기속도로 발생하는 각 연속적인 기간 (T_HF) 동안에 교대로 동작된다. 브리지 스위치 (S_BRp)가 닫힌 상태에 있을 각 기간 (T_HF) 동안, 스위치 (S_HF)는 지속 (D)T_HF동안 닫히고 스위치 (S'_HF)는 지속 (1-D)T_HF동안 닫히는데, 이때 D =이다. 역으로, 브리지 스위치 (S_BRn)가 닫힌 상태일 각 기간 (T_HF) 동안에, 스위치 (S'_HF)는 지속 (D)T_HF동안 닫히고 스위치 (S_HF)는 지속 (1-D)T_HF동안에 닫힌다.

본 발명에 따른 많은 다른 전자 안정기가 가능하다. 예를 들면, 전원 (PS)에 의해 공급된 AC 전압 (v_ac) 및 전류 (i_ac)는 서로 위상이 벗어나 시프트(shift)될 수도 있다. 이것은, 구형파 전류와 램프전압이 AC 전압에 비해 각도 I 만큼 시프트되도록 브리지 스위치의 동작을 타이밍하므로써 행해질 수도 있다. AC 전압 및 전류 사이의 위상차 (I)가 증가됨에 따라, 구형파 전류 및 전압의 진폭은 감소된다. 이것은 램프를 흐리게 하도록 위상시프트 ()를 제어하거나 또는가 0 일 때 생성된 것보다 더 작은 전압을 위해 규정된 램프를 구동하는 능력을 제공한다. 이러한 위상시프트는 전원에서 역률을 저해할 것이지만, 위상은 정으로 또는 부로 시프트될 수도 있음을 주목한다. 이것은, 안정기가 동일 진폭이지만 반대극성의 위상시프트로 램프를 구동하면서, 동일 전원으로부터, 각각 안정기를 갖는 두 램프에 전력을 인가하므로써 그 역률이 증가될 수 있게 한다.

Claims (9)

1. 전원 (PS)에 의해 공급된 AC 전압과 동기하여, 소정의 DC 진폭을 갖는 교류 구형파 전압 및 전류를 상기 전원에 의해 생성된 AC 전압과 결합하여 램프에 공급하는 순시 변화하는 안정기 전압을 생성하도록, 소정 동작주파수로 AC 전압 및 전류를 공급하기 위한 상기 전원과 방전램프 (L) 사이에 전기적 직렬접속하기 위한 전자 안정기에서, 상기 안정기는,

   (a) 교대로

   i. 상기 램프가 소비하는 것보다 더 많은 전력을 상기 AC 전원이 순시 공급할 때 전기 에너지를 저장하고; 그리고

   ii. 상기 AC 전원이 공급하는 것보다 더 많은 전력을 상기 램프가 순시 소비할 때 에너지를 공급하기 위한 용량성 저장수단 (C_e);

   (b) 교대로

   i. 상기 전원에 의해 공급된 순시전압이 소정의 구형파 전압보다 더 클 때 상기 AC 전원과 역방향의 직렬로 상기 용량성 저장수단을 접속하고; 그리고

   ii. 상기 전원에 의해 공급된 순시전압이 소정의 구형파 전압보다 더 작을 때 상기 용량성 저장수단을 상기 AC 전원과 순방향으로 직렬접속하기 위한 브리지 스위칭 수단 (S_BR);

   (c) 상기 용량성 저장수단을 바이패스하고 상기 소정의 동작주파수에 비해 매우 높은 주기속도로 발생하는 각 연속적인 기간의 일부 동안에 램프와 직렬로 AC 전원을 위치시키고, 상기 일부는 상기 기간 동안에 상기 소정의 DC 전압진폭의 생성에 영향을 미치는 각각의 기간 중의 평균 안정기 전압을 생성하도록 정해지는 듀티사이클 스위칭 수단 (S_HF)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 전원에 의해 공급된 AC 전압은 정현파인 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
3. 제 1 항에 있어서, AC 전압의 각 반주기 동안에, 상기 소정의 구형파 전압은 상기 AC 전압의 평균진폭과 동일한 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
4. 제 1 항에 있어서, AC 전류에 관련된 AC 전압을 진폭 I 만큼 위상시프트하는 위상시프터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 위상시프터는 고정진폭의 위상시프트의 생성에 적합하게 되는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
6. 제 4 항에 있어서, 상기 위상시프터는 가변진폭의 위상시프트의 생성에 적합하게 되는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
7. 제 1 항에 있어서,

   (a) 상기 듀티사이클 스위칭수단은,

   i. 상기 용량성 저장수단과 전기적으로 직렬접속되어 직렬회로를 형성하는 제 1 고주파 스위치 (S_HF); 그리고

   ii. 상기 직렬회로와 전기적으로 병렬접속되어 병렬회로를 형성하는 제 2 고주파 스위치 (S'_HF)를 포함하고;

   (b) 상기 브리지 스위칭수단은,

   i. 상기 전원에 의해 공급된 순시전압이 상기 소정의 구형파 전압보다 더 클 때 정극성 방향으로, 상기 병렬회로를 상기 전원 및 상기 방전램프와 각각 전기적 직렬접속하기 위한 제 1 및 제 2 정방향 브리지 스위치 (S_BRp); 그리고

   ii. 상기 전원에 의해 공급된 순시전압이 상기 소정의 구형파 전압보다 더 작을 때 부극성 방향으로, 상기 병렬회로를 상기 전원 및 상기 방전램프와 각각 전기적 직렬접속하기 위한 제 1 및 제 2 부방향 브리지 스위치 (S_BRn)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
8. 제 1 항에 있어서,

   (a) 상기 듀티사이클 스위칭수단은, 공통의 제 1 노드에서 서로 전기적으로 직렬접속된 교대로 동작가능한 제 1 및 제 2 고주파 스위치 (S_HF및 S'_HF)를 포함하여 상기 용량성 저장수단과 전기적으로 병렬접속되는 바이패스 회로를 형성하고; 그리고

   (b) 상기 브리지 스위칭수단은, 공통의 제 2 노드에서 서로 전기적으로 직렬접속된 교대로 동작가능한 제 1 및 제 2 브리지 스위치 (S_BRp및 S_BRn)를 포함하여 상기 바이패스 회로와 전기적으로 병렬접속되는 브리지 회로를 형성하고;

   제 1 및 제 2 노드 중의 하나는 상기 전원으로의 전기적 접속을 위해 제공되고 제 1 및 제 2 노드 중의 다른 하나는 상기 방전램프로의 전기적 접속을 위해 제공되는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.
9. 제 1 항에 있어서, 필터 인덕터 (L_f)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기.