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KR100794533B1 - 표적의 추적을 위한, 자기유도 방법 및 장치 - Google Patents

표적의 추적을 위한, 자기유도 방법 및 장치 Download PDF

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KR100794533B1
KR100794533B1 KR1020017014656A KR20017014656A KR100794533B1 KR 100794533 B1 KR100794533 B1 KR 100794533B1 KR 1020017014656 A KR1020017014656 A KR 1020017014656A KR 20017014656 A KR20017014656 A KR 20017014656A KR 100794533 B1 KR100794533 B1 KR 100794533B1
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KR
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antenna
amplitude
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탈레스
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Abstract

본 발명은 특히, 표적의 추적에 적용되는 전자기 유도를 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
유도는, 광선 공간에서 코딩함으로써, 모노펄스 안테나의 광선의 축 (1) 에 대하여 수행된다. 코딩은 합 신호 (Σ) 및 차 신호 (Δ) 에 의하여 방사된 신호들의 적절한 변조에 의하여 수행되며, 비행선에 배치된 수신 수단은 안테나 방사 패턴에 대하여 비행선의 위치, 따라서 안테나 축에 대한 비행선의 위치를 결정하는 것을 가능하게 하며, 이 위치의 결정은 수신 수단에 의하여 캡쳐된 신호를 복조함으로써 수행된다.
본 발명은 특히, 표적의 추적에서, 예를 들면, 미사일 또는 발사체의 임의 수의 유도에 대하여 적용한다.
전자기 유도

Description

특히 표적의 추적을 위한, 자기유도 방법 및 장치 {METHOD AND DEVICE FOR MAGNETIC GUIDANCE, ESPECIALLY FOR TRACKING TARGETS}
본 발명은 특히 표적의 추적에 적용되는 전자기 유도 방법 및 장치에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 표적 추적시 예를 들면, 임의의 갯수의 미사일들 또는 지능형 군수품들 (intelligent munitions) 의 유도에 관한 것이다.
미사일들 또는 지능형 군수품들의 유도는 관련 탄두의 크기 및 동작원리 뿐만 아니라 표적의 성질에도 의존하는 정확도를 요구한다.
단독으로 원격 유도될 수 있는 단거리 또는 초단거리 (5 내지 12 ㎞ 거리) 전략 미사일의 경우, 자동 유도모드가 필요한 최장거리와 유도에 필요한 정확도는 다음과 같이 요약할 수 있다.
유도정확도는 탄두의 형태에 따라 이 탄두로 하여금 그 역할을 충족할 수 있게 해야 한다. 이 정밀도는 0.1 미터 내지 5 미터 사이에서 변할 수 있다. 최대 정밀도는 매우 작은 크기의 표적들 (무선비행기 또는 전략 미사일) 에 대해서 관통 동역학적 영향을 이용하는 소형 미사일들에 적용되며, 최소 정밀도는 경장갑 또는 비장갑 목표물에 대한 근접 신관과 결합된 수 킬로그램의 탄약을 가진 탄두를 이용하는 미사일에 적용된다.
원격 유도에서, 시스템은 일반적으로 발사 플랫폼에 위치되어 표적 및 이 표적에 대하여 발사된 미사일 또는 미사일들 (또는 발사체들) 의 위치지정을 맡는 1 이상의 원격 위치된 센서들에 의존한다.
상기 정밀도 요구가 주어지면, 이 센서들의 각도 정밀도는 주어진 정밀도보다 적을 수는 없다.
전자기 수단 (레이다 또는 광) 을 이용하는 이 센서들은 디프렉션 (defraction) 제한된 분해능을 가진다. 만약 적당한 정도의 크기로, 즉 레이다 안테나는 1 미터이고 가시광선 또는 적외선 안테나는 0.1 미터로, 이 센서들의 구경 직경을 정한다면, 적외선 Ⅳ 밴드 (8-12 마이크로미터의 파장) 부터는, 위치 지정의 정밀도가 디프렉션 지점 (spot) 보다 우수하여야 한다. 디프렉션 태스크와 관련된 게인은 정밀도에 있어서 적외선에서는 심하지 않은 반면, 레이다 밴드에서는 상당하다.
일반적으로, 이 정밀도에 관한 사양은 군사 플랫폼에 설치된 센서의 기계적 조준의 정밀도와는 양립하지 않지만, 시스템은 적어도 가시선 (line of sight) 의 안정성을 요구할 것이다.
더구나, 표적을 추적하는 기능을 하는 센서가 미사일 또는 미사일들의 위치를 지정하는 기능을 하는 센서와 동일하지 않다면, 가장 엄격한 정밀도 요구에 대해서는 이 센서들간의 조준 (collimating) 을 거의 달성할 수 없는 심각한 문제가 발생한다.
이 문제를 해결하는 명확한 방법은 표적 및 미사일 위치지정에 대하여 단일 센서를 사용하여 물리학자들에게 널리 알려진 "이중 칭량 (double weighing)" 의 원리에 따른 측정의 차를 취하는 것이다. 이 원리는 "차등 데비오메트리 (differential deviometry)" 라 불리어 졌으며, 영점의 전이 (shifting of the zero) 와 같은 대부분의 기기 에러들 및 표적에 대한 미사일의 위치지정의 정밀도에 관한 명세 사항 내의 모든 조준 에러를 제거하는 이점을 가진다.
표적 측정과 미사일 측정에서 동일하지 않을 수 있는 게인 또는 경사각 측정 에러와 같은 어떤 기기 에러들은 결정적이어서 (deterministic) 알려진 정도까지 보상될 수 있다.
그럼에도 불구하고, 명세 사항은, 무엇보다도 열적 원인에 의한 잡음 및 전자기파가 채용된 전파 환경과 관련된 잡음을 포함하는 시스템 잡음과 관련된 에러들과 같이, 절대적으로 결정적이지는 않은 항목들과 같은 에러를 포함한다.
조도 및 가시도의 조건과 비교적 독립적으로 작동하기를 원할 때는, 레이다 타입 센서를 선택하게 될 것이다.
이러한 형태의 알려진 해결책은 전략 미사일 시스템, 특히 대공 화기 시스템에 널리 적용된다.
이 전략 미사일 시스템들에서는, 일반적으로 대략 1도 각도 크기의 센서 시야 영역내에 머무르는 표적과, 하나 또는 두개의 미사일에 대한 위치 측정을 동시에 수행하는, 여러 개의 고도, 방위각 측정 경로들이 추적 레이더에 공급된다. 이러한 이유로, 미사일 또는 미사일들은 본질적으로 레이더 센서와 표적을 연결하는 이동선에 정렬되게 되며, 따라서, 이 작동모드를 정렬 유도라고 부른다.
미사일의 위치가 유도 플랫폼에 대하여 멀리 떨어질 정도까지, 미사일의 위치를, 또는 보다 일반적으로 궤적 보정 명령을 미사일에 전달하기 위하여는, 전송링크 (원격제어) 가 필요하다.
보다 적당한 크기의 한층 유력한 지능형 군수품들 및 미사일의 위치를 지정하려면 이 미사일 또는 이들 군수품의 레이다 반사 신호가 필요한 원격 제어 수신기에 부가된 레이다 "응답기 (responder)" 에 의하여 강화되어야 한다. 이 부품은 그들이 적용될 미사일의 중량과 비용 명세사항들에 부담이 될 만큼 복잡하다.
미사일 또는 미사일들이 특히 광모드에서 가공의 유도축에 대하여 무인항공기통제 광선 (director beam) 과 결합하여 스스로를 위치지정하는 보다 간단한 해결책이 사용되어 왔다.
따라서, 이 유도 타입에 대한 광선 항법에 "빔 라이더 (Beam Rider)" 로도 알려진 이름이 붙어 있는 것이다. 이를 위하여, 공간변조되는 광선의 투사기가 추적 센서의 검출축 상에 기계적으로 고정된다.
미사일에 탑재된 특수 수신기는 광선의 변조를 디코딩하고, 가공의 유도축에 대한 미사일의 위치를 결정하여 그로부터 어떠한 교정적 조치를 추론한다.
일반적으로 채용되는 공간 코딩은 한개의 광속을 2차원 스캔하거나 또는 일면에는 좁은 형태를 갖고 다른 면에는 부채꼴로 펼쳐지는 형태를 가진 두개 광속의 고도 및 방향각의 이중 스캔을 하는 방법이 채용된다. 이 두 방법 뿐만 아니라 그들의 수많은 변형예는 기계적 추적의 정밀도 뿐만 아니라 디프렉션 지점의 크기의 정밀도 및 광선 투사기와 추적 센서의 조준의 정밀도에 의하여 제한된다는 점에서 공통의 특성을 가진다.
보다 복잡하게 하는 대신 이 정밀도를 약간 개선할 수 있다.
만약 전파 (propagation) 가 안정하다는 조건이 허락하면, 측정 정밀도는 광선의 여러 지점들간에 내삽 (interpolating) 함으로써 정밀하게 될 수 있고, 디프렉션 지점의 4분의 1 또는 절반보다 훨씬 우수하다고 예상할 수 없지만 디프렉션 지점보다 약간 밑으로 낮출 수는 있다. 조준 에러의 면에서, 에러들은 원칙적으로는 복잡한 자동조준 시스템을 사용하면 측정되고 보상될 수도 있다.
추적 루프가 수동적으로 인간 운전자에 의하여 닫힐 때를 제외하면, 추적 에러는 자동 추적 장치에 의하여 결정된다. 따라서, 이론적으로는 광선코딩 내에서 역보정 (inverse correction) 을 실행하는 것이 가능하므로, 미사일에 의하여 수행된 측정은 고정된 기계적 기준이 아닌 관측영역에서의 표적위치를 원점 (origin) 으로 가진다.
그러나, 그들의 비용과 복잡성으로 인하여, 이 세밀한 고안들은 실제적으로 거의 충족되지 못하며, 따라서 기지의 광선 항법은 초단거리 시스템 (기껏해야 5 내지 6 ㎞) 으로 제한되고, 일반적으로 가시광선 또는 근적외선 (1 마이크로미터 근처의 파장) 에서 동작하는 레이저의 파장인 광파장을 사용한다. 더구나, 그 성능은 어느 광 시스템에나 고유한 조도 및 시야 조건들에 의존하게 된다.
미사일에 포함될 수 있는 안테나의 실제 크기에서는 필요한 정밀도를 얻을 수 없으므로, 상술한 비팅 빔 시스템 (beating beam system) 은 레이다 파장까지 확장시킬 수는 없다.
레이다 영역에서 광선유도를 작동하기 위하여, 원추 스캐닝 (conical scanning) 으로 알려진 원리의 이용이 고려되었으며, 실제로 이는 상기 원리들의 변형예로 그 회전축을 따라 가리키는 것이 아닌 축 근방의 안테나의 방사 패턴을 회전시킴으로써 획득되는 기계적 스캐닝이다.
결과적으로, 회전축 방향을 제외한 어느 방향에서의 게인도 관측범위에서 이 방향의 극좌표에 직접 관련되는 위상과 진폭으로 시간 주기적으로 변조된다.
따라서, 레이다에서는, 송신 및 수신의 게인을 동시에 변조할 수 있는 것이 가능하며, 비록 원리적으로는 단일경로의 변조로도 충분하나, 이는 가장 간단한 해결책이다.
전송경로가 변조되면, 변조는 대안 (countermeasures) 수신기에 의하여 용이하게 검출되며, 동일 주파수에서 변조된 방해전파의 전송은 필연적으로 추적을 상실시키므로, 이는 비록 표적에 의하여 방해전파가 반송되더라도 이 장치를 방해전파에 의한 전파 방해에 매우 민감하게 한다. 수신측 단독의 변조는 보다 덜 연약하나, 전송이 더이상 변조되지 않아서 미사일이 자기 위치지정을 할 수 없으므로, 광선 유도로서는 사용될 수 없다.
원추 스캐닝 기술은 전파방해에 대한 민감성 및 수신되는 신호의 진폭불안정, 필연적으로 매우 느린 기계적 스캐닝 레이트에 관한 전파조건들의 불안정한 속성따위, 등의 다른 요인들에 대한 민감성 때문에 레이다에서는 폐기되어 왔다.
본 발명의 목적은, 특히 전파방해의 위험없이 레이다 광선에 대하여 비행선 (craft) 을 유도할 수 있게 함으로써, 상술한 결함을 경감하는 것이다. 따라서, 본 발명의 요지는, 광선 공간에서 코딩함으로써, 모노펄스 안테나의 광선축에 대하여 유도를 수행하는 것을 특징으로 하는 1 이상의 비행선을 전자기 유도하는 방법이다. 또한, 본 발명의 요지는 상기 방법을 구현하는 장치이다.
본 발명의 주요 이점은, 표적 위치측정을 수행하면서, 안테나 광선에 대하여 비행선을 유도할 수 있게 하여, 수신기를 매우 간단하게 구현할 수 있어, 매우 거칠거나 또는 매우 작은 비행선을 유도할 수 있게 하며, 광학적 수단 또는 수색자와 같은 다른 유도 수단과 용이하게 결합하여 시스템을 과도하게 추가적으로 복잡하게 하지 않으면서도 다중모드 유도를 획득할 수 있어서, 비행선 위치를 매우 우수한 정밀도로 측정할 수 있게 하며, 여러 비행선으로 정보를 동시에 전송할 수 있게 하여, 경제적이다.
본 발명의 다른 특성 및 이점을 첨부된 도면을 통해 자세히 설명한다.
도 1 은 모노펄스 안테나의 합패턴과 차패턴을 나타내는 도면이다.
도 2 는 모노펄스 안테나의 합경로에 의하여 생성된 신호 및 차경로에 의하여 생성된 신호를 합성함으로써, 유도되는 비행선의 수신기 레벨에서 획득되는 신호를 나타내는 프레즈넬 (Fresnel) 도면이다.
도 3 은 모노펄스 안테나의 차경로에 의하여 생성된 신호를 복조하는 일례를 통하여 본 발명에 따른 방법의 구현 가능한 예를 나타내는 도면이다.
도 4 는 유도되는 비행선의 수신기 레벨에서 획득되는 신호의 글로벌 변조를 나타내는 도면이다.
도 5 는 본 발명에 따른 비행선 유도광선의 실시형태의 수단의 가능한 실시형태의 예를 나타내는 도면이다.
도 6 은 상기 광선에 의하여 유도되는 비행선에 배치된 수신기의 가능한 실시형태의 예를 나타내는 도면이다.
도 7 은 이 안테나의 합경로와 차경로에 의하여 생성된 신호를 인식함으로써, 수신기 레벨에서 재구성을 가능하게 하는 상관 신호들의 시간에서의 위치, 모노펄스 안테나축에 대하여 수신기의 위치를 나타내는 도면이다.
본 발명에 따른 방법은 하나의 동일한 모노펄스 안테나를 사용하여 광선 항법 시스템에서 채용될 수 있는 공간코딩을 수행하는 것이다. 이 모노펄스 안테나는 예를 들면 비행선을 발사하여 유도하는 발사 플랫폼 상에 배치될 수 있다.
소위 "모노펄스" 측정시스템에서, 안테나의 수신경로는 각각의 고도 및 방위각 면에서 합경로 및 차경로로 분리된다. 차경로 상으로 수신된 신호는 표적의 목적 오프셋 진폭에 비례하고 동일 표적으로부터 수신된 합신호와 동상이거나 반대 위상이다. 이 두 신호들의 동기 위상처리는 다음 식 (1);
Figure 112001029858030-pct00001
에 따른 목적오프셋 각 (ε) 및 그 부호의 복구를 가능하게 하며, 여기서
Figure 112001029858030-pct00002
및
Figure 112001029858030-pct00003
는 진폭 및 위상을 고려한 벡터 형태로 표현된 각각 차 및 합경로 상에서 수신된 신호들이다.
이 처리는 예를 들면, 하나의 펄스, 즉 모노펄스인 레이다의 동기 적분의 시간과 동일한 시간내에 수행될 수 있다.
이러한 시스템에서, 표적에 의하여 반송되는 어느 통상적인 방해전파도 동기적으로 합 및 차 신호들을 단지 강화할 뿐이며, 각측정을 방해하는 대신에 유용하게 하여, 자동보호 (auto-protection) 방해전파에 의하여 모노펄스 레이다의 각 측정을 방해하는 것이 매우 어렵다. 또한, 모노펄스 측정은 높은 정밀도의 획득을 가능하게 한다.
도 1 은, 공간각 (θ) 을 나타내는 가로축과 이 공간각의 함수로서 안테나 게인 (G) 을 나타내는 세로축을 갖는 시스템에서, 안테나 (1) 축에 대하여 모노펄스 안테나의 합 (Σ) 및 차 (Δ) 경로에 대한 기지의 패턴을 나타내는 도면이다. 합 패턴은 이 안테나 (1) 축상에서 최대값을 갖고, 이에 대하여 대칭이다. 모노펄스 안테나 레이다에서, 차경로 상에 수신된 신호는 각도축 θ에 따라 도시된 표적의 목적 오프셋 진폭에 비례하며, 합경로 상에서 동일 표적으로부터 수신된 신호와 동상 또는 반대위상이다. 이 두 신호들을 동기 위상처리함으로써, 상기 도 1 에 나타낸 목적 오프셋 각 및 그 부호를 복구하는 것이 가능하다.
따라서, 본 발명에 따라, 모노펄스 안테나는, 미확정의 갯수일 수 있는, 예를 들면, 미사일 또는 발사체인 1 이상의 비행선을 유도하기 위하여, 공간에서 코딩된 광선을 생성하도록 사용된다. 이 광선코딩은 적절한 수신 수단이 구비된 비행선으로 하여금 광선축에 대하여 위치지정을 할 수 있게 한다. 이 코딩은 예를 들면, 합패턴 및 차패턴에 의하여 방사된 신호들의 적절한 변조에 의하여 수행된다. 따라서, 수신기는 안테나의 방사패턴에 대하여 비행선의 위치, 즉 안테나축에 대하여 그 위치를 결정하는 것을 가능하게 한다. 이 위치결정은 수신기에 의하여 캡쳐된 신호의 디코딩 또는 복조에 의하여 수행된다.
모노펄스 처리의 내재적 품질을 보호하기 위해서는, 본 발명에 따른 방법은 진폭 및 위상에 기초한 합신호 및 차신호를 사용하여야 한다. 따라서, 직접 (straightforward) 수신기를 기초로 하여, 예를 들면, 미사일은 합경로로부터 나오는 신호와 차경로로부터 나오는 신호를 결정, 즉 위상이 동기된 차 신호 및 합 신호들의 크기를 결정할 수 있을 필요가 있다. 실제적으로, 합경로로부터 나오는 한 신호 및 차경로로부터 나오는 다른 신호인 두 신호들을 성공적으로 혼합하여야 하며, 동일 반송 주파수 상에 있지만 수신상 분리될 수 있어야 한다. 이를 위하여, 에너지가 합 (Σ) 및 차 (Δ) 패턴들 상에 방사되며, 따라서 이 합패턴 및 차패턴 상에 방사된 에너지들은 별도의 변조에 의해 표시되며, 하나의 패턴을 다른 패턴과 구별하여, 수신측에서는 패턴들을 분리할 수 있게 된다. 양 (quantities) 은 진폭으로 결정되므로, 반송파의 진폭이 복구되지 않는 위상변조 또는 주파수변조보다 진폭변조가 선호되어 수행된다.
본 발명은, 진폭변조된 신호의 스펙트럼의 실제 구조가 반송파 주파수에 대해 변환된 변조 스펙트럼과 이 반송파 주파수 상의 스펙트럼선의 합이라는 사실을 유리하게 사용한다. A(2jπf) 는 변조의 푸리에 변환을 의미하며, M(2jπf) 로 나타낸 변조된 파의 푸리에 변환은 다음 식:
M(2jπf)= A0[δ(f- F0 ) + δ(f + F0 )] + B.A[2jπ(f - F 0)] (2)
으로 -∞ 및 +∞사이의 주파수 f 에 대하여 주어진다.
첫 항 A0[δ(f- F0 ) + δ(f + F0 )] 은 반송파의 변조를 의미하며, 두번째 항 B.A[2jπ(f - F0)] 은 주파수 사이드밴드들의 변조를 의미한다. F0 는 반송파의 주파수를 의미하며, A0 는 이 반송파의 진폭 특성을 나타내는 스칼라이다. B 는 양수 또는 음수인 또다른 스칼라이며, 이른바 변조깊이 (depth of modulation) 특성을 나타낸다. 심볼 δ는 디락 함수 (Dirac function) 를 의미한다.
Figure 112001029858030-pct00004
는 특히 사이드밴드에 대하여 반송파의 과변조가 없도록 하는 조건이다.
제 1 항이 소거되면, 소위 억압반송자 신호의 스펙트럼이 획득된다. 반송파와 진폭 및 위상에서 동기인 정현파 신호가 억압반송자 진폭변조된 신호에 추가되면, 진폭변조된 신호는 복구되어, 그 변조깊이는 초기신호 및 이렇게 추가된 반송파의 비교된 진폭에 의존한다. 본 발명에 따라, 이 추가된 반송파는 합패턴 상으로 전송되고 억압반송자 진폭변조된 파는 차패턴 상으로 전송된다. 달리 설명하면, 차 패턴 상에서, 예를 들면 소위 CW 인 연속단조파와 억압반송자 진폭변조된 파를 겹쳐 (superposition) , 유도된 비행선의 수신기 레벨에서 진폭변조된 신호의 재구성을 각각 가능하게 한다. 이 신호의 변조도와 위상은 비행선의 목적 오프셋의 특성, 보다 정확하게는 실제적으로 비행선 유도축인 모노펄스 안테나축에 대한 비행선 위치에 대한 특성이다. 변조도는 사실상 상기 변조깊이에 대응하여 목적오프셋의 값을 부여하는 반면에, 위상부호는 비행선이 있는 안테나축의 어느 편인지를 지시한다.
도 2 는 이 신호들의 혼합을 나타낸 프레즈넬 도이다. 유도된 비행선의 수신기에 의하여 수신된 신호 (S) 는 진폭변조된 합신호 (Σ) 및 차신호 (Δ) 의 합이다. 예를 들면, 합신호 (Σ) 는 연속파 (CW) 이며, 차신호 (Δ) 는 이전 식 (2) 의 두번째 항에 따라 변조된 파이다.
따라서, 수신측에서, 진폭복조는, 모노펄스 광선에 대하여, 보다 정확하게는 모노펄스 안테나 축에 대하여 수신기의 목적오프셋 특성인 부호 및 진폭과 함께 변조신호를 공급한다. 식 (1) 에 따라 목적오프셋을 부여하는 합신호와 차신호의 위상비율 및 진폭비율을 복구하기 위해서는, A0 및 B 를 재구성하는 것이 가능해야 한다.
본 발명에 따른 합패턴 및 차패턴들로부터 나오는 신호를 복구하는 한가지 방법은, 예를 들면 진폭에 대한 변조깊이를 수신측에서 결정하고, 복조된 주기 신호의 위상을 합채널 상에 전송된 동기신호에 의한 클락 리셋신호의 위상과 비교함으로써, 변조된 신호의 부호를 결정하는 것이다. 구현이 용이하고 변조깊이를 쉽게 복구할 수 있게 하는 변조파형을 발견하는 일이 남아 있다.
도 3 은 변조깊이를 쉽게 복구할 수 있게하는 이점이 있는 본 발명에 따른 변조파형을 나타낸 도면이다. 이 변조는 위상이 0, π인 구형 변조로서, 이 경우, 변조진폭은 구형으로서 평균값이 0 이며, 하나의 반주기로부터 다음 반주기까지 위상은 0 에서 π로 이동하고, 그 후 π에서 0 으로 이동하는 방식을 이어나간다. 도 3 은 시간을 의미하는 가로축 t 와 변조를 의미하는 세로축 M 의 시스템에서 이 변조 (31) 를 나타낸다. 변조 (31) 의 의미 밑에는, 반주기 T/2 에 대응하여 0 또는 π로서 대응 변조의 위상이 생긴다. 위상이 0 에서 π로 이동하면 반주기 T/2 만큼 변조가 시프팅 (shifting) 되고, 그 결과 도 3 에 의하여 나타낸 형태가 된다. 이 변조는, 평균값 0 인 변조에 의하여 억압반송자 구형변조된 결과이다.
도 4 는 동일한 축 시스템 M, t 로, 수신기 레벨에서 획득된 변조신호의 형태를 나타낸 도면이다. 도 3 의 변조는 차경로 (Δ) 에 의하여 전송되는 신호에 전해진 후, 크기가 A0 이고 사실상 +A0 와 -A0 사이에서 변화하는 신호인 합경로 (Σ) 로부터의 신호와 합산된다. 변조깊이 (B) 는 크기 (A0) 및 변조의 최대 크기간의 편차에 의하여 부여된다. 이 편차는 획득하기가 매우 용이하다. 이 편차는 차경로 상의 안테나 이득 (GΔ) 에 비례하며, 이 이득은 도 1 에 의하여 나타낸 안테나 패턴을 정의한다. 마찬가지로, 크기 (A0) 는 동일한 비례의 비율로 합경로 상의 안테나 이득 (GΣ) 에 비례한다. 비율 (GΔ/GΣ) 은, 식 (1) 에 따라서, 안테나 축 (1) 에 대하여 목적 오프셋 값을 부여하며, 여기서 신호
Figure 112001029858030-pct00005
및
Figure 112001029858030-pct00006
는 각각 이득 GΔ 및 GΣ 에 비례한다.
수신기가 이 축의 어느 쪽에 위치하는지를 결정하는 일이 남아있다. 이 위치는 위상의 부호에 의하여 결정된다. 그러나, 이 부호를 이용하기 위해서는, 원점에서의 위상, 즉 복조된 차신호의 기준위상인 기준을 아는 것이 필요하다. 이 방식으로 변조 위상을 결정하기 위해서는, 예를 들면, 위치측정 직전에 전송된 예비 동기신호를 이용하는 것이 가능하다. 이를 위하여, 예를 들면, 위상 0 으로부터 위상 π로의 변환에 맞추어 상승 에지 (rising edge) 를 갖는 클락 신호를 포함하며, 예비 동기신호는 수신기에 의하여 인식된다. 더구나, 이 예비 동기신호는 고도 또는 방위각 측정이 되도록 측정하는 것을 특징으로 하는 기능을 하여, 특히 고도 차 (Δ) 경로 및 방위각 차 (Δ) 경로상의 동시 전송을 회피한다.
또한, 동기신호는 소정의 의사난수 코드에 따라 변조되는 진폭변조 신호일 수 있으며 수신단에서 상관기에 의하여 압축된다.
동일 전송채널은 고도 및 방위각 동기 워드 (synchronization words) 의 전송을 가능하게 하고, 또한, 레이다에 의하여 측정된 고도 또는 방위각을 기초로 하여, 동일 모노펄스 안테나의 고도 및 방위각 패턴에 의하여 1 이상의 유도된 비행선으로 추적의 목적인 표적위치 에러를 전송하게 하여, 즉 동일한 에러 요인들을 가지고 구별에 의하여 다양한 유도 비행선과 표적간의 편차에 대하여 차등 데비오메트리 값을 결정하는 것이 가능하여, 모노펄스 패턴의 불완전성과 추적에러로 인한 측정 에러의 주요 부분을 제거한다.
예를 들면, 다른 변조형태들이 주기적이거나 평균값이 0 이라면, 도 3 에 대하여 나타낸 형태가 아닌 다른 변조형태를 사용하는 것이 가능하다. 따라서, 억압반송자 변조는 위상변조된 펄스인 연속된 0, π로서, 다른 부호를 연속해서 가지는 펄스를 사용하는 것이 가능하다.
또다른 해결책은, 예를 들면, 평균값이 0 이고 길이가 한정된 의사난수 코드를 변조에 이용하는 것을 포함한다. 이 코드를 수신측 복조신호와 상관시킴으 로써, 광선의 중앙에 대한 편차를 나타내는 부호와 진폭을 갖는 신호가 획득되며, 수신된 신호의 평균값은 합신호 값이 된다. 실제적으로, 전송시 사용된 코드를 수신된 신호의 포락선을 복조하여 생긴 신호와 상관시키면, 부호 및 수신된 신호 진폭의 평균값에 대한 진폭이 통상적인 모노펄스 수신기의 GΔ/GΣ 비율과 동등한 펄스가 공급된다. 특히, 목적오프셋이 작을 때는, 복조된 신호가 잡음에 압도될 수 있으므로, 차경로 (Δ) 의 상관 스파이크에 대응하는 시점을 확인할 수 있는 동기에 근접하지 않으면, 어느 시점에 측정을 의미하는 것으로서의 잡음을 샘플할 지를 알 수 없다는 사실에 어려움이 있다.
이 동기를 획득하기 위하여, 비압축 (uncompressed) 펄스폭에 의하여 추진되는 예비전송을 합경로상에서 수행하는 것이 가능하며, 비압축 펄스폭 자체는 이른바 시그마 코드인 또다른 의사난수 코드에 의하여 타협의 여지가 없는 모드 (all or nothing mode) 로 진폭변조된다. 예를 들면, 수신측에, 이 시그마 코드는 정확한 상관 시점을 결정하고 동기 코드 후에 한 주기 T 및 두 주기 T 동안 순차적으로 전송된 차경로의 샘플링 시점을 동기시키도록 상관기에 의하여 사용된다. 예를 들면, 본 발명에 따른 방법의 한 변형예는, 차경로들을 두개의 직교 코드로 동시에 전송하는 것을 포함한다.
더구나, 유도를 시작할 때는, 이른바 호밍 위상 (homing phase) 이 있어, 이 호밍위상 동안은 유도광선으로부터의 일정 각거리에 위치한 초기에 유도되는 비행선이 유도 광선 상의 표적으로 향해야 한다. 일반적으로, 이 초기거리는 모노 펄스 안테나에 근접해 있는 과도하게 협소한 유도광선의 구경과 양립할 수 없다. 따라서, 비행선이 비교적 단거리에 떨어져 있는 이 비교적 짧은 단계동안은, 유도 광선에 대하여 비행선의 위치를 결정하는 보조 시스템을 제공하는 것이 선호된다. 예를 들면, 이는 광 호밍 데비오미터로서 수행할 수 있으며, 이는 레이다 전송기를 경유하여 비행선으로 전송되는 측정을 가능하게 한다. 일반적으로, 비행선이 근접해 있으면, 비록 이 비행선이 레이다 안테나의 주요 패턴 밖에 있다고 할지라도 링크를 할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 만약 링크에서 보안이 최대한 요구되면, 이 단계에서 보다 큰 전송구경을 가진 안테나가 채용될 수도 있다. 이 호밍 안테나를 고찰해 보면, 그 자체는 모노펄스일 수 있고, 초기 호밍유도는 이전에 개발된 것과 같이 동일 광선 항법 ("빔 라이딩 (beam riding)") 의 방법으로 수행될 수 있으나, 지면과의 근접 및 그 결과 기지의 다중경로의 영향으로 인하여 이들 측정이 크게 방해되어 위험할 수 있다.
유도 단계에서는, 보다 상세하게는 장거리에서는, 통상의 모노펄스 안테나를 동적측정 스윙할 필요가 거의 없는 반면, 호밍이 완성되면, 각도측정의 최대 동적스윙을 구할 것이다. 합경로 상에 전송된 신호 전력에 대응하는 차경로 상에 전송된 신호의 전력을 변경함으로써, 예를 들면, 패턴의 형태 및 신호대 잡음비 관련 한계내에서, 동시에 호밍과 그 장거리 위치지정 정밀도에 대하여 비행선의 캡쳐영역의 최적화하는 것을 가능하게 하는 일종의 전자적 줌 (electronic zoom) 을 수행하는 것이 가능하다.
더구나, 표적을 위치지정하기 위해서는, 표적에 의하여 반사되고 전파지연된 후에 합패턴 상에 수신된 에너지로부터 지상에서 행한 측정을 사용하는 것이 가능하다.
따라서, 구현된 추적 레이다는, 세개의 경로를 갖는 통상의 모노펄스 레이다와는 달리, 오직 단일 수신경로를 가진다. 물론, 표적 데비오메트리 측정은 추적 루프에서 사용될 수 있으나, 적절하게 변조하여 전송기를 경유한 1 이상의 유도된 비행선으로 동등하게 전송될 수도 있으므로, 비행선은 특히 목표물에 대하여 판별적으로 그 위치 결정을 수행하여, 대부분의 추적 에러를 제거한다. 이 비행선으로의 동일 전송경로는 비행선에 예를 들면, 유도 광선의 각속도, 표적과의 거리, 표적의 각속도에 관련된 동적 데이타와 같은 그 유도를 최적화하는 데 필요한 임의의 정보를 제공하도록 사용될 수도 있다. 따라서, 지상 전송기는 안테나 패턴을 사용하여 표적에 대한 그들의 상대적 위치를 결정하는 것이 가능하게 함으로써, 그들의 유도를 최적화하는데 유용한 상기 또는 다른 정보뿐만 아니라 여러 비행선에 정보를, 특히 안테나 광선에 대한 추적된 표적의 위치를 전송할 수도 있다.
유도된 비행선에 탑재된 수신 경로가 매우 간단하므로, 이 경로와 광학 광선 항법에 요구되는 다른 유도수단 또는 대안으로 경로 수색자 (journey seeker) 의 말단과 같은 유도수단을 이 다른 유도수단들을 과도하게 복잡하게 하지 않으면서 결합하는 것을 생각할 수 있다. 따라서, 이 수신 경로의 간단함은 예를 들면, 미사일 또는 발사체인 매우 거칠고 매우 작은 비행선 상에 본 발명에 따른 유도 모드를 고찰하는 것을 가능하게 한다.
도 5 는 본 발명에 따른 방법을 구현하는 가능한 실시형태의 일례를 나타내는 도면이다. 더욱 자세하게는, 이 도면은 특히 유도광선을 전송하는 레이다 부분의 가능한 실현 형태를 나타내며, 이 부분은 예를 들면 플랫폼에 위치한다. 도 6 은 비행선에 탑재되어 내장된 수신기의 가능한 실시형태를 나타내는 도면이다.
예를 들면, 안테나 직경을 1 미터 정도의 크기로 제한하면, 전송 주파수 대역은 Ku, Ka 및 W 밴드 중에서 선택될 수 있다. 선택 기준은 예를 들면, 안개가 끼거나 혹은 비가 내리는 날씨에서 기능적 작동 요구와 관련된다. 특히 킬로미터 당 데시벨로 표현되는 전파 거리에 대한 흡수는 이들 대기 현상의 영향으로 인하여 지수적으로 된다. 비가 내리는 경우에 있어서의 두번째 영향은, 바람 및 난기류의 파장에 의존하는 평균 각속도 및 스펙트럼 폭을 가지며 이동 에코와 같이 행동하는 비 에코 (rain echo) 를 생성하는 빗방울 상의 역반사 (back reflection) 이다. 출원인에 의하여 수행된 측정 및 실험에 의하여 10 ㎞ 정도의 거리까지는, 수분의 흡수는 실제로 문제가 되지 않는다는 것을 알 수 있다. 반면에, 도플러 여과에 의하여는 표적 추적경로에 있는 비 에코를 제거하는 것은 거의 불가능하기 때문에, Ku 대역을 넘는 것은 허용될 수 없을 수 있다. 따라서, Ku 대역을 선택하는 것이 이점이 되는 것으로 보이며, 예를 들면, 비오는 날씨동안의 작동이 요구되지 않으면, Ka 대역을 사용하는 것도 가능할 것이다. 후자의 경우, 또한, W 대역이 예를 들면 초단거리 응용에 대하여 사용될 수 있다.
따라서, 도 5 는 특히, 항법 광선을 생성하도록 의도된 레이다 부분의 가능한 실시형태를 나타낸다. 이 부분은 합경로 (VΣ), 리스트의 차경로 (VΔS) , 방위각의 차경로 (VΔG) 로 구성된 모노펄스 안테나 (51) 를 포함한다. 예를 들면 45 ㏈ 보다 큰 전자기 격리 (electromagnetic isolation) 가 합경로 및 차경로들 간에 달성 될 수 있다. 전송에서, 각각의 차경로는 이전에 정의된 바와 같이, 전송되는 파를 0, π위상변조에 따라 변조하는 변조기 (52) 에 링크되며, 합경로는 예를 들면 전송되는 파의 진폭을 변조하는 변조기 (53) 에 링크된다. 이 변조기는 예를 들면, 0 값의 의사난수 코드가 합경로 상에 생성될 때 사용된다. 차경로의 변조기 입력들은, 제 1 증폭기 (55) 에 의하여 공급되는 신호를 하나 또는 다른 두 경로로 스위칭하는 마이크로파 스위치 (54) 로 링크된다. 합경로의 변조기 입력은 제 2 증폭기 (56) 의 출력에 링크된다. 증폭기 (55, 56) 에 공급된 마이크로파 신호들은 동일 마이크로파 소스 (57) 로부터 3㏈ 커플러 (58) 를 경유하여 나온다. 진폭 변조기 (59) 는 예를 들면 마이크로파 소스 및 커플러 간에 배치된다. 이 변조기는 수신하는 신호진폭의 평균값 0 변조를 수행한다. 이를 위하여, 진폭 변조기 (59) 는 추가적으로 코드 생성기 (61) 를 제어하는 포락선 생성기 (60) 에 의하여 제어된다. 포락선 생성기 (60) 는 상기 변조의 포락선을 생성한다. 코드 생성기 (61) 는 특히 합경로 상에 예비 동기신호를 공급하는 기능을 하며, 이를 위하여 합경로의 변조기 (53) 를 제어할 수 있다. 또한, 이들 경로상에 평균값 0 을 가진 의사난수 코드에 따라 변조된 신호를 전송하도록 차경로의 변조기들 (52) 을 제어하는 기능을 할 수 있다. 또한, 포락선 생성기에 의하여 공급된 예를 들면 구형신호인 신호의 함수로서, 차경로의 변조기들 (52) 에서 0 으로부터 π로, 또는 π로부터 0 으로의 스위칭을 제어하는 기능을 할 수도 있다.
상술한 레이다 시스템은 모노펄스 안테나에 의하여 전송되는 항법 광선을 생성하는 것을 가능하게 하여, 이 광선 상에서 유도된 비행선은 본 발명에 따른 방법에 따라서 표적을 향하도록 한다. 상기 지적한 바와 같이, 특히 표적위치 측정이 추적될 수 있도록, 그리하여 안테나 위치와 그에 따른 안테나 광선방향을 표적위치 함수로써 제어하는 것이 가능하도록 수신측에서 레이다 기능을 사용하는 것이 추가적으로 필요할 수도 있다. 이를 위하여, 특히 합경로에서는 단일 수신경로가 이용될 수 있다. 따라서, 듀플렉서 (duplexer), 또는 마이크로파 전달자 (62) 는 안테나 및 이 경로의 변조기 (53) 간의 합경로 상에 배치된다. 이 듀플렉서의 수신 출력은 예를 들면 혼합기 (63) 의 입력으로 링크되며, 이 혼합기의 다른 입력은 예를 들면 주파수원으로부터 나오는 신호인 국부 발진기 신호를 수신한다. 따라서, 수신 신호는 주파수가 교차되어 통상의 수신 및 신호 처리 수단 (64) 으로 전송된다. 예를 들면, 이 수단들은 코드 생성기 (61) 를 경유하여 전송 신호들과 동기된다. 또한, 코드 생성기는 상술한 바와 같이, 유도된 비행선에 정보를 공급하기 위한 의도된 코드를 수신하며, 이 코드는 합경로를 경유하여 전송된다.
도 6 은 수신기의 가능한 실시형태를 나타내는 도면이다. 수신기는 예를 들면, 입력에서, 필터 (71) 와 그 다음의 직접 검출 장치 (72) 를 포함한다. 따라서, 필터링되고 검출된 신호는 선형 비디오 증폭기 (73) 에 게인을 자동제어하여 공급되며, 그 출력이 아날로그 디지탈 변환기 (74) 로 링크된다. 따라서, 디지탈화된 신호는 두 상관기 (75, 76) 에 의하여 처리된다. 상관기 (75) 는 합경로의 신호 처리에 할당되며, 상관기 (76) 는 차경로의 신호에 할당된다. 그럼에도 불구하고, 이 두 상관기들은 동일 신호, 즉 변환기 (74) 의 출력에 디지탈화된 수신신호를 수신한다. 변조가 의사난수 코드에 의하여 수행되는 경우, 이들 상관기는, 이 코드를 생성하는 클락 (clock) 의 샘플링 주파수보다 높은 샘플링 주파수로 시프트 레지스트에 기초하여 작동한다. 특히, 이는 특히 차경로의 변조 신호를 추출하도록 의도된 상관기들의 비동기 동작을 행할 수 있게 한다. 상관 스파이크 검출기 (77) 는 합경로의 처리에 할당된 상관기의 출력에 위치한다. 지연 장치 (78) 는 검출기 (77) 의 출력에 접속된다. 상관 스파이크를 검출함으로써, 이 장치는 제 1 지연 (T) 및 제 2 지연 (2T) 을 연속적으로 생성한다. 신호는 각 지연에서 생성된다. 제 1 지연 (T) 에 따라 생성된 제 1 신호는 제 1 게이트 (79) 를 제어하며, 제 1 게이트의 입력은 차경로를 처리하는 상관기 (76) 의 출력에 링크된다. 마찬가지로, 제 2 지연 (2T) 에 따라 생성된 제 2 신호는 제 2 게이트 (80) 를 제어하며, 제 2 게이트의 입력은 차경로를 처리하는 상관기 (76) 의 출력에 링크된다.
도 7 은 각각 ΔG 및 ΔS 의 진폭인 제 1 게이트 및 제 2 게이트 출력신호의 위치를 시간상에서 나타낸 도면이다. 이 신호들은, 합경로를 처리하는 상관기 (75) 의 출력에서의 상관 스파이크 (70) 후의 각각 T 및 2T 일 때, 차경로를 처리 하는 상관기 (76) 의 출력에 존재하는 신호들이다. 방위각 디코딩에 관련하여 상기 언급된 항 B 로 주어지는 방위각에서의 편차는 K.ΔG/Σ 이며, 고도 디코딩에서의 항 B 로 주어지는 고도에서의 편차는 K.ΔS/Σ 이며, 여기서 K 는 스케일 계수, Σ는 합경로에 의하여 전송된 진폭에 대응하는 신호의 진폭이다. 이 진폭 Σ는 예를 들면, 합경로 상관기의 출력 또는 x 로부터 T 까지 방위각 차경로 (79) 신호와 x+T 로부터 x+2T 까지의 고도 차경로 신호의 평균값인 항목으로, 여기서 x 는 합 처리 경로 상의 상관 스파이크 시점이다.
아날로그 디지탈 변환기 (74) 의 출력에 접속된 복조 장치 (81) 는, 예를 들면, 합경로에 발송된 메시지를 디코딩하는 것을 가능하게 한다.

Claims (18)

  1. 광선 공간에서의 코딩에 의하여 모노펄스 안테나 (51) 의 광선축 (1) 에 대하여 유도가 수행되는 1 이상의 비행선의 전자기 유도 방법에 있어서,
    상기 코딩은, 합패턴 상에 단조파를 겹치고, 차패턴 상에 억압반송자 진폭변조파 (31; a suppressed-carrier amplitude modulated wave) 를 겹침으로써, 진폭변조된 신호 (S) 를 재구성하도록 수행되고, 변조도 및 변조위상은 상기 안테나의 목적오프셋의 특성인 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 코딩은 합 패턴 (Σ) 및 차 패턴 (Δ) 에 의하여 방사된 신호들의 적절한 변조에 의하여 수행되며, 상기 1 이상의 비행선에 수신 수단이 배치되고, 상기 수신 수단은 안테나 방사패턴에 대하여 상기 비행선의 위치와 그에 따른 안테나축에 대해서의 상기 비행선의 위치를 결정하는 것을 가능하게 하며, 상기 수신수단에 의하여 포착된 상기 신호들을 복조시킴으로써 상기 위치를 결정하는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 억압반송자 진폭변조파는 평균값이 0 이며, 0, π 위상 변조된 펄스 트레인인 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 진폭은 0, π 위상 변조된 구형 진폭인 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 변조는 평균값이 0 인 의사난수 코드인 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 억압반송자 진폭변조파 (31) 의 기준 위상은 상기 비행선의 상기 수신 수단의 위치측정 이전에 합경로 상에 전송된 예비 동기신호에 의하여 정의되는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 동기신호는, 상기 수신수단의 상관기에 의하여 압축된, 소정의 의사난수 코드에 따라 진폭 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    표적 위치 측정을 수행하면서 상기 모노펄스 안테나의 광선축에 대하여 유도가 수행될 때, 표적에 의하여 전송되고 반사된 동일 신호는 상기 표적을 추적하도록 사용되며, 상기 반사된 신호는 상기 안테나의 상기 합패턴 상에 캡쳐되는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 광선에 의하여 여러 비행선으로 정보가 전송되는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 정보는, 표적에 대한 상기 여러 비행선의 상대 위치를 결정할 수 있도록, 상기 광선에 대하여 표적의 위치를 전달하는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    비행선 유도에 마이크로파 전송이 사용되고, 상기 마이크로파 전송은 Ku 대역에서 행해지는 것을 특징으로 하는 전자기 유도 방법.
  12. 제 2 항에 따른 방법을 실행하며, 공간에서 코딩된 광선을 생성하는 하나 이상의 레이더부를 포함하는 장치에 있어서,
    상기 레이다부는, 전송을 위해, 합 경로 (VΣ), 리스트의 차경로 (VΔS) , 방위각의 차경로 (VΔG) 로 구성되며, 각각의 차경로는 전송되는 파를 변조하는 변조기 (52) 에 링크되는 모노펄스 안테나 (51);
    상기 차경로들의 신호들에 대한 증폭기 (55) 및 상기 합경로의 신호들에 대한 증폭기 (56);
    상기 증폭기 (55) 에 의하여 공급되는 신호들을 상기 2개의 차경로들중 하나로 스위치하는 마이크로파 스위치 (54);
    마이크로파 신호들을 3㏈ 커플러 (58) 을 경유하여 상기 증폭기들 (55, 56) 로 공급하는 마이크로파 소스 (57); 및
    상기 마이크로파 소스 및 상기 커플러 간에 배치되어, 수신하는 상기 신호의 진폭을 평균값 0 으로 변조하는 진폭 변조기 (59) 를 포함하고,
    상기 광선의 코딩은, 합패턴 상에 단조파를 겹치고 차패턴 상에 억압반송자 진폭 변조파 (31) 를 겹침으로써, 진폭변조된 신호 (S) 를 재구성하도록 수행되고, 변조도 및 변조위상은 상기 안테나의 목적오프셋의 특성인 것을 특징으로 하는 상기 방법을 구현한 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    진폭 변조기 (53) 는, 상기 합경로의 신호들에 대한 증폭기 (56) 의 출력에 접속되고, 상기 전송되는 파를 코드생성기의 코드에 따라 변조하도록 상기 코드생성기 (61) 에 의하여 제어되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 합경로 상에 듀플렉서 (62) 가 배치되고, 상기 듀플렉서의 수신 출력은 혼합기 (63) 의 제 1 입력으로 링크되며, 상기 혼합기의 제 2 입력은 국부발진기 신호를 수신하며, 상기 혼합기로 수신된 상기 듀플렉서의 수신 출력 및 상기 국부발진기 신호는 주파수가 변환되어, 수신 및 신호처리 수단 (64) 으로 전송되는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 수신수단은,
    디지탈화된 수신신호를 처리하는 2 이상의, 상기 합경로의 신호 처리에 할당된 상관기 (75) 와 상기 차경로의 신호 처리에 할당된 상관기 (76);
    상기 합경로의 신호 처리에 할당된 상관기의 출력에 위치한 상관 스파이크 검출기 (77); 및
    상기 검출기 (77) 의 출력에 접속되고, 상관 스파이크의 검출에 나아가서, 연속적으로 제 1 지연 (T) 및 제 2 지연 (2T) 을 생성하여, 이 시점들에서 상기 차경로의 신호 처리에 할당된 상관기 (76) 의 출력에서 신호들을 샘플링하는 지연 장치 (78)을 포함하며, 상기 합경로의 신호에 대한 상기 샘플링된 신호의 비율 (K.ΔG/Σ, K.ΔS/Σ) 에 방사각 및 고도에 대한 변조도가 의존되는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 상관기 (75, 76) 는, 의사난수 변조 코드를 생성하는 클록 주파수보다 높은 샘플링 주파수로, 시프트 레지스터에 기초하여 작동하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 수신수단은 입력에 필터 (71) 및 상기 필터 (71) 의 출력에 접속된 직접 검출 장치 (72) 를 포함하며, 이에 따라, 필터링되고 접속되는 신호는 아날로그 디지탈 변환기 (74) 에 출력이 링크되어 있는, 자동 게인 제어 기능을 가진 선형 비디오 증폭기 (73) 에 공급되며, 이에 따라 디지탈화된 상기 신호는 상기 상관기 (75, 76) 에 의하여 처리되는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 삭제
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