KR100778647B1

KR100778647B1 - 다중-안테나 장치내의 결합된 채널 코딩 및 공간-블록 코딩

Info

Publication number: KR100778647B1
Application number: KR1020017002839A
Authority: KR
Inventors: 아서 로버트 칼더뱅크; 아만 에프. 나굽; 세샤드리남비라잔
Original assignee: 에이티 앤드 티 코포레이션
Priority date: 1998-09-04
Filing date: 1999-08-23
Publication date: 2007-11-22
Also published as: US7463705B2; US20100056092A1; CN1342354A; WO2000014921A1; EP1110344A1; US8139695B2; JP2002524972A; US20090092209A1; BR9913277A; US7643589B2; US8422587B2; US20120134436A1; CA2341747A1; US20070177697A1; CA2341747C; JP3633872B2; KR20010079740A

Abstract

채널 코딩을 공간-시간 코딩 원리에 합성함으로써 강화된 성능이 얻어진다. M≥K 개의 수신 안테나를 갖는 기지국에서 N개의 안테나로 송신하는 K개의 동기화된 단말기에 의해, 내부 코드가 공간-시간 블록 코드이고, 외부 코드가 기존의 채널 에러 정정 코드(channel error correcting code)인 연쇄 코딩 방식을 사용함으로써 증가된 시스템 용량 및 개선된 성능이 달성된다. 정보 심볼이 먼저 기존의 채널 코드를 사용하여 인코딩되고, 결과 신호는 공간-시간 블록 코드를 사용하여 인코딩된다. 수신기에서, 내부 공간-시간 블록 코드는 다른 공동-채널 단말들로부터의 간섭을 억압하는데 사용되며, 송신된 심볼에 대해 연판정(soft decisions)이 행해진다. 연이은 채널 디코딩은 송신된 심볼에 대한 경판정(hard decisions)을 행한다. 입력되는 데이터 레이트를 복수의 채널로 효과적으로 분할함으로써 증가된 데이터 레이트가 달성되며, 각각의 채널은 그 자신의 단말로 송신된다.

컨벌루션 디코딩, 트레일러스 디코딩, 공간 시간 코딩 신호

Description

다중-안테나 장치내의 결합된 채널 코딩 및 공간-블록 코딩{Combined channel coding and space-block coding in a multi-antenna arrangement}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 특히 페이딩(fading), 공동-채널(co-channel), 및 그 외 열화가 있을 때 효과적인 무선통신을 위한 기술에 관한 것이다.

무선채널의 물리적인 한계는 신뢰성 있는 통신에 대해 해결할 기본적인 기술적 과제를 준다. 대역폭 한계(bandwidth limitations), 전파손실(propagation loss), 시간 분산(time variance), 잡음(noise), 상호간섭(interference), 다중경로 페이딩(multipath fading)은 무선채널을 데이터 흐름을 쉽게 수용하지 못하는 협소한 "파이프"로 만든다. 또 다른 해결할 과제는 휴대용 무선장치 내에 사용되는 디바이스의 전력 한계, 크기, 및 속도에서 기인한다.

기지국 및 원격국 모두가 복수의 송신 안테나를 채용하는 것은 무선 채널 용량을 증가시키며, 정보이론은 상기 증가의 측정을 제공한다. 이러한 용량을 활용하는 표준 방법은 예를 들면 J. Winters, J. Salz 및 R. D. Gitlin에 의한, "안테나 다이버시티의 무선 통신 시스템의 용량에 끼치는 영향(The impact of antenna diversity an the capacity of wireless communication systems)" IEEE Trans. Communications, Vol. 42. No. 2/3/4. pp. 1740-1751, Feb/March/April 1994에 기술된 바와 같이, 수신기에서의 선형 처리이다. 송신 다이버시티에 대해서는 Wittneben에 의해서 "디지탈 SIMULCAST에 대한 기지국 변조 다이버시티(Base station modulation diversity for digital SIMULCAST)," Proc. IEEE'VTC, pp. 505-511, May 1993 및 Seshadri 및 Winters에 의한 "전송 안테나 다이버스티를 이용한 주파수 분할 듀플렉스의 에러 성능을 향상시키시 위한 두 개의 신호 구성(Two signaling schemes for improving the error performance of frequency-division-duplex(FDD) transmission systems using transmitter antenna diversity)" International Journal of Wireless information Networks, Vol. No. 1, 1994에서 연구되었다. Wittneben 및 Seshadri 등의 논문에선 신호 처리 관점에서 송신 다이버시티에 접근하고 있다.

공간-시간 코드들(space-time codes)은 수신기에서의 신호처리와 다중 송신 안테나에 적합한 코딩 기술을 결합한 것이다. 예를 들면, V. Tarokh, N. Sechadre, 및 A.R. Calderbank의 "고속 데이터 무선 통신을 위한 공간-시간:성능 분석 및 코드 구성(Space-Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Analysis and Code Construction)" IEEE Trans. Infor. Theory, Vol. 44, No.2, pp. 744-765, March 1998을 참조한다. 공간-시간 방법은 전술한 종래 기술에 비해 현저한 잇점을 제공한다. 2-4 전송 안테나를 위해 설계된 특정한 공간-시간 코드는 서서히 변하는 페이딩 환경(이를테면 옥내 송신)에서는 잘 수행되며 2-3 dB의 이론적인 불용 용량(outage capacity)을 나타난다. 불용 용량은 예를 들면, J. Foschini, Jr. 및 M. J. Gans에 의한 "다중 안테나 이용시 페이딩 환경 내의 무선 통신의 제한(On limits of wireless communication in a fading envirionment, when using multiple antennas)" Wireless Personal Communication, Vol. 6, No.3, pp.311-355, March 1998에 기술되어 있다. Tarokh 등의 논문에 기재된 코드의 대역폭 효율은 현재 시스템의 약 3-4 배이다. 향상된 성능에 기여하는 가장 중요한 것은 다이버시티이며, 이것은 송신되는 신호의 많은 복제된 신호들로서, 그 일부는 페이딩에 의해 덜 감쇠된, 이들 많은 복제 신호를 수신기에 제공하는 것으로 볼 수 있다. Tarokh 등의 논문에 제공된 공간-시간 코드는 배치(constellation) 크기, 데이터 레이트, 다이버시티 이득과 트렐리스 복잡도간에 최적의 절충을 제공한다.

송신 안테나 수가 고정되어 있을 때, 디코딩 복잡도(예를 들면, 디코더 내 트렐리스 상태 수에 의해 측정된 것임)는 송신 속도에 따라 지수함수적으로 증가한다. 이것은 Tarokh 등에 의해 기술된 바와 같이, 공간-시간 코드를 복수 레벨의 구조로 설계하고 다단 디코딩을 채택함으로써 어느 정도 개선될 수 있다. 적합한 수의 송신 안테나(3-6)의 경우, 이 방법은 디코딩 복잡도를 감소시키면서 보다 높은 데이터 레이트(data rate)을 제공한다. 그러나, 단순화된 디코딩을 위해선 지불할 페널티가 있다. 부분적으로 에러 계수의 확대에 기인하여 다단 디코딩은 차선이며, 이러한 성능 페널티는 매우 높은 데이터 레이트를 달성하기 위해서는 대안이 되는 해결책이 필요함을 의미하는 것이다.

협대역 무선채널로 매우 높은 데이터 레이트를 달성하기 위해서, 송신기와 수신기 모두에 많은 안테나가 필요하다. n개의 송신 안테나와 m개의 수신 안테나를 채용한 무선 통신 시스템을 고려할 때, 이 경우 각각의 송신 안테나와 수신 안테나간 서브-채널은 준정적 간접성 산란(quasi-static Rayleigh)이고, 평탄하며, 다른 채널들과 무관하다. n이 고정되어 있다면, 용량은 m에 따라 대수적으로 증가한다. 한편, m이 고정되어 있다면 송신 안테나를 더 많이 부가하는 것이 훨씬 큰 차이를 만들지는 않을 것이라는 것을 직관으로 알 수 있다. 사실, 이것은 전술한 논문에서 Foschini 및 Gans가 보인, 불용 용량에 대한 수학으로 알 수 있다. 이에 따라, 하나의 수신 안테나가 있을 때는 4개 이상의 송신 안테나를 이용하는 것은 불용 용량에 관해서 거의 이익이 없음이 드러났다. 유사한 이유로, 2개의 수신 안테나가 있다면 6개의 송신 안테나 사용이, 얻어질 수 있는 거의 모든 용량 증가를 제공함을 보여준다.

만약, n이 증가하고 m≥n이면, 정보 이론은 시스템의 용량이 n의 함수로서 적어도 선형으로 증가함을 보여주고 있다. 따라서, 보다 높은 용량을 얻기 위해서는 수신기와 송신기 모두에서 안테나 수를 증가시키는 것이 합당하다. 송신기 및 수신기 모두에서 많은 안테나의 채용으로 복수입력 및 복수출력 시스템이 만들어지고 여기서 개수의 자유도는 송신 안테나와 수신 안테나 수의 곱으로 주어진다.

Foschini는 이러한 시스템에 대해서 " 다중 소자 안테나를 이용시 데딩 환경내의 무선 통신을 위한 적층된 공간 시간 구조(Layered space-time architecture for wireless communication in a dading environment when using multi-element antennas)" Bell labs Technical Journal, Vol. 1, No.2, Autumn 1996에서 고찰하였다. Foschini는 원리적으로 용량에 대해 엄격한 하한을 달성할 수 있는 다층 구조를 제안하였다. n개의 송신 안테나와 n개의 수신 안테나가 사용된다면, 수신기에서는 송신 안테나 1로부터 송신된 신호를 원하는 신호로서 취급하고, 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호는 간섭으로서 취급한다. 이때 n개의 수신 안테나를 사용한 간섭 신호를 억제하기 위해서 선형 처리가 사용되어 1의 다이버시티 이득을 제공한다. 일단 안테나 1로부터 송신된 신호가 올바르게 검출되었으면, 안테나 2로부터 송신된 신호가 원하는 신호로서 취급되고 송신 안테나 3, 4,...,n으로부터 송신된 신호는 간섭으로서 취급된다. 현재 검출된 안테나 1로부터 송신된 신호의 기여분은 수신 안테나 1 내지 n에서 수신된 신호에서 감해진다. 그후에, 안테나 2에 의해 송신된 신호의 검출에 있어서는 안테나 3 내지 n로부터의 간섭신호를 억제하기 위해 적용되는 선형처리를 한다. 이것은 2의 다이버시티 이득을 제공한다. 이러한 프로세스는 모든 송신된 신호가 검출될 때까지 반복된다. 명백히, 이러한 구조에서 최악의 경우의 다이버시티는 1이다. 이러한 시스템에 있어서, 불용 용량에 대한 하한을 달성하기 위해서는 강력한 코딩 기술에 결합되는 긴 프레임의 데이터가 필요하다.

1997년 7월 16일에 출원된 미국 가출원 번호 60/052698을 우선권 주장하여, 1998년 7월 14일에 출원된 미국출원번호 09/114838에서, 어레이 신호 처리와 채널 코딩을 결합한 원근법(perspective)을 채용함으로써 실현되는 향상된 성능을 제공하는 구성이 게시되어 있다. 구체적으로, 송신기의 안테나들은 소 그룹으로 분할되고, 각 그룹의 안테나로부터의 정보 송신에 개개의 공간-시간 코드가 사용된다. 수신기에서는, 개개의 공간-시간 코드가 타 그룹의 안테나들을 간섭으로 취급함으로써 이들 안테나에 의해 송신된 신호를 억제하는 선형 어레이 처리 기술에 의해 디코드된다. 디코드된 신호가 다른 수신된 신호에 기여하는 기여분은 이들 수신된 신호로부터 감해진다. 결과는 비코드화 시스템에 대한 다이버시티 및 코딩 이득에 소정의 다이버시티 이득을 제공하는 간단한 수신기 구조이다. 수신기에서의 어레이 처리와 복수의 송신 안테나에 대한 코딩 기술의 이러한 결합은 무선 채널을 통한 신뢰성 있고 매우 높은 데이터 레이트의 통신을 제공한다. Foschini 구조에 대해 그룹 간섭 억압 방법의 한 잇점은 수신 안테나 수가 송신 안테나 수 미만으로 될 수 있다는 것이다.

1997년 7월 17일에 출원된 미국 가출원 번호 60/052689를 우선권 주장하여 1999년 9월 4일에 출원된 미국출원 번호 09/149,163에서, K개의 동기화된 단말기가 N개의 안테나로 M≥K 안테나를 갖는 기지국에 송신하는 구성을 개시하고 있다. 간섭 소거(IC) 및 최대우도(maximum likelihood)(ML) 디코딩을 모두 채용함으로써 개선이 달성된다. 보다 구체적으로, N개의 송신 안테나를 각각 채용하는 송신기에선 공간-시간 블록 코딩이 사용되고, M개의 수신 안테나를 채용한 수신기에서 신호가 수신된다. 공간-코드 블록 코드의 구조를 활용함으로써, K-1개의 간섭하는 송신 유닛들은 소정의 이동기에 의해 송신된 신호를 디코딩할 때 송신 안테나의 수, N에 관계없이 수신기에서 소거된다. 또한, 제1 단말기의 신호들이 먼저 디코드되고, 결과로 나온 디코드된 신호를 사용해서 이들 신호가 기지국에서 수신된 신호에 기여한 기여분을 소거시키고 나머지 K-1 단말기의 신호를 디코딩하는 구성이 개시되어 있다. 프로세스는 나머지 K-1 단말기간에 반복된다.

'163 출원에 개시된 공간-시간 코딩 원리에 채널 코딩을 결합함으로써 향상된 성능이 달성된다. 보다 구체적으로, M≥K개의 수신 안테나를 갖는 기지국에서 N개의 안테나로 송신하는 K개의 동기화된 단말기에 의해, 내부 코드가 공간-시간 블록 코드이고 외부 코드가 기존의 채널 에러 정정 코드인 연쇄 코딩 방식을 사용함으로써 증가된 시스템 용량 및 개선된 성능이 달성된다. 즉, 정보 심볼이 먼저 기존의 채널 코드를 사용하여 인코딩된다. 이어서 채널 코드는 공간-시간 블록 코드를 사용하여 인코딩되고 N개의 안테나로 송신된다. 수신기에서, 내부 공간-시간 블록 코드는 다른 공동-채널 단말들로부터의 간섭을 억압하는데 사용되며, 송신된 심볼에 대해 연판정(soft decision)이 행해진다. 연이은 채널 디코딩은 송신된 심볼에 대한 경판정(hard decision)을 행한다.

입력되는 데이터 레이트를 복수의 채널로 효과적으로 분할함으로써, 증가된 데이터 레이트가 달성되며, 각각의 채널은 그 자신의 단말로 송신된다. 또 다른 방식에서 보면, 송신 단말로부터의 정보 심볼은 L개의 병렬 스트림으로 분할된다. 스트림 l은 레이트 R_l의 채널 코드를 사용하여 인코딩되고 이어서 N개의 송신 안테나를 구비한 공간-시간 블록 인코더에 의해 코딩된다. 코딩 레이트는 R₁>R₂>...>R_L이 되게 선택되는 것이 잇점이 있다.

도 1은 예시적으로 4개의 안테나를 갖는 기지국(30), 2개의 안테나를 갖는 단말기(20, 및 2개의 안테나를 갖는 단말기(20)를 포함하는 구성을 도시한 도면.

도 2는 입력신호를 2개의 스트림으로 분할하는 단말기를 도시한 것으로 각각의 스트림을 2개의 개별적인 안테나 구성을 통해 송신된다

도 1은 종래의 배치 맵핑기(constellation mapper) 및 펄스 정형 회로(16)가 연이어 구성된 공간-시간 블록 코딩기(13)를 채용한 송신기(10)를 도시한 것이다. 회로(16)의 출력은 2개의 송신 안테나(11, 12)에 공급된다. 공간-시간 블록 인코더에 입력되는 심볼은 각각 두 개 심볼의 그룹으로 분할되고, 소정의 심볼 기간에, 각 그룹 내의 2개의 심볼 {c₁, c₂}이 2개의 안테나로부터 동시에 송신된다. 안테나(11)로부터 송신된 신호는 c₁이고, 안테나(12)로부터 송신된 신호는 c₂이다. 다음 심볼기간에, 신호 -c₂ ^*가 안테나(11)로부터 송신되고, 신호 c₁ ^*는 안테나(12)로부터 송신된다.

수신기(20)에서, 신호는 안테나(21, 22)에 의해 수신되어 검출기(25)에 인가된다. 채널 평가기(23, 24)는 채널 파라미터의 평가를 전개하는 기존의 방법으로 안테나(21, 24)에 입력되는 신호에 대해 각각 동작한다. 여기 게시된 알고리즘에서 수학적인 전개에서는 2개의 송신 안테나 각각으로부터 채널이 2개의 연속한 심볼 기간에 걸쳐 일정한 상태에 있는 것으로 가정한다. 즉,

h_i(nT) = h_i((n+1)T) i=1,2, (1)

채널 특성을 확인하기 위해서, 송신기는 조정 세션(calibration session)을 수행하고, 이 수행 동안, 파일럿 신호 혹은 톤이 송신된다. 이것은 공지의 회로인 채널 평가기 회로(23, 24)에 의해 이용되는 조정세션 동안 수신되는 신호이다.

최대우도 검출

안테나(21)에서 수신된 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

r₁ = h₁c₁ + h₂c₂ + η₁ (2)

r₂ = -h₁c₂ ^* + h₂c₁ ^* + η ₂ (3)

여기서 r₁및 r₂는 2개의 연속한 심볼기간 동안 수신된 신호이며, h₁은 송신 안테나(11)와 수신 안테나(21)간 페이딩 채널을 나타내며, h₂는 송신 안테나(12)와 수신 안테나(21)간 채널을 나타내며, η₁ 및 η₂ 은 잡음 항이며, 이들은 평균이 제로이고 크기당 전력 스펙트럼 밀도가 N₀/2인 복소 가우시안 랜덤변수로 가정된다. 벡터 r=[r₁r₂ ^*]^T, c=[c₁c₂]^T, 및 =[η₁η₂ ^*]^T를 정의하면, 식(2) 및 (3)은 다음과 같은 행렬형태로 다시 쓸 수 있다.

(4)

여기서 채널 행렬 H는 다음과 같이 정의된다.

(5)

벡터 η는 평균이 제로이고 공분산이 N₀ㆍI인 복수 가우시안 랜덤 벡터이다. C를 모든 가능한 심볼 쌍 c={c1, c2}의 집합으로서 정의하고, 모든 심볼 쌍이 등확률이라고 가정하면, 최적 최대우도(ML) 디코더가

을 최소화하는 심볼 쌍 을 C로부터 선택하는 것을 쉽게 보일 수 있다. 이것은 다음과 같이 쓸 수 있다.

(6)

이것은 S. Alamouti에 의해 1997년 8월 IEEE JSAC에 제출된 "Space Block Coding: A simple Transmitter Diversity Scheme for wireless Communicaitons,"에서 상기 공간-시간 블록 코드의 다이버시티 크기는 2개의 브랜치의 최대 비 수신 결합(maximum ratio receive combining:MRRC)와 동등하다는 것이 증명되었다. Alamouti는 또한, 행렬 H의 직교성 때문에, 이러한 디코딩 규칙은 c₁및 c₂에 대해 2개의 개별적인 디코딩 규칙으로 분해된 것을 보였다. 디코드된 심볼

의 불확실도 Δ_c는 다음과 같이 정의된다.

(7)

식(6)의 최대우도(ML) 규칙은 채널 행렬 H가 직교한다는 것, 즉 H*H=(｜h₁｜²+｜h₂｜²)I임을 파악함으로써 단순화될 수 있다. 이것은 수정된 수신벡터인,

(8)

이고, 여기서,

을 제공한다. 이것은

(9)

가 된다.

이에 따라, 간단한 선형 결합을 사용함으로써, 식(9)의 디코딩 규칙이 c₁및 c₂에 대해 2개의 개별적인 훨씬 간단한 디코딩 규칙으로 줄어들게 된다. 2b 배치 지점들에 의한 신호전송 배치를 사용할 때, 이것은 ML 디코딩에 대해 계산해야 하는 디코딩 행렬의 수를 2^2b에서 2 x 2^b로 줄인다.

수신기(20)가 M개의 수신기 안테나를 사용할 때, 안테나 m에서 수신된 벡터는,

(10)

이고, 여기서 채널 행렬 H _m은

(11)

로서 정의된다.

이 경우, 최적의 ML 디코딩 규칙은,

(12)

이며,

디코드된 심볼

의 대응하는 불확실도 Δ_c는,

(13)

에 의해서 정의된다.

앞에서와 같이, M개의 수신 안테나의 경우, 디코딩 규칙은 수신된 신호를 H _m ^*으로 곱함으로써 단순화될 수 있다.

전술한 바와 같이, 도 1은 2개의 단말기(10, 30)를 도시하고 있고, 해결해야 할 과제는 2개의 단말기가 동일한 시간과 주파수 채널로 동시에 송신할 때 기지국 수신기에서의 검출성능이다.

이하 표기에서, g₁₁은 송신 안테나(31)과 수신 안테나(21)간에 페이딩 채널을 나타내고, g₁₂는 안테나(31)과 안테나(22)간의 채널을 나타내며, g₂₁은 안테나(32)와 안테나(21)간의 채널을 나타내며, g₂₂는 안테나(32)와 안테나(22)간의 채널을 나타낸다. 또한, {c₁, c₂} 및 {s₁, s₂}는 단말기(10, 30)로부터 송신된 2개의 심볼을 각각 나타낸다.

수신기(20)에서, 안테나(21)에서 2개의 연속한 심볼 기간에 걸쳐 수신된 신호, r₁₁ 및 r₁₂는,

(14)

(15)

이다.

r ₁ = [r₁₁r₁₂ ^*]^T, c=[c₁c ₂]^T, s=[s₁s₂]^T, 및 n ₁=[η ₁₁η₁₂ ^*]^T라고 정의하면, 식(14) 및 (15)는 다음과 같은 행렬형태로 다시 쓸 수 있다.

(16)

여기서 송신기(10, 30)와 수신 안테나(21)간 채널 형렬 H ₁ 및 G ₁은 다음에 의해 주어진다.

및

(15)

벡터 n ₁=[η₁₁η₁₂ ^*]^T는 평균이 제로이고 공분산이 N₀ㆍI인 복소 가우시안 랜덤 벡터이다. 유사하게, 수신기 안테나(22)에서 2개의 연속한 심볼 기간에 걸쳐 수신된 신호, r₂₁ 및 r₂₂는,

(16)

(17)

이다.

유사한 방식으로, r ₂ = [r₂₁r₂₂ ^*]^T, 및 n ₂=[η₂₁η₂₂ ^*]^T라고 정의하면, 식(16) 및 (17)은 다음과 같은 행렬형태로 다시 쓸 수 있다.

(18)

여기서 채널 형렬 H ₂은 다음에 의해 주어진다.

및

(19)

식(14) 및 (18)을 결합하여 다음의 행렬형태가 될 수 있다.

(20)

최소 평균제곱 오차 간섭 소거( MMSE IC )

평균제곱 오차 기준을 최소화함으로써 신호 {c₁, c₂}를 검출하고 디코드하고자 할 때, 목적은 신호 {c₁, c₂}를 검출함에 있어 평균제곱 오차가 최소화되게 하는 수신신호의 선형결합을 찾는 것이다. 일반적으로, 이것은 이를테면 다음과 같은 함수인, 최소화할 오차 코스트 함수로 표현될 수 있다.

(21)

여기서 r=[r₁ r₂ r₃ r₄]^T = [r₁₁ r₂₃ r₂₁ r₂₂]^T이다.

α 및 β가 0과 같을 때, 확실히 최소에 도달되지만 그러나 당연히 원하는 것은 아니다. 그러므로, β₁ 이나 β₂중 어느 하나가 1로 설정된다.

β₁이 1로 설정될 때, 식(40)으로부터 다음의 최소화 기준을 얻는다.

(22)

여기서,

이며

이다.

이로부터 다음과 같음을 알 수 있다.

(23)

여기서 0 = [0 0 0 0]^T이다.

필요한 것은 식(22)에서 기대값이 최소화되도록

을 선택하는 것이다. 즉,

(24)

를 최소화하도록

를 선택한다.

에 관하여 편미분을 취하고 이를 제로로 설정함으로써

(25)

로 되며,

여기서

이며, Γ는 신호 대 잡음비이고, I는 4 x 4 항등행렬이고, h ₁은 H의 제1 열이며, h ₂는 H의 제2 열이다. 따라서,'

및

(26)

으로 된다.

(27)

임을 알 수 있고, 이것은

(28)

을 제공한다.

행렬 H의 구조로부터 h ₁과 h ₂는 직교함을 쉽게 입증할 수 있다. 이러한 사실과 행렬 M의 구조를 사용하여,

(29)

(30)

임을 보일 수 있다.

그러므로, 식(29) 및 (30)에 의해 주어진 MMSE IC 해는 c₂에 전혀 관계없이 c₁에서의 평균제곱 오차를 최소화할 것이다. β₂가 1로 설정될 때 대안이 되는 코스트 함수를 고려하여, 유사한 해석으로

(31)

(32)

라는 결론에 이른다.

이 경우, 식(31) 및 (32)로 주어진 MMSE IC 해는 c₁에 전혀 관계없이 c₂에서의 평균제곱 오차를 최소화할 것이다. 그러므로, 식(29)-(32)로부터, 단말기(10)로부터의 신호들에 대한 MMSE 간섭 소거기는 각각 c₁ 및 c₂에 대해 2개의 서로 다른 세트의 가중치 α₁ 및 α₂ 로 구성될 것임을 쉽게 알 수 있다. 단말(30)로부터의 신호를 디코딩하기 위한 가중치는 예상되는 바와 같이 유사한 방식으로 얻어질 수 있다. 이에 따라, 단말기(10, 30)로부터의 신호의 디코딩은 다음과 같이 단일의 서브루틴 MMSE.DECODE에 의해 수행될 수 있다.

이러한 서브루틴으로, s 및 c는 다음과 같이 평가될 수 있다.

(33)

(34)

추가적인 개선은 2단계 간섭 소거 방식을 채용함으로써 실현될 수 있다. 이 2단계 방식에서, 수신기는 전술한 서브루틴 MMSE.DECODE를 사용하여 2개의 단말로부터의 신호를 디코드한다. 단말기(10)로부터의 심볼

이 정확하게 디코드되었다고 하면, 수신기는 수신된 신호벡터 r ₁및 r ₂에 단말기(10)의 기여분을 완벽하게 소 거할 수 있다. 수신기는 단말기(10)로부터의 신호를 소거시킨 후에 x ₁ 및 x ₁즉 수신된 신호 벡터를 사용하여, 단말기(30)로부터의 심볼

를 식(10)에서의 최적 ML 디코딩 규칙을 사용하여 다시 디코드한다. 단말기(10)로부터의 심볼이 정확하게 디코드되었다면, 단말기(30)에 대한 성능은 2개의 송신 안테나 및 2개의 수신 안테나에 의한 것과 동등할 것이다(4 브랜치 MRC 다이버시티와 동등함). 수신기는 단말기(30)로부터의 심볼

이 MMSE.DECODE를 사용하여 정확하게 디코드되었다고 가정하여 상기 단계를 반복한다. 전처럼, 수신기는 수신된 신호 벡터 r ₁에 단말기(40)의 기여분을 소거시키고 단말기(30)로부터의 신호를 소거시킨 후의 수신신호 벡터인 y ₁ 및 y ₂를 사용하여, 단말기(30)로부터의 심볼

를 식(10)에서의 최적 ML 디코딩 규칙을 사용하여 다시 디코드한다. 또한 전과 같이, 단말기(10)로부터의 심볼이 정확하게 디코드되었다면, 단말기(30)에 대한 성능은 2개의 송신 안테나 및 2개의 수신 안테나에 의한 것과 동등할 것이다. Δ₀ = Δ _c ₀ + Δ _s ₀ 와 Δ₁ = Δ _c ₁ + Δ _s ₁를 각각

및

과

에 대한 전체 불확실도라고 하면, 수신기는 전체 불확실도를 비교하여, Δ₀< Δ₁이면 (

,

) 쌍을 그렇지 않으면 (

,

) 쌍을 선택한다. 2단계 간섭 소거 및 ML 디코딩 알고리즘은 의사코드 서 브루틴 II.MMSE.DECODE로 아래에 나타내었다.

전술한 이론적인 배경을 충분히 간파하여, 공간-시간 블록 코딩이 간섭 소거 및 ML 디코딩에만 사용함으로써 향상된 성능이 달성되고, 또 다른 코딩 방식은 이를테면 페이딩과 같이 채널에 의해 야기된 열화를 극복하는데 사용될 수 있게 하는 것을 실현하였다. 따라서, 도 1의 각각의 송신기는 입력신호와 송신기의 공간-시간 블록 코더 사이에 개재되는 채널 코더(14, 34)를 포함한다. 채널 코더(14, 24)는 종래의 채널 에러 정정 코드(예를 들면 트렐리스 코드, 혹은 컨벌루션 코드) 어느 것이든 채용할 수 있다.

수신기(20)에서, 내부 공간-시간 블록 코드는 구성요소(26)에서 디코드되며, 전술한 MMSE 방식을 사용하여 여러 공동-채널 단말들로부터의 간섭을 억압하는데 사용된다. 구성요소(26)는 어떤 단말, i에 대응하는 두 개의 간섭 소거 벡터 α_i1 및 α_i1를 형성하고 구성요소(27)는 2개의 판정변수'

및

(35)

를 형성한다.

그러나, 이들 판정은 송신된 정보 심볼에 대한 연판정(soft decision)으로서 사용되며, 채널 인코더(14, 34)에서 수행되는 인코딩 유형에 대응하는 종래의 디코더인 채널 디코더(28)에 공급된다. 이에 따라, 도 1에 도시된 구성에서, 내부 코더의 구조는 간섭 억압에 사용됨으로써 많은 공동-채널 단말들은 동시에 동작하면서도 다이버시티를 제공할 수 있다. 내부 코드 공간-시간 디코더의 출력은 외부코더 디코더에의 입력을 형성하는데, 외부 코더 디코더는 채널 에러에 대한 보호를 제공하면서 송신정보에 대해 판정한다.

도 2는 무선 시스템에서 데이터 레이트 혹은 쓰루풋을 증가시키기 위한 구성을 나타낸 것이다. 도 2에서, 송신할 정보는 구성요소(40)에서 2개의 스트림으로 디멀티플렉스된다. 한 스트림은 채널 인코더(41)에 인가되고, 다른 스트림은 채널 인코더(51)에 인가된다. 채널 인코더(41)의 출력은 공간-시간 블록 인코더(42)에 인가되고, 이어서 맵핑기 및 펄스 정형기(43)와 안테나(44, 45)에 인가된다. 유사하게, 채널 인코더(51)의 출력은 공간-시간 블록 인코더(52)에 인가되고, 이어서 맵핑기 및 펄스 정형기(53)와 안테나(54, 45)에 인가된다. 일반화하면, 송신 단말로부터의 정보심볼은 L개의 병렬 스트림으로 분할된다. 스트림 l는 레이트 R_l로 채널 코드를 사용하여 인코딩되고, 이어서 N개의 송신 안테나를 가진 공간-시간 블록 인코더에 의해 코딩된다. 코딩 레이트는 동일할 수 있지만, 코딩 레이트를 R₁>R₂>...>R_L이 되게 선택할 때 잇점이 있다. 이러한 경우에, 스트림 l로 송신된 심볼은 u>l인 경우인 스트림 u로 송신되는 심볼에 비해 채널 에러에 대해 더 나은 면역성을 가질 것이다. 기지국 수신기는 적어도 L개의 수신 안테나를 갖춘 것으로 가정한다. 기지국 수신기는 각각의 스트림을 상이한 사용자로서 취급하며 전술한 반복적인 간섭 소거 기술, 혹은 전술한 '163 출원에 게시된 것들을 이용한다. 제1 스트림이 가장 작은 코딩 레이트 R_l를 갖기 때문에, 채널 에러에 대한 최상의 면역성을 가지며 대부분 에러가 없을 것이다. 수신기는 수신된 총 신호에 제1 스트림의 기여분을 감하기 위해서 스트림 l의 디코드된 심볼을 사용하면서, 나머지 L-l 스트림은 디코딩한다. 나머지 L-l 스트림을 디코딩할 때, 디코더는 나머지 L-l 스트림간의(나머지 스트림 중 이의 가장 낮은 레이트 R₂에 기인하여) 채널 에러에 대해 최상의 면역성을 갖고 있기 때문에 제2 스트림으로부터의 신호를 먼저 디코드한다. 이어서 수신기는 제2 스트림에 대해 디코드된 심볼이 수신신호에 기여한 기여분을 제거하기 위해서 그 디코드된 심볼을 사용한다. 이 프로세스는 모든 스트림이 디코드될 때까지 반복된다.

이 경우, 시스템 쓰루풋은

(36)

여기서 FER_l인 스트림 l의 프레임 에러율인 이 식에 의해 주어짐을 알수 있다.

Claims

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송신기에 있어서:

인가된 입력 신호에 응답하여 L개의 신호 스트림을 전개(develop)하는 디멀티플렉서와;

상기 복수의 신호 스트림들 중 상이한 신호 스트림에 각각 응답하는, L개의 채널 코딩/공간-시간 코딩 송신기들을 포함하며,

상기 송신기들 각각은 공간-시간 코딩에 앞서 채널 코딩을 수행하고, 상기 채널 코딩/공간-시간 코딩 송신기들은 서로 동일하지 않는 레이트들 R_i(i = 1, 2,...,L)를 전개하는, 송신기.
제 3 항에 있어서, 상기 채널 코딩/공간-시간 코딩 송신기들 각각은:

레이트 R_i의 채널 코딩 인코더와;

상기 채널 코딩 인코더의 출력 신호에 응답하는 공간-시간 인코더와;

상기 공간-시간 인코더에 응답하는 맵핑기(mapper) 및 펄스 정형 회로(pulse shaping circuitry)와;

상기 공간-시간 인코더에 의해 생성되고, 상기 맵핑기에 의해 맵핑되며, 상기 펄스 정형 회로에 의해 조절된 공간-시간 코딩된 신호를 송신하기 위한 적어도 2개의 안테나를 포함하는, 송신기.
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제 4 항에 있어서, 상기 레이트들 R_i(i = 1, 2,...,L)은 R₁>R₂...>R_L이 되는, 송신기.
제 4 항에 있어서, 상기 채널 코딩 인코더는 트렐리스 인코딩(trellis encoding)을 수행하는, 송신기.
제 4 항에 있어서, 상기 채널 코딩 인코더는 컨벌루션 인코딩(convolutional encoding)을 수행하는, 송신기.
수신기에 있어서:

공간-시간 코딩된 신호의 검출기와;

상기 검출기의 출력 신호들에 임베딩되는 채널 코드 인코딩된 신호를 디코딩하는 디코더를 포함하고,

상기 검출기는 MMSE IC 디코더를 채용하며,

상기 검출기는, 신호가 검출되고 있는 주어진 단말 이외의 단말들로부터 간섭하는 신호들을 소거하기 위해 가중치 벡터(weights vector)를 전개하도록 2 단계 간섭 소거 알고리즘을 채용하는, 수신기.
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