KR102065576B1

KR102065576B1 - Switching dc-dc converter, circuit and method to convert voltage thereof

Info

Publication number: KR102065576B1
Application number: KR1020130035813A
Authority: KR
Inventors: 우영진; 장원석; 송준호
Original assignee: 주식회사 실리콘웍스
Priority date: 2013-04-02
Filing date: 2013-04-02
Publication date: 2020-01-13
Also published as: KR20140120116A

Abstract

본 발명은 입력 전압을 스위칭 구동하여 출력 전압으로 변환하는 스위칭 직류-직류 변환기를 개시한다. 스위칭 직류-직류 변환기는 출력 전압이 과전압으로 진입하는 것에 대응하여 과전압 방지 동작을 수행하며, 출력 전압에 과전압이 발생하는 과전압 방지 동작 구간에서 피드백 루프가 유지됨으로써 출력 전압 및 출력 전류가 안정화될 수 있다. 스위칭 직류- 직류 변환기는 전압 변환 회로를 포함하며, 전압 변환 회로는 출력 전압을 피드백 받아서 입력 전압을 스위칭 구동하는 동작을 수행하고, 출력 전압의 피드백은 노멀 모드와 과전압 모드에 따라 다르게 이루어질 수 있다.The present invention discloses a switching DC-DC converter for switching the input voltage to convert it into an output voltage. The switching DC-DC converter performs an overvoltage protection operation in response to the output voltage entering the overvoltage, and the output voltage and the output current can be stabilized by maintaining the feedback loop in the overvoltage protection operation period in which the overvoltage occurs in the output voltage. . The switching DC-DC converter includes a voltage converting circuit, and the voltage converting circuit receives an output voltage and performs an operation of switching driving the input voltage, and the feedback of the output voltage can be made differently according to the normal mode and the overvoltage mode.

Description

Switching DC-DC converter, its voltage conversion circuit and voltage conversion method {SWITCHING DC-DC CONVERTER, CIRCUIT AND METHOD TO CONVERT VOLTAGE THEREOF}

본 발명은 스위칭 직류-직류 변환기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 스위칭 방식으로 직류-직류 전압 변환을 수행하고, 과전압 보호 기능을 갖는 스위칭 직류-직류 변환기 및 그의 전압 변환 회로 및 전압 변환 방법에 관한 것이다.
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching DC-DC converter, and more particularly, to a switching DC-DC converter, a voltage conversion circuit and a voltage conversion method thereof, which perform DC-DC voltage conversion by a switching method and have an overvoltage protection function. .

일반적으로 전력 관리 집적 회로(Power Management IC : 이하, 'PMIC'라 함)는 출력 전압이 과전압으로 진입하는 경우 출력 전압을 제한하는 과전압 방지(Over-Voltage Protection) 동작을 수행하도록 설계된다.In general, a power management integrated circuit (hereinafter, referred to as a PMIC) is designed to perform an over-voltage protection operation that limits an output voltage when the output voltage enters an overvoltage.

PMIC는 스위칭 직류-직류 변환기로 구현될 수 있으며, 스위칭 직류-직류 변환기는 상기한 과전압 방지 동작을 수행하도록 설계된다.The PMIC may be implemented as a switching DC-DC converter, and the switching DC-DC converter is designed to perform the above overvoltage protection operation.

스위칭 직류-직류 변환기는 출력 전압이 과전압 방지 설정 전압 이상이 되면 스위칭 동작을 멈추고 과전압 방지 동작을 수행하며 출력 전압이 과전압 방지 설정 전압 이하가 되면 다시 스위칭 동작을 수행한다.The switching DC-DC converter stops the switching operation when the output voltage exceeds the overvoltage protection set voltage and performs the overvoltage protection operation, and performs the switching operation again when the output voltage falls below the overvoltage protection set voltage.

종래의 스위칭 직류-직류 변환기가 과전압에 대응하여 과전압 방지 동작을 수행하면, 정상 상태에 비해서 큰 리플이 출력 전압에 나타난다. 또한, 이 경우 입력 전압 및 입력 전류에도 정상 상태에 비해서 큰 변동(Fluctuation)이 발생한다.When the conventional switching DC-DC converter performs the overvoltage protection operation in response to the overvoltage, a large ripple appears in the output voltage compared to the normal state. In this case, a larger fluctuation occurs in the input voltage and the input current than in the normal state.

상기한 현상은 입력 전압이 낮거나 출력 리플 전압이 중요한 시스템의 어플리케이션(Application)에서 심각한 문제로 작용할 수 있다. 일예로, 상기한 문제점은 노트북(Notebook) 어플리케이션에서 발생할 수 있다.The above phenomenon can be a serious problem in an application of a system in which the input voltage is low or the output ripple voltage is important. For example, the above problem may occur in a notebook application.

즉, 출력 전압이 과전압으로 진입함에 따라 과전압 방지 동작이 수행되는 경우, 종래의 스위칭 직류-직류 변환기의 피드백 루프가 끊어질 수 있고, 스위칭 직류-직류 변환기가 간헐 모드로 동작되어서 과도한 인덕터 전류 변동을 발생할 수 있다. 그 결과 스위칭 직류-직류 변환기의 출력 전압에 큰 리플이 발생할 수 있고, 스위칭 직류-직류 변환기의 입력 전압에 큰 변동이 발생할 수 있다.That is, when the overvoltage protection operation is performed as the output voltage enters the overvoltage, the feedback loop of the conventional switching DC-DC converter may be broken, and the switching DC-DC converter is operated in the intermittent mode, thereby causing excessive inductor current variation. May occur. As a result, large ripples may occur in the output voltage of the switching DC-DC converter, and large variations may occur in the input voltage of the switching DC-DC converter.

그러므로, 출력 전압의 과전압에 대응하여 과전압 방지를 수행하여도 과전압 방지 동작 구간에서 입력 전압과 출력 전압이 안정화될 수 있는 스위칭 직류-직류 변환기의 제시가 필요하다.
Therefore, it is necessary to present a switching DC-DC converter in which the input voltage and the output voltage can be stabilized in the overvoltage protection operation section even when overvoltage protection is performed corresponding to the overvoltage of the output voltage.

본 발명은 과전압이 발생하는 과전압 방지 동작 구간에서 피드백 루프가 유지됨으로써 출력 전압이 안정화될 수 있는 스위칭 직류-직류 변환기 및 그의 전압 변환 회로 및 방법을 제공함을 목적으로 한다.An object of the present invention is to provide a switching DC-DC converter and a voltage conversion circuit and method thereof in which an output voltage can be stabilized by maintaining a feedback loop in an overvoltage protection operation section in which an overvoltage occurs.

또한, 본 발명은 과전압이 발생하는 과전압 방지 동작 구간에서 피드백 동작으로 출력 전압을 레귤레이션하여서 입력 전압이 안정화될 수 있는 스위칭 직류-직류 변환기 및 그의 전압 변환 회로 및 방법을 제공함을 목적으로 한다.
In addition, an object of the present invention is to provide a switching DC-DC converter and a voltage conversion circuit and method thereof in which an input voltage can be stabilized by regulating an output voltage in a feedback operation in an overvoltage prevention operation section in which an overvoltage occurs.

본 발명에 따른 스위칭 직류-직류 변환기의 전압 변환 회로는 입력 전압을 스위칭 구동하여 출력 전압으로 변환하는 것을 제어한다.The voltage conversion circuit of the switching DC-DC converter according to the present invention controls the switching of the input voltage to the output voltage.

상기 스위칭 직류-직류 변환기의 전압 변환 회로는, 구동 펄스에 의하여 상기 입력 전압을 구동하는 상기 스위칭 구동을 수행하는 스위칭 회로; 구동 전압에 대응하는 펄스 폭으로 상기 구동 펄스를 제공하는 펄스 생성 회로; 및 출력 전압을 피드백하여 상기 구동 전압을 제공하는 피드백 경로를 형성하며, 상기 출력 전압이 노멀 모드에 해당하는 경우 제1 기준 전압에 의하여 상기 구동 전압을 제공하는 제1 피드백 경로를 상기 피드백 경로로 제공하고, 상기 출력 전압이 과전압 모드에 해당하는 경우 정전압의 제2 기준 전압에 의하여 상기 구동 전압을 제공하는 제2 피드백 경로를 상기 피드백 경로로 제공하는 피드백 회로;를 포함함을 특징으로 한다.The voltage conversion circuit of the switching DC-DC converter may include: a switching circuit which performs the switching driving to drive the input voltage by a driving pulse; A pulse generation circuit for providing the drive pulse at a pulse width corresponding to a drive voltage; And a feedback path for feeding back the output voltage to provide the driving voltage, and providing the feedback path with a first feedback path for providing the driving voltage by a first reference voltage when the output voltage corresponds to a normal mode. And a feedback circuit providing a second feedback path for providing the driving voltage to the feedback path when the output voltage corresponds to an overvoltage mode.

또한, 본 발명에 따른 스위칭 직류-직류 변환기의 전압 변환 방법은, 출력 전압에 대한 제1 피드백 전압이 제1 기준 전압보다 미리 정해진 제1 오프셋 값 이상 크면 노멀 모드로 판단하고 제2 피드백 전압이 정전압인 제2 기준 전압보다 미리 정해진 제2 오프셋 값 이상 크면 과전압 모드로 판단하는 단계; 상기 노멀 모드에 대응하여 상기 제1 피드백 전압을 피드백 전압으로 선택하고 상기 과전압 모드에 대응하여 상기 제2 피드백 전압을 상기 피드백 전압으로 선택하는 단계; 상기 노멀 모드에 대응하여 상기 제1 기준 전압을 기준 전압으로 선택하고 상기 과전압 모드에 대응하여 상기 제2 기준 전압을 상기 기준 전압으로 선택하는 단계; 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압을 비교하여 구동 전압을 생성하는 단계; 및 상기 구동 전압에 대응하여 상기 입력 전압의 스위칭 구동을 제어하는 단계;를 포함함을 특징으로 한다.In addition, in the voltage conversion method of the switching DC-DC converter according to the present invention, when the first feedback voltage with respect to the output voltage is greater than the first reference value by a predetermined first offset value or more, the normal mode is determined and the second feedback voltage is a constant voltage. Determining an overvoltage mode when the second reference voltage is greater than or equal to a second offset value. Selecting the first feedback voltage as a feedback voltage in response to the normal mode and selecting the second feedback voltage as the feedback voltage in response to the overvoltage mode; Selecting the first reference voltage as a reference voltage in response to the normal mode and selecting the second reference voltage as the reference voltage in response to the overvoltage mode; Generating a driving voltage by comparing the feedback voltage with the reference voltage; And controlling the switching driving of the input voltage in response to the driving voltage.

또한편, 입력 전압을 스위칭 구동하여 출력 전압으로 변환하는 본 발며에 따른 스위칭 직류-직류 변환기는, 상기 출력 전압에 대응하는 제1 피드백 전압을 피드백하는 제1 피드백 경로와 상기 출력 전압에 대응하는 제2 피드백 전압을 피드백하는 제2 피드백 경로를 노멀 모드와 과전압 모드에 대응하여 선택적으로 피드백 경로로 제공하며, 상기 피드백 경로에서 출력되는 구동 전압으로 상기 입력 전압을 스위칭 구동하고, 상기 제2 피드백 전압이 정전압을 갖는 제2 기준 전압보다 미리 설정된 제1 오프셋 값 이상 크면 상기 과전압 모드로 판단하며 상기 제1 피드백 전압이 상기 제1 기준 전압보다 미리 설정된 제2 오프셋 값 이상 크면 상기 노멀 모드로 판단하여 상기 피드백 경로의 선택을 제어하는 전압 변환 회로; 상기 제1 피드백 전압을 제공하는 제1 피드백 전압 제공 회로; 및 상기 제1 기준 전압을 제공하는 제1 기준 전압 제공 회로;를 포함함을 특징으로 한다.In addition, the switching DC-DC converter according to the present invention for switching the input voltage to the output voltage by switching, the first feedback path for feeding back a first feedback voltage corresponding to the output voltage and the first corresponding to the output voltage A second feedback path for feeding back a feedback voltage is selectively provided as a feedback path corresponding to a normal mode and an overvoltage mode, switching the input voltage with a driving voltage output from the feedback path, and the second feedback voltage is When the first offset value is greater than or equal to a second reference voltage having a constant voltage, the controller is determined to be in the overvoltage mode. When the first feedback voltage is greater than or equal to a second offset value, which is preset than the first reference voltage, the controller is determined to be the normal mode. A voltage conversion circuit for controlling the selection of the path; A first feedback voltage providing circuit for providing the first feedback voltage; And a first reference voltage providing circuit providing the first reference voltage.

또한편, 스위칭 구동에 의하여 입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 본 발명에 따른 스위칭 직류-직류 변환기는, 노멀 모드에 대응하는 제1 피드백 경로를 제공하며 상기 제1 피드백 경로에 의하여 상기 출력 전압에 대응하는 제1 피드백 전압을 이용한 상기 입력 전압의 스위칭 구동을 수행하는 제1 피드백 회로; 및 과전압 모드에 대응하는 제2 피드백 경로를 제공하며 상기 제2 피드백 경로에 의하여 상기 출력 전압에 대응하는 제2 피드백 전압을 이용한 상기 입력 전압의 스위칭 구동을 수행하는 제2 피드백 회로;를 포함하며, 상기 출력 전압의 상태에 따라 상기 노멀 모드와 상기 과전압 모드가 판단되어서 상기 제1 피드백 경로 또는 상기 제2 피드백 경로 중 어느 하나에 의하여 피드백 기능이 유지됨을 특징으로 한다.In addition, a switching DC-DC converter according to the present invention for converting an input voltage into an output voltage by switching driving provides a first feedback path corresponding to a normal mode and corresponds to the output voltage by the first feedback path. A first feedback circuit performing switching driving of the input voltage using the first feedback voltage; And a second feedback circuit providing a second feedback path corresponding to an overvoltage mode and performing switching driving of the input voltage by using the second feedback voltage corresponding to the output voltage by the second feedback path. The normal mode and the overvoltage mode are determined according to the state of the output voltage, and the feedback function is maintained by either the first feedback path or the second feedback path.

또한편, 본 발명에 따른 스위칭 직류-직류 변환기의 전력 변환 방법은, 출력 전압의 상태에 따라서 노멀 모드와 과전압 모드를 판단하는 단계; 상기 노멀 모드에 대응하는 제1 피드백 경로를 제공하여서 상기 출력 전압에 대응하는 제1 피드백 전압을 이용한 입력 전압의 스위칭 구동을 수행하는 단계; 및 상기 과전압 모드에 대응하는 제2 피드백 경로를 제공하여서 상기 출력 전압에 대응하는 제2 피드백 전압을 이용한 상기 입력 전압의 스위칭 구동을 수행하는 단계;를 포함함을 특징으로 한다.
In addition, the power conversion method of the switching DC-DC converter according to the present invention comprises the steps of determining the normal mode and the overvoltage mode according to the state of the output voltage; Providing a first feedback path corresponding to the normal mode to perform switching driving of an input voltage using the first feedback voltage corresponding to the output voltage; And providing a second feedback path corresponding to the overvoltage mode to perform switching driving of the input voltage using the second feedback voltage corresponding to the output voltage.

따라서, 본 발명에 의하면 스위칭 직류-직류 변환기가 정상 상태와 과전압 상태의 출력 전압에 대응하여 피드백 루프를 유지할 수 있어서 출력 전압에 리플이 발생하는 것이 개선될 수 있는 효과가 있다.Therefore, according to the present invention, the switching DC-DC converter can maintain a feedback loop in response to the output voltages of the steady state and the overvoltage state, thereby improving the ripple in the output voltage.

또한, 본 발명에 의하면 출력 전압의 과전압에 대응한 과전압 방지 동작 구간에서 출력 전압에 대한 피드백이 유지되어서 스위칭 직류-직류 변환기의 출력 전압이 안정적으로 레귤레이션된다. 그러므로 스위칭 직류-직류 변환기의 입력 전압이 안정화될 수 있는 효과가 있다.Further, according to the present invention, the feedback of the output voltage is maintained in the overvoltage protection operation section corresponding to the overvoltage of the output voltage, so that the output voltage of the switching DC-DC converter is stably regulated. Therefore, there is an effect that the input voltage of the switching DC-DC converter can be stabilized.

또한, 본 발명에 의하면 상기와 같이 출력 전압의 과전압에 대응한 과전압 방지 동작을 수행하여도 출력 전압과 입력 전압이 안정화될 수 있어서, 스위칭 직류-직류 변환기의 신뢰성이 확보될 수 있는 효과가 있다.
Further, according to the present invention, even if the overvoltage protection operation corresponding to the overvoltage of the output voltage is performed as described above, the output voltage and the input voltage can be stabilized, thereby ensuring the reliability of the switching DC-DC converter.

도 1은 본 발명에 따른 스위칭 직류-직류 변환기의 바람직한 실시예를 나타내는 회로도.
도 2는 도 1의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 3은 도 1의 변형 예를 나타내는 회로도.
도 4는 도 1의 다른 변형 예를 나타내는 회로도.1 is a circuit diagram showing a preferred embodiment of a switching DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram illustrating the operation of FIG. 1. FIG.
3 is a circuit diagram illustrating a modification of FIG. 1.
4 is a circuit diagram illustrating another modified example of FIG. 1.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명한다. 본 명세서 및 특허청구범위에 사용된 용어는 통상적이거나 사전적 의미로 한정되어 해석되지 아니하며, 본 발명의 기술적 사항에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail a preferred embodiment of the present invention. The terms used in the present specification and claims are not to be construed as being limited to ordinary or dictionary meanings, but should be interpreted as meanings and concepts corresponding to the technical matters of the present invention.

본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 바람직한 실시예이며, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것이 아니므로, 본 출원 시점에서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있다.
The embodiments described in the specification and the configuration shown in the drawings are preferred embodiments of the present invention, and do not represent all of the technical idea of the present invention, various equivalents and modifications that can replace them at the time of the present application are There may be.

본 발명에 따른 실시예는 PMIC에 포함되는 스위칭 직류-직류 변환기를 개시하며, 스위칭 직류-직류 변환기는 과전압 방지 동작을 수행하는 구성을 갖는 것으로 실시된다.An embodiment according to the present invention discloses a switching DC-DC converter included in a PMIC, and the switching DC-DC converter is implemented to have a configuration for performing an overvoltage prevention operation.

도 1은 전압 변환 회로(10)를 포함하는 스위칭 직류-직류 변환기를 예시한다.1 illustrates a switching DC-DC converter including a voltage conversion circuit 10.

도 1을 참조하면, 직류 성분의 입력 전압(Vin)은 인덕터(L)를 통하여 전달되며, 전압(Vx)은 스위치(SW1)에 의하여 구동되는 인덕터 전압을 의미한다. 이하, 전압(Vx)은 입력 구동 전압이라 하고, 인덕터 전류는 'IL'로 기재한다.Referring to FIG. 1, an input voltage Vin of a DC component is transmitted through an inductor L, and a voltage Vx means an inductor voltage driven by the switch SW1. Hereinafter, the voltage Vx is referred to as an input driving voltage, and the inductor current is described as 'IL'.

입력 구동 전압(Vx)은 다이오드(SW2)를 통하여 출력 전압(Vo)으로 전달된다. 출력 전압(Vo)은 캐패시터(Co)와 전류원(Io)이 포함된 회로를 통하여 출력되는 것으로 등가적으로 표현한다.The input driving voltage Vx is transmitted to the output voltage Vo through the diode SW2. The output voltage Vo is equivalently expressed as being output through a circuit including the capacitor Co and the current source Io.

전압 변환 회로(10)는 직류의 입력 전압(Vin)을 스위칭 구동하여 직류의 출력 전압(Vo)으로 변환하는 것을 제어한다.The voltage conversion circuit 10 controls switching of the direct current input voltage Vin to be converted to the direct current output voltage Vo.

이를 위하여 전압 변환 회로(10)는 스위칭 회로, 컨트롤러(12), 피드백 전압 제공 회로, 기준 전압 제공 회로, 오차 증폭기(EA) 및 모드 판단부를 포함한다. 전압 변환 회로(10)는 하나의 칩으로 구현될 수 있다.To this end, the voltage conversion circuit 10 includes a switching circuit, a controller 12, a feedback voltage providing circuit, a reference voltage providing circuit, an error amplifier EA, and a mode determination unit. The voltage conversion circuit 10 may be implemented with one chip.

스위칭 회로는 스위칭 소자(SW1)와 게이트 드라이버(GD)를 포함할 수 있다.The switching circuit may include a switching device SW1 and a gate driver GD.

스위칭 소자(SW1)는 NMOS 트랜지스터로 구성될 수 있으며, 게이트 드라이버(GD)를 통하여 전달되는 컨트롤러(12)의 구동 펄스(PWM)에 의하여 인덕터(L)에 인가되는 입력 전압(Vin)을 입력 구동 전압(Vx)으로 구동하는 스위칭 동작을 수행한다. 게이트 드라이버(GD)는 컨트롤러(12)에서 출력되는 구동 펄스(PWM)를 스위칭 소자(SW1)로 전달하며, 통상 풀업 및 풀다운 동작을 수행하는 C-MOS 트랜지스터로 구성될 수 있다.The switching element SW1 may be configured as an NMOS transistor and input-drive an input voltage Vin applied to the inductor L by a driving pulse PWM of the controller 12 transmitted through the gate driver GD. A switching operation of driving the voltage Vx is performed. The gate driver GD transfers the driving pulse PWM output from the controller 12 to the switching device SW1, and may be configured as a C-MOS transistor that normally performs pull-up and pull-down operations.

도 1의 실시예는 직류의 구동 전압(Vc)에 대응하여 구동 펄스(PWM)를 생성하는 펄스 생성 회로를 포함하여 구성되며, 펄스 생성 회로는 컨트롤러(12)로 예시될 수 있다.1 includes a pulse generation circuit that generates a driving pulse PWM in response to a direct current driving voltage Vc, which may be illustrated by the controller 12.

컨트롤러(12)는 구동 전압(Vc)의 직류 레벨에 대응하는 펄스 폭을 갖는 구동 펄스(PWM)를 생성하여 출력한다. 컨트롤러(12)는 구동 전압(Vc)의 레벨이 높으면 듀티 비가 큰 구동 펄스(PWM)를 출력하고 구동 전압(Vc)의 레벨이 낮으면 듀티 비가 작은 구동 펄스(PWM)를 출력할 수 있다. 구동 펄스(PWM)는 듀티 비가 큰 경우 펄스 폭이 넓고 듀티 비가 작은 경우 펄스 폭이 좁다.The controller 12 generates and outputs a driving pulse PWM having a pulse width corresponding to the DC level of the driving voltage Vc. The controller 12 may output a driving pulse PWM having a high duty ratio when the level of the driving voltage Vc is high, and output a driving pulse PWM having a small duty ratio when the level of the driving voltage Vc is low. The driving pulse PWM has a wide pulse width when the duty ratio is large and a narrow pulse width when the duty ratio is small.

한편, 본 발명은 피드백 루프를 형성하기 위하여 제1 피드백 전압(Vfbo), 제2 피드백 전압(Vfbi), 제1 기준 전압(Vrefo) 및 제2 기준 전압(Vrefi)를 이용하며, 제2 피드백 전압(Vfbi)은 제1 피드백 전압(Vfbo)보다 낮은 레벨을 갖도록 설정될 수 있고, 제2 기준 전압(Vrefi)도 제1 기준 전압(Vrefo)보다 낮은 레벨을 갖도록 설정될 수 있다.Meanwhile, the present invention uses the first feedback voltage Vfbo, the second feedback voltage Vfbi, the first reference voltage Vrefo, and the second reference voltage Vrefi to form a feedback loop, and the second feedback voltage. Vfbi may be set to have a level lower than the first feedback voltage Vfbo, and the second reference voltage Vrefi may also be set to have a level lower than the first reference voltage Vrefo.

여기에서, 제1 피드백 전압(Vfbo)과 제2 피드백 전압(Vfbi)은 출력 전압(Vo)에서 분압되어 생성될 수 있다. 그리고, 제1 피드백 전압(Vfbo)과 제2 피드백 전압(Vfbi)은 출력 전압(Vo)을 분압하는 서로 다른 분압기에서 출력되거나 또는 출력 전압(Vo)을 분압하는 동일 분압기의 서로 다른 분압 저항값을 갖는 탭에서 출력될 수 있다.Here, the first feedback voltage Vfbo and the second feedback voltage Vfbi may be generated by dividing the output voltage Vo. The first feedback voltage Vfbo and the second feedback voltage Vfbi may be output from different voltage dividers dividing the output voltage Vo or different voltage divider resistance values of the same voltage divider dividing the output voltage Vo. Can be output from the tap.

본 발명에 따른 실시예는 전압 변환 회로(10)가 외부에 구성되는 분압기(Fo)에서 출력 전압(Vo)을 분압한 전압을 제1 피드백 전압(Vfbo)으로 제공받도록 구성된 것을 예시한다. 또한, 본 발명에 따른 실시예는 전압 변환 회로(10)가 내부에 구성되는 분압기(Fi)에서 출력 전압(Vo)을 분압한 전압을 제2 피드백 전압(Vfbi)로 제공받도록 구성된 것을 예시한다.The embodiment according to the present invention illustrates that the voltage conversion circuit 10 is configured to receive the voltage obtained by dividing the output voltage Vo from the voltage divider Fo configured as an external source as the first feedback voltage Vfbo. In addition, the embodiment according to the present invention illustrates that the voltage conversion circuit 10 is configured to receive a voltage obtained by dividing the output voltage Vo from the voltage divider Fi configured therein as the second feedback voltage Vfbi.

그리고, 본 발명에 따른 실시예는 전압 변환 회로(10)의 외부에 구성되는 전압원에서 제1 기준 전압(Vrefo)을 제공받도록 구성된 것을 예시한다. 또한, 본 발명에 따른 실시예는 전압 변환 회로의 내부에 구성되는 전압원에서 제2 기준 전압(Vrefi)를 제공받도록 구성된 것을 예시한다. 여기에서, 제2 기준 전압(Vrefi)은 정전압으로 제공됨이 바람직하다.In addition, the embodiment according to the present invention illustrates that the first reference voltage Vrefo is provided from a voltage source configured outside the voltage conversion circuit 10. In addition, an embodiment according to the present invention illustrates that the second reference voltage Vrefi is provided from a voltage source configured inside the voltage conversion circuit. Here, the second reference voltage Vrefi is preferably provided as a constant voltage.

본 발명에 따른 실시예는 제1 피드백 전압(Vfb0) 및 제1 기준 전압(Vrefo)이 전압 변환 회로(10)의 외부에서 제공되고 제2 피드백 전압(Vfbi) 및 제2 기준 전압(Vrefi)이 전압 변환회로(10)의 내부에서 제공되는 것으로 예시하였으나, 본 발명은 이에 제한되지 않고 제작자의 의도에 따라서 다양하게 실시될 수 있다.According to an embodiment of the present invention, the first feedback voltage Vfb0 and the first reference voltage Vrefo are provided outside the voltage conversion circuit 10, and the second feedback voltage Vfbi and the second reference voltage Vrefi are provided. Although illustrated as being provided inside the voltage conversion circuit 10, the present invention is not limited thereto and may be variously implemented according to the intention of the manufacturer.

제1 피드백 전압(Vfbo)을 제공하는 분압기(Fo)는 출력 전압(Vo)을 분압하는 다수의 저항들을 포함하여 구성될 수 있다. 그리고, 제1 기준 전압(Vrefo)은 외부의 외부의 주변 환경(온도 등)이 전압원에 영향을 미쳐서 가변될 수 있다.The voltage divider Fo that provides the first feedback voltage Vfbo may include a plurality of resistors that divide the output voltage Vo. In addition, the first reference voltage Vrefo may be changed because an external external environment (temperature, etc.) affects the voltage source.

일예로, 제1 기준 전압(Vrefo)은 전압 변환 회로(10) 외부의 온도 변화를 대표하는 값을 가질 수 있다. 즉, 제1 기준 전압(Vrefo)은 전압 변환 회로(10)의 외부 온도가 상승하면 레벨이 상승하고 외부 온도가 하강하면 레벨이 하강할 수 있다.For example, the first reference voltage Vrefo may have a value representing a temperature change outside the voltage conversion circuit 10. That is, the level of the first reference voltage Vrefo may increase when the external temperature of the voltage conversion circuit 10 increases, and the level may decrease when the external temperature decreases.

전압 변환 회로(10)는 제1 기준 전압(Vrefo)을 전압 변환기(Kv)를 통하여 멀티플렉서(MUX2)로 제공받을 수 있으며, 전압 변환기(Kv)는 전압의 범위(Range)를 조절하기 위한 일종의 트랜스듀서(Transducer)로 구성될 수 있다. 본 발명에 따른 실시예로 구성되는 전압 변환기(Kv)는 전압 변환 회로(10)의 내부에 구성된 것으로 예시하였으나 이에 국한되지 않고 외부에 구성될 수 있다.The voltage conversion circuit 10 may receive the first reference voltage Vrefo to the multiplexer MUX2 through the voltage converter Kv, and the voltage converter Kv is a kind of transformer for adjusting the range of voltage. It may be configured as a transducer. The voltage converter Kv configured as an embodiment according to the present invention is illustrated as being configured inside the voltage conversion circuit 10, but may be configured externally without being limited thereto.

한편, 전압 변환 회로(10)는 상술한 제1 피드백 전압(Vfbo) 및 제2 피드백 전압(Vfbi)을 선택하여 제공하는 피드백 전압 제공 회로로서 멀티플렉서(MUX1)를 포함할 수 있다.The voltage converting circuit 10 may include a multiplexer MUX1 as a feedback voltage providing circuit that selects and provides the first feedback voltage Vfbo and the second feedback voltage Vfbi.

멀티플렉서(MUX1)는 모드 신호(SFP)에 의하여 전압 변환 회로(10)의 외부의 분압기(Fo)에서 제공되는 제1 피드백 전압(Vfbo)과 전압 변환 회로910)의 내부의 분압기(Fi)에서 제공되는 제2 피드백 전압(Vfbi) 중 어느 하나를 선택하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력하도록 구성된다.The multiplexer MUX1 is provided by the first feedback voltage Vfbo provided by the voltage divider Fo external to the voltage conversion circuit 10 and the voltage divider Fi inside the voltage conversion circuit 910 by the mode signal SFP. Any one of the second feedback voltages Vfbi may be selected and output as the feedback voltage Vfb.

모드 신호(SFP)에 의하여, 멀티플렉서(MUX1)는 노멀 모드인 경우 제1 피드백 전압(Vfbo)을 선택하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력하고 과전압 모드인 경우 제2 피드백 전압(Vfbi)을 선택하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력한다.By the mode signal SFP, the multiplexer MUX1 selects the first feedback voltage Vfbo in the normal mode and outputs it as the feedback voltage Vfb, and selects the second feedback voltage Vfbi in the overvoltage mode. Output at voltage Vfb.

또한편, 전압 변환 회로(10)는 상술한 제1 기준 전압(Vrefo) 및 제2 기준 전압(Vrefi)을 선택하여 제공하는 기준 전압 제공 회로로서 멀티플렉서(MUX2)를 포함할 수 있다.In addition, the voltage conversion circuit 10 may include a multiplexer MUX2 as a reference voltage providing circuit that selects and provides the first reference voltage Vrefo and the second reference voltage Vrefi described above.

멀티 플렉서(MUX2)는 모드 신호(SFP)에 의하여 전압 변환 회로(10)의 외부의 전압 변환기(KV)를 통하여 제공되는 외부의 전압원의 제1 기준 전압(Vrefo)과 내부의 정전압원에 의하여 제공되는 제2 기준 전압(Vrefi) 중 어느 하나를 선택하여 기준 전압(Vref)으로 출력할 수 있다.The multiplexer MUX2 is provided by a first reference voltage Vrefo of an external voltage source and an internal constant voltage source provided through the voltage converter KV external to the voltage conversion circuit 10 by the mode signal SFP. Any one of the provided second reference voltages Vrefi may be selected and output as the reference voltage Vref.

모드 신호(SFP)에 의하여, 멀티플렉서(MUX2)는 노멀 모드인 경우 제1 기준 전압(Vrefo)을 선택하여 기준 전압(Vref)으로 출력하고 과전압 모드인 경우 정전압을 갖는 제2 기준 전압(Vrefi)을 선택하여 기준 전압(Vref)으로 출력한다.By the mode signal SFP, the multiplexer MUX2 selects the first reference voltage Vrefo in the normal mode and outputs it as the reference voltage Vref, and outputs the second reference voltage Vrefi having a constant voltage in the overvoltage mode. Select and output to the reference voltage (Vref).

그리고, 전압 변환 회로(10)는 피드백 경로를 형성하기 위한 오차 증폭기(EA)를 포함한다.In addition, the voltage conversion circuit 10 includes an error amplifier EA for forming a feedback path.

오차 증폭기(EA)는 멀티플렉서(MUX1)에서 출력되는 피드백 전압(Vfb)을 네가티브단(-)에 입력받고 멀티 플렉서(MUX2)에서 출력되는 기준 전압(Vref)을 포지티브단(+)에 입력받는다. 오차 증폭기(EA)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)을 비교한 결과를 구동 전압(Vc)으로 출력하며, 구동 전압(Vc)은 컨트롤러(12)에 제공된다.The error amplifier EA receives the feedback voltage Vfb output from the multiplexer MUX1 to the negative terminal (-) and the reference voltage Vref output from the multiplexer MUX2 to the positive terminal (+). . The error amplifier EA outputs a result of comparing the feedback voltage Vfb and the reference voltage Vref as the driving voltage Vc, and the driving voltage Vc is provided to the controller 12.

또한편, 전압 변환 회로(10)는 모드 신호(SFP)를 제공하는 모드 판단부를 포함한다. 모드 판단부는 비교 증폭기(COM1), 비교 증폭기(COM2) 및 RS 플립플롭(14)을 포함하여 구성될 수 있으며, 노멀 모드와 과전압 모드를 판단하여 모드 신호(SFP)를 출력한다.In addition, the voltage conversion circuit 10 includes a mode determination unit that provides a mode signal SFP. The mode determination unit may include a comparison amplifier COM1, a comparison amplifier COM2, and an RS flip-flop 14, and determine a normal mode and an overvoltage mode to output a mode signal SFP.

노멀 모드는 출력 전압(Vo)이 과전압 방지 설정 전압 이하를 유지하는 경우에 해당하고, 과전압 모드는 출력 전압(Vo)이 과전압 방지 설정 전압 이상을 유지하는 경우에 해당한다.The normal mode corresponds to the case where the output voltage Vo is maintained below the overvoltage prevention set voltage, and the overvoltage mode corresponds to the case where the output voltage Vo is maintained above the overvoltage prevention set voltage.

본 발명에 따른 실시예에서 노멀 모드에서 과전압 모드로 진입하는 상태는 비교 증폭기(COM1)에 의하여 판단될 수 있고, 과전압 모드에서 노멀 모드로 진입하는 상태는 비교 증폭기(COM2)에 의하여 판단될 수 있다. 본 발명에 따른 실시예에서 제2 기준 전압(Vrefi)은 과전압 방지 설정 전압에 대응하는 정전압을 갖도록 설정될 수 있다.In the embodiment according to the present invention, the state entering the overvoltage mode in the normal mode may be determined by the comparison amplifier COM1, and the state entering the normal mode in the overvoltage mode may be determined by the comparison amplifier COM2. . In an embodiment according to the present invention, the second reference voltage Vrefi may be set to have a constant voltage corresponding to the overvoltage prevention set voltage.

비교 증폭기(COM1, COM2)는 안정된 동작 특성을 보장하기 위하여 입력에 대한 히스테리시스 특성을 갖는 것으로 구성될 수 있다. 비교 증폭기(COM1, COM2)는 입력에 대하여 수mV 내지 수십mV 정도의 오프셋 값을 갖는 것으로 히스테리시스 특성이 설정될 수 있다. 비교 증폭기(COM1)는 제1 기준 전압(Vrefo)에 추가적인 오프셋 전압(Vosr)이 적용된 구성을 가지며, 비교 증폭기(COM2)는 제2 기준 전압(Vrefi)에 추가적인 오프셋 전압(Voss)이 적용된 구성을 갖는다.The comparison amplifiers COM1 and COM2 may be configured to have hysteresis characteristics on the input to ensure stable operating characteristics. The comparison amplifiers COM1 and COM2 have offset values of several mV to several tens of mV with respect to the input, and thus the hysteresis characteristics may be set. The comparison amplifier COM1 has a configuration in which an additional offset voltage Vosr is applied to the first reference voltage Vrefo, and the comparison amplifier COM2 has a configuration in which an additional offset voltage Voss is applied to the second reference voltage Vrefi. Have

비교 증폭기(COM1)는 포지티브단(+)으로 인가되는 제1 피드백 전압(Vfbo)과 네가티브단(-)으로 인가되는 제1 기준 전압(Vrefo)을 비교한다.The comparison amplifier COM1 compares the first feedback voltage Vfbo applied to the positive terminal (+) and the first reference voltage Vrefo applied to the negative terminal (−).

비교 증폭기(COM1)는 제1 피드백 전압(Vfbo)이 제1 기준 전압(Vrefo)과 비교하여 오프셋 전압(Vosr) 보다 큰 차이로 높은 경우 하이 레벨의 노멀 플래그(NOM)를 출력하고, 제1 피드백 전압(Vfbo)이 제1 기준 전압(Vrefo)과 비교하여 오프셋 전압 범위 내의 차이를 갖는 경우 로우 레벨의 노멀 플래그(NOM)를 출력한다. 이때, 오프셋 전압(Vosr)은 수mV 내지 수십mV 조정된 값을 갖도록 설정될 수 있다.The comparison amplifier COM1 outputs a high level normal flag NOM when the first feedback voltage Vfbo is higher than the offset voltage Vosr compared with the first reference voltage Vrefo, and outputs the first flag NOM. When the voltage Vfbo has a difference within the offset voltage range compared to the first reference voltage Vrefo, the low level normal flag NOM is output. In this case, the offset voltage Vosr may be set to have a value adjusted from several mV to several tens mV.

비교 증폭기(COM2)는 포지티브단(+)으로 인가되는 제2 피드백 전압(Vfbi)과 네가티브단(-)으로 인가되는 제2 기준 전압(Vrefi)를 비교한다.The comparison amplifier COM2 compares the second feedback voltage Vfbi applied to the positive terminal (+) and the second reference voltage Vrefi applied to the negative terminal (−).

비교 증폭기(COM2)는 제2 피드백 전압(Vfbi)이 제2 기준 전압(Vrefi)과 비교하여 오프셋 전압(Oss) 보다 큰 차이로 높은 경우 하이 레벨의 과전압 플래그(OVP)를 출력하고, 제2 피드백 전압(Vfbi)이 제2 기준 전압(Vrefi)과 비교하여 오프셋 전압 범위 내의 차이를 갖는 경우 로우 레벨의 과전압 플래그(OVP)를 출력한다. 이때, 오프셋 전압(Voss)은 수mV 내지 수십mV 조정된 값을 갖도록 설정될 수 있다.The comparison amplifier COM2 outputs a high-level overvoltage flag OVP when the second feedback voltage Vfbi is higher than the offset voltage Oss compared to the second reference voltage Vrefi, and outputs a second overvoltage flag OVP. When the voltage Vfbi has a difference within the offset voltage range compared to the second reference voltage Vrefi, the low-voltage overvoltage flag OVP is output. In this case, the offset voltage Voss may be set to have a value adjusted from several mV to several tens mV.

모드 신호 출력부로서 RS 플립플롭(14)이 구성될 수 있으며, RS 플립플롭(14)은 과전압 플래그(OVP)와 노멀 플래그(NOM)에 동기되어서 모드 신호(SFP)를 출력하도록 구성된다.The RS flip-flop 14 may be configured as a mode signal output unit, and the RS flip-flop 14 is configured to output the mode signal SFP in synchronization with the overvoltage flag OVP and the normal flag NOM.

RS 플립플롭(14)은 셋(S) 신호로 비교 증폭기(COM2)의 출력인 과전압 플래그(OVP)를 입력받고 리셋(R) 신호로 비교 증폭기(COM1)의 출력인 노멀 플래그(NOM)를 입력받는다.The RS flip-flop 14 receives an overvoltage flag OVP, which is the output of the comparison amplifier COM2, as a set (S) signal, and a normal flag NOM, which is the output of the comparison amplifier COM1, as a reset (R) signal. Receive.

RS 플립플롭(14)은 셋(S) 신호인 과전압 플래그(OVP)와 리셋(R) 신호인 노멀 플래그(NOM)에 동기되어서 서로 다른 레벨의 모드 신호(SFP)를 노멀 모드와 과전압 모드에 대응하여 출력한다. 모드 신호(SFP)는 노멀 모드에 대응하여 하이 레벨로 출력되고 과전압 모드에 대응하여 로우 레벨로 출력되는 것으로 예시한다.The RS flip-flop 14 corresponds to the normal mode and the overvoltage mode at different levels of the mode signal SFP in synchronization with the overvoltage flag OVP, which is the set (S) signal, and the normal flag NOM, which is the reset (R) signal. To print. The mode signal SFP is output as a high level in response to the normal mode and is output as a low level in response to the overvoltage mode.

RS 플립플롭(14)은 셋(S) 신호인 과전압 플래그(OVP)가 하이로 천이되는 시점에 동기하여 모드 신호(SFP)를 하이 레벨에서 로우 레벨로 변경하고, 리셋(R) 신호인 노멀 플래그(NOM)가 하이 레벨로 천이되는 시점에 동기하여 모드 신호(SFP)를 로우 레벨에서 하이 레벨로 변경하도록 구성될 수있다.The RS flip-flop 14 changes the mode signal SFP from a high level to a low level in synchronization with the time when the overvoltage flag OVP, which is a set (S) signal, transitions to high, and the normal flag, which is a reset (R) signal. The mode signal SFP may be configured to change from the low level to the high level in synchronization with the time point when NOM transitions to the high level.

상술한 바와 같이 구성됨에 따라서, 도 1의 실시예는 노멀 모드의 경우 제1 피드백 전압(Vfbo)을 선택한 피드백 루프가 형성되고 과전압 모드의 경우 제2 피드백 전압(Vfbi)을 선택한 피드백 루프가 형성된다.As described above, in the embodiment of FIG. 1, a feedback loop in which the first feedback voltage Vfbo is selected in the normal mode and a feedback loop in which the second feedback voltage Vfbi is selected in the overvoltage mode are formed. .

도 1의 실시예의 설명에 있어서 과전압 방지 동작 구간은 과전압 플래그(OVP)가 하이로 천이된 후 노멀 플래그(NOM)가 하이로 천이될 때까지의 구간을 의미하며, 과전압 모드는 과전압 방지 동작 구간에 해당된다.In the description of the embodiment of FIG. 1, the overvoltage protection operation period means a period from when the overvoltage flag OVP transitions high until the normal flag NOM transitions high. Yes.

도 1의 실시예는 과전압 방지 동작 구간 즉 과전압 모드에서 정상적인 피드백 루프가 형성되어서 유지되므로 출력 전압이 안정화될 수 있다.In the embodiment of FIG. 1, since the normal feedback loop is formed and maintained in the overvoltage protection operation period, that is, the overvoltage mode, the output voltage may be stabilized.

상기한 도 1의 실시예의 동작은 도 2를 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.The operation of the embodiment of FIG. 1 described above will be described in more detail with reference to FIG. 2.

노멀 모드에 대응하여 멀티 플렉서(MUX1)는 제1 피드백 전압(Vfbo)을 선택하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력하고 멀티 플렉서(MUX2)는 제1 기준 전압(Vrefo)을 선택하여 기준 전압(Vref)으로 출력한다.In response to the normal mode, the multiplexer MUX1 selects the first feedback voltage Vfbo and outputs it as the feedback voltage Vfb, and the multiplexer MUX2 selects the first reference voltage Vrefo to select the reference voltage (Vrefo). Vref).

오차 증폭기(EA)는 제1 피드백 전압(Vfbo)과 제1 기준 전압(Vrefo)을 비교하여 구동 전압(Vc)을 출력하고, 컨트롤러(12)는 구동 전압(Vc)에 대응하는 구동 펄스(PWM)를 출력하며, 스위칭 소자(SW1)는 구동 펄스(PWM)에 의하여 스위칭 동작을 수행한다.The error amplifier EA compares the first feedback voltage Vfbo and the first reference voltage Vrefo to output the driving voltage Vc, and the controller 12 drives the driving pulse PWM corresponding to the driving voltage Vc. ) And the switching element SW1 performs a switching operation by the driving pulse PWM.

본 발명에 따른 실시예는 구동 전압(Vc)에 대응하는 입력 전압(Vin)의 전압 레귤레이션 동작을 수행하여 출력 전압(Vo)을 제어한다.According to an embodiment of the present invention, the output voltage Vo is controlled by performing a voltage regulation operation of the input voltage Vin corresponding to the driving voltage Vc.

노멀 모드에서 제1 피드백 전압(Vfbo) 보다 낮은 레벨의 제2 피드백 전압(Vfbi)은 제2 기준 전압(Vrefi) 보다 낮은 상태를 유지하며, 비교 증폭기(COM2)는 로우 레벨의 과전압 플래그(OVP)를 유지한다.In the normal mode, the second feedback voltage Vfbi at a level lower than the first feedback voltage Vfbo is lower than the second reference voltage Vrefi, and the comparison amplifier COM2 has a low level overvoltage flag OVP. Keep it.

또한, 노멀 모드에서 제1 피드백 전압(Vfbo)은 제2 기준 전압(Vrefo)과 비교하여 오프셋 범위 내에서 높거나 낮은 상태를 유지하며, 비교 증폭기(COM1)는 로우 레벨의 노멀 플래그(NOM)를 유지한다.In addition, in the normal mode, the first feedback voltage Vfbo maintains a high or low state within the offset range compared to the second reference voltage Vrefo, and the comparison amplifier COM1 sets the low level normal flag NOM. Keep it.

상기와 같이 노멀 모드에서 피드백 루프는 제1 피드백 전압(Vfbo)을 이용하여 입력 전압(Vin)을 스위칭 구동함으로써 출력 전압(Vo)을 레귤레이팅하는 것으로 형성될 수 있다.As described above, in the normal mode, the feedback loop may be formed by regulating the output voltage Vo by switching the input voltage Vin using the first feedback voltage Vfbo.

본 발명에 따른 실시예에서 상기한 노멀 모드가 유지되는 중 외부 온도의 상승에 대응하여 제1 기준 전압(Vrefo)이 상승할 수 있다.In the embodiment according to the present invention, the first reference voltage Vrefo may increase in response to the increase in the external temperature while the normal mode is maintained.

제1 기준 전압(Vrefo)이 상승하면 전압 레귤레이팅 동작에 의하여 출력 전압(Vo)이 상승하고 제1 피드백 전압(Vfbo)도 제1 기준 전압(Vrefo)과 오프셋 범위 내의 차이를 유지하면서 상승한다.When the first reference voltage Vrefo increases, the output voltage Vo increases due to a voltage regulating operation, and the first feedback voltage Vfbo also increases while maintaining a difference within the offset range from the first reference voltage Vrefo.

본 발명에 따른 실시예에서 상기와 같이 제1 기준 전압(Vrefo)의 상승이 유지되면 출력 전압(Vo)이 과전압 방지 설정 전압을 초과하는 수준으로 상승할 수 있다.In the embodiment according to the present invention, when the first reference voltage Vrefo is maintained as described above, the output voltage Vo may increase to a level exceeding the overvoltage prevention set voltage.

상기한 출력 전압(Vo)의 상승은 제2 피드백 전압(Vfbi)의 상승을 동반한다.The increase in the output voltage Vo is accompanied by the increase in the second feedback voltage Vfbi.

출력 전압(Vo)이 과전압 방지 설정 전압을 초과하는 수준으로 상승하면, 제2 피드백 전압(Vfbi)은 정전압인 제2 기준 전압(Vrefi)과 비교하여 오프셋 전압(Voss) 보다 더 큰 차이를 갖도록 상승한다. 그 결과, 비교 증폭기(COM2)는 과전압 플래그(OVP)를 하이 레벨로 출력한다.When the output voltage Vo rises above the overvoltage protection set voltage, the second feedback voltage Vfbi rises to have a greater difference than the offset voltage Voss compared to the second reference voltage Vrefi which is a constant voltage. do. As a result, the comparison amplifier COM2 outputs the overvoltage flag OVP at a high level.

RS 플립플롭(14)은 하이 레벨의 과전압 플래그(OVP)에 동기하여 셋 상태로 전환되며 로우 레벨의 모드 신호(SFP)를 출력한다. 즉, 노멀 모드가 과전압 모드로 전환된다.The RS flip-flop 14 is switched to the set state in synchronization with the high level overvoltage flag OVP and outputs a low level mode signal SFP. That is, the normal mode is switched to the overvoltage mode.

상기와 같이 실시예가 과전압 모드로 전환되면, 멀티 플렉서(MUX1)는 제2 피드백 전압(Vfbi)을 선택하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력하고 멀티 플렉서(MUX2)는 제2 기준 전압(Vrefi)을 선택하여 기준 전압(Vref)으로 출력한다.When the embodiment is switched to the overvoltage mode as described above, the multiplexer MUX1 selects the second feedback voltage Vfbi and outputs the feedback voltage Vfb, and the multiplexer MUX2 receives the second reference voltage Vrefi. Select and output as the reference voltage (Vref).

이에 대응하여 오차 증폭기(EA)는 제2 피드백 전압(Vfbi)과 제2 기준 전압(Vrefi)을 비교하여 구동 전압(Vc)으로 출력한다. 본 발명에 따른 실시예는 제2 피드백 전압(Vrefi)과 제2 기준 전압(Vrefi)를 비교한 결과로 생성된 구동 전압(Vc)에 대응하는 구동 펄스(PWM)에 의하여 출력 전압(Vo)이 제어되는 전압 레귤레이션 동작을 수행한다.In response, the error amplifier EA compares the second feedback voltage Vfbi and the second reference voltage Vrefi and outputs the driving voltage Vc. According to the exemplary embodiment of the present invention, the output voltage Vo is caused by the driving pulse PWM corresponding to the driving voltage Vc generated as a result of comparing the second feedback voltage Vrefi and the second reference voltage Vrefi. Perform a controlled voltage regulation operation.

즉, 본 발명에 따른 실시예는 과전압 모드에서 제2 피드백 전압(Vfbi)을 이용하여 입력 전압(Vin)을 스위칭 구동하는 피드백 루프가 형성되며, 피드백 루프에 의하여 입력 전압(Vin)을 레귤레이팅하여 출력 전압(Vo)이 출력될 수 있다.That is, in the embodiment according to the present invention, a feedback loop for switching and driving the input voltage Vin is formed by using the second feedback voltage Vfbi in the overvoltage mode, and the input voltage Vin is regulated by the feedback loop. The output voltage Vo may be output.

과전압 모드에서 오차 증폭기(EA)는 제2 피드백 전압(Vfbi)과 정전압의 제2 기준 전압(Vrefi)을 비교하여 구동 전압(Vc)를 출력한다. 과전압 모드의 초기 단계에서 제2 피드백 전압(Vfbi)은 제2 기준 전압(Vrefi)와 대비하여 오프셋 전압(Voss) 범위 이상의 차이를 갖는 높은 레벨을 갖는다.In the overvoltage mode, the error amplifier EA compares the second feedback voltage Vfbi and the second reference voltage Vrefi of the constant voltage to output the driving voltage Vc. In an initial stage of the overvoltage mode, the second feedback voltage Vfbi has a high level with a difference greater than or equal to the offset voltage Voss range compared to the second reference voltage Vrefi.

과전압 모드의 피드백 루프는 정전압인 제2 기준 전압(Vrefi)으로 제2 피드백 전압(Vfbi)을 비교하며, 그 결과 출력 전압(Vo)이 점차 제2 기준 전압(Vrefi)를 기준으로 안정화된다. 즉, 과전압 모드에서 제2 피드백 전압(Vfbi)이 제2 기준 전압(Vrefi)에 의하여 제어되므로, 출력 전압(Vo)은 제1 기준 전압(Vrefo)의 변동에 영향을 받지 않고 제2 기준 전압(Vrefi)를 기준으로 레귤레이팅된다.The feedback loop of the overvoltage mode compares the second feedback voltage Vfbi with the second reference voltage Vrefi as a constant voltage, and as a result, the output voltage Vo is gradually stabilized based on the second reference voltage Vrefi. That is, since the second feedback voltage Vfbi is controlled by the second reference voltage Vrefi in the overvoltage mode, the output voltage Vo is not affected by the fluctuation of the first reference voltage Vrefo and the second reference voltage V Vrefi).

상기와 같이 과전압 모드가 유지되는 상태에서 출력 전압(Vo)의 레벨이 떨어지면, 제2 피드백 전압(Vfbi)은 제2 기준 전압(Vrefi)와 대비하여 오프셋 전압(Voss) 범위 내의 차이를 갖게 된다. 이때, 과전압 플래그(MON)는 로우 레벨로 시프트된다.When the level of the output voltage Vo drops while the overvoltage mode is maintained as described above, the second feedback voltage Vfbi has a difference within the offset voltage Voss range compared to the second reference voltage Vrefi. At this time, the overvoltage flag MON is shifted to the low level.

상기와 같이 과전압 모드가 유지되는 상태에서 출력 전압(Vo)의 레벨이 제2 기준 전압(Vrefi)에 의하여 안정되어도, 제1 기준 전압(Vrefo)이 높은 상태를 유지하면 비교 증폭기(COM1)는 노멀 플래그(MON)를 로우 상태로 유지한다. 즉, 제1 기준 전압(Vrefo)이 높은 상태에서 과전압 모드는 유지된다.Even when the level of the output voltage Vo is stabilized by the second reference voltage Vrefi in the state where the overvoltage mode is maintained as described above, when the first reference voltage Vrefo remains high, the comparison amplifier COM1 is normal. Keep the flag MON low. That is, the overvoltage mode is maintained while the first reference voltage Vrefo is high.

상기와 같이 과전압 모드가 유지되는 상태에서 제1 기준 전압(Vrefo)은 외부 온도가 안정화됨에 대응하여 낮은 레벨로 천이될 수 있다.In the state where the overvoltage mode is maintained as described above, the first reference voltage Vrefo may be transitioned to a low level in response to stabilization of the external temperature.

과전압 모드에서 현재 제2 기준 전압(Vrefi)에 의하여 안정된 출력 전압(Vo)에 연동된 제1 피드백 전압(Vfbo)은 제1 기준 전압(Vrefo)과 비교된다. 외부 온도의 안정화에 의하여 제1 기준 전압(Vrefo)이 충분히 낮아지면, 제1 피드백 전압(Vfbo)과 제1 기준 전압(Vrefo)은 오프셋 전압(Vosr) 범위 이상의 차이를 가질 수 있다. 이때, 비교 증폭기(COM1)는 하이 레벨의 노멀 플래그(MON)를 출력한다.In the overvoltage mode, the first feedback voltage Vfbo linked to the output voltage Vo stabilized by the second reference voltage Vrefi is compared with the first reference voltage Vrefo. When the first reference voltage Vrefo is sufficiently lowered due to stabilization of the external temperature, the first feedback voltage Vfbo and the first reference voltage Vrefo may have a difference greater than or equal to the offset voltage Vosr range. At this time, the comparison amplifier COM1 outputs a high level normal flag MON.

하이 레벨의 노멀 플래그(MON)가 출력되면 RS 플립플롭(14)에서 출력되는 모드 신호(SFP)가 노멀 모드에 대응하도록 변경된다. 그에 따라서, 본 발명에 따른 실시예는 노멀 모드로 전환되며 상술한 제1 피드백 전압(Vfbo)에 의한 피드백 루프를 형성하여 출력 전압(Vo)을 레귤레이팅하는 동작을 수행한다.When the high level normal flag MON is output, the mode signal SFP output from the RS flip-flop 14 is changed to correspond to the normal mode. Accordingly, the embodiment according to the present invention switches to the normal mode and forms an feedback loop by the first feedback voltage Vfbo described above to regulate the output voltage Vo.

본 발명에 따른 실시예는 상술한 바와 같이 노멀 모드와 과전압 모드의 전환에도 피드백 루프가 지속적으로 유지될 수 있다.According to the embodiment of the present invention, as described above, the feedback loop may be continuously maintained even when the normal mode and the overvoltage mode are switched.

그러므로, 본 발명에 따른 실시예는 과전압 모드에서 피드백 경로가 유지되어서 출력 전압(Vo)을 안정적으로 유지하고 그 결과 구동 전압(Vc)이 정상적인 동작 영역으로 세팅될 수 있다. 그러므로, 스위칭 소자(SW1)의 스위칭 동작이 안정되어서 인덕터 전류(IL) 및 입력 구동 전압(Vx)가 안정화될 수 있으며, 결국 입력 전압(Vin)이 안정될 수 있다.Therefore, in the embodiment according to the present invention, the feedback path is maintained in the overvoltage mode so that the output voltage Vo is stably maintained, and as a result, the driving voltage Vc can be set to the normal operating region. Therefore, the switching operation of the switching element SW1 is stabilized so that the inductor current IL and the input driving voltage Vx can be stabilized, and eventually the input voltage Vin can be stabilized.

또한, 본 발명에 따른 실시예는 상술한 바와 같이 피드백 루프가 지속적으로 유지되고, 노멀 모드에 적용되는 제1 피드백 전압(Vfbo)보다 낮은 레벨의 제2 피드백 전압(Vfbi)이 과전압 모드에 적용되므로 출력 전압(Vo)에 과도한 리플이 발생하는 것이 해소될 수 있다.In addition, in the embodiment according to the present invention, the feedback loop is continuously maintained as described above, and the second feedback voltage Vfbi having a level lower than the first feedback voltage Vfbo applied to the normal mode is applied to the overvoltage mode. Excessive ripple in the output voltage Vo can be eliminated.

상기와 같이 본 발명에 따른 실시예는 출력 전압(Vo)에 과도한 리플이 발생하는 것이 방지되고 입력 전압(Vin)에 큰 변동이 발생하는 것이 방지될 수 있다.As described above, according to the embodiment of the present invention, excessive ripple may be prevented from occurring in the output voltage Vo and large fluctuations in the input voltage Vin may be prevented.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 실시예는 제1 기준 전압(Vrefo)이 안정화될 때까지 과전압 모드를 유지하며 과전압 모드에 대응하여 제2 피드백 전압(Vfbi)을 이용한 피드백 경로가 안정적으로 유지되므로 전압 레귤레이팅 동작이 안정적으로 수행될 수 있다.As described above, the embodiment of the present invention maintains the overvoltage mode until the first reference voltage Vrefo is stabilized, and the feedback path using the second feedback voltage Vfbi is stably maintained in response to the overvoltage mode. The regulating operation can be performed stably.

한편, 본 발명에 따른 실시예는 제작자의 의도에 따라서 도 3 또는 도 4와 같이 변형 실시될 수 있다.Meanwhile, the embodiment according to the present invention may be modified as shown in FIG. 3 or 4 according to the intention of the manufacturer.

도 3은 도 1의 실시예에서 전압 변환기(Kv)를 제거하고 지연 회로로 로우패스필터(LPF)를 추가한 구성을 갖는 것으로, 도 1의 실시예와 동일한 부품은 동일 부호로 표시하며, 동일 부품에 대한 중복된 구성 및 동작 설명은 생략한다.3 has a configuration in which the voltage converter Kv is removed and a low pass filter LPF is added as a delay circuit in the embodiment of FIG. 1, and the same components as those of the embodiment of FIG. Overlapping configuration and operation descriptions of components are omitted.

도 3은 도 1의 실시예의 전압 변환기(Kv)의 게인 팩터(Gain Factor)를 '1'로 설정한 것에 해당한다.FIG. 3 corresponds to setting the gain factor of the voltage converter Kv of the embodiment of FIG. 1 to '1'.

그리고, 도 3의 로우패스필터(LPF)는 로직 카운터(Logic counter) 또는 아날로그 딜레이 셀(Analog Delay Cell)로 구현될 수 있다.The low pass filter LPF of FIG. 3 may be implemented as a logic counter or an analog delay cell.

여기에서, 로우패스필터(LPF)는 과전압 모드에서 노멀 모드로 진입할 때 지연시간을 적용하여서 안정적인 상태에서 노멀 모드가 수행될 수 있도록 하기 위한 것이다. 로우패스필터(LPF)는 비교 증폭기(COM1)의 히스테리시스 특성을 보강하기 위한 것이다.Here, the low pass filter LPF is to apply the delay time when entering the normal mode from the overvoltage mode so that the normal mode can be performed in a stable state. The low pass filter LPF is for reinforcing the hysteresis characteristics of the comparison amplifier COM1.

한편, 도 4는 도 1의 실시예에서 전압 변환기(Kv)와 비교 증폭기(COM2)에 입력되는 제2 기준 전압(Vrefi)의 오프셋 전압(Voss)를 제거하고 다른 전압 변환기(Kr)를 적용한 구성을 갖는 것으로, 도 1의 실시예와 동일한 부품은 동일 부호로 표시하며, 동일 부품에 대한 중복된 구성 및 동작 설명은 생략한다.4 is a configuration in which the offset voltage Voss of the second reference voltage Vrefi input to the voltage converter Kv and the comparison amplifier COM2 is removed in the embodiment of FIG. 1, and another voltage converter Kr is applied. 1, the same components as those of the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant descriptions and operations of the same components will be omitted.

도 4는 도 1의 실시예의 전압 변환기(Kv)의 게인 팩터(Gain Factor)를 '1'로 설정한 것에 해당한다.FIG. 4 corresponds to setting the gain factor of the voltage converter Kv of the embodiment of FIG. 1 to '1'.

그리고, 도 4에서 다른 전압 변환기(Kr)는 과전압에 대응한 안정적인 패드백 경로를 제공하기 위하여 피드백 저항 분압비를 다르게 설정하기 위한 게인 팩터로 구성된 것이다.In addition, in FIG. 4, the other voltage converter Kr is configured with a gain factor for differently setting the feedback resistance voltage division ratio in order to provide a stable padback path corresponding to overvoltage.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 실시예들이 구성됨에 의하여 직류 직류 변환기의 출력 전압의 과전압에 대응한 과전압 방지를 수행하여도 출력 전압과 입력 전압이 안정화될 수 있어서 신뢰성이 확보될 수 있다.
As described above, even when the overvoltage protection corresponding to the overvoltage of the output voltage of the DC-DC converter is performed, the output voltage and the input voltage can be stabilized, thereby ensuring reliability.

10 : 전압 변환 회로 12 : 컨트롤러
14 : RS 플립플롭10: voltage conversion circuit 12: controller
14: RS flip flop

Claims

In the voltage conversion circuit of a switching DC-DC converter for controlling the switching of the input voltage to the output voltage by driving switching,
A switching circuit for performing the switching driving to drive the input voltage by a driving pulse;
A pulse generation circuit for providing the drive pulse at a pulse width corresponding to a drive voltage; And
A feedback path providing a driving voltage by feeding back an output voltage, and selecting and comparing a first feedback voltage and a first reference voltage when the output voltage corresponds to a normal mode to provide the driving voltage. Providing a path to the feedback path, and when the output voltage corresponds to an overvoltage mode, selecting and comparing a second feedback voltage and a second reference voltage of a constant voltage to provide the driving voltage as the feedback path. Including a feedback circuit;
The first feedback voltage and the second feedback voltage are voltages obtained by dividing the output voltage.
The second feedback voltage is lower than the first feedback voltage,
And the second reference voltage is lower than the first reference voltage.

The method of claim 1, wherein the feedback circuit,
A feedback voltage providing circuit configured to provide a first feedback voltage as a feedback voltage in response to the normal mode and provide the second feedback voltage as the feedback voltage in response to the overvoltage mode by mode determination;
A reference voltage providing circuit configured to provide a first reference voltage as a reference voltage in response to the normal mode and provide the second reference voltage as the reference voltage in response to the overvoltage mode;
An error amplifier comparing the feedback voltage with the reference voltage to provide the driving voltage; And
Providing the feedback voltage by comparing the first feedback voltage and the first reference voltage to detect entering the normal mode and comparing the second feedback voltage and the second reference voltage to enter the overvoltage mode. And a mode determination unit controlling the mode determination of the circuit and the reference voltage providing circuit.

The method of claim 2,
And at least one of a voltage converter for adjusting a voltage range of the first reference voltage and a voltage divider for dividing the output voltage to provide the second feedback voltage.

The method of claim 2, wherein the mode determination unit,
A first comparison amplifier configured to output a normal flag indicating to enter the normal mode when a difference between the first feedback voltage and the first reference voltage is equal to or greater than a first offset value preset;
A second comparison amplifier configured to output an overvoltage flag indicating to enter the overvoltage mode when the difference between the second feedback voltage and the second reference voltage is equal to or greater than a preset second offset value; And
And a mode signal output unit configured to output a mode signal for determining the mode by using the normal flag and the overvoltage flag.

The method of claim 4, wherein
And the first comparison amplifier and the second comparison amplifier have hysteresis characteristics.

The method of claim 4, wherein
And a delay circuit for delaying the normal flag of the first comparison amplifier and providing the delayed signal to the mode signal output unit.

The method of claim 6,
The delay circuit is a voltage conversion circuit of a switching DC-DC converter composed of a low pass filter.

The method of claim 4, wherein the mode signal output unit,
And an RS flip-flop configured to receive the overvoltage flag as a set signal and output the mode signal by receiving the normal flag signal as a reset signal.

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