KR100886231B1 - 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기 및 이를 작동시키는 방법 - Google Patents
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Abstract
출력 노드(50)에 전력을 공급하도록 연결된 제1 컨버터(125)와 제2 컨버터(150)를 포함한 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기이다. 제어 회로(175)는 제2 컨버터에 연결되어 출력 노드의 전압에 따르는 제2 컨버터를 선택적으로 인에이블시키도록 구성된다. 제어 회로는 출력 노드의 전압이 소정의 범위에 있지 않다는 결정만에 응답하여 제2 컨버터를 인에이블시키도록 구성될 수 있다. 대안으로서, 제1 컨버터는 제1 직렬 인덕터(L4)를 통하여 전력을 공급하도록 구성되고 제2 컨버터는 제2 직렬 인덕터(L3)를 통하여 전력을 공급하도록 구성된다. 상기 제2 직렬 인덕터는 제1 직렬 인덕터보다 작은 인덕턴스를 가진다. 이에 더하여, 제2 컨버터는 제1 컨버터의 과도 응답 시간보다 빠른 과도 응답 시간 특성을 가질 수 있다.
Description
본 발명은 컴퓨터 시스템에 관한 것으로, 더 구체적으로는 마이크로프로세서 전원 공급기에 관한 것이다.
최근의 마이크로프로세서들은 일반적으로 저 동작 전압에서 고 전류를 필요로 한다. 이러한 특성을 제공 할 수 있는 전원 공급기 중 한 유형은 다중 위상 또는 시퀀셜 파워 컨버터(multi-phased or sequential power converter)이다. 시퀀셜 컨버터는 다중 스위칭 스테이지를 사용하며, 이들 각 스테이지는 듀티 싸이클의 특정한 활성 부분동안 일부의 부하 전류를 제공할 수 있다. 이 스테이지들은 제어 로직에 의해 순차적으로 스위칭되는 바, 이는 각 스테이지의 듀티 싸이클이 긴밀하게 매칭되어 부하 전류가 스테이지간에 평형을 이룰 수 있도록 한다.
그러나, 이러한 유형의 컨버터 설계는 입력 대 출력 전압 차가 증가하고 출력 전류 필요 요건이 증가할수록 복잡해지고 비용이 높아질 수 있다. 이 복잡성은 추가적인 위상 및 부하 전류의 평형의 필요성에 기인하는 것이다.
마이크로프로세서 전원 공급기에 대한 한 필요 요건은 효과적인 방식으로 전력을 공급하는 것이다. 또 다른 필요 요건은 전원 공급기에 대하여 빠른 과도 응답을 갖는 것이다. 그러나, 빠른 과도 응답을 제공하는 전원 공급기를 위하여, 전원 공급기는 전원 공급기 출력에서 전압 과도 현상을 억제하기에 충분히 높은 출력 전류 피크들을 제공할 것이 요구된다. 과도 상태 동안 충분한 출력 전류 피크를 제공하기 위하여, 더 높은 출력 전류 피크들을 가능케 하는 구성 요소를 선택할 필요가 있다. 이러한 더 높은 출력 전류 피크들은 더 높은 반사 입력 전류를 발생시킨다. 따라서, 전원 공급기 효율은 보다 높은 평균 제곱근(RMS) 입력 전류와 관계된 보다 높은 전력 손실을 겪는다.
비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기의 다양한 실시예가 개시되며, 이 전원 공급기는 출력 노드에 전원을 공급하도록 연결된 제1 컨버터 및 제2 컨버터를 포함한다. 한 구체적 실시예에서, 제어 회로는 제2 컨버터와 연결되어, 출력 노드의 전압에 따라 제2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable) 시키도록 구성된다. 이 제어 회로는 오로지 출력 노드의 전압이 소정의 범위 내에 있지 않다는 결정에만 응답하여 제2 컨버터를 인에이블(enable) 시키도록 구성될 수 있다. 구체적인 한 실시에서, 제2 컨버터는 출력 노드에서 일회 이상의 과도 전압 현상(transient voltage event)에 응답하여 전력을 공급하도록 구성될 수 있다. 이에 더하여, 제2 컨버터는 제1 컨버터의 과도 응답 시간보다 빠른 과도 응답 시간 특성을 가지며, 제1 컨버터는 정상 상태(steady state)에서 전원을 공급하도록 구성된다.
비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기의 또 다른 실시예에서, 제1 컨버터와 제2 컨버터는 출력 노드에 전력을 공급하도록 구성된다. 제1 컨버터는 제1 직렬 인덕터(inductor)를 통하여 전력을 공급하도록 구성된다. 제2 컨버터는 제2 직렬 인덕터를 통하여 출력 노드에 전력을 공급하도록 구성된다. 제2 직렬 인덕터는 제1 직렬 인덕터보다 작은 인덕턴스를 갖는다. 이에 더하여, 제어 회로는 제2 컨버터에 연결되어 출력 노드의 전압에 따라 제2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키도록 구성된다.
도 1은 전원 공급기의 한 실시예의 블록도이다.
도 2는 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기의 한 실시예의 도면이다.
도 3은 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기의 또 다른 실시예의 도면이다.
본 발명은 다양한 변형과 대체적인 구성이 가능하나, 본 발명의 구체적인 실시예를 도면들에서 예로서 도시하였으며, 본 명세서에서 자세히 기술하기로 한다. 그러나, 이 도면들과 상세한 설명은 본 발명을 개시된 특정한 형태로만 한정시키려는 의도는 아니며, 오히려 첨부된 청구항에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 정신 및 범주에 드는 모든 변형물, 균등물 및 대체물을 포괄하려는 의도를 갖고 있음을 이해하여야 할 것이다.
이제 도 1을 참조하면, 전원 공급기(100)의 한 실시예의 블록도가 도시된다. 전원 공급기(100)는 출력 노드(50)에 연결된 컨버터(125)와 고속 응답 컨버터(150)를 포함한다. 이에 더하여, 제어 회로(175)가 고속 응답 컨버터(150)와 출력 노드(50)에 연결된다. 전원 공급기(100)는 예시적인 부하 디바이스인 마이크로프로세서(185)에 전력을 공급하는 것으로 도시되어 있다. 다른 실시예에서, 전원 공급 기(100)는 다른 디바이스에 전력을 공급할 수 있다.
한 실시예에서, 컨버터(125)는 예를 들면 다중 위상 스위칭 전원 공급기(multiphase switching power supply) 또는 브리지 컨버터 전원 공급기(bridge converter power supply)와 같은 많은 독립형의 전원 공급기(stand-alone power supply) 중 하나이다. 이하에서 더 기술되는 바와 같이, 컨버터(125)의 다양한 실시예들이 정상 상태 전력을 공급하도록 구성될 수 있고, 그래서 고 효율로 고 전류를 제공하도록 최적화될 수 있다. 여기에 사용되는 용어 정상 상태는, 전압과 전류가 지정된 마진(margin) 내에서 일정하게 유지되는 정적 부하 조건(static load conditions)을 나타낸다.
전원 공급기(100)가 출력 노드(50)에서 발생될 수 있는 과도 전압 현상에 응답하도록 하기 위해, 고속 응답 컨버터(150)는 컨버터(125)의 과도 응답 특성보다 빠른 과도 응답 특성을 갖도록 구성될 수 있다. 한 실시예에서, 고속 응답 컨버터(150)는 전원 공급기(100)가 정상적으로 동작하는 동안 디스에이블(disable)될 것이다. 그러나, 전압 강하와 같은 과도 전압 현상이 발생하는 경우, 고속 응답 컨버터(150)는 출력 노드(50)의 전압이 지정된 값-고속 응답 컨버터(150)가 디스에이블(disable)되는 시간-으로 복귀할 때까지 인에이블(enable)될 것이다. 적절한 고속 응답 컨버터의 다양한 실시예의 동작을 이하에서 더욱 상세하게 기술한다.
한 실시예에서, 제어 회로(175)는 출력 노드(50)에서의 전압과 고속 응답 컨버터(150)로부터 흐르는 전류를 모니터 하도록 구성된다. 제어 회로(175)는 출력 노드(50)의 전압에 따라 고속 응답 컨버터(150)를 선택적으로 인에이블(enable)시킬 수 있다. 제어 회로(175)는 과도 현상이 발생하는 동안 고속 응답 컨버터(150)에 의해 공급되는 전류에 따라 고속 응답 컨버터(150)를 디스에이블(disable)시킬 수도 있다. 적절한 제어 회로의 한 구체적 실시예를 이하에서 더 상세히 기술한다.
도 2를 참조하면, 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기(200)의 한 실시예의 도면이 도시된다. 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기(200)는 도 1의 마이크로프로세서(185)와 같은 디바이스에 전력을 공급할 수 있다. 도 2의 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기(200)는 출력 노드(50)에 각각 연결되는 컨버터(225)와 고속 응답 컨버터(250)를 포함한다. 제어 회로(275) 또한 출력 노드(50)와 고속 응답 컨버터(250)에 연결된다.
도시된 실시예에서, 컨버터(225)는 전류 더블러 동기식 정류기(current doubler synchronous rectifier)를 구비한 벅-유도형 풀 브릿지 컨버터(buck-derived full bridge converter)이다. 컨버터(225)의 브릿지부는 트랜지스터 Q1 내지 Q4와 정류기 D1 내지 D4를 포함한다. 전류 더블러는 강압 변압기(step-down transformer) T1, 트랜지스터 Q5 및 Q6, 다이오드 D5 및 D6, 그리고 인덕터 L1 및 L2를 포함한다. 상기 트랜지스터는 예를 들면, 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal oxide semiconductor field effect transistor: MOSFET)와 같은 파워 스위칭형의 트랜지스터 류가 가능하다.
동작동안, 제어신호 Sa, Sb, Ra 및 Rb는 컨버터(225)의 스위칭과 타이밍을 제어한다. 이 제어 신호들은, 예를 들면, 펄스 폭 변조 회로(미도시)와 같은 회로로부터 올 수 있다. 제어 신호 Sa 및 Sb를 온과 오프로 스위칭함으로써, 먼저 전류가 변압기 T1의 1차 권선(primary winding)을 통해 한 방향으로 흐르고, 그 다음에 반대 방향으로 흐르게 할 수 있다. 변압기 T1의 1차 권선에 흐르는 전류는 변압기 T1의 2차 권선에서 역시 양방향(both direction)으로 전류가 흐르게 한다. 제어 신호 Ra 및 Rb를 온과 오프로 스위칭함으로써, 전류는 출력 직렬 인덕터 L1 및 L2를 통하여 양방향(both direction)으로 흐른다. 이들 인덕터에서의 전류는 인덕터에서 생성되는 순간적인 극성에 따라 램핑 업(ramp up)하거나 램핑 다운(ramp down)한다. 이 램핑 전류(ramping current)들은 톱니 파형에 유사한 파형을 생성한다. 인덕터 전류의 합은 출력 캐피시터 C1의 양단에 출력 전압 Vo를 발생시킨다.
변압기 T1은 강압 변압기이며, 이것은 입력 전압을 강압하는데 사용되는 동시에 2차 권선에서 고 전류가 흐르도록 하는데 사용될 수 있다. 권선비는 원하는 입력대 출력 전압비를 달성하도록 선택될 수 있다.
컨버터(225)의 전류 더블러 동기식 정류기 회로부에서, 인덕터 L1과 L2는 고효율로 정상 상태 또는 정적 전류 흐름을 조정하도록 적정한 사이즈로 만들 수 있다. L1과 L2의 출력 인덕턴스의 증가는 피크 인덕터 전류와 대응하는 반사 입력 RMS 전류를 낮출 수 있으며, 이는 전력 손실의 감소에 의한 효율의 증대를 가져올 수 있다.
과도 동작을 조정하도록 고속 응답 컨버터가 제공될 수 있다. 도시된 실시예에서, 고속 응답 컨버터(250)는 트랜지스터 Q7과 Q8, 그리고 인덕터 L3를 포함한다. 고속 응답 컨버터(250)는 또한 직렬 출력 저항 R1을 포함한다. 트랜지스터 Q7과 Q8은, 예를 들면, MOSFET과 같은 파워 스위칭 트랜지스터일 수 있다. Q7과 Q8은 세개의 단자 접속을 가지며, 이 세 개의 단자 접속은 한 개의 게이트 단자와 이 게이트 단자에 양의 전압이 인가될 때 전류가 흐를 수 있는 두 개의 전도 단자(conduction terminal)인 것을 특징으로 한다.
트랜지스터 Q7과 Q8은, Q7의 일 전도 단자가 입력 전압 Vin에 연결되고 Q7의 타 전도 단자가 Q8의 한 전도 단자에 연결되도록, 직렬로 접속된다. Q8의 나머지 한 전도 단자는 회로 접지부에 접속된다. 인덕터 L3는 Q7과 Q8 사이의 노드에 연결된다. 저항 R1은 인덕터 L3와 직렬로 접속된다. 저항 R1의 출력 단자는 비대칭 멀티 컨버터(200)의 출력 노드(50)연결된다. 한 실시예에서, 고속 응답 컨버터(250)는 비대칭 멀티 컨버터(200)가 정상적으로 동작하는 동안 트랜지스터 Q7 및 Q8이 '온' 상태가 되지 않도록 구성될 수 있다. 이하에서 더욱 상세히 기술되는 바와 같이, 제어 회로(275)는 제어 신호를 제공하는 바, 이 제어 신호는 트랜지스터 Q7과 Q8를 선택적으로 도통되게 하며, 이에 의하여 고속 응답 컨버터(250)가 출력 노드(50)에 전력을 공급할 수 있도록 한다. 도 2에 도시된 바와 같은 고속 응답 컨버터(250)의 특별한 회로 구현은 예시적인 것이며, 다른 특정한 회로 구성이 고려될 수 있다.
한 특별한 실시예에서, 제어 회로(275)는 한 쌍의 전압 비교기 VC1과 VC2를 포함하며, 이는 두 입력 AND 게이트 A1 및 A2의 쌍과 미분 비교기(differential comparator) VC3에 연결된다. 비교기 VC1에 입력되는 전압은 비대칭 멀티 컨버터(200)의 출력 전압 Vo과 Vo 보다 소정의 비율만큼 작은 유도 기준 전압(derived reference voltage) Vref+를 포함한다. VC1의 출력은 AND 게이트 A1으로의 한 입력이 된다. AND 게이트 A1의 출력은 출력 인에이블(output enable: OE)이며, 이 출력 인에이블은 고속 응답 컨버터(250)의 트랜지스터 Q7의 게이트 단자에 연결된다. 비교기 VC2에 입력되는 전압은 출력 전압 Vo와 Vo보다 소정의 비율만큼 큰 제2 유도 기준 전압 Vref-을 포함한다. VC2의 출력은 AND 게이트 A2로의 한 입력이 된다. AND 게이트 A2의 출력은 또 다른 출력 인에이블이며, 이것은 고속 응답 컨버터(250)의 트랜지스터 Q8의 게이트 단자에 연결된다. 비교기 VC3의 미분 입력 전압 단자 CS+와 CS-는 고속 응답 컨버터(250)의 출력 저항 R1 양단에 연결된다. 비교기 VC3의 기준 전압 ILIM은 전류 제한 값(current limit value)에 대응하는 외부 인가 기준 전압일 수 있다. 비교기 VC3의 출력 CLen은 AND 게이트 A1과 A2 각각의 제2 입력에 연결된다.
동작동안, 제어 회로(275)는 출력 노드(50)에서의 출력 전압 Vo을 모니터한다. 만약 과도 응답 현상이 발생하여 출력 전압 Vo이 소정 값 Vref+ 미만으로 강하된다면, 비교기 VC1의 출력 전압은 논리 레벨 1에 대응하는 전압으로 천이될 수 있다. 만약 비교기 VC3의 미분 전압 입력이 기준 전압 ILIM 미만이라면, VC3의 출력은 논리 레벨 1에 대응하는 전압에 놓일 것이다. 따라서, AND 게이트 A1은 고속 응답 컨버터(250)의 트랜지스터 Q7이 도통되도록 논리 1을 출력할 것이다. 이는 전류가 인덕터 L3와 저항 R1을 통하여 양의 방향으로 램핑하도록 한다. 전류가 램핑 업할 때, 출력 노드(50)에서의 전압은 증가하기 시작할 것이다. 전압이 Vref+보다 큰 값에 도달했을 때, 비교기 VC1은 논리 레벨 0에 대응하는 전압으로 천이할 것이며, 따라서 트랜지스터 Q7은 차단(cut off)된다. 전류 램프의 기울기는 인덕터 L3의 값에 의하여 최적화될 수 있다. 인덕터 L3는 가파른 전류 기울기를 갖고 따라서 과도 전압 현상에 대하여 빠른 응답을 가질 수 있도록 선택된다. 따라서, 인덕터 L3의 인덕턴스 값은 브릿지 컨버터(225)의 인덕터 L1과 L2에 대하여 선택된 인덕턴스 값보다 작게된다. 브릿지 컨버터 인덕터 값은 1μH부터 3μH까지 변화할 수 있다. 고속 복귀 컨버터 인덕터(fast recovery converter inductor) 값은 0.2μH부터 0.7μH까지의 범위에 이른다. 동작은 출력 노드(50)에서 발생하는 과도 전압이 Vref-보다 큰 전압 상승을 야기하는 경우와 유사하다. 비교기 VC2의 출력은 논리 레벨 1에 대응하는 전압으로 천이한다. 만약 비교기 VC3에서 미분 전압 입력이 기준 전압 ILIM미만이면, VC3의 출력은 논리 레벨 1에 대응하는 전압이 된다. 따라서, AND 게이트 A2는 고속 응답 컨버터(250)의 트랜지스터 Q8이 도통되도록 하는 논리 1을 출력한다. 이는 전류가 인덕터 L3와 저항 R1을 통하여 접지되는 음의 방향으로 램핑되기 시작하도록 한다. 전류가 램핑 다운 되면, 출력 노드(50)에서 전압은 감소하기 시작할 것이다. 이 전압이 Vref-미만의 값이 될 때, 비교기 VC1은 논리 레벨 0에 대응하는 전압으로 천이되어 따라서 트랜지스터 Q8을 차단시키게 된다.
과도 현상은 고속 응답 컨버터(250)에 의해 발생되는 전류 램핑이 길어질 수 있을 정도로 큰 전압강하나 스파이크를 발생시킬 수 있다. 만약 이 전류가 무한히 램핑된다면, 고속 응답 컨버터(250) 및/또는 외부 구성 요소의 손상이 발생할 것이다. 따라서, 도시된 실시예에서, 이러한 손상을 방지하기 위해, 저항 R1 양단의 전압이 비교기 VC3에 의해 측정되는데, 이는 저항 R1의 양단 전압이 저항 R1을 통하여 흐르는 전류에 직접 대응하기 때문이다. 기준 전압 ILIM은 전류 한계에 대응하는 소정의 값으로 설정된다. 저항 R1 양단의 전압이 ILIM 전압에 도달하는 경우, 비교기 VC3의 출력 CLen은 논리 레벨 0에 대응하는 전압으로 천이할 것인바, 이는 출력 AND 게이트 A1과 A2가 논리 0으로 천이하게 할 것이다. 이것은 고속 응답 컨버터(250)를 디스에이블(disable) 시켜 전류의 램핑을 정지시킬 것이다. 그러나, 만약 과도 상태가 여전히 지속된다면, 비교기 VC1이나 VC2의 출력은 여전히 논리 레벨 1에 대응하는 전압에 있을 것이다. 따라서, 전류가 램핑을 정지할 때, 저항 R1 양단의 전압은 출력 회로의 시정수에 따라 감쇠(decay) 또는 상승할 것이다. 전압이 ILIM 미만으로 떨어지는 시간에, 비교기 VC3의 출력은 다시 논리 레벨 1에 대응하는 전압으로 천이할 것이며, 그럼으로써 고속 응답 컨버터(250)는 다시 전류의 램핑이 인에이블되게 한다. 이 인에이블 작용 및 디스에이블 작용은 과도 현상이 존재하는 한, 또는 소정 시간이 경과할 때까지 계속될 것이며, 여기에서 타이머 회로(미도시)는 비대칭 멀티 컨버터(200)을 디스에이블시킬 것이다. 이러한 경우에 있어서, 비대칭 멀티 컨버터(200)를 다시 초기화하는데 전력 강하 주기(power down cycle)가 필요할 것이다. 주목할 사항으로, 도 2에 도시된 것과 같은 제어 회로(225)의 특별한 회로 구현은 예시적인 것이며 다른 특정한 회로 구성이 고려될 수 있다.
도 3에는 비대칭 멀티 컨버터 전원 공급기(300)의 또 다른 실시예의 도면이 도시된다. 도 3의 비대칭 멀티 컨버터(300)는 각각 출력 노드(50)와 연결된 컨버터(325)와 고속 응답 컨버터(250)를 포함한다. 제어 회로(275)는 또한 출력 노드(50)와 고속 응답 컨버터(250)에 연결된다.
도시된 실시예에서, 도 3의 컨버터(325)는 벅-유도형 풀 브릿지 컨버터이다. 컨버터(325)의 입력부는 트랜지스터 Q1 내지 Q4와, 정류기 D1 내지 D4를 포함할 수 있다. 출력부는 강압 변압기 T1, 다이오드 D7과 D8, 그리고 인덕터 L4를 포함한다. 상기 각각의 트랜지스터는 예를 들면, 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)와 같은 파워 스위칭형의 트랜지스터 류일 수 있다.
동작동안, 제어신호 Sa와 Sb는 컨버터(325)의 스위칭과 타이밍을 제어한다. 이 제어 신호들은, 예를 들면, 펄스 폭 변조 회로(미도시)와 같은 회로로부터 올 수 있다. 제어 신호 Sa 및 Sb를 온과 오프로 스위칭함으로써, 전류가 변압기 T1의 1차 권선을 통해 먼저 한 방향으로, 그 다음에 반대 방향으로 흐르게 할 수 있다. 변압기 T1의 1차 권선에 흐르는 전류는 변압기 T1의 2차 권선에서 역시 양 방향으로 전류가 흐르게 한다. 전류가 한 방향으로 흐르면, 한 극성이 T1의 2차 권선에 형성되고, 인덕터 L4에서 전류가 램핑되도록 하는 순방향 바이어스 다이오드들 중 하나를 통해 대응 전류가 흐른다. 제1 회로의 타이밍은, 듀티 싸이클의 교류 부분동안 트랜지스터가 T1의 제1 권선을 쇼트시키도록 정해진다. T1의 제1 권선이 쇼트되는 듀티 싸이클의 부분 동안, D7과 D8는 모두 순방향 바이어스 되며, 전류가 램핑 다운되면서 인덕터 L4는 프리휠링 전류(freewheeling current)를 부하에 제공한다. 램핑 전류는 톱니 파형과 유사한 파형을 생성하며, 이는 출력 캐피시터 C1의 양단에 출력 전압 Vo를 발생시킨다.
변압기 T1은 강압형의 중간 탭 변압기(step down, center-tapped transformer)이며, 이는 입력 전압을 강압하여 2차 권선에서 보다 높은 전류가 흐르게 하는데 사용될 수 있다. 권선비는 바라는 입력대 출력 전압비를 달성하도록 선택될 수 있다. 중간 탭 변압기 2차 권선은 각 반주기동안 전류 복귀 경로를 제공한다.
상기 도 2에 기술된 풀브릿지 컨버터(225)와 유사하게, 도 3의 브릿지 컨버터(325) 역시 정적 부하에 전력을 공급하도록 구성되어 정상 상태 조건하에서 동작한다. 부하에서 과도 현상과 동적 부하 조건을 조정하기 위하여, 고속 응답 컨버터(250)와 제어 회로(225)가 컨버터(325)와 함께 사용된다. 도 3의 제어 회로(275)와 고속 응답 컨버터(250)의 동작은 상기 도 2와 관련하여 기술된 바와 유사하다. 간단 및 명료성을 위하여 대응하는 회로부들은 동일한 참조부호를 사용하였다.
주목할 사항으로, 다른 실시예들에서 다른 유형의 전원 공급기 또는 컨버터들이 정적 부하동안 출력 노드(50)에 전력을 공급하는데 사용될 수 있다. 이와 같은 전원 공급기들은 또한 정상 상태 전력을 공급하도록 구성되어 효율적인 고 전류 동작을 위하여 최적화될 수 있다. 이에 더하여, 다른 유형의 고속 응답 회로들이 출력 노드(50)에서 과도 현상을 다루는데 사용될 수 있다. 이러한 고속 응답 컨버터들은 비대칭적으로 따라서 오로지 과도 현상 동안만 동작하도록 구성되므로, 더욱 빠른 회전 속도(slew rate)와 높은 피크 전류로 최적화될 수 있다.
상기 개시 내용을 완전히 이해한 당업자이면 본원 발명에 대한 다양한 수정과 변경이 가능함이 명백하다. 하기 청구항들은 모든 이러한 수정과 변경을 포함하도록 해석되어야 한다.
본 발명은 일반적으로 전원 공급기에 사용될 수 있다.
Claims (36)
- 출력 노드에 직류 전력을 공급하도록 구성된 제 1 컨버터;상기 제 1 컨버터와 병행하여 상기 출력 노드에 직류 전력을 공급하도록 구성된 제 2 컨버터, - 상기 제 2 컨버터는 상기 제 1 컨버터의 과도 응답 시간 보다 빠른 과도 응답 시간을 가짐 -; 및상기 제 2 컨버터와 연결되어, 상기 출력 노드의 전압에 따라 상기 제 2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키도록 구성된 제어 회로를 포함하여 이루어지며,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 소정 범위에 있지 않다는 결정에만 응답하여 상기 제 2 컨버터를 인에이블(enable)시키는 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 상기 출력 노드에서의 1회 이상의 과도 전압 현상에 응답하여 상기 직류 전력을 공급하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 2 항에 있어서,상기 제 1 컨버터는 정상 상태(steady state)에서 상기 직류 전력을 공급하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 상기 소정 범위에 있다는 결정에 응답하여 상기 제 2 컨버터를 디스에이블(disable)시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 소정의 전류에 대응하는 전압을 검출함에 응답하여, 상기 제 2 컨버터를 번갈아 인에이블(enable) 및 디스에이블(disable) 시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 벅-유도형 고속 응답 컨버터인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 항에 있어서,상기 소정 범위는 상기 출력 노드의 상기 전압의 양(positive : +) 퍼센트와 상기 출력 노드의 상기 전압의 음(negative : -) 퍼센트 사이의 전압 범위인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 직렬 인덕터를 통해 출력 노드로 전력을 제공하도록 구성된 제 1 컨버터;제 2 직렬 인덕터를 통해 상기 출력 노드로 전력을 제공하도록 구성된 제 2 컨버터, - 상기 제 2 직렬 인덕터는 상기 제 1 직렬 인덕터보다 작은 인덕턴스를 가짐-; 및상기 제 2 컨버터에 연결되어, 상기 출력 노드의 전압에 따라 상기 제 2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키도록 구성된 제어회로를 포함하여 이루어지며,상기 제 2 컨버터는 상기 제 1 컨버터의 과도 응답 시간 보다 빠른 과도 응답 시간을 갖는 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 8 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 상기 출력 노드에서의 1회 이상의 과도 전압 현상에 응답하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 9 항에 있어서,상기 제 1 컨버터는 정상 상태에서 상기 전력을 공급하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 8 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 소정 범위에 있지 않다는 결정에만 응답하여 상기 제 2 컨버터를 인에이블(enable)시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 11 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 상기 소정 범위에 있다는 결정에 응답하여 상기 제 2 컨버터를 디스에이블(disable)시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 8 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 제 2 직렬 인덕터를 통한 소정의 전류를 검출함에 응답하여, 상기 제 2 컨버터를 번갈아 인에이블(enable) 및 디스에이블(diable) 시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 8 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 벅-유도형 고속 응답 컨버터인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,상기 소정 범위는 상기 출력 노드의 상기 전압의 양(positive : +) 퍼센트와 상기 출력 노드의 상기 전압의 음(negative : -) 퍼센트 사이의 전압 범위인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 마이크로 프로세서; 및상기 마이크로 프로세서와 연결된 전원 공급기를 포함하여 이루어지며,상기 전원 공급기는제 1 직렬 인덕터를 통해 출력 노드로 전력을 제공하도록 구성된 제 1 컨버터;제 2 직렬 인덕터를 통해 상기 출력 노드로 전력을 제공하도록 구성된 제 2 컨버터, - 상기 제 2 직렬 인덕터는 상기 제 1 직렬 인덕터보다 작은 인덕턴스를 가짐-; 및상기 제 2 컨버터에 연결되어, 상기 출력 노드의 전압에 따라 상기 제 2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키도록 구성된 제어회로를 포함하여 이루어지며,상기 제 2 컨버터는 상기 제 1 컨버터의 과도 응답 시간 보다 빠른 과도 응답 시간을 갖는 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 16 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 상기 출력 노드에서의 1회 이상의 과도 전압 현상에 응답하도록 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 17 항에 있어서,상기 제 1 컨버터는 정상 상태에서 상기 전력을 공급하도록 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 16 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 소정 범위에 있지 않다는 결정에만 응답하여 상기 제 2 컨버터를 인에이블(enable)시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 19 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 상기 소정 범위에 있다는 결정에 응답하여 상기 제 2 컨버터를 디스에이블(disable)시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 16 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 제 2 직렬 인덕터를 통한 소정의 전류를 검출함에 응답하여, 상기 제 2 컨버터를 번갈아 인에이블(enable) 및 디스에이블(disable) 시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 16 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 벅-유도형 고속 응답 컨버터인 것을 특징으로 하는 시스템.
- 제 19 항 또는 제 20 항에 있어서,상기 소정 범위는 상기 출력 노드의 상기 전압의 양(positive : +) 퍼센트와 상기 출력 노드의 상기 전압의 음(negative : -) 퍼센트 사이의 전압 범위인 것을 특징으로 하는 시스템.
- 출력 노드에 직류 전력을 공급하도록 구성된 제 1 컨버터;상기 제 1 컨버터와 병행하여 상기 출력 노드에 직류 전력을 공급하도록 구성된 제 2 컨버터, - 상기 제 2 컨버터는 상기 제 1 컨버터의 과도 응답 시간 보다 빠른 과도 응답 시간을 가짐 -; 및상기 제 2 컨버터와 연결되어, 상기 출력노드에서의 1회 이상의 과도 전압 현상 동안에 상기 제 2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키도록 구성된 제어 회로를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 24 항에 있어서,상기 제 1 컨버터는 정상 상태(steady state)에서 상기 직류 전력을 공급하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 24 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 전압이 소정 범위에 있지 않다는 결정에만 응답하여 상기 제 2 컨버터를 인에이블(enable)시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 26 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 상기 전압이 상기 소정 범위에 있다는 결정에 응답하여 상기 제 2 컨버터를 디스에이블(disable)시키도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 24 항에 있어서,상기 제어 회로는 상기 출력 노드의 소정의 전류에 대응하는 전압을 검출함에 응답하여, 상기 제 2 컨버터를 번갈아 인에이블(enable) 및 디스에이블(disable) 시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 24 항에 있어서,상기 제 2 컨버터는 벅-유도형 고속 응답 컨버터인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 삭제
- 제 26 항 또는 제 27 항에 있어서,상기 소정 범위는 상기 출력 노드의 상기 전압의 양(positive : +) 퍼센트와 상기 출력 노드의 상기 전압의 음(negative : -) 퍼센트 사이의 전압 범위인 것을 특징으로 하는 전원 공급기.
- 제 1 컨버터, 제 2 컨버터 및 제어 회로를 포함하는 전원 공급기를 작동시키는 방법으로서,상기 제 1 컨버터가 출력 노드에 직류 전력을 제공하는 단계;상기 제어 회로가 상기 출력 노드의 전압에 따라 제 2 컨버터를 선택적으로 인에이블(enable)시키는 단계; 및상기 출력 노드에서 발생되는 1회 이상의 과도 전압 현상동안 상기 제 1 컨버터와 병행하여 상기 출력 노드에 상기 제 2 컨버터가 직류 전력을 공급하는 단계를 포함하여 이루어지며상기 제2 컨버터는 상기 제1 컨버터의 과도 응답 시간보다 빠른 과도 응답 시간 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 전원 공급기를 작동시키는 방법.
- 제 32 항에 있어서,정상 상태에서 상기 제1 컨버터가 상기 직류 전력을 공급하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 공급기를 작동시키는 방법.
- 제 32 항에 있어서,상기 출력 노드에서의 소정의 전류에 대응하는 전압을 검출함에 응답하여 상기 제2 컨버터를 번갈아 인에이블(enable) 및 디스에이블(disable)시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 공급기를 작동시키는 방법.
- 제 32 항에 있어서,상기 출력 노드의 상기 전압이 소정의 범위에 있다는 검출에 응답하여 상기 제2 컨버터를 디스에이블(disable)시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 공급기를 작동시키는 방법.
- 제 35 항에 있어서,상기 소정 범위는 상기 출력 노드의 상기 전압의 양(positive : +) 퍼센트와 상기 출력 노드의 상기 전압의 음(negative : -) 퍼센트 사이의 전압 범위인 것을 특징으로 하는 전원 공급기를 작동시키는 방법.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |