KR101649109B1 - 듀얼 풀브리지 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 듀얼 풀브리지 컨버터에 관한 것으로서, 1차측에는 하나의 레그를 공유하는 두 개의 풀브리지 인버터를 통합구성하고, 2차측에는 인덕터를 공유하는 두 개의 배전류 정류 회로가 통합되도록 함으로써, 낮은 듀티 사이클 손실, 넓은 ZVS (Zero Voltage switching)범위를 달성할 수 있을 뿐만 아니라, 적은 수의 구성 소자로 원가를 절감할 수 있다.

Description

듀얼 풀브리지 컨버터{DUAL FULL-BRIDGE CONVERTER}

본 발명은 듀얼 풀브리지 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 1차측에는 하나의 레그를 공유하는 두 개의 풀브리지 인버터를 통합구성하고, 2차측에는 인덕터를 공유하는 두 개의 배전류 정류 회로가 통합되도록 함으로써, 낮은 듀티 사이클 손실, 넓은 ZVS 범위, 적은 수의 구성 소자를 달성하도록 하는 듀얼 풀브리지 컨버터에 관한 것이다.

지구 온난화의 가속화, 천연 자원의 감소, 연료 가격의 상승 등으로 인해, 하이브리드 전기 자동차(HEV: Hybrid Electric Vehicle), 플러그인 하이브리드 전기 자동차(PHEV: Plug-in Hybrid Electric Vehicle), 순수 전기 자동차(EV: Electric Vehicle), 및 연료전지 자동차(FCV: Fuel Cell Vehicle) 등의 친환경적인 전기 동력 자동차의 판매가 급격히 증가하고 있다. 게다가 IEA(International Energy Association)의 국내 타겟으로 인해 전기 자동차 판매의 증가 추세는 자동차 시장의 경향이 되어가고 있다.

이들 자동차들은 전자 구동력 시스템의 에너지 소스로서 충전가능한 배터리들을 필수적으로 필요로 한다. 그 중 플러그인 하이브리드 자동차나 순수 전기 자동차는, 배터리가 에너지 소스의 주된 역할을 하기 때문에 다른 자동차에 비해 상당히 높은 용량을 갖는 큰 사이즈의 배터리 팩이 요구된다.

전기 자동차의 배터리는 일반적으로 배터리 충전기라고 불리우는 AC-DC 컨버터를 통해 교류 전력망으로부터 충전된다. 교류 전력망에 대한 낮은 전류 왜곡과 충전기 용량의 손실없이 높은 변환 효율을 달성하기 위해, 대부분의 배터리 충전기들은 절연 DC-DC 컨버터와 연결된 역률 보정 회로(PFC: Power Factor Correction)을 갖는 AC-DC 컨버터를 포함하는 기본 구조를 갖는다.

이러한 배터리 충전기를 개발하는데 있어서 핵심 요구사항들이 몇 가지 있다. 먼저, 패키징이 용이하고 에너지의 실용적인 면을 강조하기 위해 배터리 충전기의 크기와 중량을 줄이는 것이 필수적이다. 나아가, 전반적인 배터리 충전 과정에서의 높은 효율성이 사이즈의 감소와 연료 절약을 위해 강조된다. 또한 견실하고 신뢰할 만한 동작이 충족되어야 한다.

이러한 요구들을 충족하기 위해, 최근 배터리 충전기들은 전도 손실을 감소시키기 위해 AC-DC 컨버터에 브리지리스(Bridgeless) 부스트 PFC 기술을 채용하고 있다. 일반적으로 AC 입력전압은 부스트 섹션의 뒤에 연결되는 브리지 다이오드에 의해 정류된다.

각 브리지 다이오드의 수방향 전압 강하에 의해, 특히 낮은 라인 입력 전압에서 과도한 전도 손실이 발생하며, 이는 전반적인 효율을 감소시키고 히트싱크의 크기와 무게를 과도하게 증가시킨다. 특히 고전력 레벨에서 높은 효율성을 얻기 위해, 열화때문에 인터리빙이나 병렬 접근법이 고려될 수 있다.

배터리 충전기 어플리케이션의 DC-DC 컨버터를 위해, 상전이 풀브리지 컨버터(PSFB: Phase-shifted full bridge)가 가장 인기있는 고려대상이다. 상전이 풀브리지 컨버터는 절연이 요구되는 중간파워에서 고파워 어플리케이션을 위해 잘 연구된 토폴로지이기 때문이다. 상전이 풀브리지 컨버터의 주요 장점은 추가적인 보조의 요소나 복잡한 제어 수행이 없이도 제로 전압 스위칭 (ZVS: Zero Voltage switching) 특성을 갖는 것이다. ZVS를 포함하는 동작은 1차측 전원장치의 스위칭 손실의 감소 및 제어회로의 노이즈 프리 환경 등 다양한 장점들을 갖는다. 상전이 풀브리지 컨버터의 보다 효율적인 작동에 의해, 크기와 무게에 민감한 어플리케이션에서 중요한 요구 열 관리의 감소를 허용한다. 그러나, ZVS 작동의 허용 범위가 좁음에 따라 상대적으로 작은 부하는 ZVS 상태를 나쁘게 만든다. 이에 따라, 여러 연구가 수행되었다.

소프트 스위칭 범위를 확대하기 위해, 몇 가지 접근법이 수행되었다. 첫번째로 큰 손실 인덕턴스를 갖는 변압기의 설계와 외부 인덕터의 부가가 연구되었다. 그러나, 이러한 방법들은 듀티 사이클 손실과 2차측 다이오드의 전압 스파이크를 증가시키고, 전압 변환 비율을 감소시킨다. 다른 접근법으로는 변압기의 자화 인덕턴스를 감소시키는 것이다. 비록 이 방법이 ZVS 범위를 증가시키기는 하지만, 1차측의 RMS 전류 스트레스와 전도 손실이 상당히 증가된다.

본 발명은, 1차측에는 하나의 레그를 공유하는 두 개의 풀브리지 인버터를 통합구성하고, 2차측에는 인덕터를 공유하는 두 개의 배전류 정류 회로가 통합되도록 함으로써, 낮은 듀티 사이클 손실, 넓은 ZVS 범위, 적은 수의 구성 소자를 달성하도록 하는 듀얼 풀브리지 컨버터를 제안한다.

상기 목적은, 두 개의 풀브리지인버터를 병렬운전하는 풀브리지 컨버터에 있어서, 두 개의 변압기; 하나의 풀브리지회로를 포함하며 제1변압기의 1차측과 연결되는 제1풀브리지 인버터; 다른 하나의 풀브리지회로를 포함하며 제2변압기의 1차측과 연결되는 제2풀브리지 인버터; 및 직렬로 연결되는 제1출력다이오드, 제1출력인덕터 및 제2출력다이오드를 포함하는 제1레그 및 직렬로 연결되는 제3출력다이오드, 제2출력인덕터 및 제4출력다이오드를 포함하는 제2레그를 포함하며, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제1출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제4출력다이오드의 접점은 상기 제2변압기의 2차측과 연결되고, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제2출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제3출력다이오드의 접점은 상기 제1변압기의 2차측과 연결되는 정류스테이지를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터에 의해 달성된다.

상기 목적은, 두 개의 풀브리지 인버터를 병렬운전하는 풀브리지 컨버터에 있어서, 제1 및 제2변압기; 직렬 연결되는 한 쌍의 스위치로 구성되는 제1레그, 제2레그 및 제3레그를 포함하며, 상기 제1레그, 상기 제2레그 및 제1변압기를 포함하여 제1풀브리지회로를 구성하고, 상기 제2레그, 상기 제3레그 및 제2변압기를 포함하여 제2풀브리지회로를 구성하는 제1스테이지; 및 직렬로 연결되는 제1출력다이오드, 제1출력인덕터 및 제2출력다이오드를 포함하는 제4레그 및 직렬로 연결되는 제3출력다이오드, 제2출력인덕터 및 제4출력다이오드를 포함하는 제5레그를 포함하며, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제1출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제4출력다이오드의 접점은 상기 제2변압기의 2차측과 연결되고, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제2출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제3출력다이오드의 접점은 상기 제1변압기의 2차측과 연결되는 제2스테이지를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터에 의해 달성된다.

본 발명에서는 6.6kW가 넘는 용량을 갖는 전기 자동차의 고출력용 내장 배터리 충전기를 위한 소프트 스위칭 DC- DC 컨버터에 관한 것으로서, 1차측에 두 개의 풀브리지 인버터가 통합된 구성을 가지며, 정류스테이지에는 인덕터를 공유하는 두 개의 배전류 정류 회로가 통합되어 있다. 이에 따라, 본 듀얼 풀브리지 컨버터는 낮은 듀티 사이클 손실, 넓은 ZVS 범위를 달성할 수 있을 뿐만 아니라, 적은 수의 구성 소자로 원가를 절감할 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 듀얼 풀브리지 컨버터의 회로 구성도,
도 2은 도 1의 듀얼 풀브리지 컨버터의 배터리 충전기 프로파일,
도 3은 도 1의 듀얼 풀브리지 컨버터의 주요 동작 파형,
도 4(a) 내지 (f)는 도 1의 듀얼 풀브리지 컨버터의 첫번째 반 사이클 동안의 동작회로도,
도 5 는 모드 2에서의 등가회로도,
도 6은 VDT 제어에 의한 전압과 전류 파형,
도 7은 모드 2와 모드 3 사이에 추가되는 모드의 회로도,
도 8은 ZVS 조건과 1차측 전류의 관계를 나타낸 그래프,
도 9는 낮은 입력 전압과 풀-부하 조건에서 1차측 전류와 출력 인덕터 전류를 나타낸 그래프,
도 10은 최소 및 최대 입력 전압에 대응되는 두 변압기의 1차측 전압을 나타낸 그래프,
도 11는 센터 레그 스위치인 제3스위치의 게이트-소스 전압과 드레인-소스 전압을 나타낸 그래프,
도 12는 래깅 레그 스위치인 제6스위치의 게이트-소스 전압과 드레인-소스 전압을 나타낸 그래프,
도 13은 13.5A의 출력 전압에서 정전류 모드와 정전압 모드 하에서의 효율성 대 출력 파워를 비교한 도면이다.

이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성 요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.

또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.

이하의 상세한 설명에서는 본 발명에 따른 듀얼 풀브리지 컨버터의 회로 구성, 작동 원리, 관련 분석 결과들이 설명된다. 본 듀얼 풀브리지 컨버터의 유효성을 확인하게 위해, 6.6kW 배터리 충전기로 실현된 원형 컨버터로 실험을 수행하며, 후술할 실험 결과는 배터리 충전기로서의 제안된 컨버터의 효율성을 보여준다.

도 1은 본 발명에 따른 듀얼 풀브리지 컨버터의 회로 구성도이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명 따른 듀얼 풀브리지 컨버터는 1차측에서 제3 및 제4스위치 Q3과 Q4를 갖는 하나의 레그를 공유하는 제1 및 제2풀브리지 인버터를 포함할 수 있다.

제1풀브리지 인버터는 제1 내지 제4스위치(Q1 ~ Q4)와 제1변압기 T1으로 구성되며, 제2풀브리지 인버터는 제3 내지 제6스위치(Q3 ~ Q6)와 제2변압기 T2로 구성된다. 그리고 1차측에는 제2변압기 T2와 직렬로 연결되는 추가의 외부 인덕터 L_ext가 채용된다.

제1풀브리지 인버터와 제2풀브리지 인버터의 제1스테이지는, 직렬 연결되는 한 쌍의 스위치로 구성되는 제1레그, 제2레그 및 제3레그를 포함한다. 제1풀브리지 인버터는, 제1 및 제2스위치 Q1, Q2가 배치된 제1레그, 제3 및 제4스위치가 배치된 제2레그, 및 제1변압기의 1차측을 포함하고, 제2풀브리지 인버터는 제3 및 제4스위치가 배치된 제2레그, 제5 및 제6스위치가 배치된 제3레그, 및 제2변압기의 1차측을 포함한다.

제1 및 제2변압기 T1, T2의 2차측인 제2스테이지 또는 정류스테이지는, 직렬로 연결되는 제1출력다이오드, 제1출력인덕터 및 제2출력다이오드를 포함하는 제4레그와, 직렬로 연결되는 제3출력다이오드, 제2출력인덕터 및 제4출력다이오드를 포함하는 제5레그를 포함한다. 여기서, 제1출력인덕터 및 제1출력다이오드의 접점과 제2출력인덕터 및 제4출력다이오드의 접점은 제2변압기의 2차측과 연결되고, 제1출력인덕터 및 제2출력다이오드의 접점과 제2출력인덕터 및 제3출력다이오드의 접점은 제1변압기의 2차측과 연결된다. 이에 따라, 제1 및 제2변압기 T1, T2의 2차측과, 제1 및 제2출력인덕터 L_o1, L_o2가 원처럼 직렬로 연결되어 있다.

이러한 정류스테이지는 한 쌍의 CDR (Current Doubler Rectifier) 회로를 구성한다. 제1CDR 회로는 제2 및 제3출력다이오드 D_o2, D_o3, 제1 및 제2출력인덕터 L_o1, L_o2, 및 제2변압기 T2의 2차측으로 구성된다. 여기서, 제1변압기 T1의 양단에는 제2 및 제3출력다이오드의 캐소드와 제1 및 제2출력인덕터가 연결되어 있다. 제2CDR 회로는 제1 및 제4출력다이오드 D_o1, D_o4, 제1 및 제2출력인덕터 L_o1, L_o2, 및 제2변압기 T2의 2차측으로 구성된다. 여기서, 제2변압기 T2의 양단에는 제1 및 제4출력다이오드의 애노드와 제1 및 제2출력인덕터 L_o1, L_o2가 연결되어 있다.

또한, 정류스테이지에는, 제2 및 제3출력다이오드 D_o2, D_o3의 전압 스트레스를 고정하기 위한 RCD 클램프 회로가 마련되며, 1차측에는 제1 및 제4출력다이오드 D_o1와 D_o4를 위해 제1 및 제2클램프 다이오드 D_C1와 D_C2가 채용된다. 제1 및 제2클램프 다이오드 D_C1와 D_C2는 외부 인덕터 L_ext를 흐르는 전류 i_Lext와 제2풀브리지 인덕터를 흐르는 전류 i_pri2 간의 차이에 의해 형성된 전류가 흐르는 경로가 된다.

이하에서는 본 발명에 따른 CDR을 갖는 통합 듀얼 PSFB의 작동을 분석한다. 분석을 실행하기 위해, 이하에서와 같이 몇 가지 가정을 둔다.

1) N_p1=N_p2=N_p, N_s/N_p = n

2) 주요 스위치들은 기생 커패시터와 내부 다이오드를 제외하면 이상적인 MOSFET이다.

3) 출력 다이오드는 접합 커패시터를 제외하면 이상적이다. C_Do1= C_Do2= C_Do3 = C_Do4=C_j

4) 스위치의 기생 커패시터 C_oss의 용량은 다이오드의 접합 용량보다 매우 크다.

5) 출력 커패시터는 출력 전압 V_o을 갖는 정전압 소스로 간주될 만큼 충분히 크다.

6) 출력인덕터들은 동일한 크기를 갖는다. L_o1 = L_o2 = L_o, Δi_Lo1 = Δi_Lo2

본 발명의 컨버터는, 도 2에 도시된 바와 같은 배터리 충전기 프로파일을 따라 동작한다. 최악의 경우는 도 2의 a점에서와 같이 저전압, 고전류 출력 조건이다. 본 컨버터의 게이트 신호는 기존의 PSFB 컨버터와 동일한 상전이 방법을 기반으로 한다.

도 3은 본 발명의 컨버터의 주요 동작 파형을 도시하고 있다. 도 3에 따르면, 모든 스위치는 각각 제3스위치 Q3와 제4스위치 Q4, 제5스위치 Q5 와 제6스위치 Q6 사이의 데드타임인 T_DT1 및 T_DT2를 무시하고, 일정한 듀티비 (D = 0.5)로 구동된다. 홀수 스위치들인 제1,3,5스위치는 상전이 시간 T_Φ1과 T_Φ2의 조절에 의해 구동되고, 짝수 스위치들인 제2,4,6스위치도 마찬가지로 구동된다.

제1,3,5스위치들의 게이트 신호들은 간격, 즉 위상 지연 시간 T_Φ1과 T_Φ2을 갖는다. 각 위상 지연 시간은 동일한 크기 T_Φ를 갖지만, 고전압 출력 조건에서는 1차측 스위치들에서의 전압 오버슈트를 방지하기 위해 상전이 시간 T_Φ1이 데드타임 T_DT보다 작아지는 것을 피해야 한다. 또한, CV모드에서 부하가 작은 상태에서는 상전이 시간 T_Φ1 and T_Φ2의 합이 0.5Ts 보다 작아야 한다.

스위칭 주기에는 2개의 반 사이클로 나눌 수 있는 12개의 모드가 있으며, 첫번째 반 사이클은 모드 1에서 모드 6까지이고, 두번째 반 사이클은 모드 7에서 모드 12까지이다. 2개의 반 사이클의 작동 원리는 대칭적이므로, 반복되는 설명을 피하기 위해, 첫번째 반 사이클에 대해서만 설명하도록 한다. 도 4는 첫번째 반 사이클 동안의 동작회로를 도시하고 있다.

모드 1[t0-t1]

모드 1은 제1스위치 Q1이 턴온되면 시작되고 제4스위치 Q4가 턴오프되면 종료된다. 모드 1동안, 제1, 제4, 제6스위치 Q1, Q4, Q6은 온 상태에 있고, 제2, 제3, 제4출력다이오드 D_o2, D_o3, D_o4는 전도상태에 있다. 주 출력 전류는 제2, 제4출력다이오드 D_o2와 D_o4를 통해 흐르고, 제2출력인덕터를 흐르는 전류 i_Lo2(t)와 제2변압기의 2차측을 흐르는 전류 i_sec1(t) 간의 차이에 의해 형성된 전류는 제3출력다이오드 D_o3를 통해 흐른다. 왜냐하면, 제2출력인덕터를 흐르는 전류 i_Lo2(t)는 제1변압기의 2차측을 흐르는 전류 i_sec1(t)를 만나면 감소되기 때문이다. 도 4(a)에 도시된 바와 같이, 제1풀브리지 인버터를 흐르는 주 전류 i_pri1(t)는 제1 및 제4스위치 Q1, Q4를 통해 흐르기 때문에 제1변압기 T1의 2차측을 흐르는 전류 i_sec1(t)는 일정한 값을 갖는다.

전원은 제2변압기 T2를 통해 2차측으로 전송되고, 이에 따라, 다음의 수학식 1을 얻을 수 있다.

모드 2 [t1-t2]

모드 2는 제4스위치 Q4가 턴오프되면 시작되고, 제2출력다이오드를 따라 흐르는 전류 i_Do2가 제로 레벨에 도달하면 종료된다. 모드 2 동안, 제2 및 제3출력 다이오드 D_o2, D_o3 사이에서 커뮤테이션이 발생하기 때문에 주 전력 공급 전류는 제2, 제3, 제4다이오드 D_o2, D_o3, D_o4를 통해 흐른다. 그리고 제1출력인덕터를 흐르는 전류 i_Lo1(t)와 제2변압기의 2차측에 흐르는 전류 i_sec2(t) 사이의 차이는 제1출력다이오드 D_o1을 통해 흐른다. 그것 때문에 모든 출력다이오드들은 전도되고, 제1변압기 T1, T2의 2차측을 흐르는 전압은 0이 된다. 또한, 제2클램핑 다이오드 D_C2가 전도되고, 이에 의해, 등가회로는 도 5에 도시된 바와 같다. 등가회로에 기초하면, 다음의 수학식 2 및 3이 얻어진다.

여기서,

이다.

모드 3 [t2-t3]

모드 3은 2차측에 채용된 출력다이오드들 간의 커뮤테이션이 완료되면 시작되고, 제6스위치 Q6이 턴오프되면 종료된다. 모드 3 동안, 제1, 제3, 제6스위치 Q1, Q3, Q6은 온 상태에 있고, 제1, 제3, 제4출력다이오드 D_o1, D_o3, D_o4는 전도된다. 입력 전원이 제1변압기 T1에 의해 2차측으로 전송되고, 주 전류 경로가 제3 및 제4출력다이오드 D_o3, D_o4를 따라 형성된다. 제2변압기의 2차측 전류 i_sec2(t)과 제1출력인덕터를 흐르는 전류 i_Lo1(t) 사이의 차이에 의해 형성된 전류는 제1출력다이오드 D_o1을 통해 흐른다. 이는 주 전류 i_pri2(t)가 제3 및 제6스위치 Q3, Q6을 통해 순환함에 따라 제2변압기의 2차측 전류 i_sec2(t)가 일정 값을 갖기 때문이다.

모드 4 [t3-t4]

모드 4는 제6스위치 Q6이 턴오프되면 시작되고, 제4출력다이오드를 통해 흐르는 전류 i_Do4(t)가 0에 도달하면 종료된다. 모드 4 동안, 제1, 제3, 제4출력다이오드 D_o1, D_o3, D_o4는 전도되고, 제1 및 제4출력다이오드 D_o1, D_o4 사이에서 커뮤테이션이 발생한다. 또한, 1차측에서 커패시터 C_oss5, C_oss6, L_lk2, L_ext에서 공진이 발생한다. 이에 따라, 공진에 의해 C_oss5, C_oss6을 흐르는 전압이 각각 방전 및 충전된다.

여기서,

이다.

주 전류i_pri2는 다음과 같다.

여기서,

,

이다.

공진 동작 때문에 제5스위치 Q5는 ZVS 특성에 의해 턴온될 수 있다.

모드 5 [t4-t5]

모드 5는 주 전원공급 모드이다. 모드 5는 제4출력다이오드를 흐르는 전류i_Do4(t)가 제로 레벨에 도달하면 시작되고, 제1스위치 Q1이 턴오프되면 종료된다. 모드 5 동안, 제1, 제3, 제5스위치 Q1, Q3, Q5가 턴온되고, 제1 및 제3출력다이오드 D_o1, D_o3가 전도된다. 입력 전원은 제1변압기 T1, T2를 통해 2차측으로 전송된다.

모드 6 [t5-t6]

모드 6은 제1스위치 Q1이 턴오프되면 시작되고, 제2스위치 Q2가 턴온되면 종료된다. 모드 6 동안, 1차측의 C_oss1, C_oss2, L_lk1에서 공진이 발생한다. 이에 따라, C_oss2과 C_oss1를 흐르는 전압이 공진에 의해 각각 방전되고 충전된다.

여기서,

이다.

주 전류i_pri2는 다음과 같다.

여기서,

,

이다.

동작은 기존의 PSFB와 동일하기 때문에 출력 전류는 가장 높은 값을 가지며, 이것은 1차측에 반영된다. 이에 따라, 스위치는 ZVS 조건에서 쉽게 턴온된다.

본 컨버터의 DC 변환 비율은 출력 인덕터의 전압-시간 균형의 원리의 사용에 의해 유도될 수 있다. 변환 비율 식은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

,

이고, D_eff1 과 D_eff2는 효율적인 듀티 사이클이다.

본 컨버터의 출력 전압은, 기존의 PSFB 컨버터와 마찬가지로, 고정 스위칭 주파수에서 위상 지연을 조정함으로써, 조절될 수 있음을 유의한다.

일반적으로 ZVS 범위를 확장하기 위한 큰 공진 인덕터를 적용하는 방법은 듀티 사이클 손실을 증가시키는 것으로 널리 알려져 있다. 많은 수의 이차 권선을 갖는 턴비가 큰 변압기를 사용하는 다른 방법은, 1차측 전도 손실을 생성하고, 2차측 전압 스트레스를 증가시킨다는 단점이 있다.

본 컨버터에서 2차측으로부터 반영된 전류를 래깅 레그 스위치인 제5 및 제6스위치 Q5, Q6를 위한 소프트 스위칭 에너지로 사용할 수 있도록 출력 인덕터 전류는 음의 값이 될 수 있다. 이에 의해, ZVS 범위는 작은 외부 인덕터에 의해 확장될 수 있고, 낮은 듀티 사이클 손실 T_DCL2을 갖는다. 또한 센터 레그를 위해서, 듀티 사이클 손실을 증가시키는 외부 인덕터가 존재하지 않는다. 본 컨버터의 듀티 사이클 손실 T_DCL1 and T_DCL2의 식은 다음의 수학식 9와 10으로 표현된다.

여기서,

이다.

리딩 레그 스위치들은 출력 인덕터로부터 반영된 전류가 가장 높은 값을 가지기 때문에 쉽게 ZVS 조건이 될 수 있다. 이것은 기존의 PSFB 컨버터와 동일하다.

센터 레그 스위치의 ZVS 조건은 스위치들의 기생 커패시터를 흐르는 두 1차측 전류의 합에 의해 달성되고, 센터 레그 스위치들은 동일한 상태에 있으므로, 제3스위치 Q3가 ZVS 조건을 달성하면, 모드 2에서 분석이 수행된다.

높은 부하 조건에서 주 전류는 반영 전류에 의해 큰 값을 갖는다. 이에 따라, 제3스위치 Q3의 드레인-소스 전압은 첫번째 밸리에서 제로 전압 이하로 떨어지고, 이에 따라 손실없이 제3스위치 Q3가 쉽게 턴온될 수 있다. 그러나 낮은 부하 조건에서는 ZVS 조건을 달성하기에 ZVS 에너지가 충분하지 않다. 첫번째 밸리 이후, 제1변압기의 주 전류 i_pri1의 방향이 바뀌고 그 전압이 증가한다. ZVS 조건을 달성하기 위해, 변형 데드 타임(VDT)으로 데드타임 T_DT1를 제어하는 방식이 제어기에서 실행된다. 제2변압기의 주 전류 i_pri2가 도 6에 도시된 바와 같이 음의 값을 유지하기 때문에, 시간이 충분하다면 낮은 부하 조건에서 ZVS가 달성될 수 있다.

이런 방법으로 모드 2와 모드 3 사이에 추가의 모드가 존재한다. 이 추가의 모드에 대한 회로 다이어그램은 도 7에 도시된 바와 같다. 공진 주파수는 2차 정류 다이오드의 기생 커패시터에 의해 다음과 같이 변경된다.

전류파형은 도 6에 도시된 바와 같다. 각 주전류는 새로운 주파수에서 공진이 시작되는 시간 t1-1에서 같은 크기를 갖는다. 하나는 사인파를, 다른 하나는 코사인파를 갖기 때문에 드레인-소스 전압은 제로 레벨에 도달할 수 있다.

지연시간은 다음의 수학식 12에 의해 제어되어야 한다. 수학식 12가 만족될 때, 지연시간은 커야 한다. 반대로 지연시간이 크면 수학식 12가 만족된다.

래깅 레그 스위치들의 ZVS 조건은 제2변압기 T2의 자화 전류와 2차측 출력 인덕터의 반영 전류와의 합인 i_pri2에 의해 영향을 받는다. 이것은 기존의 PSFB 컨버터와 동일하다. 그러나 본 발명의 컨버터에서는 출력 인덕터의 반영 리플 전류에 의해 낮은 부하에서 확장된다. 쉽게 말하면, ZVS 조건이 제5스위치 Q5를 위해 달성될 때 모드 4에서의 분석이 실행된다. 낮은 부하 조건에서 제2출력인덕터를 흐르는 전류 i_Lo2(t)은 음의 값이 된다. 그러면 전류는 제1 및 제2출력인덕터와 제1 및 제2변압기의 2차측 사이를 순환한다. 이에 의해, 반영 전류는 아주 낮은 부하 조건에서 높아지게 되고, 이것은 제5스위치 Q5의 ZVS 에너지를 증가시킨다. 이에 따라, 소형 외부 인덕터로 넓은 ZVS 범위를 달성할 수 있다.

기존의 인터리빙 PSFB 컨버터에서는 각 FB 인버터 회로에서 래깅 레그 스위치들의 넓은 ZVS 동작을 위해서 두 개의 외부 인덕터를 필요로 한다. 그러나 상술한 바와 같이, 본 발명에서는 소프트 스위칭 에너지가 하나의 외부 인덕터로부터 형성된다. 또한 1차측이 통합되어 있기 때문에 스위치의 개수를 감소시킬 수 있다. 이에 따라, 본 컨버터는 더 적은 수의 구성소자가 사용된다. 표 1은 구성소자의 개수를 비교하여 나타내고 있다. 표 1은 본 발명의 컨버터는 6.6KkW의 높은 전력을 처리하는 컨버터이고, 종래의 컨버터는 인터리빙 PSFB 컨버터인 경우를 비교한 결과이다.

	본 발명의 컨버터	싱글 PSFB 컨버터	인터리빙 PSFB 컨버터
스위치	6	4	4
다이오드	4	4	8
변압기	2	1	2
출력 인덕터	2	1	2
공진 인덕터	1	1	2
계	15	11	22

변압기에서 요구되는 턴비는 DC 변환 비율과 지연시간의 식으로 설계될 수 있다. 이들 식에 기초하여, 턴비는 다음의 수학식13으로 나타낼 수 있다.

여기서,

이다.

스위치들과 다이오드들의 설계는 전압과 전류 스트레스를 기초로 한다. 1차측 스위치들의 경우, 전압 스트레스는 입력 전압과 같고, 제3 및 제4스위치 Q3, Q4의 전류 스트레스는 nI_o이고, 다른 스위치들의 전류 스트레스는 이것의 반이 된다.

다이오드들은 2차측 제1 및 제4출력다이오드 D_o1, D_o4의 전압 링잉(Ringing)을 감소시킨다. 이에 따라, 전압 클램프는 링잉 에너지의 재생시키는 다이오드에 의해서만 달성될 수 있다. 제2 및 제3출력다이오드를 위해, RCD 클램프 회로가 사용된다.

출력 커패시터는 전압 리플의 고려에 따라 설계되는 것이 일반적이다. 그러나 높은 출력 전류를 갖는 컨버터의 출력 커패시터를 디자인하기 위해서는 전류 리플이 중요 인자이다. 본 컨버터에서는 전류 리플이 다음의 식으로 산출될 수 있다.

출력 인덕터는 다음의 식에 의해 설계될 수 있다.

전류 리플은 최적의 디자인을 위한 중요 인자이다.

이하에서는 모드 4에서 분석되는 래깅 레그의 제5스위치 Q5의 ZVS 조건에 대해 설명하도록 한다. 상술한 바와 같이, 반영 전류는, 다음의 수학식 16의 반영 전류 (Iref) 식에 의해, 매우 작은 부하 조건에서는 높아진다.

출력인덕터의 설계에 따르면, 리플의 크기는 출력인덕터의 인덕턴스에 의해 결정된다. 따라서, 반영 전류는 회로 설계에 의해 결정될 수 있다.

반영 전류가 0이 되면, 즉 제2출력인덕터의 전류 i_Lo2 의 전류 리플이 출력 전류와 같아지면, 자화 전류는 ZVS 조건을 달성하기 위한 단일 소스가 된다. 모드 4동안, 자화 전류는 듀티사이클에 비례하므로 피크값을 갖는다.

설명한 바에 따라, ZVS 조건과 1차측 전류의 관계는 도 8에 도시된 바와 같다. 모든 부하 범위에서 ZVS 조건을 달성하기 위해, 제1 또는 제2변압기의 1차측 전류 i_Lm는 다음의 수학식 17로 표현되는 ZVS 조건을 달성하기 위해 요구되는 전류 i_ZVS,required 보다 높아야 한다.

자화 전류와 반영 전류의 분석에 기반하여, 1차측 전류는 다음의 수학식 18로 나타낼 수 있다.

여기서,

,

이다.

자화 전류와 반영 전류의 관계는 변압기와 출력인덕터의 인덕턴스에 의존한다.

본 컨버터의 유효성을 검증하기 위해, 6.6kW의 원형 컨버터는 다음의 스펙을 갖는 배터리 충전기로 실현된다.

입력 전압(V_IN): 385V - 400V

출력 전압(V_o): 250V - 420V

최대 출력 전류(I_o,max): 16A

스위칭 주파수: 100kHz

ZVS 범위: 풀부하 - 25% 부하

이 원형 컨버터는 다음의 표 2에 나열된 구성요소들을 사용하여 제작된다.

주 스위치	Q1 - Q6 IPP6074C6
제1 내지 제4출력다이오드	DO1 - DO4 IDH15S120 (1200V, 15A, Vf=2.5V)
제1 및 제2변압기(T1,T2)	코어 : EE7072 턴비(n): 1.33 (NP:NS=24:32)
	제1변압기 T1 제2변압기 T2 Lml: 2.35mH Lm2: 2.35mH Llk1: 7.6μH Llk2: 7.6μH
외부 인덕터(Lext)	8.8μH, MPP 코어
제1 및 제2출력인덕터(LO1, LO2)	250μH, HF 코어
출력 커패시터(CO)	270uF/450V
제어기	TMS320F28069

본 컨버터는 작은 외부 인덕터를 구비하고 넓은 ZVS 범위를 갖도록 설계된다. 변압기의 턴비와 필터 인덕터들은 수학식 13 내지 18로 설명된 절차에 따라 설계되었다. 자화 인덕턴스와 외부 인덕터는 25% 부하까지 ZVS 특성을 가지도록 설계되었다. 정류 다이오드의 전압 링잉 문제를 완화하기 위해, 클램프 다이오드 회로와 RCD 스너버 회로가 2차측에 채용된다 (R=100kΩ /10W, C=33nF, D=ES1M).

비교를 위해 제작된 기존의 PSFB 컨버터는 풀-부하의 50-100%에서 ZVS 범위를 가지며, 낮은 부하 조건하에 ZVS 동작을 보장하기 위해 매우 큰 공진 인덕터가 필요하다.

도 9는 낮은 입력 전압과 풀-부하 조건에서 1차측 전류와 출력 인덕터 전류를 도시하고 있다. 1차측 전류 파형에 따르면, 본 컨버터가 위상 전이 방법에 따라 잘 동작하고 있음을 알 수 있다. 또한 출력 인덕터 전류에 따라, 다른 테크닉이 없어도 부하 분담이 적절하게 이루어지고 있음을 알 수 있다.

도 10은 최소 및 최대 입력 전압에 대응되는 두 변압기의 1차측 전압을 보여주고 있다. 도 10에 도시된 바와 같이, 출력 전압을 조절하기 위해, 제어기는 위상 지연을 변경한다. 또한, 다이오드 전압은 설계된 대로 830V 이하에서 클램프된다.

도 11과 12는 각각 센터 레그 스위치인 제3스위치와 래깅 레그 스위치인 제6스위치의 게이트-소스 전압과 드레인-소스 전압을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 드레인 전압은 ZVS 턴온을 보여주면서 게이트 전압이 임계값에 도달하기 전에 제로 레벨로 감소한다. 높은 부하 조건에서 ZVS는 쉽게 달성된다.

도 13은 13.5A의 출력 전압에서 정전류 모드와 정전압 모드 하에서의 효율성 대 출력 파워를 비교한 도면이다. 정전류 구역과 전전압 구역의 피크 효율성은 각각 풀-부하의 96.6%와 반 부하의 97.3%이다. 이는 본 컨버터가 넓은 파워와 전압 범위에서 95% 이상의 효율성을 갖는다는 것을 보여준다. 이러한 본 컨버터의 효율성은 기존의 컨버터보다 높다.

본 발명의 듀얼 풀브리지 컨버터는 EV 충전기에 사용되는 높은 전류에 구동되며, 넓은 대역의 ZVS 특성을 갖는다. 본 듀얼 풀브리지 컨버터는, 듀얼 상전이 제어 풀브리지 컨버터가 통합된 것으로서 6개의 스위치와 하나의 외부 인덕터만을 사용하여 구현되므로, 구성 소자의 개수를 감소시킬 수 있다. 또한, 변동되는 데드 타임 제어 방식과, 전류 배정류기의 통합에 의한 출력 인덕터로부터의 반영 전류에 의해 넓은 ZVS 조건을 달성한다. 본 컨버터에 따르면, 특별한 제어없이 부하 분단 파형을 얻을 수 있다. 본 컨버터의 작동 원리들과 ZVS 특성은 전기 자동차 충전기 어플리케이션을 위해 분석된 것으로서, 5.7kW의 원형 컨버터로부터 얻어진 실험 결과는 본 컨버터가 전기 자동차의 충전기에 적합하다는 유효성을 보여준다.

이러한 본 컨버터는 EV 모드에서 구동범위를 확장하기 위한 목적을 위해 배터리 충전기의 전력율이 지속적으로 증가되는 추세를 쉽게 반영할 수 있다. 왜냐하면, 제안된 컨버터의 전력 처리 용량은 두 개의 전력 변압기와 CDR의 사용에 의해 쉽게 증가될 수 있기 때문이다.

전술한 실시예에서 언급한 표준내용 또는 표준문서들은 명세서의 설명을 간략하게 하기 위해 생략한 것으로 본 명세서의 일부를 구성한다. 따라서, 위 표준내용 및 표준문서들의 일부의 내용을 본 명세서에 추가하거나 청구범위에 기재하는 것은 본 발명의 범위에 해당하는 것으로 해석되어야 한다.

이상의 설명은 본 발명의 기술사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야하며, 그와 동등한 범위내에 있는 모든 기술사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (13)

1. 두 개의 풀브리지인버터를 병렬운전하는 풀브리지 컨버터에 있어서,
   두 개의 변압기;
   제1 및 제2스위치가 직렬로 연결된 하나의 브리지와, 제3 및 제4스위치가 직렬로 연결된 다른 하나의 브리지로 구성된 하나의 풀브리지회로를 포함하며 제1변압기의 1차측과 연결되는 제1풀브리지 인버터;
   상기 다른 하나의 브리지와, 제5 및 제6스위치가 직렬로 연결된 또 다른 하나의 브리지로 구성된 다른 하나의 풀브리지회로를 포함하며 제2변압기의 1차측 및 외부 인덕터와 연결되는 제2풀브리지 인버터; 및
   직렬로 연결되는 제1출력다이오드, 제1출력인덕터 및 제2출력다이오드를 포함하는 제1레그 및 직렬로 연결되는 제3출력다이오드, 제2출력인덕터 및 제4출력다이오드를 포함하는 제2레그를 포함하며, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제1출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제4출력다이오드의 접점은 상기 제2변압기의 2차측과 연결되고, 상기 제1출력인덕터 및 상기 제2출력다이오드의 접점과 상기 제2출력인덕터 및 상기 제3출력다이오드의 접점은 상기 제1변압기의 2차측과 연결되는 정류스테이지를 포함하며,
   제1모드에서 상기 제1, 제4 및 제6스위치가 온(ON)되고 상기 제2, 제3 및 제5스위치가 오프(OFF)되고 상기 제2, 제3 및 제4출력다이오드가 도통되고 상기 제2변압기를 통해 전원이 2차측으로 전송되며,
   상기 제1모드에서 상기 제4스위치가 턴오프되면서 제2모드가 시작되고 상기 제2모드에서 상기 제1출력다이오드가 도통되고 상기 제2출력다이오드를 통해 흐르는 전류가 감소되고 상기 제1 및 제2변압기의 2차측 전압이 제로가 되며,
   상기 제2모드에서 상기 제2출력다이오드를 통해 흐르는 전류가 제로 레벨에 도달되면서 제3모드가 시작되고 상기 제3모드에서 상기 제3스위치가 온되고 상기 제1출력다이오드가 도통되고 상기 제1변압기를 통해 상기 전원이 2차측으로 전송되며,
   상기 제3모드에서 상기 제6스위치가 턴오프되면서 제4모드가 시작되고 상기 제4모드에서 상기 제4출력다이오드를 통해 흐르는 전류가 감소되고 상기 제5 및 제6 스위치의 기생캐패시터와 상기 외부 인덕터와 상기 제2변압기에 포함된 인덕터에서 공진이 발생하여 ZVS(Zero Voltage Switching) 에 따라 상기 제5스위치가 턴온되며,
   상기 제4출력다이오드를 통해 흐르는 전류가 제로 레벨에 도달되면서 제5모드가 시작되고 상기 제5모드에서 상기 제1 및 제2변압기를 통해 상기 전원이 2차측으로 전송되며,
   상기 제5모드에서 상기 제1스위치가 턴오프되면서 제6모드가 시작되고 상기 제6모드에서 상기 제1 및 제2 스위치의 기생캐패시터와 상기 제1변압기에 포함된 인덕터에서 공진이 발생하며,
   상기 제6모드에서 상기 제2스위치가 턴온되면서 상기 제1, 제2, 제3, 제4, 제5 및 제6모드로 구성된 첫번째 반 사이클과 작동 원리가 대칭적인 두번째 반 사이클이 시작되며,
   상기 두번째 반 사이클 및 상기 첫번째 반 사이클이 교번하여 작동하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
2. 삭제
3. 삭제
4. 삭제
5. 제1항에 있어서,
   상기 정류스테이지는 상기 제2 및 제3출력다이오드, 상기 제1 및 제2출력인덕터, 상기 제2변압기의 2차측을 갖는 제1CDR (Current Doubler Rectifier) 회로를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
6. 제1항에 있어서,
   상기 정류스테이지는 상기 제1 및 제4출력다이오드, 상기 제1 및 제2출력인덕터, 상기 제2변압기의 2차측을 갖는 제2CDR (Current Doubler Rectifier) 회로를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
7. 제1항에 있어서,
   상기 정류스테이지는, 상기 제2출력다이오드와 제3출력다이오드의 전압 스트레스를 고정하기 위한 클램프 회로를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
8. 제1항에 있어서,
   상기 제2풀브리지 인버터는 상기 제1출력다이오드와 제4출력다이오드의 전압 스트레스를 고정하기 위한 제1 및 제2클램프 다이오드를 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
9. 제1항에 있어서,
   상기 ZVS의 범위는, 상기 외부 인덕터에 의해 확장되는 듀얼 풀브리지 컨버터.
10. 제1항에 있어서,
    상기 ZVS의 조건을 달성하기 위해, 상기 제1 내지 제6스위치 구동 사이의 데드타임을 조절하는 제어기를 더 포함하는 듀얼 풀브리지 컨버터.
    
11. 삭제
12. 삭제
13. 삭제

Images