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KR102230659B1 - 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법 - Google Patents

분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법 Download PDF

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KR102230659B1
KR102230659B1 KR1020140121068A KR20140121068A KR102230659B1 KR 102230659 B1 KR102230659 B1 KR 102230659B1 KR 1020140121068 A KR1020140121068 A KR 1020140121068A KR 20140121068 A KR20140121068 A KR 20140121068A KR 102230659 B1 KR102230659 B1 KR 102230659B1
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KR
South Korea
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antenna
array
signal
transmission signal
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KR1020140121068A
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김성락
이희수
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한국전자통신연구원
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Abstract

분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법이 개시된다. 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템은, 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하는 수신부, 및 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달하는 처리부를 포함한다.

Description

분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법{DISTRIBUTED ARRAY MASSIVE MIMO SYSTEM AND METHOD FOR OPERATING DISTRIBUTED ARRAY MASSIVE MIMO SYSTEM}
본 발명은 다수의 단말에 의해 급증하는 무선 트래픽을, 밀리미터웨이브(mmWave) 대역과 같은 높은 주파수 대역을 사용하는 이동통신 환경에서, 높은 데이터 속도로 효율적으로 처리할 수 있는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법에 관한 것이다.
고품질 멀티미디어 서비스에 관한 새로운 기술 개발로, 무선 트래픽이 매년 폭발적으로 급증하고 있으며, 이러한 무선 트래픽의 증가에 효율적으로 대처할 수 있는 새로운 세대(5G)에 관한 이동통신의 연구가 활발히 진행되고 있다.
급증하는 무선 트래픽을 처리하기 위한 한 방안으로서, 현재 이동통신에서 사용되는 셀룰러(cellular) 대역은 이미 포화 상태이므로, 밀리미터웨이브(mmWave) 대역과 같은 높은 주파수 대역을 이용해 보다 넓은 주파수 대역을 확보 함으로써, 사용 주파수 대역을 확장하는 기술이 제안되고 있다.
하지만, 사용하려는 주파수 대역이 높아질수록, 산란(scattering) 성분은 적고, LOS 성분은 상대적으로 커질 수 있으며, 또한, 건물 등 장애물에 의한 손실(penetration loss)가 매우 심해질 수 있다. 따라서, LOS와 같은 좋은 채널이 확보되지 않으면 커버리지 홀(coverage hole)이나 음영지역이 발생하게 되어 정상적인 이동통신 서비스가 불가능할 수 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 가능한 많은 LOS 채널을 확보하여 다이버시티 이득(Diversity gain)을 증대시키는 것이 요구된다. 이러한 다이버시티 이득 증대를 도모하기 위해, 기지국 안테나를 여러 곳에 분산시키는 분산 안테나 시스템(distributed antenna system, DAS)이 보편적으로 사용되고 있다.
도 1은 종래에 따른 분산 안테나 시스템(DAS)의 일례를 도시한 도면이다.
도 1에 도시된 분산 안테나 시스템(DAS)에서, 단말은 현위치에 근접한 기지국 안테나를 통하여 기지국과 통신할 수 있으므로, 기지국 안테나와 단말 간 무선 구간이 줄어 들어 전송 효율이 증대될 수 있다. 또한, 분산 안테나 시스템에서는 단말이 여러 방향에 위치한 기지국 안테나와 통신 가능하므로, 한 경로가 막히더라도 다른 경로를 통해 통신할 수 있다. 이에 따라, 커버리지 홀이나 음영 지역의 발생이 효과적으로 줄어드는 장점이 있을 수 있다.
하지만, 분산 안테나 시스템에서는 기지국과 각 기지국 안테나는 RF 광케이블로 연결되므로, 기지국 안테나의 수가 많아지면 RF 광케이블의 설치 및 유지 비용이 증가하게 될 수 있다. 또한, 분산 안테나 시스템에서는, 기지국이 단말의 현위치에서 근접한 기지국 안테나를 선택하고, 선택한 기지국 안테나를 통해 단말과 통신하기 위해서는, 단말로부터의 궤환 정보가 요구되므로, 이로 인해 고속 이동통신 서비스가 불가능해지는 단점이 있을 수 있다.
한편, 급증하는 무선 트래픽을 처리하기 위한 다른 방안으로서, 단위 면적당 기지국 수를 증가시켜, 시스템 용량이 기지국 수에 선형적으로 증가하도록 하는 소형 셀(cell) 기술이 제안되고 있다.
하지만, 소형 셀 기술을 이용하는 경우, 셀 반경이 작아지면, 핸드오버 빈도가 증가하여 이동성 관리(mobility management)가 복잡해지고, 셀 간 간섭이 커지는 단점이 있을 수 있다. 또한, 경제적인 측면에서도 기지국 수가 많아지면서, 설치 및 유지 비용이 증대될 수 있다.
이에 따라, 이러한 소형 셀 기술의 장점을 가지면서 비용을 줄이기 위해, 원격 무선 헤드(Remote Radio Head, RRH)가 사용되고 있다.
도 2는 종래에 따른 원격 무선 헤드(RRH)의 일례를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 원격 무선 헤드(RRH)는 기지국에 디지털 유닛(digital unit)을 두고, 디지털 유닛과 광케이블로 연결되는 아날로그 유닛(analog unit)과, 다수의 기지국 안테나만 서비스 지역에 배치 함으로써, 비용을 절감할 수 있다.
한편, 상술한 바와 같이, 높은 주파수 대역을 사용하여 스펙트럼을 확장 시에는, Friis 전송 방정식(Friis transmission equation)에 의해 수신전력이 주파수의 제곱에 반비례하므로, 높은 주파수 대역에서 동일한 수신전력을 유지하기 위한 빔 형성 기술이 요구된다.
예를 들면, 3GHz 대역에서 통신하는 4*4 2D 어레이와 동일한 성능을 유지할 수 있도록, 30GHz 대역에서는 40*40 2D 어레이가 요구될 수 있다. 이에 따라, 어레이 당 안테나 수는 100배 증가하지만, 실제로 어레이가 차지하는 안테나 실효 면적(antenna aperture area)이 동일하므로, 수신전력도 동일할 수 있다.
다시 말해, mmWave 대역을 비롯한 높은 주파수 대역에서 동일한 수신전력, 즉, 통상적인 통신품질을 유지하기 위해 많은 기지국 안테나가 요구되므로, 기지국은 기지국 안테나 수가 무수히 많은 Massive MIMO 구조를 취하게 될 수 있다.
이러한 Massive MIMO 구조에서는, 어레이 이득(array gain)이 기지국 안테나 수에 비례하여 무한대로 증가할 수 있고, 모든 단말이 상호 간섭 없이 분리되어 통신할 수 있어 공간 멀티플렉싱 이득(Spatial multiplexing gain)이 무한대로 증가할 수 있으며, 또한, 사용자 간 간섭이 용이하게 제거될 수 있다. 또한, 기지국에 빔 형성을 위한 매트릭스 인버전(matrix inversion)이 요구되지 않아 시스템 복잡도가 낮아질 수 있고, 단말에서는 간단한 SISO(Single Input Single Output) 수신기가 요구되므로, 저전력 그린 라디오(Green radio)의 실현이 가능할 수 있으며, 3D 빔 형성이 가능하다는 장점이 있을 수 있다.
도 3은 종래에 따른 Massive MIMO 시스템에서, 기지국 안테나 배열의 일례들을 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, Massive MIMO 시스템은 2D 스퀘어(square) 배열, 링 배열 및 분산 안테나 배열 중 적어도 하나의 배열을 이용하여 기지국 안테나를 배치할 수 있다.
도 3의 (ⅰ)에는 스퀘어 배열의 일례가 도시되어 있고, 도 3의 (ⅱ)에는 링 배열의 일례가 도시되어 있다.
Massive MIMO 시스템은 링 배열을 이용하여 기지국 안테나를 배치하는 경우, 링 배열이 3D 어레이이므로, 2D 어레이인 스퀘어 배열을 이용하는 경우보다 상대적으로 많은 기지국 안테나를 배치할 수 있다.
도 3의 (ⅲ)에는 분산 안테나 배열의 일례가 도시되어 있다. 여기서, 분산 안테나 배열을 이용하여 기지국 안테나를 배치하는 Massive MIMO 시스템은, 분산 Massive MIMO(distributed massive MIMO) 시스템으로 정의될 수 있다.
2D 스퀘어 배열과 링 배열은, 모든 기지국 안테나가 기지국에 존재하는 집중형(centralized) 구조를 가지므로, 2D 스퀘어 배열이나 링 배열을 이용한 Massive MIMO 시스템에서는, 산란이 적고 LOS 성분이 강한 밀리미터웨이브 채널이나, 높은 주파수 대역을 이용하여 통신 시, 다이버시티 이득이 감소할 수 있다.
반면, 분산 안테나 배열은 기지국 안테나가 분산되어 배치되는 분산 구조를 가지므로, 이러한 분산 안테나 배열을 이용한 Massive MIMO 시스템에서는, 밀리미터웨이브 채널을 비롯한 높은 주파수 대역에서도 높은 다이버시티 이득을 획득할 수 있다.
이와 같이, 분산 Massive MIMO 시스템은 분산 안테나 시스템(DAS)과 Massive MIMO 구조의 장점을 모두 가지고 있으므로, LOS 채널을 비롯한 다양한 무선 채널 환경에서 어레이 이득, 다이버시티 이득 및 멀티플렉싱 이득을 동시에 얻을 수 있다.
하지만, 이러한 분산 Massive MIMO 시스템이 이상적인 Massive MIMO 구조의 특성을 갖도록 하기 위해서는, 상당히 많은 기지국 안테나가 필요하고, 이로 인해, 기지국과 각 기지국 안테나를 유선 링크를 통해 연결 시 높은 비용이 발생하게 되므로, 분산 Massive MIMO 시스템의 상용화에는 상당한 부담이 따를 수 있다.
이에 따라, 상술한 문제점을 해결하기 위해, 본 발명에서는 분산 안테나 대신에, 분산 어레이 안테나를 사용 함으로써, 집중형 구조와 분산형 구조의 복합 구조를 통해, 밀리미터웨이브 대역을 포함한 높은 주파수 대역에서의 다이버시티 이득 확보를 가능하게 하여, 커버리지 홀이나 음영지역을 해소하고, 광케이블과 같은 유선 링크 비용을 절감하고, 빔 분해도를 높이는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하고, 수신된 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달 함으로써, 밀리미터웨이브 대역과 같은 높은 주파수 대역에서 커버리지 홀이나 음영지역의 발생 없이, 저비용, 저전력으로 고품질 및 고속 이동통신 서비스를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 Massive MIMO 구조를 통해, 높은 어레이 이득과 높은 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있고, 사용자 간 간섭을 용이하게 제거할 수 있는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 MRC(Maximal Ratio Combining) 알고리즘에 기초한 수신 빔을 형성 함으로써, 단말 중심 가상 셀(UE-centric virtual cell)을 형성할 수 있고, 어레이 셀의 상호 협력으로 효율적으로 사용자간 간섭을 제거할 수 있는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 MRT(Maximal Ratio Transmission) 알고리즘에 기초한 송신 빔을 형성 함으로써, 무선 자원과 소모 전력을 효율적으로 사용할 수 있고, 빔 형성을 위한 궤환 정보가 요구되지 않으므로 열차통신을 비롯하여 고속으로 이동하는 단말에 대해서도 서비스 할 수 있는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 빔 형성 시 많은 계산량이 요구되는 매트릭스 인버전이 필요하지 않으므로, 시스템 복잡도를 낮추어 저전력 기지국 시스템의 구현을 가능하게 하며, 나아가 그린 라디오를 실현하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 실시예는 하나의 송수신용 단말 안테나를 가진 SISO 수신기를 이용하여 저전력 단말을 실현 함으로써, 각 단말에서 사용자간 간섭 없이 고품질 서비스를 이용 가능하게 하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템은, 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하는 수신부, 및 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달하는 처리부를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법은, 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하는 단계, 및 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하는 단계로서, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 분산 안테나 대신에, 분산 어레이 안테나를 사용 함으로써, 집중형 구조와 분산형 구조의 복합 구조를 통해, 밀리미터웨이브 대역을 포함한 높은 주파수 대역에서의 다이버시티 이득 확보를 가능하게 하여, 커버리지 홀이나 음영지역을 해소하고, 광케이블과 같은 유선 링크 비용을 절감하고, 빔 분해도를 높일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하고, 수신된 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달 함으로써, 밀리미터웨이브 대역과 같은 높은 주파수 대역에서 커버리지 홀이나 음영지역의 발생 없이, 저비용, 저전력으로 고품질 및 고속 이동통신 서비스를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, Massive MIMO 구조를 통해, 높은 어레이 이득과 높은 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있고, 사용자 간 간섭을 용이하게 제거할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, MRC 알고리즘에 기초한 수신 빔을 형성 함으로써, 단말 중심 가상 셀을 형성할 수 있고, 어레이 셀의 상호 협력으로 효율적으로 사용자간 간섭을 제거할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, MRT 알고리즘에 기초한 송신 빔을 형성 함으로써, 무선 자원과 소모 전력을 효율적으로 사용할 수 있고, 빔 형성을 위한 궤환 정보가 요구되지 않으므로 열차통신을 비롯하여 고속으로 이동하는 단말에 대해서도 서비스 할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, 전방위 3D 빔 형성이 가능할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, 빔 형성 시 많은 계산량이 요구되는 매트릭스 인버전이 필요하지 않으므로, 시스템 복잡도를 낮추어 저전력 기지국 시스템의 구현을 가능하게 하며, 나아가 그린 라디오를 실현할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따르면, 하나의 송수신용 단말 안테나를 가진 SISO 수신기를 이용하여 저전력 단말을 실현 함으로써, 각 단말에서 사용자간 간섭 없이 고품질 서비스를 이용 가능하게 할 수 있다.
도 1은 종래에 따른 분산 안테나 시스템(DAS)의 일례를 도시한 도면이다.
도 2는 종래에 따른 원격 무선 헤드(RRH)의 일례를 도시한 도면이다.
도 3은 종래에 따른 Massive MIMO 시스템에서, 기지국 안테나 배열의 일례들을 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)의 내부 구성을 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)에서, 분산 어레이 안테나가 배치되는 일례를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)의 내부 구성을 도시한 도면이다.
도 7에는 각 단말이 하나의 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 8에는 하나의 단말이 두 개의 단말 안테나를 사용해 통신하고, 나머지 단말은 하나의 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 9에는 하나의 단말이 모든 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 10은 도 6에 도시된 수신 빔형성부의 내부 구조를 도시한 도면이다.
도 11은 도 6에 도시된 기지국 송신신호 매핑부에서, 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호 간 매핑 방식을 도시한 도면이다.
도 12는 도 6에 도시된 송신 빔형성부의 내부 구조를 도시한 도면이다.
도 13은 가상 단말의 수신 구조를 도시한 도면이다.
도 14는 단말의 수신 구조를 도시한 도면이다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법의 순서를 도시한 흐름도이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 일실시예에 따른 응용프로그램 업데이트 장치 및 방법에 대해 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명이 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.
본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)은, 시간 분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing, TDD) 방식에 따라, 순방향 및 역방향 빔 형성을 수행할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)의 내부 구성을 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 수신부(410) 및 처리부(420)를 포함하여 구성할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 송신부(430)를 추가하여 구성할 수 있다.
수신부(410)는 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신한다.
여기서, 상기 단말 안테나 송신신호는 단말 송신신호에 대한 안테나 송신용 신호로 정의될 수 있다. 다시 말해, 단말 안테나는 단말에서 전송하려는 단말 송신신호를, 매핑을 통해 실제 송출할 단말 안테나에 맞는 안테나 송신용 신호, 즉 단말 안테나 송신신호로 변환할 수 있다. 여기서, 매핑은, 단말 송신신호를 안테나 송신용 신호로 변환하는 과정일 수 있다.
수신부(410)는 상기 단말로부터 무선 채널을 통해 전송되는 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 복수 개의 어레이 안테나 중, 상기 무선 채널과 연관된 어레이 안테나를 이용하여 수신할 수 있다.
상기 단말 안테나 송신신호는, 상기 단말로부터, 상기 분산 어레이 안테나에 포함된 안테나 수와, 상기 단말 안테나의 수를 곱셈 연산하여 산출되는 개수의 무선 채널 별로 전송될 수 있다.
처리부(420)는 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달한다.
처리부(420)는 상기 유선 링크가 RF 광케이블일 경우, 상기 RF 광케이블을 이용하기 위해, 상기 단말 안테나 송신신호를, 광신호 형태로 변환할 수 있다.
처리부(420)는 상기 단말 안테나 송신신호에서 분리한 파일럿트 신호를 이용하여, 상기 단말 안테나 송신신호가 전송된 무선 채널을 추정할 수 있다.
또한, 처리부(420)는 MRC(Maximal Ratio Combining) 알고리즘에 기초하여, 상기 단말 안테나 송신신호에서 분리한 데이터 신호를, 상기 추정된 무선 채널에 따라, 상기 단말 송신신호로 복원할 수 있다.
또한, 처리부(420)는 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 수신전력 조절계수를 이용하여, 상기 추정된 무선 채널에 대한 MRC 빔형성 수행 여부를 결정할 수 있다.
실시예에 따라, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 송신부(430)를 더 포함할 수 있다.
송신부(430)는 상기 기지국에 의해 전송되는 기지국 송신신호를, MRT(Maximal Ratio Transmission) 알고리즘에 기초하여, 상기 단말의 단말 안테나로 전송하기 위한 어레이 송신신호로 변형하고, 상기 어레이 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로 송신한다.
또한, 송신부(430)는 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 상기 기지국에 대한 송신전력 조절계수를 이용하여, 상기 어레이 안테나와 상기 단말 안테나 간 채널 품질에 따라, MRT 송신 빔형성 수행 여부를 결정할 수 있다.
일례로, 상기 단말은, 하나의 단말 안테나를 갖도록 설정된 가상 단말에 의해, 상기 어레이 송신신호를 수신하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정하고, 상기 추정된 송신 빔형성 입력신호를, 단말 안테나 수에 따라, 상기 기지국 송신신호로 복원할 수 있다.
여기서, 상기 가상 단말은, 상기 어레이 송신신호에서 분리한 파일럿트 신호를 이용하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 진폭을 추정하고, 상기 어레이 송신신호에서 분리한 데이터 신호에 대한 진폭을 조정하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정할 수 있다.
실시예에 따라, 상기 단말은, 하나의 단말 안테나를 갖는 SISO(Single Input Single Output) 수신기에 의해 구현될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)에서, 분산 어레이 안테나가 배치되는 일례를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)은, 분산 안테나 대신에, 다수의 어레이 안테나(어레이 1 내지 어레이 20)로 구성되는 분산 어레이 안테나를 분산 배치할 수 있다. 여기서, 각 어레이 안테나에서는 분산 안테나 배열(도 3의 (ⅲ) 참조)에 따라 기지국 안테나가 배치될 수 있다.
도 5에는, 건물(501 내지 505)의 외부에 어레이 1 내지 어레이 20이 배치되고, 건물(505)의 내부에 어레이 21 내지 어레이 24가 분산 배치되는 일례가 도시되어 있다.
분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)은, 각 단말로부터 근접한 어레이 안테나를 이용한 통신을 보장 함으로써, 스펙트럼 효율성(spectral efficiency)을 높일 수 있다. 즉, 단말 1(506)은 어레이 1, 5, 9, 15, 18, 19와 LOS 채널을 통해 통신하고, 나머지 어레이는 NLOS 채널을 통하여 통신을 수행할 수 있다. 어레이 19의 위치에 모든 안테나가 집중되는 집중형 Massive MIMO 시스템에 비해, 본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템에서는 단말 1(506)이 어레이 19보다 상대적으로 거리가 가까운 어레이 1, 어레이 15 등을 통하여 통신할 수 있으므로, 스펙트럼 효율성이 증대될 수 있다.
또한, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템은 집중형 Massive MIMO 시스템보다 많은 다이버시티 이득을 획득할 수 있다. 단말 2(507)는 어레이 19과 가장 근접하게 위치하지만, 중간에 장애물(508)이 있어 LOS 채널이 블로킹(blocking)되므로, 어레이 19만 배치된 집중형 Massive MIMO 시스템의 경우, 통신품질이 급격히 저하될 수 있다. 그러나, 본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템에서는, 단말 2(507)가 어레이 19 이외에도 근접한 어레이 1, 5, 8, 9, 10, 15를 통하여 LOS 통신이 가능하므로, 특히 LOS 성분이 강한 밀리미터웨이브 대역에서도 충분한 다이버시티 이득을 확보할 수 있어, 급격한 통신품질 저하 없이 서비스를 가능하게 할 수 있다.
단말 3(509), 단말 4(510)가 각각, 건물(505) 내부의 칸막이(511)로 분리된 두 방에 각각 위치하는 경우, 일반적으로 칸막이(511)에 의한 관통 손실(penetrating loss)은 건물 외벽에 의한 관통 손실보다 낮으므로, 상당량의 신호가 칸막이(511)를 투과할 수 있다. 이에 따라, 단말 3(509)는 어레이 21, 22 사이의 LOS 경로를 통해 통신 가능할 뿐만 아니라, 칸막이(511)를 투과한 NLOS 경로를 통해 어레이 23, 24와도 통신 가능할 수 있다.
이와 같이, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템에서는 실외뿐만 아니라 실내에 위치하는 단말과의 통신이 가능하므로, 높은 대역의 주파수를 사용 시 발생할 수 있는 실외 및 실내에서의 커버리지 홀을 효과적으로 줄일 수 있다.
또한, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템에서는 기지국(500)과 분산 배치된 각 어레이 안테나 간의 유선 링크 수를, 안테나 수에서 어레이 수로 감소시킬 수 있어, 유선 링크의 설치 및 유지 비용이 절감되는 효과를 기대할 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(DAMMS)의 내부 구성을 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)은 분산 어레이 안테나(601), 유선 링크(602), RF 및 A/D 변환부(603), 수신신호 분리부(604), 채널 추정부(605), 채널 선택부(606), 수신 빔형성부(607), 기지국 수신신호 매핑부(608), 기지국 송신신호 매핑부(609), 송신 빔형성부(610) 및 D/A 및 RF 변환부(611)를 포함하여 구성할 수 있다.
분산 어레이 안테나(601)는 복수 개의 어레이 안테나로 구성되고, 각 어레이 안테나는 각 단말의 단말 안테나에 의해 전송되는 단말 안테나 송신신호를 수신할 수 있다.
일례로, 어레이 안테나 a(a=1,2,…,A, A는 자연수)는 K개(K는 자연수)의 단말 안테나로부터 전송된 신호의 합인 아날로그 어레이 수신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00001
를 형성할 수 있다(
Figure 112014086625589-pat00002
에서 bar는 아날로그 신호임을 표시한다.). 이때, 분산 어레이 안테나(601) 전체의 상향링크 출력은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00003
여기서, 상기 단말 안테나 송신신호는 단말 송신신호에 대한 안테나 송신용 신호로 정의될 수 있다. 다시 말해, 단말 안테나는 단말에서 전송하려는 단말 송신신호를, 매핑을 통해 실제 송출할 단말 안테나에 맞는 안테나 송신용 신호, 즉 단말 안테나 송신신호로 변환할 수 있다. 여기서, 매핑은, 단말 송신신호를 안테나 송신용 신호로 변환하는 과정일 수 있다.
이하에서는, 기지국이 총 M개의 안테나를 가지고, N개의 단말이 동시에 기지국과 통신하는 하나의 셀을 가정하여 설명한다. N개의 단말은 총 K개의 단말 안테나를 이용하여 전송하며, 단말 n(n=1,2, …, N, N은 자연수)은
Figure 112014086625589-pat00004
개의 단말 안테나를 가진다고 가정한다. 따라서,
Figure 112014086625589-pat00005
이다.
TDD 시스템에서 기지국이 순방향 및 역방향 빔형성을 수행하기 위하여 먼저 상향채널의 파일럿트 신호를 이용하여 채널 추정이 수행되어야 하므로 상향 링크를 먼저 설명한다.
단말이 상향링크를 통하여 기지국에 전송하는 신호를 단말 송신신호라고 정의할 수 있다. 단말 송신신호는 상대 단말에게 전송할 데이터 신호와 기지국에서 채널 추정을 위한 파일럿트 신호로 구성될 수 있다.
N개의 단말을 통해 전송되는 데이터 신호 벡터는 수학식 2와 같이 정의한다.
Figure 112014086625589-pat00006
여기서,
Figure 112014086625589-pat00007
은 단말 n의 데이터 신호 벡터이고, 단말 n의 데이터 신호 벡터는 수학식 3과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00008
여기서,
Figure 112014086625589-pat00009
는 단말 n의 k번째 단말 안테나를 통하여 전송되는 데이터 신호일 수 있다.
각 단말마다 데이터 신호를 전송하기 위하여 파일럿트 신호가 요구되며, N개의 단말이 생성하는 파일럿트 신호 벡터는 수학식 4와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00010
여기서,
Figure 112014086625589-pat00011
은 단말 n의 파이럿트 신호 벡터이고, 단말 n의 파일럿트 신호 벡터는 수학식 5와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00012
여기서,
Figure 112014086625589-pat00013
는 단말 n의 k번째 단말 안테나를 통하여 전송되는 파일럿트 신호일 수 있다.
본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)은, 하나의 단말 안테나를 하나의 가상 단말로 가정하여 설계될 수 있다. 각 가상 단말은 하나의 단말 안테나를 가지며, 하나의 데이터 신호 열을 전송할 수 있다. 이를 위해, 별도의 파일럿트 신호가 필요하다.
단말 안테나 k
Figure 112014086625589-pat00014
를 통하여 송신되는 신호는 단말 안테나 송신신호
Figure 112014086625589-pat00015
로 정의될 수 있다. 이 경우, K개의 단말 안테나를 통하여 송신되는 단말 안테나 송신신호 벡터는 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00016
여기서,
Figure 112014086625589-pat00017
는 데이터 신호와 파일럿트 신호로 구성될 수 있다. K개의 단말 안테나의 데이터 신호는 데이터 전송구간을 통해 동시에 전송될 수 있다. 각 단말 안테나의 파일럿트 신호들은 별도의 독립적인 전송구간을 통해 전송될 수 있다.
하나의 단말 안테나를 갖도록 설정된 가상 단말은, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간에 매핑을 수행할 수 있다.
이하, 도 7 내지 도 9를 참조하여, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식을 설명한다.
도 7에는, 각 단말이 하나의 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 7을 참조하면, 단말 수(N)와, 단말 안테나 수(K)는 N=K로 동일하므로, 하나의 단말 송신신호는 하나의 가상 단말을 통하여 전송될 수 있다.
데이터 신호 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호와의 관계는 수학식 7과 같이 표현될 수 있고, 파일럿트 신호 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 사이의 관계는 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00018
for
Figure 112014086625589-pat00019
Figure 112014086625589-pat00020
for
Figure 112014086625589-pat00021
도 8에는, 하나의 단말이 두 개의 단말 안테나를 사용해 통신하고, 나머지 단말은 하나의 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 8을 참조하면, 단말 1은 두 대의 가상 단말을 이용하여 두 데이터 신호 열을 전송할 수 있으므로, 다른 단말에 비해 전송속도를 대략 2배 증가시킬 수 있다.
이때, 시스템 용량을 결정하는 각 단말의 총 안테나 수(K)는 채널 및 시스템 파라미터에 의해 제한될 수 있다. 따라서, 단말 1이 두 대의 가상 단말을 사용하는 경우, 동시에 통신 가능한 단말 수는, 도 7에 비해 한 대 감소하여, N=K-1이 될 수 있다.
데이터 신호 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 관계는 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00022
Figure 112014086625589-pat00023
for
Figure 112014086625589-pat00024
또한, 각 가상 단말마다 독립적인 파일럿트 신호를 요구하므로, 단말 1은 두 개의 파일럿트 신호를 전송해야 하므로, 파일럿트 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 사이의 관계는 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00025
Figure 112014086625589-pat00026
for
Figure 112014086625589-pat00027
도 9에는, 하나의 단말이 모든 단말 안테나를 사용해 통신하는 경우, 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 간 매핑 방식이 도시되어 있다.
도 9를 참조하면, 하나의 단말이 모든 단말 안테나를 사용해 통신하는 열차 단말과 기지국 간에 고속 데이터 통신이 가능하며, 이 경우, 열차 단말은 모든 가상 단말을 이용하므로, 즉, N=1이 될 수 있다.
데이터 신호 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호와의 관계는 수학식 11과 같이 표현되고, 파일럿트 전송구간에서 단말 송신신호와 단말 안테나 송신신호 사이의 관계는 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00028
for
Figure 112014086625589-pat00029
Figure 112014086625589-pat00030
for
Figure 112014086625589-pat00031
N개의 단말은 동일한 무선 자원을 이용하여, K개의 단말 안테나를 통해 M개의 기지국 안테나로, 단말 안테나 송신신호를 전송할 수 있다. 즉, 단말 안테나 송신신호를 구성하는 데이터 신호와 파일럿트 신호는, 수학식 13과 같이 정의되는 M*K 무선 채널을 통하여, 분산 어레이 안테나(601)로 전송될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00032
여기서,
Figure 112014086625589-pat00033
는 어레이 a와 단말 안테나 k 사이의 Ma*1 어레이 채널 벡터일 수 있다. 또한, 무선채널 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00034
는 수학식 14와 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00035
여기서,
Figure 112014086625589-pat00036
는 단말 안테나 k와 기지국 안테나 사이의 M*1 채널 벡터로서, 수학식 15와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00037
또한, 무선채널 매트릭스는
Figure 112014086625589-pat00038
는 수학식 16과 같이 A개의 어레이 채널 매트릭스로 분리될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00039
여기서,
Figure 112014086625589-pat00040
는 안테나 어레이 a와 K개의 단말 안테나 사이의 Ma*K 어레이 채널 매트릭스이며, 수학식 17과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00041
다시 도 6으로 돌아가면, 유선 링크(602)는 다수의 RF 광케이블을 통해 분산 어레이 안테나(601)에서 형성된 아날로그 수신신호를 RF 및 A/D 변환부(603)로 전달할 수 있다. 즉, 유선 링크(602)는 분산 어레이 안테나(601)로부터 입력된 아날로그 수신신호를 광신호로 변환하여 RF 광케이블을 따라 전송한 후, 다시 전송된 광신호를 아날로그 수신신호로 변환할 수 있다.
이때, 분산 어레이 안테나를 구성하는 각 어레이 안테나 각각으로 별도의 광케이블을 이용하여 신호를 전달하는 구조일 경우, 어레이 안테나의 수, 즉 A개의 광케이블이 요구될 수 있다. 예를 들어, 도 5에 도시된 어레이 1, 2, 3, 4는 하나의 건물에 존재하므로, 어레이 1, 2, 3, 4를 위한 신호는 하나의 RF 광케이블을 통해 전송될 수 있다. 따라서, 도 5와 같은 환경에서 유선 링크(602)는 총 5개의 RF 광케이블로 구성될 수 있다.
RF 및 A/D 변환부(603)는 어레이 안테나 별로 아날로그 어레이 수신신호
Figure 112014086625589-pat00042
를 입력하여, 디지털 어레이 수신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00043
를 출력할 수 있다. 즉, RF 및 A/D 변환부(603)는 수학식 18과 같이 정의되는 디지털 수신신호
Figure 112014086625589-pat00044
을 수신신호 분리부(604)로 출력할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00045
여기서,
Figure 112014086625589-pat00046
는 어레이
Figure 112014086625589-pat00047
Figure 112014086625589-pat00048
의 디지털 어레이 수신신호 벡터일 수 있다. 디지털 수신신호
Figure 112014086625589-pat00049
은 파일럿트 신호와 데이터 신호를 포함하고, 각 신호는 독립된 전송구간에 위치할 수 있다.
수신신호 분리부(604)는 디지털 수신신호
Figure 112014086625589-pat00050
을 분리하여, 파일럿트 수신신호 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00051
를 채널 추정부(605)로 출력하고, 데이터 수신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00052
는 수신 빔형성부(607)로 출력할 수 있다.
일례로, 수신신호 분리부(604)는 K개의 단말 안테나가 독립적으로 A개의 모든 어레이에 파일럿트 신호를 전송하는 경우, 디지털 수신신호
Figure 112014086625589-pat00053
로부터, 수학식 19와 같이 정의되는 M*K 파일럿트 매트릭스를 형성할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00054
여기서,
Figure 112014086625589-pat00055
는 어레이 a를 통하여 수신된 K개의 단말 안테나의 Ma*K 파일럿트 수신신호 매트릭스이며,
Figure 112014086625589-pat00056
는 어레이 a를 통하여 수신된 단말 안테나 k의 Ma*1 파일럿트 수신신호 벡터일 수 있다.
채널 추정부(605)는 입력된 파일럿트 수신신호 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00057
를 이용하여 M*K 무선채널 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00058
를 추정하고, 채널추정 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00059
를 출력할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00060
Figure 112014086625589-pat00061
어레이 a를 통해 수신된 단말 안테나 k의 파일럿트 수신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00062
는 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00063
여기서,
Figure 112014086625589-pat00064
는 단말 안테나 k와, 어레이 a 사이의 Ma*1 잡음 벡터이고, 각 요소의 평균은 0일 수 있다. 채널 추정부(605)는
Figure 112014086625589-pat00065
를 이용하여, 수학식 21과 같이 어레이 채널
Figure 112014086625589-pat00066
를 추정할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00067
여기서,
Figure 112014086625589-pat00068
=
Figure 112014086625589-pat00069
일 수 있다. 어레이 채널이 Np개의 파일럿트 신호 동안 변화가 없는 경우, 채널 추정부(605)는 수학식 22와 같이 채널 추정을 수행할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00070
여기서,
Figure 112014086625589-pat00071
=
Figure 112014086625589-pat00072
일 수 있다. 즉, 채널 추정부(605)는 Np가 증가할수록 보다 정확하게 채널을 추정할 수 있다.
또한, 채널 추정부(605)는 수학식 23과 같이 단말 안테나 별로 분리하여 M*K 채널추정 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00073
를 출력할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00074
여기서,
Figure 112014086625589-pat00075
는 단말 안테나 k와 M개의 기지국 안테나 사이의 채널 벡터
Figure 112014086625589-pat00076
의 채널추정 벡터일 수 있다.
채널 선택부(606)는 입력된 채널추정 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00077
를 이용하여, 각 어레이와 각 단말 안테나 사이의 채널 품질을 기준으로 해당 채널의 통신 수행 여부를 결정할 수 있다. 이때, 채널 선택부(606)는 어레이 a와 단말 안테나 k사이의 채널 선택 인덱스
Figure 112014086625589-pat00078
는 수학식 24와 같이 결정할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00079
여기서,
Figure 112014086625589-pat00080
는 채널 품질 임계치를 지칭할 수 있다. 또한, 채널 선택부(606)는 수학식 25와 같이 정의되는 채널 선택 인덱스 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00081
를 출력할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00082
수신신호 분리부(604)는 디지털 수신신호
Figure 112014086625589-pat00083
을 분리하여 데이터 수신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00084
를 수신 빔형성부(607)로 출력할 수 있다. 여기서, 데이터 수신신호 벡터는 수학식 26과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00085
여기서,
Figure 112014086625589-pat00086
는 단말 안테나 송신 신호 벡터이며,
Figure 112014086625589-pat00087
는 M*1 상향링크 잡음 벡터이고, 각 요소의 평균은 0일 수 있다.
수신 빔형성부(607)는
Figure 112014086625589-pat00088
과
Figure 112014086625589-pat00089
를 입력하여 단말 안테나의 송신신호를 복원할 수 있다. 수신 빔형성부(607)는 MRC(maximal ratio combining), MMSE(Minimum mean square error), ZF(Zero Forcing) 등의 알고리즘을 이용하여, 수신 빔형성을 수행할 수 있다. 여기서, MMSE, ZF는 매트릭스 인버전이 요구되므로, 안테나 수(M)가 증가함에 따라 복잡도가 지수적으로 증가하는 문제가 있을 수 있다. 이에 반해, 순시 SNR(Signal-to-Noise Ratio)을 극대화시키는 광학 빔형성(optimal beamforming)을 수행하는 MRC 알고리즘의 경우, 매트릭스 인버전이 요구되지 않으며, 복잡도가 상대적으로 낮으므로, 수신 빔형성부(607)는 MRC 알고리즘을 이용하여 빔형성을 수행할 수 있다. 이때, K개의 단말 안테나에 대한 MRC 수신 빔형성은 수학식 27과 같이 수행될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00090
여기서,
Figure 112014086625589-pat00091
는 수신전력 조절계수 (대각선) 매트릭스이고,
Figure 112014086625589-pat00092
는 단말 안테나 k에 대한 수신전력 조절계수이며,
Figure 112014086625589-pat00093
는 MRC의 가중 매트릭스일 수 있다. MRC 수신 빔형성을 위하여 단말로부터의 궤환정보가 요구되지 않으므로, 고속으로 이동하는 단말도 통신이 가능하다. MRC 빔형성 출력은 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00094
이와 같이, 수신 빔형성부(607)는 각 단말 안테나에 대하여 독립적으로 MRC 수신 빔형성을 수행할 수 있다.
이하, 도 10을 참조하여, 수신 빔형성부(607)를 설명한다.
도 10은 도 6에 도시된 수신 빔형성부의 내부 구조를 도시한 도면이다.
도 10을 참조하면, 수신 빔형성부(607)는 수신전력 조절부 및 MRC 빔형성부를 포함하여 구성될 수 있다. 단말 안테나 k(k=1,2,…, K)에 대한 MRC 빔형성의 출력은 수학식 29와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00095
여기서, 수신신호 데이터 벡터
Figure 112014086625589-pat00096
은 수학식 30과 같이 어레이 별로 분리하여 정의할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00097
여기서,
Figure 112014086625589-pat00098
는 어레이 a에 수신된 데이터 신호 벡터이다. 또한, 채널추정 벡터
Figure 112014086625589-pat00099
와 수학식 31과 같이 어레이 별로 분리될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00100
여기서,
Figure 112014086625589-pat00101
는 단말 안테나 k에 대한 어레이 a의 채널추정 벡터이다. 채널 선택부(606)로부터 입력된 채널 선택 인덱스 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00102
는, 수학식 32와 같이 단말 별 채널 선택 인덱스 벡터로 분리가 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00103
여기서,
Figure 112014086625589-pat00104
이다.
수신 빔형성부(607)는 도 10에 도시된 바와 같이, 어레이 데이터 신호 벡터와 어레이 채널추정 벡터, 채널 선택 인덱스 벡터를 이용하여, selective MRC 빔형성을 수행할 수 있다. 단말 안테나 k에 대한 selective MRC 빔형성은 수학식 33과 같이 구현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00105
여기서,
Figure 112014086625589-pat00106
는 수신전력 조절계수이다.
수신전력 조절부는 Selective MRC 빔형성을 수행하기 위해, 채널 선택 인덱스 벡터와, 어레이 채널추정 벡터를 이용하여, 수신전력 조절계수를 계산할 수 있다. 단말 안테나 k의 Selective MRC 빔형성을 위한 수신전력 조절계수는 수학식 34와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00107
수신 빔형성부(607)는 어레이 별로 MRC 빔형성 수행 여부를 결정할 수 있다. 즉, 수신 빔형성부(607)는 어레이 a와 단말 안테나 k와 사이의 어레이 채널
Figure 112014086625589-pat00108
에 대한 품질이 좋으면
Figure 112014086625589-pat00109
, 빔형성을 수행하고, 상기 채널에 대한 품질이 나쁘면
Figure 112014086625589-pat00110
, 빔형성을 배제할 수 있다.
만일, 어레이 a의 채널
Figure 112014086625589-pat00111
이 열악하면,
Figure 112014086625589-pat00112
의 복원 시, 해당 어레이의 수신신호가 MRC 빔형성 수행에 큰 기여를 하지 못할 수 있다. 일반적으로, 밀리미터웨이브(mmWave) 대역과 같은 높은 주파수 대역에서는, 산란이 적고 장애물에 의한 관통 손실이 크므로, NLOS 채널의 품질이 현저히 떨어질 수 있다. 채널품질이 열악한 어레이는 MRC 수행에 기여하기 어려우며, 채널추정 성능 역시 열악하므로, 오히려 성능을 악화시킬 수도 있다. 따라서, 수신 빔형성부(607)는 NLOS 어레이 수가 많은 경우, 채널품질이 열악한 어레이를 MRC 빔형성 수행에서 배제한 partial MRC를 수행 함으로써, 시스템 복잡도를 줄일 수 있다.
예를 들면, 도 5에서 어레이 채널 임계치(TQ)를 LOS와 NLOS로 구분하는 경우, 단말 1은 어레이 1, 5, 9, 15, 18, 19와의 LOS 채널을 확보할 수 있다. 따라서, 수신 빔형성부(607)는 24개의 어레이 중 6개의 어레이를 MRC 빔형성 수행에 포함시키고, 나머지 18개의 어레이를 배제하는 selective MRC 빔형성을 통해, 단말 1의 송신신호의 복원을 위한 시스템의 복잡도를 현저히 감소시킬 수 있다. 한편, 하나의 어레이를 하나의 작은 셀로 간주할 경우, 어레이 1, 5, 9, 15, 18, 19의 6개의 셀이, 단말 1을 위한 가상 셀(virtual cell)을 형성하는 것으로 볼 수 있다. 단말마다 가상 셀을 형성하는 어레이가 변하므로, 수신 빔형성부(607)는 selective MRC 빔형성을 통해, 단말 중심 가상 셀(UE-centric virtual cell)을 형성할 수 있다.
수신 빔형성부(607)는 full MRC 빔형성 혹은 partial MRC 빔형성 방식으로 동작할 수 있다. 즉, 수신 빔형성부(607)는 채널 상태가 나쁜 어레이의 수신신호를 빔형성에서 배제하여 partial MRC로 동작할 수 있다. 또는, 수신 빔형성부(607)는 어레이 선택 시 임계치를
Figure 112014086625589-pat00113
과 같이 설정하여, 모든 어레이를 선택하면, 수학식 35와 같이 full MRC로 동작할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00114
Figure 112014086625589-pat00115
이 때, 수신전력 조절계수는 수학식 36과 같다.
Figure 112014086625589-pat00116
수신 빔형성부(607)는 full MRC로 동작 시, 각 단말 안테나의 송신 신호 복원을 위해 모든 어레이를 이용할 수 있다. 특히, 모든 어레이의 평균적 채널 특성이 동일하거나, 유사한 경우, 수신 빔형성부(607)는 보다 효율적으로 동작할 수 있다. 단말 안테나 k에 대한 full MRC의 출력은 수학식 37과 같이 분리 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00117
여기서, 두 번째 항은 다른 단말에 의한 사용자간 간섭을 나타내며, 안테나 수가 무한대에 접근하면, 사용자간 간섭이 완전히 제거될 수 있다. 따라서, 단말 안테나 k에 대한 MRC 출력은 수학식 38과 같이 근사화될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00118
이상적인 채널추정
Figure 112014086625589-pat00119
을 가정할 경우, 단말 k에 대한 MRC 출력은 수학식 39와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00120
Figure 112014086625589-pat00121
Figure 112014086625589-pat00122
또한, 단말 안테나 k에 대한 MRC 빔형성 출력의 effective SNR은 수학식 40과 같이 정의될 수 있으며, 이를 통해 Full MRC의 수신 다이버시티 효과를 나타낼 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00123
여기서,
Figure 112014086625589-pat00124
는
Figure 112014086625589-pat00125
의 전력을 나타내고,
Figure 112014086625589-pat00126
은 단말 k에 대한 기지국 송신신호의 SNR을 나타낼 수 있다. 또한, 출력 SNR은 수학식 41과 같이 두 항으로 분리하여 표현할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00127
여기서,
Figure 112014086625589-pat00128
는 어레이 이득을 나타내고,
Figure 112014086625589-pat00129
는 다이버시티 이득을 나타낼 수 있다.
각 채널 계수의 분산이 커질수록 다이버시티 이득이 증가할 수 있다. 본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)에서는, 각 채널의 품질이 매우 다양하므로, 다이버시티 이득이 매우 커질 수 있다.
반면, 집중형 위상 어레이(phase-arrayed) MIMO에서는 모든 안테나의 채널 계수의 크기가, (
Figure 112014086625589-pat00130
)과 같이 동일하므로,
Figure 112014086625589-pat00131
이 되어 다이버시티 이득이 존재하지 않을 수 있다.
다시 도 6으로 돌아가면, 기지국 수신신호 매핑부(608)는 추정된 단말 안테나 송신신호를 이용하여 단말 송신신호를 복원할 수 있다.
일례로, 기지국 도 7과 같이 각 단말이 하나의 단말 안테나를 가진 경우, 수신신호 매핑부(608)는 단말 송신신호를 수학식 42에 의해 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00132
다른 일례로, 도 8과 같이 단말 1이 두 개의 단말 안테나를 통해 통신하고, 나머지 단말들은 하나의 단말 안테나를 통해 통신하는 경우, 수신신호 매핑부(608)는 단말 송신신호를 수학식 43에 의해 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00133
Figure 112014086625589-pat00134
, for
Figure 112014086625589-pat00135
또는, 수신신호 매핑부(608)는 도 9와 같이 단말 1이 K개의 단말 안테나를 통하여 통신할 경우, 수학식 44에 의해 단말 송신신호를 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00136
본 명세서에서는, 기지국이 하향링크를 통하여 각 단말들에게 전송하는 신호를 기지국 송신신호로 정의할 수 있다. 기지국 송신신호는 각 단말에게 전송하려는 데이터 신호와, 단말에서 진폭 추정을 위한 파일럿트 신호로 구성될 수 있다. 본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)은 데이터 신호와 파일럿트 신호를 독립적인 전송구간을 통해 송신할 수 있다.
본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)은 하향 링크에서도 하나의 단말 안테나를 하나의 가상 단말로 간주할 수 있다. 가상 단말(즉, 단말 안테나)에 송신할 신호는 송신 빔형성 입력신호로 정의할 수 있다. 이에 따라, K개의 가상 단말(단말 안테나)로 송신할 송신 빔형성 입력신호 벡터를 수학식 45와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00137
여기서,
Figure 112014086625589-pat00138
는 단말 안테나 k로 전송할 송신 빔형성 입력신호이며, 데이터 신호와 파일럿트 신호로 구성된다. 단말 n이 Kn개의 안테나를 가지며, N개의 단말은 총 K개의 단말 안테나를 통하여 신호를 수신할 수 있다. 즉,
Figure 112014086625589-pat00139
이다. N개의 단말에 전송할 데이터 신호 벡터는 수학식 46과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00140
여기서,
Figure 112014086625589-pat00141
은 기지국이 단말 n에게 전송할 데이터 신호 벡터이며, 수학식 47과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00142
여기서,
Figure 112014086625589-pat00143
는 단말 n의 k번째 단말 안테나에게 전송할 데이터 신호를 지칭할 수 있다.
본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)은 상향링크에서는 각 단말 안테나마다 별도의 파일럿트 신호를 독립된 전송구간을 이용하여 전송하는데 반해, 하향링크에서는 동일한 파일럿트 신호를 동일한 전송구간을 이용하여 동시에 모든 단말기 안테나에 송신할 수 있다. 이때, K개의 가상 단말로 전송할 K*1 하향링크 파일럿트 신호 벡터는 수학식 48과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00144
여기서,
Figure 112014086625589-pat00145
는 모든 단말 안테나에게 전송되는 파일럿트 신호이며,
Figure 112014086625589-pat00146
이다.
이하에서는, 도 11을 참조하여, 기지국 송신신호 매핑부(609)를 설명한다.
도 11은 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호 간 매핑 방식을 도시한 도면이다.
도 11을 참조하면, 기지국 송신신호 매핑부(609)는 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호를 매핑하는 역할을 할 수 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 각 단말이 하나의 단말 안테나를 가진 경우, 데이터 신호 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호와의 관계는 수학식 49와 같이 표현될 수 있으며, 파일럿트 신호 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호 사이의 관계는 수학식 50과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00147
for
Figure 112014086625589-pat00148
Figure 112014086625589-pat00149
for
Figure 112014086625589-pat00150
또한, 도 8과 같이, 단말 1이 두 개의 단말 안테나를 통하여 통신하고, 나머지 단말들은 하나의 단말 안테나를 통하여 통신하는 경우, 데이터 신호 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호와의 관계는 수학식 51과 같이 표현 가능하고, 파일럿트 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호 사이의 관계는 수학식 52과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00151
Figure 112014086625589-pat00152
for
Figure 112014086625589-pat00153
Figure 112014086625589-pat00154
for
Figure 112014086625589-pat00155
또한, 도 9에 도시된 바와 같이, 단말 1이 모든 단말 안테나를 사용하여 통신하는 경우, 데이터 신호 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호와의 관계는 수학식 53과 같이 표현 가능하고, 파일럿트 전송구간에서 기지국 송신신호와 송신 빔형성 입력신호 사이의 관계는 수학식 54과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00156
for
Figure 112014086625589-pat00157
Figure 112014086625589-pat00158
for
Figure 112014086625589-pat00159
다시 도 6으로 돌아가면, 송신 빔형성부(610)는 기지국 송신신호를 각 단말 안테나를 향해 전송하기 위해 송신 빔형성을 수행할 수 있다. 송신 빔형성부(610)는 MRT(maximal ratio transmission), MMSE, ZF 등의 알고리즘을 이용하여, 송신 빔형성을 수행할 수 있다.
이때, 송신 빔형성부(610)는 매트릭스 인버전이 요구되는 MMSE, ZF 알고리즘을 이용할 경우, 안테나 수(M)가 증가함에 따라 복잡도가 증가할 수 있다. 이에 반해, 순시 SNR을 극대화하는 광학 빔형성 알고리즘인 MRT 알고리즘을 이용할 경우, 매트릭스 인버전이 요구되지 않으므로, 복잡도가 상대적으로 감소할 수 있다.
송신 빔형성부(610)는 MRT 알고리즘을 이용하여 MRT 송신 빔형성을 수행 시, 단말로부터의 궤환정보가 요구되지 않으므로 고속으로 이동하는 단말도 서비스할 수 있게 된다. 일례로, 송신 빔형성부(610)에서의 출력은 수학식 55과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00160
여기서,
Figure 112014086625589-pat00161
는 송신전력 조절계수이며,
Figure 112014086625589-pat00162
는 MRT의 가중 매트릭스이다. 송신 빔형성 입력신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00163
는, 데이터 전송구간에서 기지국 송신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00164
이고, 파일럿트 전송구간에서 파일럿트 신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00165
일 수 있다. 또한, 채널추정 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00166
는 수학식 56과 같이 A개의 어레이 별 채널추정 매트릭스로 분리될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00167
여기서,
Figure 112014086625589-pat00168
는 어레이 a와 K개의 단말 안테나 사이의 채널추정 매트릭스이며, 수학식 57과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00169
MRT 송신 빔형성 출력은 어레이 별 MRT송신 빔형성 출력으로 분리될 수 있다. 어레이 a의 MRT 송신 빔형성 출력은 수학식 58과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00170
이 경우, 전체 MRT 송신 빔형성 출력은 수학식 59과 같이 어레이 별 MRT송신 빔형성 출력으로 분리될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00171
송신 빔형성부(610)는 각 어레이마다 모든 단말 안테나에 대하여 MRT 알고리즘을 수행하므로, 각 어레이에서 모든 단말 안테나의 채널 특성이 유사할 경우 보다 효율적으로 동작할 수 있다.
만일, 어레이 a와 단말 안테나 k 사이의 채널
Figure 112014086625589-pat00172
이 열악하면, 전송 성공률이 적고, 채널추정 성능 역시 열악하므로, 오히려 다른 단말을 간섭하게 되어, 다른 단말의 성능을 악화시킬 수 있다. 또한, 전송 성공 확률이 낮은 단말에 송신전력을 할당하게 되므로, 송신전력이 낭비되고 정상적인 단말의 성능이 저하될 수 있다. 따라서, 송신 빔형성부(610)는 상기 어레이 a와 관련하여, 단말 안테나 k에 대한 데이터 전송을 배제하고, 해당 송신전력을 다른 단말 안테나에게 할당할 수 있다. 이 경우, 단말 안테나 k는 채널 품질이 좋은 다른 어레이를 통해 신호를 전송 받을 수 있다. 즉, 송신 빔형성부(610)는 각 어레이마다 채널품질이 열악한 단말 안테나를 MRT 수행에서 배제 함으로써, 성능의 큰 변화 없이 시스템 복잡도를 줄일 수 있다.
이하, 도 12를 참조하여, 송신 빔형성부(610)를 설명한다.
도 12는 도 6에 도시된 송신 빔형성부의 내부 구조를 도시한 도면이다.
도 12를 참조하면, 송신 빔형성부(610)는 송신전력 조절부 및 MRC 빔형성부를 포함하여 구성될 수 있다. 여기서, 채널 선택 인덱스 매트릭스
Figure 112014086625589-pat00173
는 수학식 60과 같이, 어레이 별로 분리 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00174
여기서,
Figure 112014086625589-pat00175
는 어레이별 채널 선택 인덱스 벡터이며, 수학식 61과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00176
송신 빔형성부(610)는 어레이별 채널 선택 인덱스를 이용하여 수학식 62와 같이 Selective MRT 빔형성을 수행할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00177
여기서,
Figure 112014086625589-pat00178
는 가상 단말 k에게 전송할 송신 빔형성 입력신호로서, 데이터 신호 전송구간에서는
Figure 112014086625589-pat00179
이 되고, 파일럿트 전송구간에서는
Figure 112014086625589-pat00180
이 될 수 있다.
송신 빔형성부(610)는 어레이 a와 단말 안테나 k와 사이의 어레이 채널
Figure 112014086625589-pat00181
에 대한 품질이 좋으면
Figure 112014086625589-pat00182
, MRT 빔형성을 수행하고, 상기 채널에 대한 품질이 나쁘면
Figure 112014086625589-pat00183
, 빔형성을 배제하여, 해당 단말 안테나를 향하여 신호를 전송하지 않도록 할 수 있다.
예를 들면, 도 5에서 어레이 채널 임계치(TQ)를 LOS와 NLOS를 구분하는 경우, 어레이 19는 단말 1, K와의 LOS만을 확보할 수 있으므로, 송신 빔형성부(610)는 두 단말과의 송신 빔형성을 수행할 수 있다. 또한, 송신 빔형성부(610)는 어레이 19와 근접한 위치에 있지만 LOS 채널이 확보되지 않는 단말 2에 대해서는 송신신호를 전송하지 않게 함으로써, 송신전력의 낭비를 방지할 수 있다. 즉, 본 발명에 따르면, 어레이 별로 통신이 가능한 단말만 선정하여 통신을 수행 함으로써, 송신전력, 기지국 소모전력 등의 무선 자원을 효과적으로 사용할 수 있다. 이때, 단말 2는 어레이 19로부터 기지국 송신신호를 수신하지 못하지만, 어레이 1, 5, 8, 9, 10, 15를 통하여 기지국 송신신호를 수신할 수 있다.
송신전력 조절부는 입력한
Figure 112014086625589-pat00184
와
Figure 112014086625589-pat00185
를 이용하여, 수학식 63과 같이 기지국 송신전력 계수를 계산할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00186
이때, 송신전력 조절부는 상술한 수신전력 조절계수와 달리, 모든 단말에 대하여 동일한 송신전력 계수를 산출할 수 있어, 선택된 어레이 수 및 채널 변화에 상관없이 항상 동일한 송신전력을 유지할 수 있다.
다시 도 6으로 돌아가면, D/A 및 RF 변환부(611)는 디지털 어레이 송신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00187
를 입력하여, 아날로그 어레이 송신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00188
를 출력할 수 있다. 여기서, 어레이 송신 빔형성 출력 벡터는 디지털 어레이 송신신호 벡터로 정의될 수 있다. 즉, D/A 및 RF 변환부(611)는 수학식 64와 같이 정의되는 아날로그 기지국 송신신호 벡터
Figure 112014086625589-pat00189
를 출력할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00190
유선 링크(602)는 입력된 아날로그 기지국 송신신호 벡터를 RF 광케이블을 통하여 분산 어레이 안테나(601)로 출력할 수 있다.
분산 어레이 안테나(601)는 입력된 아날로그 기지국 송신신호 벡터를 A개의 어레이로 구성된 M개의 송신 안테나를 통하여 K개의 단말 안테나로 전송할 수 있다.
신호 복원은 단말 수와 상관없이 가상 단말 별로 수행될 수 있다.
도 13은 가상 단말의 수신 구조를 도시한 도면이다.
가상 단말은 단말 안테나, RF 및 A/D 변환부, 수신신호 분리부, 수신신호 진폭 추정부 및 데이터 신호 복원부를 포함하여 구성될 수 있다.
RF 및 A/D 변환부는 단말 안테나를 통하여 수신된 신호를 디지털 수신 신호로 변환할 수 있다. 단말 안테나 k의 디지털 수신신호는 수학식 65과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00191
여기서,
Figure 112014086625589-pat00192
는 송신 빔형성 출력 신호 벡터이며,
Figure 112014086625589-pat00193
는 하향링크의 AWGN(Additive White Gaussian Noise)일 수 있다.
본 발명의 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(600)에서 송신 빔형성된 벡터 형태의 신호는, 채널을 통과하면서 스칼라 신호로 전환될 수 있다. 따라서, 가상 단말은 수신 신호를 복원하기 위해 SISO 수신기를 이용할 수 있다.
수신신호 분리부는 수신된 디지털 수신 신호에서 데이터 신호
Figure 112014086625589-pat00194
와 파일럿트 신호
Figure 112014086625589-pat00195
를 구분해 출력할 수 있다. 데이터신호
Figure 112014086625589-pat00196
는 수학식 66과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00197
Figure 112014086625589-pat00198
여기서,
Figure 112014086625589-pat00199
는 수신신호 진폭이고,
Figure 112014086625589-pat00200
는 하향링크 사용자간 간섭일 수 있다.
하향링크 사용자간 간섭
Figure 112014086625589-pat00201
은, M이 무한대에 근접하면, 다른 사용자간 spatial signature가 asymptotically orthogonal
Figure 112014086625589-pat00202
하므로 제거될 수 있다. 따라서, M이 증가할수록 단말 안테나 k의 데이터 신호는 수학식 67과 같이 근사화될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00203
여기서, 가상 단말 k에 대한 송신 빔형성 입력신호
Figure 112014086625589-pat00204
를 복원하기 위해서는 수신신호 진폭
Figure 112014086625589-pat00205
를 추정할 필요가 있다. 수신신호 분리부에서 출력된 파일럿트 수신신호는 수학식 68과 같이 표현 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00206
수신신호 진폭 추정부는 파일럿트 수신신호를 이용하여 수학식 69과 같이 수신신호 진폭을 추정할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00207
여기서,
Figure 112014086625589-pat00208
=
Figure 112014086625589-pat00209
이다.
수신신호 진폭 추정부는 파이럿트 신호가 Np개 심볼 동안 변화가 없는 경우, 수학식 70과 같이 채널을 추정 가능하다.
Figure 112014086625589-pat00210
여기서,
Figure 112014086625589-pat00211
=
Figure 112014086625589-pat00212
이다. 즉, 수신신호 진폭 추정부는 Np가 증가할수록 보다 정확하게 채널을 추정할 수 있다.
데이터 신호 복원부는 데이터 신호의 진폭을 조정하여 수학식 71과 같이 송신 빔형성 입력 신호를 추정할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00213
Figure 112014086625589-pat00214
Figure 112014086625589-pat00215
진폭 추정이 이상적인 경우
Figure 112014086625589-pat00216
, 복원된 송신 빔형성 입력 신호는 수학식 72와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00217
여기서, 기지국에서 채널추정이 이상적이면, 수신신호 진폭은
Figure 112014086625589-pat00218
로 최대가 되므로,
Figure 112014086625589-pat00219
의 분산이 최저가 되어, 최상의 MRT 송신 빔형성이 가능할 수 있다.
단말 수신신호 매핑부는 추정된 송신 빔형성 입력신호를 단말의 안테나 수에 따라 매핑하여 기지국 데이터 송신신호를 복원할 수 있다.
도 7과 같이 각 단말이 하나의 단말 안테나를 가진 경우, 단말 수신신호 매핑부는 기지국 데이터 송신신호를 수학식 73에 의해 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00220
도 8과 같이 단말 1이 두 개의 단말 안테나를 통하여 통신하고 나머지 단말들은 하나의 단말 안테나를 통하여 통신하는 경우, 단말 수신신호 매핑부는 기지국 데이터 송신신호를 수학식 74에 의해 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00221
Figure 112014086625589-pat00222
, for
Figure 112014086625589-pat00223
도 9와 같이, 단말 1이 K개의 단말 안테나를 통하여 통신하는 경우, 단말 수신신호 매핑부는 기지국 데이터 송신신호를 수학식 75에 의해 복원할 수 있다.
Figure 112014086625589-pat00224
도 14는 단말의 수신 구조를 도시한 도면이다.
도 14를 참조하면, 단말 1이 K개의 단말 안테나를 가진 경우의 단말 수신신호 매핑 방식이 도시되어 있다.
이하, 도 15에서는 본 발명의 실시예들에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)의 작업 흐름을 상세히 설명한다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법의 순서를 도시한 흐름도이다.
본 실시예에 따른 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법은 상술한 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)에 의해 수행될 수 있다.
도 15를 참조하면, 단계(1510)에서 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은, 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라, 상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신한다.
여기서, 상기 단말 안테나 송신신호는 단말 송신신호에 대한 안테나 송신용 신호로 정의될 수 있다. 다시 말해, 단말 안테나는 단말에서 전송하려는 단말 송신신호를, 매핑을 통해 실제 송출할 단말 안테나에 맞는 안테나 송신용 신호, 즉 단말 안테나 송신신호로 변환할 수 있다. 여기서, 매핑은, 단말 송신신호를 안테나 송신용 신호로 변환하는 과정일 수 있다.
분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 단말로부터 무선 채널을 통해 전송되는 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 복수 개의 어레이 안테나 중, 상기 무선 채널과 연관된 어레이 안테나를 이용하여 수신할 수 있다.
상기 단말 안테나 송신신호는, 상기 단말로부터, 상기 분산 어레이 안테나에 포함된 안테나 수와, 상기 단말 안테나의 수를 곱셈 연산하여 산출되는 개수의 무선 채널 별로 전송될 수 있다.
단계(1520)에서 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은, 상기 단말 안테나 송신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하되, 상기 유선 링크를 통과한 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하여 상기 기지국으로 전달한다.
분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 유선 링크가 RF 광케이블일 경우, 상기 RF 광케이블을 이용하기 위해, 상기 단말 안테나 송신신호를, 광신호 형태로 변환할 수 있다.
분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 단말 안테나 송신신호에서 분리한 파일럿트 신호를 이용하여, 상기 단말 안테나 송신신호가 전송된 무선 채널을 추정할 수 있다.
또한, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 MRC 알고리즘에 기초하여, 상기 단말 안테나 송신신호에서 분리한 데이터 신호를, 상기 추정된 무선 채널에 따라, 상기 단말 송신신호로 복원할 수 있다.
또한, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 수신전력 조절계수를 이용하여, 상기 추정된 무선 채널에 대한 MRC 빔형성 수행 여부를 결정할 수 있다.
실시예에 따라, 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 기지국에 의해 전송되는 기지국 송신신호를, MRT 알고리즘에 기초하여, 상기 단말의 단말 안테나로 전송하기 위한 어레이 송신신호로 변형하고, 상기 어레이 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로 송신할 수 있다.
분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템(400)은 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 상기 기지국에 대한 송신전력 조절계수를 이용하여, 상기 어레이 안테나와 상기 단말 안테나 간 채널 품질에 따라, MRT 송신 빔형성 수행 여부를 결정할 수 있다.
일례로, 상기 단말은, 하나의 단말 안테나를 갖도록 설정된 가상 단말에 의해, 상기 어레이 송신신호를 수신하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정하고, 상기 추정된 송신 빔형성 입력신호를, 단말 안테나 수에 따라, 상기 기지국 송신신호로 복원할 수 있다.
여기서, 상기 가상 단말은, 상기 어레이 송신신호에서 분리한 파일럿트 신호를 이용하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 진폭을 추정하고, 상기 어레이 송신신호에서 분리한 데이터 신호에 대한 진폭을 조정하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정할 수 있다.
실시예에 따라, 상기 단말은, 하나의 단말 안테나를 갖는 SISO 수신기에 의해 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.
400: 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템
410: 수신부
420: 처리부
430: 송신부

Claims (20)

  1. 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라,
    상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하여, 상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 획득하고,
    상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하고,
    전달된 상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 상기 분산 어레이 안테나 별 디지털 어레이 수신신호로 변환하여, 채널 추정을 위한 파일럿트 수신신호 및 수신 빔 형성을 위한 데이터 수신신호로 분리하고,
    상기 분산 어레이 안테나 별 파일럿트 수신신호에 기초하여, 상기 단말 안테나와 각각의 상기 분산 어레이 안테나 사이의 무선 채널을 상기 분산 어레이 안테나 별로 추정하고,
    상기 분산 어레이 안테나 별 데이터 수신신호 및 상기 분산 어레이 안테나 별 추정된 무선 채널에 기초하여 수신 빔 형성을 수행함으로써, 상기 단말 안테나 송신신호를 추정하며,
    상기 추정된 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하는
    적어도 하나의 프로세서
    를 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 획득함에 있어서,
    상기 단말로부터 무선 채널을 통해 전송되는 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 복수 개의 어레이 안테나 중, 상기 무선 채널과 연관된 어레이 안테나를 이용하여 수신하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 단말 안테나 송신신호는,
    상기 단말로부터, 상기 분산 어레이 안테나에 포함된 안테나 수와, 상기 단말 안테나의 수를 곱셈 연산하여 산출되는 개수의 무선 채널 별로 전송되는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 유선 링크가 RF 광케이블일 경우,
    상기 프로세서는,
    상기 아날로그 어레이 수신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달함에 있어서,
    상기 RF 광케이블을 이용하기 위해, 상기 아날로그 어레이 수신신호를, 광신호 형태로 변환하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 단말 안테나 송신신호를 추정함에 있어서,
    상기 분산 어레이 안테나 별 데이터 수신신호 및 상기 분산 어레이 안테나 별 추정된 무선 채널에 기초하여 MRC(Maximal Ratio Combining) 알고리즘에 따른 수신 빔 형성을 수행함으로써, 상기 단말 안테나 송신신호를 추정하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 수신전력 조절계수를 이용하여, 상기 추정된 무선 채널에 대한 MRC 빔형성 수행 여부를 결정하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 각 어레이 안테나와, 상기 단말 안테나 간 채널 품질을 기준으로, 상기 추정된 무선 채널에 대한 통신 수행 여부를 결정하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서는
    상기 기지국에 의해 전송되는 기지국 송신신호를, MRT(Maximal Ratio Transmission) 알고리즘에 기초하여, 상기 단말의 단말 안테나로 전송하기 위한 어레이 송신신호로 변형하고, 상기 어레이 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로 송신하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 상기 기지국에 대한 송신전력 조절계수를 이용하여, 상기 어레이 안테나와 상기 단말 안테나 간 채널 품질에 따라, MRT 송신 빔형성 수행 여부를 결정하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 단말은,
    하나의 단말 안테나를 갖는 SISO(Single Input Single Output) 수신기인
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 단말은,
    하나의 단말 안테나를 갖도록 설정된 가상 단말에 의해, 상기 어레이 송신신호를 수신하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정하고,
    상기 추정된 송신 빔형성 입력신호를, 단말 안테나 수에 따라, 상기 기지국 송신신호로 복원하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 가상 단말은,
    상기 어레이 송신신호에서 분리한 파일럿트 신호를 이용하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 진폭을 추정하고, 상기 어레이 송신신호에서 분리한 데이터 신호에 대한 진폭을 조정하여, 상기 어레이 송신신호에 대한 송신 빔형성 입력신호를 추정하는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템.
  13. 단말의 단말 안테나에 의해, 단말 송신신호가 단말 안테나 송신신호로 매핑 됨에 따라,
    상기 단말 안테나 송신신호를, 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로부터 수신하여, 상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 획득하는 단계; 및
    상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하는 단계;
    전달된 상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 상기 분산 어레이 안테나 별 디지털 어레이 수신신호로 변환하여, 채널 추정을 위한 파일럿트 수신신호 및 수신 빔 형성을 위한 데이터 수신신호로 분리하는 단계;
    상기 분산 어레이 안테나 별 파일럿트 수신신호에 기초하여, 상기 단말 안테나와 각각의 상기 분산 어레이 안테나 사이의 무선 채널을 상기 분산 어레이 안테나 별로 추정하는 단계;
    상기 분산 어레이 안테나 별 데이터 수신신호 및 상기 분산 어레이 안테나 별 추정된 무선 채널에 기초하여 수신 빔 형성을 수행함으로써, 상기 단말 안테나 송신신호를 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 단말 안테나 송신신호를, 상기 단말 안테나를 고려하여 상기 단말 송신신호로 복원하는 단계
    를 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 분산 어레이 안테나 별 아날로그 어레이 수신신호를 획득하는 단계 는,
    상기 단말로부터 무선 채널을 통해 전송되는 상기 단말 안테나 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 복수 개의 어레이 안테나 중, 상기 무선 채널과 연관된 어레이 안테나를 이용하여 수신하는 단계
    를 더 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 단말 안테나 송신신호는,
    상기 단말로부터, 상기 분산 어레이 안테나에 포함된 안테나 수와, 상기 단말 안테나의 수를 곱셈 연산하여 산출되는 개수의 무선 채널 별로 전송되는
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 유선 링크가 RF 광케이블일 경우,
    상기 아날로그 어레이 수신신호를 유선 링크를 통해 기지국으로 전달하는 단계는,
    상기 RF 광케이블을 이용하기 위해, 상기 아날로그 어레이 수신신호를, 광신호 형태로 변환하는 단계
    를 더 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 단말 안테나 송신신호를 추정하는 단계는,
    상기 분산 어레이 안테나 별 데이터 수신신호 및 상기 분산 어레이 안테나 별 추정된 무선 채널에 기초하여 MRC 알고리즘에 따른 수신 빔 형성을 수행함으로써, 상기 단말 안테나 송신신호를 추정하는 단계
    를 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 기지국에 의해 전송되는 기지국 송신신호를, MRT 알고리즘에 기초하여, 상기 단말의 단말 안테나로 전송하기 위한 어레이 송신신호로 변형하는 단계; 및
    상기 어레이 송신신호를, 상기 분산 어레이 안테나를 통해 상기 단말로 송신하는 단계
    를 더 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법은,
    상기 분산 어레이 안테나를 구성하는 어레이 안테나 각각으로, 상기 기지국에 대한 송신전력 조절계수를 이용하여, 상기 어레이 안테나와 상기 단말 안테나 간 채널 품질에 따라, MRT 송신 빔형성 수행 여부를 결정하는 단계
    를 더 포함하는 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 단말은,
    하나의 단말 안테나를 갖는 SISO 수신기인
    분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법.
KR1020140121068A 2013-11-11 2014-09-12 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 및 분산 어레이 거대 다중 안테나 시스템 운용 방법 KR102230659B1 (ko)

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