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KR101467234B1 - 부분상관함수들의 단계적 조합에 기초한 ｃｂｏｃ(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, ｃｂｏｃ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템 - Google Patents

부분상관함수들의 단계적 조합에 기초한 ｃｂｏｃ(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, ｃｂｏｃ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템 Download PDF

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KR101467234B1
KR101467234B1 KR1020130140688A KR20130140688A KR101467234B1 KR 101467234 B1 KR101467234 B1 KR 101467234B1 KR 1020130140688 A KR1020130140688 A KR 1020130140688A KR 20130140688 A KR20130140688 A KR 20130140688A KR 101467234 B1 KR101467234 B1 KR 101467234B1
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South Korea
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correlation
rti
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Application number
KR1020130140688A
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English (en)
Inventor
김홍득
윤석호
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성균관대학교산학협력단
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Publication date
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Abstract

본 발명의 CBOC(6,1,1/11) 신호의 상관함수 생성 방법은, CBOC(6,1,1/11) 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하는 단계, 제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하는 단계, 12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득하는 단계를 포함하며, 실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고, 실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.

Description

부분상관함수들의 단계적 조합에 기초한 ＣＢＯＣ(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, ＣＢＯＣ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템{METHOD FOR GENERATING UNAMBIGUOUS CORRELATION FUNCTION FOR CBOC(6,1,1/11) SIGNAL BASED ON MULTI STAGE COMPOSITION OF PARTIAL CORRELATION FUNCTIONS, APPARATUS FOR TRACKING CBOC SIGNALS AND SATELLITE NAVIGATION SIGNAL RECEIVER SYSTEM}
본 발명은 위성 항법 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 위성 항법 기술에 이용되는 합성 이진 옵셋 반송파 신호 추적 기법에 관한 것이다.
위성 항법 기술은 복수의 항법 위성들이 각 위성의 현재 위치와 시간이 담긴 위성 항법 신호를 지상으로 무작위적으로 송출하면, 지상의 위성 항법 수신기가 복수의 위성 항법 신호들을 수신하고 복수의 항법 위성들의 현재 위치 좌표들 및 신호들의 도달 시간을 계산함으로써 삼각 측량법에 의해 위성 항법 수신기가 자신의 지구좌표계에서 3차원적 위치를 결정하는 기술이다.
위성 항법 수신기가 자신의 경도, 위도 및 높이를 파악하려면, 이론상 적어도 3 개의 위성 신호가 필요하고, 위성 간의 시간 오차를 제거하여 정확도를 높이기 위해 하나의 위성 신호가 더 필요하여, 최소한 4 개의 위성이 필요하다.
전 세계적으로 정치적, 경제적, 군사적 이유로 여러 국가들이 독자적인 위성 항법 시스템을 구축하고 있다. 미국의 GPS 시스템이 가장 널리 사용되고 유명하지만, EU는 갈릴레오 시스템, 러시아의 GLONASS, 중국의 COMPASS 시스템, 일본의 QZSS 시스템(추후 JRANS 시스템으로 확대)도 추진되고 있다.
위성 항법 신호는 간섭이나 전파 방해에 강해야 하므로, 다양하고 정교한 변조 기법들이 채택되고 있는데, 차세대 위성 항법 시스템들 중에 다수가 기존의 PSK(Phase shift keying) 변조 방식을 대체하거나 또는 이에 추가적으로 이진 옵셋 반송파(BOC, binary Offset Carrier) 변조 방식을 채택하고 있다는 점은 주목할 만하다. PSK 변조 방식에 비해, BOC 변조 방식은 자기 상관 함수의 주 첨두의 폭이 좁기 때문에 좀더 좋은 신호 추적 성능을 보여준다.
또한 BOC 변조 방식은 PSK 변조 방식과 달리, 스펙트럼이 분리되고 대역의 중심부에서 가장자리로 에너지를 이동시키는 특성이 있어서, 기존의 변조 방식을 이용 중이던 대역에 추가로 적용할 수 있다. 이러한 특성을 이용하여 차세대 위성 항법 시스템들이 PSK 변조 방식과 함께 BOC 방식을 이용할 수 있어서, 성능 향상과 함께 과거 호환성을 보장할 수 있다.
BOC 신호는 의사 잡음 부호(pseudo random noise, PRN)와, 사인(sine) 또는 코사인(cosine) 위상의 구형(rectangular) 부반송파(sub-carrier)의 곱이라 표현되는 신호이다. 부반송파의 종류에 따라 BOCsin(kn,n) 또는 BOCcos(kn,n)으로 표현된다. k는 PRN 코드 칩 주기와 부반송파 주기의 비를 나타내는 양의 정수이고, n은 PRN 코드 칩 전송율과 C/A 코드의 클럭 주파수인 1.023 MHz의 비율을 나타낸다.
BOC 신호는 신호 추적 성능이 좋고 기존의 PSK 변조 방식과 호환성이 우수하지만, 첨두가 하나인 PSK 방식과 달리, 자기 상관 함수가 최고치를 가지는 주 첨두 주변에 여러 주변 첨두를 가지는 문제가 있다. 주변 첨두로 인해 BOC 신호 추적 시에 주 첨두 대신에 주변 첨두에 동기화되는, 이른바 모호성 문제가 발생할 수 있다.
한편, 과거 호환성을 유지하면서 GPS 시스템을 현대화하고 또한 GPS 시스템과 갈릴레오 시스템과의 호환성을 제공하기 위해, 복합 이진 옵셋 반송파(multiplexed BOC) 변조 방식이 제안되었고, 미국과 유럽 당국은 논의 끝에 최종적으로 BOCsin(1,1) 신호와 BOCsin(6,1) 신호가 전력 분리 비율 1/11로 결합되는 이른바 MBOC(6,1,1/11) 변조 방식을 채택하기로 결정하였다.
흥미롭게도, 미국 측과 유럽 측은 MBOC(6,1,1/11) 변조 방식의 전력 스펙트럼 밀도를 만족할 수 있는 부반송파 신호들 BOC(1,1)과 BOC(6,1)의 합성 방식을 서로 다르게 구현하였다. 먼저 미국 측은 시간 영역에서 두 부반송파 BOC(1,1)과 BOC(6,1)을 서로 중첩되지 않게 이용하는 시간 다중화 복합 반송파(time-multiplexed BOC, TMBOC)로 구현하였다. 반면에 유럽 측은 부반송파 BOC(1,1)에 BOC(6,1)을 시간 축에서 합산하여 합성 이진 옵셋 반송파(Composite BOC, CBOC)로 구현하였다.
CBOC 변조 방식은, MBOC(6,1,1/11) 변조 방식의 전력 스펙트럼 밀도를 만족할 수 있도록, BOCsin(1,1) 신호와 BOCsin(6,1) 신호를 단순 가중 합산하는 방식이다.
한편, CBOC(6,1,1/11) 신호는 데이터와 파일럿에 각각 전력의 50% 씩을 배분하기로 결정되었는데, 이를 위해 전체 신호를 데이터 성분의 전송을 위한 CBOC(6,1,1/11,'+') 신호와 파일럿 성분을 이용한 신호 동기화를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호로 구분한다.
CBOC(6,1,1/11) 신호는 BOC(6,1) 신호 성분에 의한 장점에 따라 자기상관함수의 첨두가 좀더 첨예하며, 따라서 일반적인 BOC 변조된 신호에 비해 좀더 정교한 측위 성능을 제공할 수 있다.
그러나, 일반적인 BOC 변조된 신호와 마찬가지로, CBOC(6,1,1/11) 신호는 주 첨두의 주변에 여러 주변 첨두들이 존재하기 때문에 신호 추적 시의 모호성 문제점을 여전히 가지고 있다.
종래에 제안된 CBOC 자기상관함수의 주변 첨두들을 제거하는 기법들은 기존에 BOC 신호에서 주변 첨두들을 제거하는 방법을 그대로 적용하는 기법들이나 새로운 국소 신호를 설계하여 주변 첨두를 제거하려는 기법들로 실제로 주변 첨두를 제거할 수는 있었지만 추적 성능이 개선되지는 않았다.
[1] Z. Yao, M. Lu, and Z. Feng, "Unambiguous technique for multiplexed binary offset carrier modulated signals tracking," IEEE Signal Process., Lett., vol. 16, no. 7, pp. 608-611, July 2009 [2] Y.P. Lee and S. Yoon, "A side-peak cancellation scheme for CBOC code acquisition," International Journal of World Academy of Science, Engineering and Technology, vol. 69, pp. 685-687, Sep. 2012.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 CBOC(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, CBOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 기존에 CBOC 신호의 자기상관신호를 구성하는 부분상관함수들의 단계적 조합에 기초하여 비모호 상관함수를 생성할 수 있는 방법, CBOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 기존에 BOC 신호를 위해 개발된 상관함수 생성 기법을 이용하지 않고 CBOC 신호의 독자적인 특성을 기반으로 개발된 비모호 상관함수 생성 방법, CBOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확히 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 측면에 따른 지연 고정 루프는,
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
Figure pat00001
의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00002
및
Figure pat00003
를 각각 생성하는 국소 신호 생성부;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00004
및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00005
을 각각 생성하는 선행 및 후행 자기 상관부;
제1 및 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00006
및
Figure pat00007
을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
Figure pat00008
를 생성하고, 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00009
및
Figure pat00010
을 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
Figure pat00011
를 생성하는 선행 및 후행 제1 상관함수 생성부;
제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00012
중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
Figure pat00013
및
Figure pat00014
의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
Figure pat00015
와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00016
및
Figure pat00017
를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00018
및
Figure pat00019
를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
Figure pat00020
를 얻는 선행 제4 상관함수 생성부;
제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00021
중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
Figure pat00022
및
Figure pat00023
의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
Figure pat00024
와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00025
및
Figure pat00026
를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00027
및
Figure pat00028
를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
Figure pat00029
를 얻는 후행 제4 상관함수 생성부;
선행 제4 상관함수
Figure pat00030
와 8 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00031
,
Figure pat00032
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00033
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00034
를 얻고, 후행 제4 상관함수
Figure pat00035
와 8 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00036
,
Figure pat00037
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00038
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00039
를 얻는 선행 및 후행 결합부;
상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 상기 국소 신호 생성부에 출력하는 수치 제어 발진기를 포함하고,
실수 A 및 B을 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 선행 부분상관함수들
Figure pat00040
및 후행 부분상관함수들
Figure pat00041
은, 다음 수학식
Figure pat00042
에 기초하며, 여기서,
Figure pat00043
은 자기상관함수, P는 수신 신호 r(t)의 전력(power)이고, T는 의사 잡음 코드의 주기, Tc는 칩의 주기일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 선행 제1 상관함수
Figure pat00044
및 상기 후행 제1 상관함수
Figure pat00045
는 다음 수학식
Figure pat00046
에 기초하여 각각 생성될 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 선행 주상관함수 결합부는, 선행 제4 상관함수
Figure pat00047
와 12 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00048
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00049
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00050
를 얻도록 동작하고,
상기 후행 주상관함수 결합부는, 후행 제4 상관함수
Figure pat00051
와 12 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00052
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00053
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00054
를 얻도록 동작할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 판별 함수는 다음 수학식
Figure pat00055
에 따라 정의될 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따른 CBOC(6,1,1/11) 신호 추적 방법은
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
Figure pat00056
의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00057
및
Figure pat00058
를 각각 생성하는 단계;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 지연신호 쌍들의 자기 상관 연산을 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00059
및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00060
을 각각 생성하는 단계;
제1 및 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00061
및
Figure pat00062
을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
Figure pat00063
를 생성하고, 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00064
및
Figure pat00065
을 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
Figure pat00066
를 생성하는 단계;
제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00067
중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
Figure pat00068
및
Figure pat00069
의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
Figure pat00070
와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00071
및
Figure pat00072
를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00073
및
Figure pat00074
를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
Figure pat00075
를 얻고, 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00076
중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
Figure pat00077
및
Figure pat00078
의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
Figure pat00079
와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00080
및
Figure pat00081
를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00082
및
Figure pat00083
를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
Figure pat00084
를 얻는 단계;
선행 제4 상관함수
Figure pat00085
와 12 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00086
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00087
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00088
를 얻고, 후행 제4 상관함수
Figure pat00089
와 12 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00090
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00091
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00092
를 얻는 단계; 및
상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정하는 단계를 포함하고,
실수 A 및 B을 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 선행 주상관함수
Figure pat00093
는,
선행 제4 상관함수
Figure pat00094
와 12 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00095
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00096
를 합산하여 얻어지고,
상기 후행 주상관함수
Figure pat00097
는,
후행 제4 상관함수
Figure pat00098
와 12 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00099
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00100
를 합산하여 얻어질 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 BOC(6,1,1/11) 신호의 상관함수 생성 방법은,
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
Figure pat00101
의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연된 지연 신호
Figure pat00102
를 생성하는 단계;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 수신 신호
Figure pat00103
와 지연신호
Figure pat00104
의 자기 상관 연산을 수행하여, 제1 내지 제12 부분상관함수들
Figure pat00105
을 생성하는 단계;
제1 및 제12 부분상관함수들
Figure pat00106
및
Figure pat00107
을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
Figure pat00108
을 생성하는 단계;
제1 내지 제12 부분상관함수들
Figure pat00109
중 제6 및 제7 부분상관함수들
Figure pat00110
및
Figure pat00111
의 두 차분 파형들의 각각을 제1 상관 함수
Figure pat00112
와 제2 소거 연산하여 각각 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00113
및
Figure pat00114
를 생성하며, 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00115
및
Figure pat00116
를 제1 소거 연산하여, 제4 상관함수
Figure pat00117
를 생성하는 단계; 및
제4 상관함수
Figure pat00118
와 8 개의 부분상관함수들
Figure pat00119
및
Figure pat00120
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
Figure pat00121
와 합산하여 주상관함수
Figure pat00122
를 생성하는 단계를 포함하며,
실수 A 및 B을 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 주상관함수
Figure pat00123
는,
제4 상관함수
Figure pat00124
와 12 개의 부분상관함수들
Figure pat00125
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
Figure pat00126
와 합산하여 얻어질 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 CBOC 신호 추적 장치는,
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호에 대해, 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 출력하는 주파수 오차 보정부;
코드 위상 지연 값에 따라 지연 보정된 국소 코드를 생성하는 국소 코드 생성부;
지연이 보정된 국소 코드와 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱하는 믹서;
상기 지연이 보정된 국소 신호와 상기 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 상관하여 얻은 상관 값이 상관함수의 주 첨두의 꼭지점에 위치하도록 하는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 상기 코드 위상 지연 값을 상기 국소 코드 생성부에 제공하는 지연 고정 루프;
추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수 보정 값을 반복적으로 산출하고, 상기 반송파 주파수 보정 값을 상기 주파수 오차 보정부에 제공하는 위상 고정 루프; 및
상기 지연이 보정된 국소 코드와 상기 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터 확산 데이터를 추출하는 데이터 추출부를 포함하고,
상기 지연 고정 루프는,
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고, 제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며, 12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득하도록 동작하고,
실수 A 및 B을 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 위성 항법 신호 수신 시스템은,
안테나에서 수신된 공간 무선 신호로부터 CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호를 출력하는 프론트엔드부;
출력된 수신 신호에 대해 지연 고정 루프를 이용하여 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하고, 위상 고정 루프를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 코드 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 위성 항법 데이터를 추출하는 기저 대역 처리부; 및
추출된 위성 항법 데이터에 기초하여 의사거리를 추정하는 항법 기능 처리부를 포함하고,
상기 기저 대역 처리부는,
CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고,
제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며,
12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득하고,
상기 주상관함수에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연을 결정하도록 동작하고,
실수 A 및 B을 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미할 수 있다.
본 발명의 CBOC(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, CBOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.장치 및 방법에 따르면, BOC(6,1) 신호의 이점을 활용하기 어려웠던 종래의 CBOC 신호 추적 기법들의 단점을 해소하여 CBOC(6,1,1/11) 신호에 최적으로 적용할 수 있다.
본 발명의 CBOC(6,1,1/11) 신호를 위한 비모호 상관함수 생성 방법, CBOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 위성 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.장치 및 방법에 따르면, 주변 첨두를 완전히 제거할 수 있고, 제안된 비모호 상관함수는 자기상관함수보다 훨씬 더 첨예하고 더 높다.
본 발명의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 위성 항법 신호 수신 시스템을 예시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 예시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치의 지연 고정 루프(DLL)를 예시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수와, 이를 구성하는 부분상관함수들(partial correlation functions)의 파형들을 예시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수들로부터 생성되는 제1 상관함수를 예시한다.
도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수들과 제1 상관함수로부터 생성되는 제2 및 제3 상관함수과, 제2 및 제3 상관함수들로부터 생성되는 제4 상관함수를 예시한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들과 제4 상관함수의 소거 연산 결과들을 제4 상관함수와 합산하여 주상관함수를 생성하는 절차를 예시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호에 대해 도 7과 같이 생성된 주상관함수와 자기상관함수 및 기존의 방법들에 따른 상관함수들을 비교한 그래프이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 방법을 예시한 순서도이다.
도 10는 본 발명의 실시예들에 따른 CBOC 신호 추적 장치 및 방법의 성능을 예시한 그래프이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 위성 항법 신호 수신 시스템을 예시한 블록도이다.
도 1을 참조하면, 위성 항법 신호 수신 시스템(10)은 안테나, 프론트엔드부(Front end)(11), 기저 대역 처리부(12) 및 항법 기능 처리부(13)를 포함한다.
항법 위성에서 방출되어 안테나에서 수신된 공간 무선 신호(SIS, signal in space)는 프론트엔드부(11)에서 주파수 동조(tuning), 하향 변환(down conversion), 필터링(filtering), 증폭(amplifying) 및 디지털 샘플링을 거쳐 디지털 수신 신호로 출력된다.
기저 대역 처리부(12)는 출력된 디지털 수신 신호에 대해 신호 상관 기법에 기초하여 신호 동기를 획득 및 추적하는 지연 고정 루프(DLL, delay lock loop)을 이용하여 코드 위상 지연(code delay)를 획득 및 추적하고, 페이딩(fading)이나 도플러 효과(doppler effect)를 보정하기 위해 위상 고정 루프(PLL, Phase lock loop)를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 신호 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 동기화된 위성 항법 데이터를 추출할 수 있다.
특히, 기저 대역 처리부(12)는 위성 항법 데이터로부터, 위성으로부터 위성 항법 신호 수신 시스템(10)까지의 의사거리(pseudorange)를 생성하여 출력할 수 있다.
나아가, 기저 대역 처리부(12)는 의사거리 외에도, 보정 수신 신호로부터 위상 측정 데이터, 위성 위치 데이터(almanac), 위성 클럭 정보(satellite clock information), 위성 궤도 데이터(ephemeris) 등을 추출할 수 있다.
여기서 본 발명에 따른 위성 항법 신호 수신 시스템(10)의 기저 대역 처리부(12)는, 아래에 설명될 바와 같이, CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고, 제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며, 12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제1, 제6, 제7 및 제12 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 생성하며, 주 첨두만 가지는 주상관함수에 기초하여 코드 위상 지연을 정확히 획득 및 추적할 수 있다.
항법 기능 처리부(13)는 복수의 위성들에 대해 제공된 의사거리들에 기초하여 수신 시스템(10)의 좌표와 움직임을 산출할 수 있다.
이 경우에, 예를 들어, 항법 기능 처리부(13)는 세 개의 위성에 대해 얻은 의사거리들로부터 위성 항법 신호 수신 시스템(10)의 2차원 좌표를 산출하며, 적어도 네 개의 위성에 대해 얻은 의사거리들로부터 3차원 좌표를 산출할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 예시한 블록도이다.
도 1의 위성 항법 신호 수신 시스템(10)의 기저 대역 처리부(12)는 도 2의 CBOC 신호 추적 장치(20)와 같은 회로들을 이용하여 코드 위상 지연을 획득하고 추적할 수 있다.
도 2를 참조하면, CBOC 신호 추적 장치(20)는 주파수 오차 보정부(21), 국소 코드(local code) 생성부(22), 믹서(23), 지연 고정 루프(DLL)(24), 위상 고정 루프(PLL)(25) 및 데이터 추출부(26)를 포함할 수 있다.
CBOC 신호 추적 장치(20)가 CBOC 수신 신호를 수신하려면 CBOC 수신 신호가 수신 시스템(10)까지 도달하는 데에 시간이 필요하고, 또한 이동하는 동안 페이딩이나 또는 도플러 효과로 인해 반송파 주파수 오차가 일어나기 때문에, CBOC 수신 신호를 정확히 추적하고 복조하려면 코드 위상 지연 값과 반송파 주파수 오차를 알아내야 한다.
CBOC 수신 신호를 처음 수신할 때에는 이러한 코드 위상 지연 값과 주파수 오차 값을 알 수 없거나 부정확하게 추정할 수 밖에 없기 때문에, 이와 같은 지연 고정 루프(24) 또는 위상 고정 루프(25)를 통해 각각 코드 위상 지연 값을 알아내거나 반송파 주파수를 보정하여야 한다.
먼저, 주파수 오차 보정부(21)는 CBOC 수신 신호에 대해 위상 고정 루프(25)에서 제공된 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 페이딩 또는 도플러 효과에 의한 주파수 오차를 보정한 보정 수신 신호를 출력한다. 최초에는 산출된 반송파 주파수 오차를 보정하기 위한 정보가 없기 때문에 디폴트 값이 적용되거나 과거의 추정치가 적용될 수 있다.
국소 코드 생성부(22)는 지연 고정 루프(24)에서 산출된 코드 위상 지연 값에 따라 지연이 보정된 국소 코드를 생성한다. 최초에는 산출된 코드 위상 지연 값이 없기 때문에 디폴트 값이 적용되거나 과거의 추정치가 적용될 수 있다.
믹서(23)는 지연 보정된 국소 코드와 주파수 편이가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱한다.
지연 고정 루프(24)는 보정 수신 신호와 소정의 코드 위상 지연 값에 따라 지연된 수신 신호에 관하여 소정의 상관 연산을 처리하여 얻은 상관 값이 주상관함수의 주 첨두에 위치하도록 만드는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 코드 위상 지연 값을 국소 코드 생성부(22)에 제공한다.
좀더 구체적으로, 지연 고정 루프(24)는 아래에서 좀더 상세하게 설명되겠지만, CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고, 제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며, 12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득할 수 있다.
여기서, 제1 소거 연산은, 수학식 5 및 수학식 6과 관련하여 후술하듯이, 본 발명의 명세서 전반에 걸쳐, 실수 A 및 B에 관하여 |A|+|B|-|A-B|인 연산으로서, 어떤 실수 A, B가 AB≤0이면, |A|+|B|-|A-B|=0 이고, AB>0이면, |A|+|B|-|A-B|>0가 된다.
또한, 제2 소거 연산에 있어서, 수학식 7과 관련하여 후술하듯이, 본 발명의 명세서 전반에 걸쳐, "어떤 실수 A를 B와 제2 소거 연산한다"는 것은 언급된 순서대로 |A+B|-|A|의 연산을 수행함을 의미한다.
본 발명에 따른 주상관함수는 주 첨두를 제외한 주변 첨두들이 모두 제거되고, 자기상관함수에 비해 중심부에서 좀더 첨예하고, 주 첨두의 높이가 좀더 높기 때문에, 추적 성능을 항상시킬 수 있다.
위상 고정 루프(25)는 추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수를 반복적으로 보정하고, 반송파 주파수 보정 값을 주파수 오차 보정부(21)에 제공한다.
데이터 추출부(26)는, 보정 수신 신호가 적절하게 획득(aquisition)되어 추적(tracking)된 이후부터는, 지연이 보정된 국소 코드와 주파수 편이가 보정된 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터, 예를 들어 위성 측에서 PRN 코드로 변조된 위성 항법 데이터와 같은 동기화된 데이터를 정확하게 추출할 수 있다.
나아가, 데이터 추출부(26)는 추출된 위성 항법 데이터에 의해 위성까지의 의사거리를 추정할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치의 지연 고정 루프(DLL)를 예시한 블록도이다.
지연 고정 루프(24)는 구체적으로 국소 신호 생성부(31), 선행 및 후행 믹서(32a, 32b), 선행 및 후행 자기상관부(33a, 33b), 선행 및 후행 제1 상관함수 생성부(34a, 34b), 선행 및 후행 제4 상관함수 생성부(35a, 35b), 선행 및 후행 결합부(36a, 36b), 판별기 믹서(37), 루프 필터(loop filter)(38) 및 수치 제어 발진기(Numerical control oscillator, NCO)(39)를 포함한다.
종래에 BOC 신호 추적 장치는 BOC 신호의 확산 코드 및 그 동기를 획득하는 단계에서는 국소 코드 생성부에서 제공되는 사전에(a priori) 알고 있는 확산 코드들을 수신 신호와 상관 연산하여 가장 상관 값이 큰 확산 코드 및 그 동기를 획득하고, 획득 이후에 코드 위상 지연을 추적하는 단계에서는 국소 코드 생성부에서 지연된 수신 신호를 출력하여 수신 신호와 자기상관하여 상관 값이 가장 큰 주 첨두를 보이는 코드 지연 위상을 찾는다.
상술하였듯이, CBOC 신호의 자기상관함수는 복수의 주변 첨두들을 가지는데, 이를 해결하기 위해, 먼저, 본 발명의 선행 및 후행 제1 상관함수 생성부(34a, 34b)는, 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 선행 제6 및 제7 부분상관함수들을, 그리고 후행 제6 및 제7 부분상관함수들을 각각 제1 소거 연산하여 선행 및 후행 제1 상관함수들을 얻는다.
이어서, 본 발명의 선행 제4 상관함수 생성부(35a)는, 수신 신호의 선행 자기상관함수를 구성하는 12 개의 선행 부분상관함수들 중 선행 제6 및 제7 부분상관함수들의 두 차분(difference) 파형, 즉 선행 제6 부분상관함수에서 선행 제7 부분상관함수를 차분한 파형과 선행 제7 부분상관함수에서 선행 제6 부분상관함수를 차분한 파형을 각각 선행 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수를 제1 소거 연산하여 선행 제4 상관함수를 얻는다.
마찬가지로 본 발명의 후행 제4 상관함수 생성부(35b)는, 수신 신호의 후행 자기상관함수를 구성하는 12 개의 후행 부분상관함수들 중 후행 제6 및 제7 부분상관함수들의 두 차분 파형, 즉 후행 제6 부분상관함수에서 후행 제7 부분상관함수를 차분한 파형과 후행 제7 부분상관함수에서 후행 제6 부분상관함수를 차분한 파형을 각각 후행 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수를 제1 소거 연산하여 후행 제4 상관함수를 얻는다.
다음으로, 본 발명의 선행 및 후행 결합부(36a, 36b)는, 선행 및 후행 제4 상관함수들와 12 개 또는 실시예에 따라 8 개의 선행 및 후행 부분상관함수들을 각각 중첩하여 주 첨두만 가지는 선행 및 후행 주상관함수들을 각각 제공할 수 있다.
여기서, 자기 상관 연산이란, 어느 한 신호 X(t)에 대해 이 신호 X(t)의 지연 시간 τ을 조금씩 변경해가면서 샘플링한 신호 X(t+τ)와 신호 X(t)를 곱하는 연산이다. 통상적으로, 신호 X(t)가 특정 패턴을 반복할 때에, X(t)와 X(t+τ)의 자기 상관 값은 τ가 패턴의 주기와 같을 때에 확연히 크게 나타나고, 그렇지 않으면 작게 나타나기 때문에(즉 상관함수가 첨두 모양으로 나타나기 때문에), 자기 상관 연산의 결과가 가장 크게 나타나는 시간 지연을 찾으면 그 시간 지연 값 τ이 곧 신호 X(t)의 주기이다.
만약 신호 X(t)가 동기화된 신호의 시작을 알리는 프리엠블(preamble)이라면 자기 상관 연산으로 신호 동기를 대략적으로(coarsely) 획득(acquisition)할 수 있다.
나아가, 신호 동기를 획득한 다음에는, 자기 상관 연산을 통해 좀더 세밀하게(finely) 신호 동기를 추적(tracking)할 수 있다.
또한 통상적으로 상관함수의 첨두의 꼭지점을 추적하는 판별법에는 몇 가지 기법이 있는데, 예를 들어, 현재 적용된 지연 시간에 따른 현재 상관(Prompt correlation)과 그보다 선행 및 후행하는 선행 상관(Early correlation) 및 후행 상관(Late correlation)의 값들의 변화 양상을 이용하는 기법이 있다.
예를 들어, 만약 상관값이 선행 상관, 현재 상관 및 후행 상관 순서로 나타나거나 또는 그 역순이라면 현재 상관은 첨두의 경사 부분에 있는 것이라고 볼 수 있다. 만약, 현재 상관의 상관값이 가장 크고 선행 상관 및 후행 상관은 그보다 작다면, 현재 상관이 첨두의 꼭지점 근처에 있음을 의미한다.
앞서 설명한 대로, CBOC (6,1,1/11) 변조 기법에서, 50%의 전력은 데이터 신호 성분에 할당되고, 50%의 전력은 파일럿 신호 성분에 할당된다. 데이터 신호 성분은 CBOC(6,1,1/11,'+') 신호를 이용하며, 반면에 파일럿 신호 성분은 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호를 이용한다. 비록 동기화 동작은 파일럿 신호 성분에 기초하기 때문에 아래에 설명되는 기법은 실질적으로 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호에 기반하지만, 이론적으로, 아래에 설명되는 기법은 CBOC(6,1,1/11,'+') 신호에도 마찬가지로 적용될 수 있다. 본 명세서 전반에 걸쳐 달리 명시되지 않으면 CBOC(6,1,1/11) 신호는 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호를 가리킨다.
CBOC(6,1,1/11,'-') 변조된 수신 신호 r(t)는 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00127
여기서, S는 CBOC 변조된 수신 신호의 전력, pi∈{-1,1}는 주기가 T인 예를 들어 PRN 코드의 i번째 칩(chip), Tc는 PRN 코드 칩의 주기,
Figure pat00128
는 [0, Tc]에 존재하는 단위 구형파, d(t)는 항법 데이터이다. 다만, 파일럿 신호 성분은 데이터를 가지지 않으므로, 항법 데이터 d(t)는 1로 간주된다.
Figure pat00129
는 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호의 PRN 코드 칩 하나에 존재하는 부반송파(sub-carrier)의 파형이다. 앞서 설명하였듯이, CBOC(6,1,1/11,'-') 신호에서 PRN 코드 칩은 BOC(1,1) 신호에 BOC(6,1) 신호가 단순 가중 합산되는 식으로 변조되므로, 부반송파
Figure pat00130
을 구성하는 BOC(1,1) 부반송파 성분과 BOC(6,1) 부반송파 성분을 각각 다음 수학식 3와 같이
Figure pat00131
및
Figure pat00132
라고 하면, 부반송파
Figure pat00133
는 다음 수학식 2 및 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00134
Figure pat00135
여기서
Figure pat00136
는 바닥 함수(floor function)으로서,
Figure pat00137
보다 크지 않은 최대의 정수를 의미하고,
Figure pat00138
는 BOC(6,1) 부반송파 파형의 한 펄스 주기로서
Figure pat00139
이다.
수학식 2 및 수학식 3에서, 부반송파
Figure pat00140
는 주기와 크기가 상대적으로 큰 BOC(1,1) 신호에 주기와 크기가 상대적으로 작은 BOC(6,1) 신호가 부가되어 생성된다. BOC(1,1) 신호는 주기가
Figure pat00141
이고 상대적으로 크기가 큰 양과 음의 펄스들로 구성되고, BOC(6,1) 신호는
Figure pat00142
의 주기
Figure pat00143
에 상대적으로 크기가 작은 양과 음의 펄스들로 구성된다.
따라서, CBOC(6,1,1/11,'-') 신호는 마치 상대적으로 큰 양의 펄스와 음의 펄스에 각각 3 개씩, 모두 6 개의 작은 톱니들이 달려있는 것처럼 보이는 파형으로 나타난다. 여기서 톱니처럼 보이는 하나의 파형은 각각 주기가
Figure pat00144
인 양의 펄스와 음의 펄스가 연속하여 나타날 때 보이는 파형이다.
이에 따라, CBOC(6,1,1/11,'-') 신호의 매 주기 Tc의 부반송파를 BOC(6,1) 신호의 부반송파 주기
Figure pat00145
를 가지며 크기가 들쭉날쭉 변하는 12 개의 연속하는 부분 부반송파 펄스들의 열로 보면, CBOC(6,1,1/11,'-') 신호의 한 주기 Tc의 부반송파
Figure pat00146
를 12 개의 부분 부반송파 펄스들의 시계열적 합산으로 나타낼 수 있다.
만약 수신된 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호의 길이 T가 칩 주기 Tc보다 훨씬 길다면, 수신 신호 r(t)는 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 12 개의 부분 부반송파 펄스들 중에서 m 번째(0≤m≤11) 펄스 위치의 펄스를 매 칩 주기 Tc마다 추출하여 얻은 12 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 수 있다.
말하자면, 첫 번째 부분 수신 신호는 각 칩의 첫 번째(m=0) 펄스 위치에 있는 펄스만으로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이고, 두 번째 부분 수신 신호는 각 칩의 두 번째(m=1) 펄스 위치에 있는 펄스만로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이다. 12 번째, 즉 마지막 부분 수신 신호는 각 칩의 마지막 (m=11) 펄스 위치에 있는 펄스로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이다.
이에 따라, 자기상관함수
Figure pat00147
는, 다음 수학식 4와 같이, 수신 신호 r(t)의 매 펄스 위치의 펄스들로 이루어진 12 개의 부분 수신 신호들에 의한 자기상관 연산의 결과들, 즉 12 개의 부분상관함수들의 중첩으로 표현될 수 있다.
Figure pat00148
여기서, P는 수신 신호 r(t)의 전력(power)이고, T는 의사 잡음 코드의 주기이다. 의사 잡음 코드의 칩에서 +1 또는 -1의 부호가 동일한 확률 분포로 나타난다고 가정하고, 또한 의사 잡음 코드의 주기 T는 칩 주기 Tc보다 훨씬 크다고 할 수 있다. 수학식 4에서
Figure pat00149
가 12 개의 부분 수신 신호들의 자기상관에 의한 12 개의 부분상관함수들 중 m 번째 부분상관함수이다. 부분상관함수
Figure pat00150
는 시간을
Figure pat00151
단위로 분할하여 매
Figure pat00152
의 주기 동안 CBOC 수신 신호를 자기상관연산하면 얻어진다는 점을 알 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수와, 이를 구성하는 부분상관함수들(partial correlation functions)의 파형들을 예시한다.
도 4를 참조하면, CBOC(6,1,1/11,'-') 신호의 자기상관함수는 12 개의 부분 수신 신호들의 자기상관에 의한 12 개의 부분상관함수들의 합으로 나타낼 수 있다.
12 개의 부분상관함수들
Figure pat00153
의 파형을 살펴보면, 특히, 제1 및 제12 부분상관함수들
Figure pat00154
및
Figure pat00155
에서 마지막 첨두가 수직축에 형성되며, 이에 따라, 제1 및 제12 부분상관함수들
Figure pat00156
및
Figure pat00157
의 곱은 구간에서 원점에 인접한 좁은 구간에서만 양의 값을 가지고, 나머지 구간에서는 0임을 관찰할 수 있다.
이 경우에, 본 명세서에서 제1 소거 연산이라고 명명한 다음 수학식 5와 같은 대수학적 관계식을 이용하면, 원점 인근의 구간을 제외한 나머지 구간에서는 두 파형의 곱이 0이므로 제1 소거 연산에 의해 0이 되고, 원점 인근의 좁은 구간만 남길 수 있다.
Figure pat00158
이에 따라, 제1 및 제12 부분상관함수들
Figure pat00159
및
Figure pat00160
의 제1 소거 연산으로 제1 상관함수
Figure pat00161
를 다음 수학식 6과 같이 생성할 수 있다.
Figure pat00162
제1 상관함수
Figure pat00163
의 파형을 예시하기 위해 도 5를 참조하면, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수들로부터 생성되는 제1 상관함수를 예시한다.
제1 상관함수
Figure pat00164
은 비록 주변 첨두들이 제거되고 주 첨두만 가지지만, 그 너비와 높이는 도 5에서 알 수 있듯이, 여전히 넓고 낮은 편이다.
도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수들과 제1 상관함수로부터 생성되는 제2 및 제3 상관함수과, 제2 및 제3 상관함수들로부터 생성되는 제4 상관함수를 예시한다.
도 6을 참조하면, 제1 상관함수
Figure pat00165
를 더 좁고 첨예하게 만들기 위해, 추가적인 파형 성형이 다음 수학식 7과 같이 이어질 수 있다.
Figure pat00166
수학식 7의
Figure pat00167
연산자는 본 명세서에서 제2 소거 연산이라고 부르는 |A+B|-|A| 연산을 수행한다. 제2 소거 연산은 실수 A, B의 언급된 순서에 따라 결과가 다르므로, 수학식 7의 제2 소거 연산은 실수 A를 실수 B와 제2 소거 연산한다라고 표현하기로 한다. 이에 따라 본 명세서 전반에 걸쳐 "실수 A를 실수 B와 제2 소거 연산"한다는 표현은 언급된 순서대로 |A+B|-|A| 연산함을 의미한다.
수학식 7에 따르면, 제6 부분상관함수
Figure pat00168
와 제7 부분상관함수
Figure pat00169
의 두 차분(difference) 파형들, 다시 말해, 제6 부분상관함수
Figure pat00170
에서 제7 부분상관함수
Figure pat00171
을 뺀 파형과 제7 부분상관함수
Figure pat00172
에서 제6 부분상관함수
Figure pat00173
을 뺀 파형을 각각 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여, 제2 상관함수
Figure pat00174
와 제3 상관함수
Figure pat00175
를 각각 생성한다.
제2 및 제3 상관함수들
Figure pat00176
및
Figure pat00177
은 제1 상관함수
Figure pat00178
에 비해 더 원점에 좀 더 가까운 지점에 부호 변환점을 가지므로, 이제 제2 및 제3 상관함수들
Figure pat00179
및
Figure pat00180
를 제1 소거 연산하면 좀 더 첨예한 제4 상관함수
Figure pat00181
를 수학식 8과 같이 생성할 수 있다.
Figure pat00182
제4 상관함수
Figure pat00183
는 도 6에서 예시되듯이, 매우 좁은 주 첨두만을 가지지만, 높이는 낮기 때문에 신호 추적 성능이 좋지는 않다.
이때, 단순히 제4 상관함수
Figure pat00184
를 스케일링하여 주 첨두의 높이만 증가시키면 잡음 성분도 함께 증가하므로 주 첨두를 뾰족하게 하더라도 성능 향상에 이점이 없다.
이에 따라, 본 발명은 나머지 부분상관함수들로부터 주변 첨두들을 제거하고 또한 각 부분상관함수들로부터 원점의 첨두가 가지는 정보를 최대한 확보하기 위해, 제4 상관함수
Figure pat00185
를 나머지 부분상관함수들에 제1 소거 연산한 결과들을 이용한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들과 제4 상관함수의 소거 연산 결과들을 제4 상관함수와 합산하여 주상관함수를 생성하는 절차를 예시한다.
도 7을 참조하면, 제1 상관함수
Figure pat00186
의 생성에 사용한 제1 및 제12 부분상관함수들
Figure pat00187
및
Figure pat00188
과, 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00189
및
Figure pat00190
의 생성에 사용한 제6 및 제7 부분상관함수들
Figure pat00191
및
Figure pat00192
을 제외한, 나머지 부분상관함수들
Figure pat00193
및
Figure pat00194
을 제4 상관함수
Figure pat00195
와 각각 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
Figure pat00196
와 합산하여, 수학식 9와 같이, 주상관함수
Figure pat00197
를 생성한다.
Figure pat00198
수학식 9의 주상관함수
Figure pat00199
의 주 첨두의 밑변의 너비는 0.026Tc에 불과하고, 주 첨두의 높이는 정규화된 자기상관함수의 첨두 높이에 대비하여 1.475배 높다. 이에 따라, 주 첨두의 기울기가 약 11.46Tc -1에 이르러, CBOC 자기상관함수의 주 첨두 기울기 5.39Tc -1에 비해 매우 크다. 따라서 신호 추적 성능을 크게 개선시킬 수 있다.
실시예에 따라서는 수학식 10과 같이 12 개 부분상관함수들
Figure pat00200
전부를 제4 상관함수
Figure pat00201
와 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
Figure pat00202
와 합산하여, 수학식 10과 같이, 주상관함수
Figure pat00203
를 생성한다.
Figure pat00204
한편, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 장치를 위한 CBOC(6,1,1/11,'-') 신호에 대해 도 7과 같이 생성된 주상관함수와 자기상관함수 및 기존의 방법들에 따른 상관함수들을 비교한 그래프이다.
도 8을 참조하면, 주상관함수
Figure pat00205
, CBOC 자기상관함수, 앞서 비특허문헌 항목에서 소개된 기존발명 [1], 기존발명 [2]의 주 첨두들이 각각 중첩적으로 비교되어 있다.
주상관함수
Figure pat00206
의 주 첨두의 기울기는 정규화된 CBOC 자기상관함수의 주 첨두 기울기에 비해 약 2.1 배에 이른다.
따라서, 본 발명의 주상관함수
Figure pat00207
는 더욱 정밀한 측위 정확도를 제공할 수 있다.
다시 도 3으로 돌아가서, 이러한 주상관함수를 이용하는 지연 고정 루프(24)를 좀더 구체적으로 설명한다.
통상적으로 지연 고정 루프는 원하는 지연 값을 중심으로 선행하는 선행(Early) 지연 값과 후행하는 후행(Late) 지연 값이 각각 적용된 두 개의 상관 값들을 기초로, 지연 값을 조금씩 변경하면서 루프를 구동하는 동안 선행 지연 값 및 후행 지연 값에 따른 두 상관 값들이 주 첨두의 꼭지점을 지났는지 판별한다.
좀더 예시적으로는, 예를 들어 코드 위상 지연 값을 -1 chip에서 +1 chip 까지 조금씩 변경할 경우에, 현재 지연 값보다 좀더 큰 선행 지연 값을 가지는 선행 지연 신호에 의한 선행 상관 값은 현재 지연 값보다 좀더 작은 후행 지연 값을 가지는 후행 지연 신호에 의한 후행 상관 값에 비해 좀더 빨리 주 첨두의 왼쪽 경사에 도달하고 좀더 빨리 꼭지점을 넘어간다.
만약 선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이를 추적한다면, 그 차이는 선행 상관 값이 주 첨두의 왼쪽 경사에 있을 때 꾸준히 양의 값을 가지다가, 선행 상관 값이 꼭지점을 넘어갈 때부터 점점 줄어들며, 선행 상관 값과 후행 상관 값이 꼭지점을 사이에 두고 대칭인 점에 있을 때에는 0이 될 것이고, 선행 상관 값이 주 첨두의 오른쪽 경사로 더 내려가면 음의 값을 갖게 될 것이다.
이러한 관찰에 의해, 선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이가 0을 지나는, 즉 제로크로싱하는 점에서 현재 상관 값이 꼭지점에 이르게 된다고 말할 수 있다.
선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이와 같이, 현재 상관 값의 상태를 판별할 수 있는 판별 함수를 통상적으로 판별기(discriminator)라고 하며, 판별기를 위한 판별 함수는 다양하게 고안될 수 있지만, 예시적으로 수학식 11과 같은 판별 함수 D(τ)가 이용될 수 있다.
Figure pat00208
여기서 Δ는 선행 지연 값과 후행 지연 값의 차이이다.
즉, 이러한 판별 함수에 의해 선행 주상관함수의 결과의 제곱에서 후행 주상관함수의 결과의 제곱을 뺀 값의 변화를 추적하다가, 제로 크로싱이 감지되면, 그 지연 값에서 주상관함수가 주 첨두의 꼭지점에 도달하였다고 판정할 수 있다.
이어서, 지금까지의 논의에 기초하여 지연 고정 루프(24)의 동작을 설명한다.
먼저, 국소 신호 생성부(31)는 CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
Figure pat00209
의 신호 펄스열에 대해, 수치 제어 발진기(39)가 제공하는 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00210
및
Figure pat00211
를 각각 생성하여, 각각 선행 및 후행 믹서(32a, 32b)에 제공한다.
선행 및 후행 믹서(32a, 32b)는 수신 신호
Figure pat00212
에 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00213
및
Figure pat00214
를 각각 곱한 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들을 선행 및 후행 자기상관부(33a, 33b)에 각각 출력한다.
선행 및 후행 자기상관부(33a, 33b)는 전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 수학식 4와 같이 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00215
및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00216
을 각각 생성한다.
이어서, 선행 제1 상관함수 생성부(34a)는 제1 및 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00217
및
Figure pat00218
을 수학식 6과 같이 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
Figure pat00219
를 생성한다.
선행 제4 상관함수 생성부(35a)는 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00220
중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
Figure pat00221
및
Figure pat00222
의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
Figure pat00223
와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00224
및
Figure pat00225
를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00226
및
Figure pat00227
를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
Figure pat00228
를 얻는다.
이와 유사하게 후행 제1 상관함수 생성부(34b)는 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00229
및
Figure pat00230
을 수학식 6과 같이 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
Figure pat00231
를 생성한다.
또한, 후행 제4 상관함수 생성부(35b)는 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00232
중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
Figure pat00233
및
Figure pat00234
의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
Figure pat00235
와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00236
및
Figure pat00237
를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00238
및
Figure pat00239
를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
Figure pat00240
를 얻는다.
선행 결합부(36a)는 선행 제4 상관함수
Figure pat00241
와 12 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00242
, 또는 실시예에 따라 8 개의 선행 및 후행 부분상관함수들
Figure pat00243
,
Figure pat00244
의 각각을 각각 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00245
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00246
를 얻는다.
이와 유사하게, 후행 결합부(36b)는 후행 제4 상관함수
Figure pat00247
와 12 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00248
, 또는 실시예에 따라 8 개의 선행 및 후행 부분상관함수들
Figure pat00249
,
Figure pat00250
의 각각을 각각 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00251
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00252
를 얻는다.
판별기 믹서(37)는 예를 들어 수학식 11과 같은 소정의 판별 함수에 따라 선행 주상관함수
Figure pat00253
의 제곱에서 후행 주상관함수
Figure pat00254
의 제곱을 뺀 판별 출력 값을 출력한다.
루프 필터(38)는 판별기 믹서(37)의 판별 출력의 노이즈 성분을 필터링할 수 있다.
수치 제어 발진기(39)는 필터링된 판별 출력에 기초하여, 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 국소 신호 생성부(31)에 출력한다.
예를 들어, 수치 제어 발진기(39)는 판별 출력이 소정의 문턱값보다 큰 양의 값이면, 선행 상관 값이 후행 상관 값보다 더 크다는 것이고, 주상관함수의 주 첨두의 형상에 비추어 볼 때 적용된 위상 지연 τ이 주 첨두의 꼭지점에 상응하는 위상 지연보다 작다는 의미이므로, 위상 지연 τ을 소정 간격만큼 증가시켜서 국소 신호 생성부(31)에 출력할 수 있다.
나아가, 수치 제어 발진기(39)는 만약 필터링된 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있다고 판정되면, 그때의 위상 지연 τ의 값을 코드 위상 지연 값으로서 국소 코드 생성부(22)에 출력한다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 CBOC 신호 추적 방법을 예시한 순서도이다.
먼저, 단계(S91)에서, CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
Figure pat00255
의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00256
및
Figure pat00257
를 각각 생성한다.
단계(S92)에서, 수신 신호
Figure pat00258
에 선행 및 후행 지연 신호 쌍
Figure pat00259
및
Figure pat00260
를 각각 곱한 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들을 각각 출력한다.
단계(S93)에서, 전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 수학식 4와 같이 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00261
및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00262
을 각각 생성한다.
이어서, 단계(S94)은 제1 및 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00263
및
Figure pat00264
을 수학식 6과 같이 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
Figure pat00265
를 생성하고, 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00266
및
Figure pat00267
을 수학식 6과 같이 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
Figure pat00268
를 생성한다.
단계(S95)에서, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
Figure pat00269
중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
Figure pat00270
및
Figure pat00271
의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
Figure pat00272
와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00273
및
Figure pat00274
를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00275
및
Figure pat00276
를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
Figure pat00277
를 획득하고, 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
Figure pat00278
중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
Figure pat00279
및
Figure pat00280
의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
Figure pat00281
와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00282
및
Figure pat00283
를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
Figure pat00284
및
Figure pat00285
를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
Figure pat00286
를 얻는다.
단계(S96)에서, 선행 제4 상관함수
Figure pat00287
와 12 개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00288
의 각각과 제4 상관함수
Figure pat00289
를 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00290
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00291
를 얻고, 후행 제4 상관함수
Figure pat00292
와 12 개의 후행 부분상관함수들
Figure pat00293
의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00294
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00295
를 얻는다.
실시예에 따라, 단계(S96)에서, 선행 제4 상관함수
Figure pat00296
와 8개의 선행 부분상관함수들
Figure pat00297
,
Figure pat00298
의 각각을 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
Figure pat00299
를 합산하여 선행 주상관함수
Figure pat00300
를 얻고, 후행 제4 상관함수
Figure pat00301
와 후행 부분상관함수들
Figure pat00302
,
Figure pat00303
의 각각을 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
Figure pat00304
를 합산하여 후행 주상관함수
Figure pat00305
를 얻는다.
단계(S97)에서, 수학식 11과 같은 소정의 판별 함수에 따라 선행 주상관함수
Figure pat00306
의 제곱에서 후행 주상관함수 의 제곱을 뺀 판별 출력 값을 출력한다.
단계(S98)에서, 판별 출력의 노이즈 성분을 필터링할 수 있다.
단계(S99)에서, 필터링된 판별 출력에 기초하여, 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정할 수 있다.
단계(S910)에서, 필터링된 판별 출력에 기초하여 만약 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있다고 판정되면, 그때의 위상 지연 τ의 값을 코드 위상 지연 값으로서 출력한다.
도 10는 본 발명의 실시예들에 따른 CBOC 신호 추적 장치 및 방법의 성능을 예시한 그래프이다.
성능 지수는 추적 오류 표준편차로서, CBOC(6,1,1/11) 신호의 자기상관함수의 추적 오류 표준편차와 본 발명의 주상관함수를 이용한 추적 오류 표준편차(TESD, Tracking Error Standard Deviation)를 소정의 반송파 대 잡음비(CNR, carrier to noise ratio) 범위 내에서 모의실험한 것이다.
CNR을 가변하면서 추적 오류 표준편차를 조사하였을 때에, 모든 관심 범위의 CNR에서, 자기상관함수 및 기존의 방법들에 따른 주상관함수들을 이용하여 추적하는 경우에 비해, 본 발명의 주상관함수를 이용한 추적 시에 오류 표준 편차가 더 낮고, 특히 관심 CNR 범위인 20~30 dB-Hz에서 동일한 TESD 값에서 3 dB-Hz 이상의 CNR 이득을 가지는 현저히 우수한 성능 지수를 보이는 점을 알 수 있다.
CNR이 40~50 dB-Hz 정도로 높은 조건에서는 자기상관함수 및 다른 주상관함수들과의 TESD 격차가 줄어들기는 하지만, 본 발명의 주상관함수는 대체로 거의 모든 CNR 범위에서 비슷하거나 더 나은 성능을 보여준다.
본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.
또한, 본 발명에 따른 장치는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽힐 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 기록매체의 예로는 ROM, RAM, 광학 디스크, 자기 테이프, 플로피 디스크, 하드 디스크, 비휘발성 메모리 등을 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
10 위성 항법 신호 수신 시스템
11 프론트엔드부
12 기저 대역 처리부
13 항법 기능 처리부
20 CBOC 신호 추적 장치
21 주파수 오차 보정부
22 국소 코드 생성부
23 믹서
24 지연 고정 루프(DLL)
25 위상 고정 루프(PLL)
26 데이터 추출부
31 국소 신호 생성부
32a, 32b 선행 및 후행 믹서
33a, 33b 선행 및 후행 자기상관부
34a, 34b 선행 및 후행 제1 상관함수 생성부
35a, 35b 선행 및 후행 제4 상관함수 생성부
36a, 36b 선행 및 후행 결합부
37 판별기 믹서
38 루프 필터
39 수치 제어 발진기(NCO)

Claims (11)

  1. CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
    Figure pat00308
    의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
    Figure pat00309
    및
    Figure pat00310
    를 각각 생성하는 국소 신호 생성부;
    전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00311
    및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00312
    을 각각 생성하는 선행 및 후행 자기 상관부;
    제1 및 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00313
    및
    Figure pat00314
    을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
    Figure pat00315
    를 생성하고, 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00316
    및
    Figure pat00317
    을 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
    Figure pat00318
    를 생성하는 선행 및 후행 제1 상관함수 생성부;
    제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00319
    중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
    Figure pat00320
    및
    Figure pat00321
    의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
    Figure pat00322
    와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00323
    및
    Figure pat00324
    를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00325
    및
    Figure pat00326
    를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
    Figure pat00327
    를 얻는 선행 제4 상관함수 생성부;
    제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00328
    중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
    Figure pat00329
    및
    Figure pat00330
    의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
    Figure pat00331
    와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00332
    및
    Figure pat00333
    를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00334
    및
    Figure pat00335
    를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
    Figure pat00336
    를 얻는 후행 제4 상관함수 생성부;
    선행 제4 상관함수
    Figure pat00337
    와 8 개의 선행 부분상관함수들
    Figure pat00338
    ,
    Figure pat00339
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
    Figure pat00340
    를 합산하여 선행 주상관함수
    Figure pat00341
    를 얻고, 후행 제4 상관함수
    Figure pat00342
    와 8 개의 후행 부분상관함수들
    Figure pat00343
    ,
    Figure pat00344
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
    Figure pat00345
    를 합산하여 후행 주상관함수
    Figure pat00346
    를 얻는 선행 및 후행 결합부;
    상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 상기 국소 신호 생성부에 출력하는 수치 제어 발진기를 포함하고,
    실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
    실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미하는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 선행 부분상관함수들
    Figure pat00347
    및 후행 부분상관함수들
    Figure pat00348
    은, 다음 수학식
    Figure pat00349

    에 기초하며, 여기서,
    Figure pat00350
    은 자기상관함수, P는 수신 신호 r(t)의 전력(power)이고, T는 의사 잡음 코드의 주기, Tc는 칩의 주기인 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 선행 제1 상관함수
    Figure pat00351
    및 상기 후행 제1 상관함수
    Figure pat00352
    는 다음 수학식
    Figure pat00353

    에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 선행 주상관함수 결합부는, 선행 제4 상관함수
    Figure pat00354
    와 12 개의 선행 부분상관함수들
    Figure pat00355
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
    Figure pat00356
    를 합산하여 선행 주상관함수
    Figure pat00357
    를 얻도록 동작하고,
    상기 후행 주상관함수 결합부는, 후행 제4 상관함수
    Figure pat00358
    와 12 개의 후행 부분상관함수들
    Figure pat00359
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
    Figure pat00360
    를 합산하여 후행 주상관함수
    Figure pat00361
    를 얻도록 동작하는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
  5. 청구항 1에 있어서, 상기 판별 함수는 다음 수학식
    Figure pat00362

    에 따라 정의되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
  6. CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
    Figure pat00363
    의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 신호 쌍
    Figure pat00364
    및
    Figure pat00365
    를 각각 생성하는 단계;
    전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 지연신호 쌍들의 자기 상관 연산을 각각 수행하여, 제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00366
    및 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00367
    을 각각 생성하는 단계;
    제1 및 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00368
    및
    Figure pat00369
    을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
    Figure pat00370
    를 생성하고, 제1 및 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00371
    및
    Figure pat00372
    을 제1 소거 연산하여 후행 제1 상관함수
    Figure pat00373
    를 생성하는 단계;
    제1 내지 제12 선행 부분상관함수들
    Figure pat00374
    중 제6 및 제7 선행 부분상관함수들
    Figure pat00375
    및
    Figure pat00376
    의 두 차분 파형들의 각각을 선행 제1 상관 함수
    Figure pat00377
    와 제2 소거 연산하여 각각 선행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00378
    및
    Figure pat00379
    를 생성하며, 선행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00380
    및
    Figure pat00381
    를 제1 소거 연산하여, 선행 제4 상관함수
    Figure pat00382
    를 얻고, 제1 내지 제12 후행 부분상관함수들
    Figure pat00383
    중 제6 및 제7 후행 부분상관함수들
    Figure pat00384
    및
    Figure pat00385
    의 두 차분 파형들의 각각을 후행 제1 상관 함수
    Figure pat00386
    와 제2 소거 연산하여 각각 후행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00387
    및
    Figure pat00388
    를 생성하며, 후행 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00389
    및
    Figure pat00390
    를 제1 소거 연산하여, 후행 제4 상관함수
    Figure pat00391
    를 얻는 단계;
    선행 제4 상관함수
    Figure pat00392
    와 12 개의 선행 부분상관함수들
    Figure pat00393
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
    Figure pat00394
    를 합산하여 선행 주상관함수
    Figure pat00395
    를 얻고, 후행 제4 상관함수
    Figure pat00396
    와 12 개의 후행 부분상관함수들
    Figure pat00397
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
    Figure pat00398
    를 합산하여 후행 주상관함수
    Figure pat00399
    를 얻는 단계; 및
    상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연 τ을 결정하는 단계를 포함하고,
    실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
    실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미하는 것을 특징으로 하는 CBOC(6,1,1/11) 신호 추적 방법.
  7. 청구항 6에 있어서, 상기 선행 주상관함수
    Figure pat00400
    는,
    선행 제4 상관함수
    Figure pat00401
    와 12 개의 선행 부분상관함수들
    Figure pat00402
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 선행 제4 상관함수
    Figure pat00403
    를 합산하여 얻어지고,
    상기 후행 주상관함수
    Figure pat00404
    는,
    후행 제4 상관함수
    Figure pat00405
    와 12 개의 후행 부분상관함수들
    Figure pat00406
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들과 후행 제4 상관함수
    Figure pat00407
    를 합산하여 얻어지는 것을 특징으로 하는 CBOC(6,1,1/11) 신호 추적 방법.
  8. CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호
    Figure pat00408
    의 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연된 지연 신호
    Figure pat00409
    를 생성하는 단계;
    전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 수신 신호
    Figure pat00410
    와 지연신호
    Figure pat00411
    의 자기 상관 연산을 수행하여, 제1 내지 제12 부분상관함수들
    Figure pat00412
    을 생성하는 단계;
    제1 및 제12 부분상관함수들
    Figure pat00413
    및
    Figure pat00414
    을 제1 소거 연산하여 선행 제1 상관함수
    Figure pat00415
    을 생성하는 단계;
    제1 내지 제12 부분상관함수들
    Figure pat00416
    중 제6 및 제7 부분상관함수들
    Figure pat00417
    및
    Figure pat00418
    의 두 차분 파형들의 각각을 제1 상관 함수
    Figure pat00419
    와 제2 소거 연산하여 각각 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00420
    및
    Figure pat00421
    를 생성하며, 제2 및 제3 상관함수
    Figure pat00422
    및
    Figure pat00423
    를 제1 소거 연산하여, 제4 상관함수
    Figure pat00424
    를 생성하는 단계; 및
    제4 상관함수
    Figure pat00425
    와 8 개의 부분상관함수들
    Figure pat00426
    및
    Figure pat00427
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
    Figure pat00428
    와 합산하여 주상관함수
    Figure pat00429
    를 생성하는 단계를 포함하며,
    실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
    실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미하는 것을 특징으로 하는 CBOC(6,1,1/11) 신호의 상관함수 생성 방법.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 주상관함수
    Figure pat00430
    는,
    제4 상관함수
    Figure pat00431
    와 12 개의 부분상관함수들
    Figure pat00432
    의 각각을 각각 제1 소거 연산한 결과들을 제4 상관함수
    Figure pat00433
    와 합산하여 얻어지는 것을 특징으로 하는 BOC(6,1,1/11) 신호의 상관함수 생성 방법.
  10. CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호에 대해, 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 출력하는 주파수 오차 보정부;
    코드 위상 지연 값에 따라 지연 보정된 국소 코드를 생성하는 국소 코드 생성부;
    지연이 보정된 국소 코드와 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱하는 믹서;
    상기 지연이 보정된 국소 신호와 상기 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 상관하여 얻은 상관 값이 상관함수의 주 첨두의 꼭지점에 위치하도록 하는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 상기 코드 위상 지연 값을 상기 국소 코드 생성부에 제공하는 지연 고정 루프;
    추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수 보정 값을 반복적으로 산출하고, 상기 반송파 주파수 보정 값을 상기 주파수 오차 보정부에 제공하는 위상 고정 루프; 및
    상기 지연이 보정된 국소 코드와 상기 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터 확산 데이터를 추출하는 데이터 추출부를 포함하고,
    상기 지연 고정 루프는,
    CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고, 제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며, 12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득하도록 동작하고,
    실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
    실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미하는 것을 특징으로 하는 CBOC 신호 추적 장치.
  11. 안테나에서 수신된 공간 무선 신호로부터 CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호를 출력하는 프론트엔드부;
    출력된 수신 신호에 대해 지연 고정 루프를 이용하여 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하고, 위상 고정 루프를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 코드 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 위성 항법 데이터를 추출하는 기저 대역 처리부; 및
    추출된 위성 항법 데이터에 기초하여 의사거리를 추정하는 항법 기능 처리부를 포함하고,
    상기 기저 대역 처리부는,
    CBOC(6,1,1/11) 변조된 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 12 개의 부분상관함수들 중 제1 및 제12 부분상관함수 쌍을 제1 소거 연산하여 제1 상관함수를 생성하고,
    제6 부분상관함수와 제7 부분상관함수 사이의 두 차분함수들을 제1 상관함수와 제2 소거 연산하여 각각 생성되는 제2 및 제3 상관함수들을 제1 소거 연산하여 제4 상관함수를 생성하며,
    12 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하거나 또는 12 개의 부분상관함수들 중 제6 및 제7 부분상관함수를 제외한 나머지 8 개의 부분상관함수들의 각각과 제4 상관함수를 각각 제1 소거 연산하여 생성되는 결과 파형들을 합산하여 주상관함수를 획득하고,
    상기 주상관함수에 기초한 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 지연 신호의 위상 지연을 결정하도록 동작하고,
    실수 A 및 B를 제1 소거 연산함은 |A|+|B|-|A-B|를 연산함을 의미하고,
    실수 A를 B와 제2 소거 연산함은 |A+B|-|A|를 연산함을 의미하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 신호 수신 시스템.
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