KR100476120B1 - Subscriber unit for cdma wireless communication system - Google Patents
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Abstract
본 발명은 일 세트의 개별적으로 이득 조절된 가입자 채널이 직교 파형 기간당 소수의 PN 확산 칩을 가지는 일 세트의 직교 가입자 코드(Wi)의 사용에 의해 형성되는 고속 CDMA 무선 통신 방법 및 장치에 관한 것이다. 전송 채널중 하나를 통해 전송될 데이터는 낮은 코드 속도 에러 정정 엔코딩(134)되고, 부채널 코드중 하나로 변조되기 전에 순차 반복되고, 이득 조절(152,154,156,158)되고, 다른 부채널 코드를 이용하여 변조된 데이터와 합산(160)된다. 합산된 데이터는 사용자 롱 코드 및 의사잡음 확산 코드(PN 코드)를 이용하여 변조되고 전송을 위해 업컨버팅된다.The present invention relates to a method and apparatus for a high speed CDMA wireless communication in which a set of individually gain controlled subscriber channels are formed by the use of a set of orthogonal subscriber codes (W i ) having a small number of PN spreading chips per orthogonal waveform period. will be. Data to be transmitted over one of the transmission channels is low code rate error correction encoding 134, sequentially repeated before being modulated with one of the subchannel codes, gain adjustments (152, 154, 156, 158), and modulated using another subchannel code. And sum 160. The summed data is modulated using the user long code and pseudonoise spreading code (PN code) and upconverted for transmission.
Description
본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 높은 데이터 속도 CDMA 무선 통신을 위한 신규하고 개선된 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a communication system. In particular, the present invention relates to novel and improved apparatus and methods for high data rate CDMA wireless communications.
셀룰러, 위성 및 포인트 대 포인트 통신 시스템을 포함한 무선 통신 시스템은 두 개의 시스템 사이에서 데이터를 전송하기 위하여 변조된 무선 주파수(RF) 신호로 이루어진 무선 링크를 사용한다. 무선 링크의 이용은 유선 통신 시스템에 비하여 증대된 이동성 및 감소된 하부구조의 조건등 여러 가지 이유에서 바람직하다. 무선 링크를 사용할 때의 단점중 하나는 제한된 크기의 가용 RF 대역폭에 의해 통신 용량이 제한된다는 것이다. 이러한 제한된 통신 용량은 부가 유선 접속에 의하여 추가 용량이 설치될 수 있는 유선 통신과는 대조된다. Wireless communication systems, including cellular, satellite, and point-to-point communication systems, use a radio link of modulated radio frequency (RF) signals to transfer data between the two systems. The use of wireless links is desirable for a variety of reasons, such as increased mobility and reduced infrastructure conditions compared to wired communication systems. One disadvantage of using a wireless link is that the communication capacity is limited by the limited amount of available RF bandwidth. This limited communication capacity contrasts with wired communication where additional capacity can be installed by additional wired connections.
RF 대역폭의 제한된 속성 때문에 여러 가지 신호 처리 기술이 개발되어 무선 통신 시스템이 가용 RF 대역폭을 이용하는 효율을 증가시켜왔다. 이와 같이 대역폭을 효율적으로 이용하는 신호 처리 기술중 가장 널리 사용되는 예는 전기통신 산업 협회(TIA)에서 공표되고 주로 셀룰러 통신 시스템에서 사용되는 에어 인터페이스 표준상의 IS-95 및 이로부터 파생된 예를 들면 IS-95-A와 같은 것(이하에서는 공통적으로 IS-95 표준이라함)이다. IS-95 표준은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 신호 변조 기술과 결합하여 동일 RF 대역폭 상에서 동시에 다중 통신을 수행하도록 한다. 전반적인 전력 제어와 결합하여 동일 대역폭을 통해 다중 통신을 수행하는 것은 무엇보다도 다른 무선 통신 기술과 비교하여 주파수 재사용을 증가시킴으로써 무선 통신 시스템에서 수행될 수 있는 전체 통화수 또는 기타 통신수를 증가시킨다. 다중 액세스 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 이용은 미국특허 제 4,901,307호, "위성 또는 지상 중계기를 이용한 스펙트럼 확산 통신시스템" 및 미국 특허 제 5,103,459호, "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 발생시키는 장치 및 방법"에 개시되어있으며, 이들은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 이는 여기서 참조된다. Because of the limited nature of the RF bandwidth, several signal processing techniques have been developed to increase the efficiency of wireless communication systems using available RF bandwidth. The most widely used examples of signal processing techniques that make efficient use of bandwidth are IS-95 on air interface standards published by the Telecommunications Industry Association (TIA) and used primarily in cellular communication systems, for example IS. Same as -95-A (hereafter commonly referred to as IS-95 standard). The IS-95 standard, combined with code division multiple access (CDMA) signal modulation technology, enables multiple communications simultaneously on the same RF bandwidth. Performing multiple communications over the same bandwidth in combination with overall power control, among other things, increases the frequency reuse compared to other wireless communications technologies, thereby increasing the total number of calls or other communications that can be performed in a wireless communications system. The use of CDMA technology in a multiple access communication system is described in U.S. Pat. Of which are assigned to the assignee of the present invention, which is referred to herein.
도 1은 IS-95 표준 사용에 따라 구성된 셀룰러 전화 시스템의 개략도이다. 동작시, 가입자 유니트(10a-d)는 CDMA 변조된 RF 신호를 이용하여 하나 이상의 기지국(12a-d)과 하나 이상의 RF 인터페이스를 형성함으로써 무선 통신을 수행한다. 기지국(12)과 가입자 유니트(10)사이의 각각의 RF 인터페이스는 기지국(12)으로부터 전송된 순방향 링크 신호 및 가입자 유니트로부터 전송된 역방향 링크 신호로 구성된다. RF 인터페이스를 이용하여, 다른 사용자와의 통신이 이동 전화 교환국(MTSO)(14) 및 공중 교환 전화망(PSTN)(16)에 의해 수행된다. 추가적인 RF 또는 마이크로파 링크의 사용이 공지되어 있지만, 기지국(12), MTSO(14) 및 PSTN(16)사이의 링크는 일반적으로 유선 접속을 통하여 형성된다. 1 is a schematic diagram of a cellular telephone system constructed in accordance with the use of the IS-95 standard. In operation, subscriber units 10a-d perform wireless communication by forming one or more RF interfaces with one or more base stations 12a-d using CDMA modulated RF signals. Each RF interface between base station 12 and subscriber unit 10 consists of a forward link signal transmitted from base station 12 and a reverse link signal transmitted from subscriber unit. Using the RF interface, communication with other users is performed by a mobile switching center (MTSO) 14 and a public switched telephone network (PSTN) 16. Although the use of additional RF or microwave links is known, the link between base station 12, MTSO 14 and PSTN 16 is generally formed via a wired connection.
IS-95 표준에 따라, 각각의 가입자 유니트(10)는 단일 채널 비동기(non-coherent) 역방향 링크 신호를 통하여 선택된 레이트 세트에 따라 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 최대 데이터속도에서 사용자 데이터를 전송한다. 비동기 링크는 위상 정보가 수신 시스템에 의하여 이용되지 않는 링크이다. 동기(coherent) 링크는 수신기가 처리하는 동안 캐리어 신호 위상 정보를 이용하는 링크이다. 위상 정보는 일반적으로 파일롯 신호 형태로 얻어지지만, 또한 전송된 데이터로부터 예측될 수도 있다. IS-95 표준은 64개의 월시 코드를 요구하며, 각각의 월시 코드는 64개의 칩으로 구성되어 순방향 링크를 위하여 이용된다. According to the IS-95 standard, each subscriber unit 10 transmits user data at a maximum data rate of 9.6 or 14.4 kbit / sec depending on the selected rate set via a single channel non-coherent reverse link signal. An asynchronous link is a link for which no phase information is used by the receiving system. A coherent link is a link that uses carrier signal phase information during processing by the receiver. Phase information is generally obtained in the form of a pilot signal, but may also be predicted from the transmitted data. The IS-95 standard requires 64 Walsh codes, each of which consists of 64 chips and is used for the forward link.
IS-95에 의하여 지정된 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 최대 데이터 속도를 가진 단일 채널 비동기 역방향 링크 신호의 사용은 일반적인 통신이 디지털 음성 또는 팩시밀리와 같은 낮은 레이트의 디지털 데이터의 전송과 관련된 무선 셀룰러 전화시스템에 아주 적합하다. 비동기 역방향 링크가 선택되는 이유는 최고 80개의 가입자 유니트(10)가 각각 1.2288MHz의 대역폭으로 기지국(12)과 통신하는 시스템에서, 각각의 가입자 유니트(10)로부터 전송시 필요한 파일럿 신호를 제공하는 것은 가입자 유니트(10) 세트가 서로 간섭하는 정도를 실질적으로 증가시키기 때문이다. 또한, 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 데이터속도에서, 사용자 데이터의 전송 파워에 대한 소정 파일럿 신호의 전송 파워 비가 크기 때문에 따라서 가입자 유니트간 간섭이 증가한다. 단일 채널 역방향 링크가 사용되는 이유는 한번에 하나의 통신 형태를 적용하는 것이 유선 전화의 이용과 일치하기 때문이며, 이러한 방식은 현재의 무선 셀룰러 통신의 기초가 된다. 또한, 단일 채널 처리시의 복잡성은 다중 채널 처리시의 복잡성에 비하여 작다. The use of single-channel asynchronous reverse link signals with a maximum data rate of 9.6 or 14.4 kbit / sec as specified by IS-95 has led to the use of wireless cellular telephone systems in which typical communication involves the transmission of low rate digital data such as digital voice or facsimile. Very suitable. The reason why the asynchronous reverse link is selected is that in a system in which up to 80 subscriber units 10 communicate with the base station 12 each with a bandwidth of 1.2288 MHz, providing the necessary pilot signals for transmission from each subscriber unit 10. This is because the set of subscriber units 10 substantially increases the degree of interference with each other. Further, at a data rate of 9.6 or 14.4 kbit / sec, the interference between subscriber units is thus increased because the transmission power ratio of a predetermined pilot signal to the transmission power of user data is large. The reason why a single channel reverse link is used is that applying one type of communication at a time is consistent with the use of wired telephones, which is the basis of current wireless cellular communication. Furthermore, the complexity in single channel processing is small compared to the complexity in multi channel processing.
디지털 통신의 진보에 따라, 대화식 파일 브라우징 및 화상 회의와 같은 응용분야에서 무선 데이터 전송의 요구가 증가하고 있다. 이러한 증가는 무선 통신 시스템이 이용되는 방식을 변화시키고 관련된 RF 인터페이스가 수행되는 상황을 변화시킨다. 특히, 데이터는 더 높은 최대 레이트에서 전송되고 더 다양한 레이트로 전송된다. 또한, 데이터 전송시의 에러는 오디오 정보 전송시의 에러보다 적게 허용되기 때문에 보다 신뢰성 있는 전송이 요구된다. 또한, 데이터 종류의 수가 증가하여 여러 종류의 데이터를 동시에 전송할 필요성이 발생한다. 예를 들어, 오디오 또는 비디오 인터페이스를 유지하면서 데이터 파일을 교환할 필요가 있을 수 있다. 또한, 가입자 유니트로부터의 전송 속도가 증가하면, RF 대역폭의 크기당 기지국(12)과 통신하는 가입자 유니트(10)의 수는 감소하는데, 이는 높은 데이터 전송 속도가 기지국의 데이터 처리용량이 작은 수의 가입자 유니트(10)에 한정되기 때문이다. 일부 예에서, 현재 IS-95 역방향 링크는 모든 이러한 환경에 적합하지 않을 수 있다. As digital communications advance, the demand for wireless data transmission is increasing in applications such as interactive file browsing and video conferencing. This increase changes the way the wireless communication system is used and changes the situation in which the associated RF interface is performed. In particular, data is transmitted at higher maximum rates and at more variable rates. In addition, since errors in data transmission are tolerated less than errors in audio information transmission, more reliable transmission is required. In addition, the number of data types has increased, which necessitates the need to transmit several types of data simultaneously. For example, it may be necessary to exchange data files while maintaining the audio or video interface. In addition, as the transmission rate from the subscriber unit increases, the number of subscriber units 10 communicating with the base station 12 per size of the RF bandwidth is reduced, which means that the higher data transmission rate is the smaller number of data processing capacity of the base station. This is because it is limited to the subscriber unit 10. In some examples, current IS-95 reverse links may not be suitable for all such environments.
도 1은 셀룰러 전화 시스템의 블록도이다. 1 is a block diagram of a cellular telephone system.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 가입자 유니트와 기지국에 대한 블록도이다. 2 is a block diagram of a subscriber unit and a base station constructed in accordance with an embodiment of the present invention.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 엔코더 및 QPSK 채널 엔코더의 블록도이다. 3 is a block diagram of a BPSK channel encoder and a QPSK channel encoder constructed in accordance with an embodiment of the present invention.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 전송 신호 처리 시스템의 블록도이다. 4 is a block diagram of a transmission signal processing system constructed in accordance with an embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 수신 처리 시스템의 블록도이다. 5 is a block diagram of a reception processing system constructed according to an embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 핑거 처리 시스템의 블록도이다. 6 is a block diagram of a finger processing system constructed in accordance with an embodiment of the present invention.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 디코더 및 QPSK 채널 디코더의 블록도이다. 7 is a block diagram of a BPSK channel decoder and a QPSK channel decoder constructed in accordance with an embodiment of the present invention.
따라서, 본 발명의 목적은 여러 종류의 통신이 수행될 수 있는 대역폭 효율이 높고 데이터 속도가 고속인 CDMA 인터페이스를 제공하는 것이다. Accordingly, an object of the present invention is to provide a CDMA interface having a high bandwidth efficiency and a high data rate at which various kinds of communication can be performed.
본 발명에 따른 고속 CDMA 무선 통신을 위한 개선되고 신규한 방법 및 장치가 설명된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 개별적으로 이득 조정되는 가입자 채널 세트는 직교 파형 주기당 적은 수의 PN 확산 칩을 가진 직교 서브채널 코드 세트의 이용을 통해 형성된다. 전송 채널중 하나를 통하여 전송될 데이터는 서브채널 코드중 하나에 의해 변조되고, 이득 조정되고, 그리고 다른 서브 채널 코드를 이용하여 변조된 데이터와 합산되기 전에 낮은 코드 레이트 에러 교정 인코딩되고시퀀스로 반복된다. 짧은 직교 코드의 이용은 간섭을 억제하는 한편 광범위한 에러 교정 코딩 및 시간 다이버시티에 대한 반복성을 허용하여 지상 무선 시스템에서 일반적으로 발생되는 Raleigh 페이딩을 극복하도록 한다. 본 발명의 실시예에서, 서브채널 코드 세트는 4개의 월시 코드로 구성되는데, 각각의 월시 코드는 나머지 세트와 직교하고, 4칩 듀레이션을 갖는다. 4개의 서브채널의 이용은 더 짧은 직교 코드가 이용될 수 있도록 하기 때문에 바람직하다. 그러나, 더 많은 수의 채널의 이용 및 이에 따른 더 긴 코드의 이용도 가능하다. An improved and novel method and apparatus for high speed CDMA wireless communication in accordance with the present invention is described. According to one embodiment of the present invention, a set of individually gain adjusted subscriber channels is formed through the use of an orthogonal subchannel code set with a small number of PN spreading chips per orthogonal waveform period. The data to be transmitted over one of the transport channels is modulated by one of the subchannel codes, gain adjusted, and repeated in a low code rate error correction encoding and sequence before being summed with the data modulated using the other subchannel code. . The use of short orthogonal codes suppresses interference while allowing for a wide range of error correcting coding and repeatability over time diversity to overcome the Raleigh fading typically encountered in terrestrial wireless systems. In an embodiment of the invention, the subchannel code set consists of four Walsh codes, each Walsh code is orthogonal to the rest of the set and has a four chip duration. The use of four subchannels is desirable because it allows shorter orthogonal codes to be used. However, the use of a larger number of channels and hence of longer codes is also possible.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 파일롯 데이터는 제 1전송 채널을 통하여 전송되고 파워 제어 데이터는 제 2전송 채널을 통하여 전송된다. 나머지 두 개의 전송 채널은 사용자 데이터 또는 시그널링 데이터, 또는 이 둘을 모두 포함하는 특정되지 않은 디지털 데이터를 전송하기 위하여 이용된다. 실시예에서, 두 개의 특정되지 않은 전송 채널중 하나는 BPSK 변조를 위한 것이고, 다른 하나는 QPSK 변조를 위한 것이다. 이는 시스템의 다양성을 나타내기 위하여 이루어진다. 선택적인 실시예에서, 두 채널은 모두 BPSK 또는 QPSK 변조될 수 있다. 변조되기 전에, 특정되지 않은 데이터가 인코딩되는데, 상기 인코딩은 순환 중복 검사(CRC) 발생, 컨벌루션 인코딩, 인터리빙, 선택적인 시퀀스 반복 및 BPSK 또는 QPSK 맵핑을 포함한다. 반복 크기를 가변하고 정수개의 심볼 시퀀스로 반복 크기를 제한하지 않음으로써, 높은 데이터 속도를 포함하는 광범위한 전송 속도가 달성될 수 있다. 또한, 높은 데이터속도는 특정되지 않은 두 전송 채널을 통하여 동시에 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 또한, 각각의 전송 채널에서 수행되는 이득 조정을 자주 갱신함으로써, 전송 시스템에 사용되는 전체 전송 파워는 최소로 유지되어 다중 전송 채널 시스템사이에서 발생하는 간섭이 최소화되고, 따라서 전체 시스템 용량을 증가시킬 수 있다. In a preferred embodiment of the present invention, pilot data is transmitted over a first transmission channel and power control data is transmitted over a second transmission channel. The other two transport channels are used to transmit user data or signaling data, or non-specific digital data containing both. In an embodiment, one of the two unspecified transport channels is for BPSK modulation and the other is for QPSK modulation. This is done to represent the diversity of the system. In alternative embodiments, both channels may be BPSK or QPSK modulated. Before being modulated, unspecified data is encoded, which includes cyclic redundancy check (CRC) generation, convolutional encoding, interleaving, optional sequence repetition, and BPSK or QPSK mapping. By varying the repetition size and not limiting the repetition size to an integer number of symbol sequences, a wide range of transmission rates can be achieved, including high data rates. In addition, high data rates can be achieved by transmitting data simultaneously over two unspecified transport channels. In addition, by frequently updating the gain adjustments performed in each transmission channel, the overall transmission power used in the transmission system is kept to a minimum, thereby minimizing interference occurring between multiple transmission channel systems, thus increasing the overall system capacity. have.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명을 설명한다. Hereinafter, the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
고속 CDMA 무선 통신을 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치가 셀룰러 전기통신 시스템의 역방향 링크 전송 부분을 참조로 설명된다. 본 발명은 셀룰러 전화 시스템의 다중 포인트 대 포인트 역방향 링크 전송에 이용하기에 적합하지만, 본 발명은 또한 순방향 링크에도 적합하다. 또한, 위성 무선 통신 시스템, 포인트 대 포인트 무선 통신 시스템 및 동축 또는 다른 광대역 케이블을 사용하여 무선 주파수 신호를 전송하는 시스템을 포함한 많은 다른 무선 통신 시스템은 본 발명과 결합하여 향상될 수 있다. New and improved methods and apparatus for high speed CDMA wireless communication are described with reference to the reverse link transmission portion of a cellular telecommunication system. While the present invention is suitable for use in multiple point-to-point reverse link transmissions of cellular telephone systems, the present invention is also suitable for the forward link. In addition, many other wireless communication systems can be enhanced in conjunction with the present invention, including satellite wireless communication systems, point-to-point wireless communication systems, and systems for transmitting radio frequency signals using coaxial or other broadband cables.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 가입자 유니트(100) 및 기지국(120)으로 구성된 수신 및 전송 시스템의 블록도이다. 제 1데이터 세트(BPSK 데이터)는 BPSK 채널 엔코더(103)에 의하여 수신되며, 상기 엔코더는 변조기(104)에 의하여 수신되며, 또한 BPSK 변조를 수행하기 위하여 구성된 코드 심볼 스트림을 발생시킨다. 제 2데이터 세트(QPSK 데이터)는 QPSK채널 엔코더(102)에 의하여 수신되며, 상기 엔코더는 역시 변조기(104)에 의하여 수신되며, 또한 QPSK 변조를 수행하기 위하여 구성된 코드 심볼 스트림을 발생시킨다. 변조기(104)는 또한 파워 제어 데이터 및 파일롯 데이터를 수신하는데, 상기 파워 제어 데이터 및 파일롯 데이터는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 기술에 따라 BPSK 및 QPSK 인코딩된 데이터와 함께 변조되어 RF 처리 시스템(106)에 의하여 수신된 변조 심볼 세트를 발생시키도록 한다. RF 처리 시스템(106)은 안테나(108)를 이용하여 기지국(120)으로 전송하기 위하여 상기 변조 심볼 세트를 필터링하고 이를 캐리어 주파수로 상향변환한다. 하나의 가입자 유니트(100)만이 도시되었지만, 바람직한 실시예에서 다수의 가입자 유니트가 기지국(120)과 통신한다. 2 is a block diagram of a receiving and transmitting system comprised of a subscriber unit 100 and a base station 120 in accordance with one embodiment of the present invention. A first set of data (BPSK data) is received by the BPSK channel encoder 103, which is received by the modulator 104 and also generates a code symbol stream configured to perform BPSK modulation. The second set of data (QPSK data) is received by QPSK channel encoder 102, which is also received by modulator 104 and also generates a code symbol stream configured to perform QPSK modulation. The modulator 104 also receives power control data and pilot data, which are modulated with BPSK and QPSK encoded data in accordance with code division multiple access (CDMA) technology to provide RF processing system 106. Generate a set of modulation symbols received by the. The RF processing system 106 filters the modulation symbol set and upconverts it to a carrier frequency for transmission to the base station 120 using the antenna 108. Although only one subscriber unit 100 is shown, in a preferred embodiment multiple subscriber units communicate with a base station 120.
기지국(120)내에서, RF 처리 시스템(122)은 안테나(121)를 통하여 전송된 RF 신호를 수신하고, 대역 필터링을 수행하고 기저대역으로 하향변환하고 디지털화한다. 복조기(124)는 디지털 신호를 수신하고 CDMA 기술에 의해 복조를 수행하여,파워 제어, BPSK 및 QPSK 소프트 결정 데이터를 형성하도록 한다. BPSK 채널 디코더(128)는 복조기(124)로부터 수신된 BPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여, BPSK 데이터에 대한 최적의 추정치를 발생시키며, QPSK 채널 디코더(126)는 복조기(124)로부터 수신된 QPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여, QPSK 데이터에 대한 최적의 추정치를 발생시킨다. 제 1및 제 2데이터 세트에 대한 최적의 추정치는 다음의 처리에 이용되거나 또는 다음의 스테이지로 전송되며, 수신된 파워제어 데이터는 직접 또는 디코딩 후에 이용되어 가입자 유니트(100)로 데이터를 전송하기 위하여 이용된 순방향 링크 채널의 전송 파워를 조정하도록 한다. Within base station 120, RF processing system 122 receives the RF signal transmitted through antenna 121, performs band filtering, downconverts to baseband, and digitizes. Demodulator 124 receives the digital signal and performs demodulation by CDMA technology to form power control, BPSK and QPSK soft decision data. The BPSK channel decoder 128 decodes the BPSK soft decision data received from the demodulator 124 to generate an optimal estimate for the BPSK data, and the QPSK channel decoder 126 receives the QPSK soft decision received from the demodulator 124. Decode the data to generate an optimal estimate for the QPSK data. Optimal estimates for the first and second data sets are used for the next processing or sent to the next stage, and the received power control data is used directly or after decoding to transfer the data to the subscriber unit 100. Adjust the transmit power of the forward link channel used.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 엔코더(103) 및 QPSK 채널 엔코더(102)의 블록도이다. BPSK 채널 엔코더(103)내에서, BPSK 데이터는 CRC 검사합 발생기(130)에 의하여 수신되는데, 상기 발생기는 제 1데이터 세트의 각각의 20ms 프레임에 대하여 검사합을 발생시킨다. CRC 검사합과 함께 데이터 프레임은 테일 비트 발생기(132)에 의하여 수신되는데, 상기 발생기(132)는 각각의 프레임의 끝에서 8개의 로직 제로로 구성된 테일 비트를 추가하여 디코딩 처리 종료시 상태를 알도록 한다. 코드 테일 비트 및 CRC 검사합을 포함하는 프레임은 컨벌루션 엔코더(134)에 의하여 수신되는데, 상기 엔코더는 구속 길이(K)9, 속도(R)1/4 컨벌루션 인코딩을 수행하여 엔코더 입력 속도의 4배의 속도에서 코드심볼을 발생시키도록 한다. 본 발명의 선택적인 실시예에서, 속도1/2를 포함한 다른 인코딩 속도가 수행되지만, 최적의 복잡성 성능 특성 때문에 속도1/4의 이용이 바람직하다. 블록 인터리버(136)는 코드 심볼상에서 비트 인터리빙을 수행하여 고속 페이딩 환경에서 더욱 신뢰성있는 전송을 위한 시간 다이버시티를 제공하도록 한다. 인터리빙된 심볼은 가변 시작점 반복기(138)에 의하여 수신되는데, 상기 반복기는 인터리빙된 심볼 시퀀스를 충분한 횟수NR로 반복하여 일정한 속도의 심볼 스트림을 제공하도록 하는데, 이는 일정한 수의 심볼을 가진 출력 프레임과 상응한다. 심볼 시퀀스의 반복은 데이터에 대한 시간 다이버시티를 증가시켜 페이딩을 극복하도록 한다. 실시예에서, 일정한 수의 심볼은 307.2kps의 심볼속도를 만드는 각각의 프레임에 대하여 6,144심볼이다. 또한, 반복기(138)는 다른 시작점을 이용하여 각각의 심볼 시퀀스에 대한 반복을 시작하도록 한다. 프레임당 6,144개의 심볼을 발생시키는데 필요한 NR값이 정수가 아닐 때, 최종 반복은 심볼 시퀀스의 일부에 대해서만 수행된다. 이에 따라 최종 반복된 심볼 세트는 BPSK 매퍼(139)에 의하여 수신되는데,상기 매퍼는 BPSK 변조를 수행하기 위하여 +1 및 -1값의 BPSK 코드 심볼 스트림(BPSK)을 발생시킨다. 본 발명의 대안적인 실시예에서, 반복기(138)는 블록 인터리버(136) 앞에 배치되어 블록 인터리버(136)가 각각의 프레임에 대하여 동일한수의 심볼을 수신하도록 한다.3 is a block diagram of a BPSK channel encoder 103 and a QPSK channel encoder 102 constructed in accordance with an embodiment of the present invention. Within the BPSK channel encoder 103, BPSK data is received by the CRC checksum generator 130, which generates a checksum for each 20ms frame of the first data set. The data frame along with the CRC check sum is received by the tail bit generator 132, which adds a tail bit consisting of eight logic zeros at the end of each frame to indicate the state at the end of the decoding process. . The frame including the code tail bits and the CRC check sum is received by the convolutional encoder 134, which performs a constraint length (K) 9, rate (R) 1/4 convolutional encoding to four times the encoder input rate. Generate code symbols at the speed of. In an alternative embodiment of the present invention, other encoding rates, including rate 1/2, are performed, but the use of rate 1/4 is desirable because of the optimal complexity performance characteristics. The block interleaver 136 performs bit interleaving on code symbols to provide time diversity for more reliable transmission in a fast fading environment. The interleaved symbols are received by the variable start point iterator 138, which repeats the interleaved symbol sequence a sufficient number N R to provide a constant rate symbol stream, which is characterized by an output frame having a constant number of symbols and a number of symbols. Corresponds. Repetition of the symbol sequence increases the time diversity for the data to overcome fading. In an embodiment, the constant number of symbols is 6,144 symbols for each frame resulting in a symbol rate of 307.2 kps. In addition, the iterator 138 uses a different starting point to start repetition for each symbol sequence. When the N R value needed to generate 6,144 symbols per frame is not an integer, the final iteration is performed only for a portion of the symbol sequence. Accordingly, the final repeated symbol set is received by the BPSK mapper 139, which generates a BPSK code symbol stream (BPSK) of +1 and -1 values to perform BPSK modulation. In an alternative embodiment of the invention, the iterator 138 is placed in front of the block interleaver 136 such that the block interleaver 136 receives the same number of symbols for each frame.
QPSK 채널 엔코더(102)내에서, QPSK 데이터는 CRC 검사합 발생기(140)에 수신되는데, 상기 발생기는 각 20ms 프레임에 대하여 검사합을 발생시킨다. CRC 검사합을 포함하는 프레임은 코드 데일 비트 발생기(142)에 수신되는데, 상기 발생기(142)는 프레임 끝에서 8개의 로직 제로의 테일 비트 세트를 추가한다. 코드 테일 비트 및 CRC 검사 합을 포함하는 프레임은 K=9, R=1/4 컨벌루션 인코딩을 수행하는 컨벌루션 엔코더(144)에 의해 수신되어 엔코더 입력 속도(ER)의 4배속도로 심볼을 발생시킨다. 블록 인터리버(146)는 심볼에 대한 비트 인터리빙을 실행하며, 결과적으로 인터리빙된 심볼은 가변 시작점 반복기(148)에 의해 수신된다. 가변 시작점 반복기(148)는 초당 614.4 kilosymbol의 코드 심볼속도(ksps)를가지는 각 프레임에 대해 12,288 심볼을 발생시키기 위하여 각각의 반복에 대해 심볼 시퀀스내의 다른 시작점을 사용하여 충분한 수 NR만큼 인터리빙된 심볼 시퀀스를 반복한다. NR이 정수가 아닐 때, 최종 반복은 심볼 시퀀스의 일부분만을 위해 실행된다. 결과적인 반복 심볼은 +1 및 -1 값의 동위상 QPSK 코드 심볼 스트림(QPSKI) 및 +1 및 -1 값의 직교 QPSK 코드 심볼 스트림(QPSKQ)으로 이루어진 QPSK 변조를 수행하기 위해 구성된 QPSK 코드 심볼 스트림을 발생시키는 QPSK 매퍼(149)에 의해 수신된다. 본 발명의 다른 실시예에 있어서, 반복기(148)는 블록 인터리버(146)가 각 프레임에 대해 동일한 수의 심볼을 수신하도록 블록 인터리버(146) 앞에 위치한다.Within QPSK channel encoder 102, QPSK data is received by CRC checksum generator 140, which generates a checksum for each 20ms frame. The frame containing the CRC check sum is received by the codedale bit generator 142, which adds a set of eight logic zero tail bits at the end of the frame. The frame comprising the code tail bits and the CRC check sum is received by a convolutional encoder 144 that performs K = 9, R = 1/4 convolutional encoding to generate a symbol at four times the encoder input rate ER. Block interleaver 146 performs bit interleaving on the symbols, and as a result the interleaved symbols are received by variable start point iterator 148. The variable start point iterator 148 is interleaved by a sufficient number N R using different starting points in the symbol sequence for each iteration to generate 12,288 symbols for each frame having a code symbol rate (ksps) of 614.4 kilosymbols per second. Repeat the sequence. When NR is not an integer, the final iteration is performed for only part of the symbol sequence. The resulting repeating symbol is a QPSK code configured to perform QPSK modulation consisting of an in-phase QPSK code symbol stream (QPSK I ) of +1 and -1 values and an orthogonal QPSK code symbol stream (QPSK Q ) of +1 and -1 values. Received by the QPSK mapper 149 generating a symbol stream. In another embodiment of the invention, the iterator 148 is positioned in front of the block interleaver 146 such that the block interleaver 146 receives the same number of symbols for each frame.
도 4는 본 발명의 전형적인 실시예에 따라 구성된 도 2의 변조기(104)에 대한 블록도이다. BPSK 채널 엔코더(103)로부터의 BPSK 심볼은 승산기(150b)를 사용하여 월시코드(W2)에 의해 각각 변조되며, QPSK 채널 엔코더(102)로부터의 QPSKI 및 QPSKQ심볼은 승산기(150c, 154d)를 사용하여 월시 코드(W3)로 각각 변조된다. 파워 제어 데이터(PC)는 승산기(150a)를 사용하여 월시 코드(W1)에 의해 변조된다. 이득 조절기(152)는 본 발명의 바람직한 실시예에서 양의 전압과 연관된 논리레벨로이루어진 파일럿 데이터(PILOT)를 수신하여 이득 조절 인자 A0에 따라 진폭을 제어한다. PILOT 신호는 사용자 데이터를 제공하지 않고 나머지 부채널을 통해 전송되는 데이터를 동기 복조할 수있도록 기지국에 위상 및 진폭 정보를 제공하며, 조합을 위해 소프트 결정 출력값을 스케일링한다. 이득 제어기(154)는 이득 제어 인자 A1에 따라 월시 코드 W1 변조 파워 제어데이터의 진폭을 제어하며, 이득 제어기(156)는 증폭 변수 A2에 따라 월시 코드 W2 변조 BPSK 채널 데이터의 진폭을 조절한다. 이득 제어기(158a, 158b)는 이득 제어 인자A3에 따라 각각 직교위상 코드 W3 변조 QPSK 심볼의 진폭을 제어한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 사용된 4개의 월시 코드는 표 I에 도시되어 있다.4 is a block diagram of the modulator 104 of FIG. 2 constructed in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. The BPSK symbols from BPSK channel encoder 103 are modulated by Walsh code W2 using multiplier 150b, respectively, and the QPSK I and QPSK Q symbols from QPSK channel encoder 102 are multipliers 150c and 154d. Are respectively modulated to the Walsh code W3. Power control data PC is modulated by Walsh code W1 using multiplier 150a. Gain adjuster 152 receives pilot data PILOT at a logic level associated with a positive voltage in a preferred embodiment of the present invention and controls the amplitude in accordance with gain adjustment factor A 0 . The PILOT signal provides phase and amplitude information to the base station for synchronous demodulation of data transmitted over the remaining subchannels without providing user data, and scales the soft decision output for combination. Gain controller 154 controls the amplitude of Walsh code W 1 modulated power control data according to gain control factor A 1 , and gain controller 156 adjusts the amplitude of Walsh code W 2 modulated BPSK channel data according to amplification variable A 2 . Adjust Gain controllers 158a and 158b control the amplitude of quadrature code W 3 modulated QPSK symbols, respectively, in accordance with gain control factor A 3 . The four Walsh codes used in the preferred embodiment of the present invention are shown in Table I.
표 ITable I
W0 코드는 전혀 변조되지 않으며, 이는 제시된 파일럿 데이터 처리와 일치함은 당업자에게 명백하다. 파워제어 데이터는 W1 코드에 의해 변조되며, BPSK 데이터는 W2 코드에 의해 변조되며, QPSK 데이터는 W3 코드에 의해 변조된다. 일단 적절한 월시 코드에 의해 변조되면, 파일럿, 파워 제어 데이터 및 BPSK 데이터는 BPSK 기술에 따라 전송되며,QPSK 데이터(QPSKI, QPSKQ)는 이하에 기술되는 바와같이 QPSK 기술에 따라 전송된다. 모든 직교채널이 사용될 필요가 없으며, 대안적 실시예에서 단지 하나의 사용자 채널만이 제공될 수 있으며, 이 경우에는 4개의 월시코드중 단지 3개의 월시코드만이 사용된다.It is clear to those skilled in the art that the W 0 code is not modulated at all, which is consistent with the pilot data processing presented. The power control data is modulated by the W 1 code, the BPSK data is modulated by the W 2 code, and the QPSK data is modulated by the W 3 code. Once modulated with the appropriate Walsh code, the pilot, power control data and BPSK data are transmitted according to the BPSK technique, and the QPSK data (QPSK I , QPSK Q ) are transmitted according to the QPSK technique as described below. Not all orthogonal channels need to be used, and in alternative embodiments only one user channel may be provided, in which case only three Walsh codes out of four Walsh codes are used.
짧은 직교코드를 사용하면 심볼당 적은 수의 칩이 발생되어, 긴 월시코드를 사용하는 시스템에 비교할 때 보다 광범위한 코딩과 반복성이 허용된다. 이와같은 광범위한 코딩과 반복성은 지상 통신 시스템에서 중요한 에러원인 레일레이 페이딩을 방지한다. 다른 수의 코드 및 코드 길이를 사용하는 것은 본 발명의 기술에 속하나, 많은 세트의 긴 월시코드를 사용하면 페이딩에 대한 강화된 방지 기능을 감소시킨다. 4개의 칩 코드를 사용하며 4개의 채널이 짧은 코드 길이를 유지하면서 이하에 기술된 바와같이 다양한 형태의 데이터를 융통성 있게 제공하기 때문에 최적으로 간주된다. Using short orthogonal codes results in fewer chips per symbol, allowing more extensive coding and repeatability when compared to systems with long Walsh codes. This extensive coding and repeatability prevents Rayleigh fading, an important source of error in terrestrial communications systems. Using other numbers of cords and cord lengths is a technique of the present invention, but using a large set of long Walsh codes reduces the enhanced protection against fading. It is considered optimal because it uses four chip codes and four channels flexibly provide various types of data as described below while maintaining a short code length.
합산기(160)는 합산된 변조 심볼(161)을 발생시키기 위하여 이득 조절기(152, 154, 156, 158a)로부터 결과적인 진폭 조절 변조 심볼을 합산한다. PN 확산 코드 PNI 및 PNQ는 승산기(162a, 162b)를 사용하여 롱 코드(180)에 의해 확산된다. 승산기(162a, 162b)에 의해 제공된 결과적인 의사잡음 코드는 승산기(164a-d) 및 합산기(166a, 166b)를 사용하여 복합 승산을 통해 합산된 변조 심볼(161) 및 이득이 조절된 직교위상 심볼 QPSKQ를 변조시키기 위하여 사용된다. 결과적인 동위상 항XI 및 직교위상 항 XQ는 필터링되며(도시안됨), 승산기(168)와 동위상 및 직교위상 정현파를 사용하여 매우 단순한 형태로 도시된 RF 처리시스템(106)내의 캐리어 주파수로 변환된다. 오프셋 QPSK 변환은 또한 본 발명의 다른 실시예에 사용될수있다. 결과적인 동위상 및 직교위상 변환된 신호는 합산기(170)를 사용하여 합산되며, 기지국(120)에 전송되는 신호를 발생시키기 위하여 주이득 조절기 AM에 따라 주증폭기(172)에 의해 증폭된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 신호는 확산된후 기존의 CDMA 채널의 대역폭과 호환성을 유지하기 위하여 1.2288MHz 대역폭으로 필터링된다.Summer 160 sums the resulting amplitude control modulation symbols from gain adjusters 152, 154, 156, 158a to generate summed modulation symbols 161. PN spreading codes PN I and PN Q are spread by long code 180 using multipliers 162a and 162b. The resulting pseudonoise code provided by multipliers 162a and 162b is summed through complex multiplication using multipliers 164a-d and summers 166a and 166b and the gain-adjusted quadrature phase. It is used to modulate the symbol QPSK Q. The resulting in-phase term X I and quadrature term X Q are filtered (not shown) and the carrier frequency in RF processing system 106 shown in a very simple form using multiplier 168 and in-phase and quadrature sinusoids. Is converted to. Offset QPSK transform can also be used in other embodiments of the present invention. The resulting in-phase and quadrature-transformed signals are summed using summer 170 and amplified by main amplifier 172 in accordance with main gain controller A M to generate a signal transmitted to base station 120. . In a preferred embodiment of the invention, the signal is spread and then filtered with a 1.2288 MHz bandwidth to maintain compatibility with the bandwidth of an existing CDMA channel.
데이터가 전송되는 다중 직교채널을 제공하고 고속 입력 데이터에 응답하여 실행되는 반복 NR의 양을 감소시키는 가변속도 반복기를 사용함으로써, 전송 신호를 처리하는 전술한 방법 및 시스템은 단일 가입자 장치 또는 다른 전송 시스템이다양한 데이터 속도로 데이터를 전송하도록 한다. 특히, 도 3의 가변 시작점 반복기(138 또는 148)에 의해 실행도는 반복 NR의 속도를 감소시킴으로써, 고속 엔코더 입력 ER이 유지될 수있다. 본 발명의 다른 바람직한 실시예에 있어서, 1/2속도 컨벌루션 인코딩은 2만큼 증가된 반복 NR의 속도로 실행된다. 다양한 반복속도 NR에 의해 지원된 한세트의 전형적인 엔코더 속도 ER 및 BPSK 채널 및 QPSK 채널에 대해 1/4 및 1/2와 동일한 인코딩 속도 R은 표 II 및 표 III에 각각 도시되어 있다.By using a variable rate repeater that provides multiple orthogonal channels through which data is transmitted and reduces the amount of repetition N R that is executed in response to high speed input data, the above described methods and systems for processing a transmission signal may comprise a single subscriber device or other transmission. Allows the system to transmit data at various data rates. In particular, the speed of execution by the variable starting point iterator 138 or 148 of FIG. 3 can be maintained by reducing the speed of the repetition N R , so that the high speed encoder input E R can be maintained. In another preferred embodiment of the present invention, half rate convolutional encoding is performed at a rate of repetition N R increased by two. A set of typical encoder speeds E R supported by various repetition rates N R and encoding rates R equal to 1/4 and 1/2 for BPSK channels and QPSK channels are shown in Tables II and III, respectively.
표 II. BPSK 채널Table II. BPSK Channel
표 III. QPSK 채널Table III. QPSK Channel
표 II 및 표 III는 시퀀스 반복 NR의 수를 조절함으로써 고속 데이터 속도를 포함하여 다양한 데이터 속도가 지원될 수 있음을 보여준다. 엔코더 입력속도 ER 는 CRC, 코드 테일 비트 및 임의의 다른 오버헤드 정보를 전송하기에 필요한 상수를 뺀 데이터 전송속도에 일치한다. 표 II 및 표 III에 도시된 바와같이, QPSK 변조는 데이터 전송 속도를 증가시키기 위하여 사용될 수있다. 통상적으로 사용되는 속도는 "고속-72 및 고속-32"와 같은 라벨로 제공된다. 고속-72, 고속-64 및 고속-32로 표시된 속도들은 72, 64 및 32 kbps의 트래픽 속도를 각각 가지며, 3.6, 5.2 및 5.2kbps의 속도를 가진 시그널링 및 다른 제어 데이터로 멀티플렉싱된다. RS1-전속도 및 RS2-전속도는 IS-95 컴플라이언스 통신 시스템에 대응하며, 호환성을 위한 정보를 수신할 것이다. 널 속도는 단일 비트의 전송이며 IS-95 표준의 일부분인 프레임 삭제부분을 지시하는데 사용된다.Tables II and III show that various data rates can be supported, including high data rates, by adjusting the number of sequence repetitions N R. Encoder input rate E R corresponds to the data rate minus the constant required to transmit the CRC, code tail bits and any other overhead information. As shown in Tables II and III, QPSK modulation can be used to increase the data rate. Commonly used speeds are provided in labels such as "fast-72 and fast-32". The speeds labeled Fast-72, Fast-64 and Fast-32 have traffic speeds of 72, 64 and 32 kbps, respectively, and are multiplexed with signaling and other control data with speeds of 3.6, 5.2 and 5.2 kbps. RS1-full speed and RS2-full speed correspond to IS-95 compliance communication systems and will receive information for compatibility. The null rate is a single bit transmission and is used to indicate the frame erasure part of the IS-95 standard.
데이터 전송속도는 반복속도 NR의 감소를 통한 전송속도 증가에 부가하여 또는 전송속도를 증가시키는 것 대신에, 두 개이상의 다중 직교채널을 통해 데이터를 동시에 전송시킴으로써 증가될 수 있다. 예를들어, 멀티플렉서(도시안됨)는 다중 데이터 서브채널을 통해 전송될 다중 데이터 소스로 단일 데이터 소스를 분할할 수 있다. 따라서, 전체 전송속도는 수신 시스템의 신호처리 용량이 초과되고 에러율이 허용되지 않거나 전송 시스템 파워의 최대 전송파워가 도달될때까지 특정 채널을 통한 고속 전송 또는 다중채널을 통해 동시에 실행되는 다중전송 또는 둘다를 통해 증가될 수 있다.The data rate can be increased by transmitting data over two or more orthogonal channels simultaneously, in addition to increasing the rate through decreasing the repetition rate N R or increasing the rate. For example, a multiplexer (not shown) may partition a single data source into multiple data sources to be transmitted over multiple data subchannels. Thus, the overall transmission rate is either high speed transmission on a specific channel or multiple transmissions running simultaneously on multiple channels or both until the signal processing capacity of the receiving system is exceeded and error rates are not allowed or the maximum transmission power of the transmission system power is reached. Can be increased through.
다중채널을 제공하면 상이한 형태의 데이터의 전송에 있어서 유연성을 향상시킨다. 예를들어, BPSK 채널은 음성정보를 위해 지정되며, QPSK 채널은 디지털 데이터의 전송을 위해 지정된다. 이 실시예는 음성과 같은 시간 민감 데이터를 전송하기 위한 데이터를 느린 데이터 속도로 지정하고 디지털 파일과 같은 시간에 덜 민감한 데이터를 전송하기 위해 다른 채널을 지정함으로써 더 일반화될 수있다. 이 실시예에 있어서, 인터리빙은 시간 다이버시티를 증가시키기 위하여 시간에 덜 민감한데이터에 대해 큰 블록에서 실행될 수있다. 본 발명의 다른 실시예에 있어서, BPSK 채널은 데이터의 주전송을 수행하며, QPSK 채널은 오버플로우 전송을 수행한다. 직교 월시 코드를 사용하면, 가입자 장치로부터 전송되는 채널 세트 사이의 임의의 간섭을 제거 또는 감소시키며 기지국에서 성공적으로 수신하기 위해 필요한 전송 에너지를 최소화시킨다. Providing multiple channels increases flexibility in the transmission of different types of data. For example, a BPSK channel is designated for voice information, and a QPSK channel is designated for transmission of digital data. This embodiment may be more generalized by specifying data for transmitting time sensitive data such as voice at a slower data rate and specifying other channels for transmitting less sensitive data such as digital files. In this embodiment, interleaving can be performed in large blocks for less time-sensitive data to increase time diversity. In another embodiment of the present invention, the BPSK channel performs main transmission of data, and the QPSK channel performs overflow transmission. Using an orthogonal Walsh code removes or reduces any interference between the set of channels transmitted from the subscriber device and minimizes the transmission energy required for successful reception at the base station.
수신 시스템에서 처리 용량을 증대시키고 가입자 장치의 높은 전송용량이 이용될 수 있는 범위를 증대시키기 위하여, 파일럿 데이터는 직교채널중 하나를 통해 전송된다. 파일럿 데이터를 사용하면, 코히어런트 처리가 역방향 링크 신호의 위상 오프셋을 결정 및 제거함으로써 수신 시스템에서 실행될 수있다. 또한, 파일럿 데이터는 레이크 수신기에 결합되기전에 상이한 시간지연으로 수신된 다중경로 신호를 최적으로 결정하기 위하여 사용될 수있다. 일단 위상 오프셋이 제거되고 다중경로 신호가 적절히 가중되면, 다중경로 신호는 역방향 링크 신호가 적절한 처리를 위해 수신되어야 하는 파워가 감소되도록 결합될 수있다. 요구된 수신 파워의 감소는 빠른 전송속도가 성공적으로 처리되거나 역으로 한세트의 역방향 링크 신호 사이의 간섭이 감소되도록 한다. 임의의 추가 전송파워가 파일럿 신호를 전송하기에 필요한 반면에, 빠른 전송속도에서는 파일럿 채널 파워 대 전체 역방향 링크 신호 파워의 비가 느린 데이터 속도의 디지털 음성 데이터 전송 셀룰라 시스템과 연관된 것보다 실질적으로 낮다. 따라서, 빠른 데이터 속도 CDMA 시스템내에서는 코히어런트 역방향 링크의 사용에 의해 얻어진 Eb/No 이득이 각각의 가입자 장치로부터 파일럿 데이터를 전송하는데 필요한 추가 전력을 능가한다.In order to increase the processing capacity in the receiving system and increase the range in which the high transmission capacity of the subscriber device is available, pilot data is transmitted on one of the orthogonal channels. Using pilot data, coherent processing can be performed in the receiving system by determining and removing the phase offset of the reverse link signal. In addition, the pilot data can be used to optimally determine the multipath signal received with different time delays before being coupled to the rake receiver. Once the phase offset is removed and the multipath signal is properly weighted, the multipath signal can be combined such that the power that the reverse link signal has to be received for proper processing is reduced. Reduction of the required received power allows the high data rate to be successfully processed or vice versa to reduce interference between a set of reverse link signals. While any additional transmit power is required to transmit the pilot signal, the ratio of pilot channel power to total reverse link signal power is substantially lower than that associated with slow data rate digital voice data transmission cellular systems at high transmission rates. Thus, within a fast data rate CDMA system, the Eb / No gain obtained by using the coherent reverse link outweighs the additional power required to transmit pilot data from each subscriber device.
이득 조절기(152-158) 및 주증폭기(172)를 사용하면, 전술한 시스템의 높은 전송용량이 전송 시스템을 다양한 무선채널상태, 전송 속도 및 데이터 형태에 적합하게 함으로써 이용될 수 있는 가능성이 증대된다. 특히, 적절한 수신에 필요한 채널의 전송 파워는 시간에 따라 변화하며, 변화조건은 다른 직교채널에 독립적이다. 예를들어, 역방향 채널 신호의 초기 수신동안 파일럿 채널의 파워는 기지국에서 검출 및 동기화를 용이하게 하기 위하여 증가될 필요가 있다. 일단 역방향 링크 신호가 수신되면 파일럿 채널의 필요한 전송 파워는 실질적으로 감소하며 가입자 장치의 이동속도를 포함하는 다양한 인자에 따라 변화한다. 따라서, 이득 조절인자 A0의 값은 신호 수신동안 증가된후 통신이 진행되는 동안 감소된다. 다른 실시예에 있어서, 에러가 어느정도 허용된 정보가 순방향 링크를 통해 전송되거나 순방향 링크 전송이 수행되는 환경이 페이딩을 유발하지 않을 때, 이득 조절 인자 A1는 낮은 에러율로 파워 제어 데이터를 전송할 필요성이 감소함에 따라 감소될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 있어서, 파워 제어 조절이 불필요할 때마다 이득제어 인자 A1는 0으로 감소된다.Using gain regulators 152-158 and main amplifier 172 increases the likelihood that the high transmission capacity of the system described above can be utilized by adapting the transmission system to various radio channel conditions, transmission rates and data types. . In particular, the transmit power of the channel required for proper reception changes over time, and the change condition is independent of other orthogonal channels. For example, during initial reception of a reverse channel signal, the power of the pilot channel needs to be increased to facilitate detection and synchronization at the base station. Once the reverse link signal is received, the required transmit power of the pilot channel is substantially reduced and varies depending on various factors including the moving speed of the subscriber device. Thus, the value of gain adjuster A 0 is increased during signal reception and then decreased during communication. In another embodiment, gain control factor A 1 does not need to transmit power control data at a low error rate when the error-tolerant information is transmitted over the forward link or the environment in which the forward link transmission is performed does not cause fading. Can decrease as it decreases. In one embodiment of the invention, the gain control factor A 1 is reduced to zero whenever power control adjustment is unnecessary.
본 발명의 다른 실시예에 있어서, 각 직교채널 또는 전체 역방향 신호에 대한 이득제어 능력은 기지국(120) 또는 다른 수신 시스템이 순방향 링크 신호를 통해 전송되는 파워 제어 명령의 사용을 통해 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 이득조절을 변화시키도록 함으로써 더 향상된다. 특히, 기지국은 조절되는 특정 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 전송 파워를 요구하는 파워 제어 정보를 전송할 수 있다. 이것은 디지털화 음성 및 디지털 데이터와 같은 에러에 민감한 두가지형태의 데이터가 BPSK 및 QPSK 채널을 통해 전송될 때를 포함하여 여러 환경에서 유리하다. 이러한 경우에, 기지국(120)은 연관된 두 개의 채널에 대해 상이한 목표 에러율을 설정한다. 만일 채널의 실제 에러율이 목표 에러율을 초과한다면, 기지국은 실제 에러율이 목표 에러율에 도달할때까지 채널의 이득 제어를 감소시키기 위하여 가입자 장치를 제어한다. 이것은 경우에 따라 한 채널의 이득조절인자가 다른 채널에 비해 증가되도록 한다. 즉, 에러에 보다 민감한 데이터와 연관된 이득 조절인자는 에러에 덜 민감한 데이터에 연관된 이득 조절인자에 비해 증가된다. 다른 경우에, 전체 역방향 링크의 전송 파워는 가입자 장치(100)의 페이딩 조건 또는 이동 때문에 조절될 필요가 있다. 이 경우에, 기지국(120)은 단일 전력 제어 명령을 전송함으로써 상기와 같은 기능을 수행할 수있다. In another embodiment of the present invention, the gain control capability for each orthogonal channel or full reverse signal is determined by the use of a power control command transmitted by the base station 120 or other receiving system via the forward link signal. It is further improved by changing the gain control of the signal. In particular, the base station can transmit power control information that requires the transmit power of the particular channel or the entire reverse link signal to be adjusted. This is advantageous in many environments, including when two types of error-sensitive data such as digitized voice and digital data are transmitted over the BPSK and QPSK channels. In this case, base station 120 sets different target error rates for the two associated channels. If the actual error rate of the channel exceeds the target error rate, the base station controls the subscriber device to reduce the gain control of the channel until the actual error rate reaches the target error rate. This in some cases allows the gain control of one channel to be increased compared to the other. That is, gain adjusters associated with more error-sensitive data are increased compared to gain adjusters associated with less error-sensitive data. In other cases, the transmit power of the entire reverse link needs to be adjusted due to fading conditions or movement of the subscriber device 100. In this case, the base station 120 may perform the same function by sending a single power control command.
따라서, 4개의 직교채널의 이득이 개별적으로 그리고 서로에 관련하여 조절되도록 함으로써, 역방향 링크 신호의 전체 전송전력은 신호가 파일럿 데이터, 전력 제어 데이터, 시그널링 데이터 또는 다른 형태의 사용자 데이터인지의 여부에 따라 각 데이터 형태를 성공적으로 전송하는데 필요한 전력으로 유지될 수있다. 더욱이, 성공적인 전송은 각 데이터 형태에 대해 다르게 정의될 수있다. 필요한 최소량의 전력으로 전송하면, 가입자 장치의 제한된 전송 전력용량에 따라 기지국에 최대 량의 데이터가 전송될 수있으며 또한 가입자 장치간의 간섭이 감소된다. 이러한 간섭의 감소는 전체 CDMA 무선 셀룰라 시스템의 전체 통신 용량을 증대시킨다.Thus, by allowing the gains of the four orthogonal channels to be adjusted individually and in relation to each other, the overall transmit power of the reverse link signal depends on whether the signal is pilot data, power control data, signaling data or other forms of user data. Each data type can be maintained with the power required to successfully transmit it. Moreover, successful transmission can be defined differently for each data type. When transmitting at the minimum amount of power required, the maximum amount of data can be transmitted to the base station according to the limited transmit power capacity of the subscriber device and the interference between subscriber devices is reduced. This reduction in interference increases the overall communication capacity of the entire CDMA wireless cellular system.
역방향 링크 신호에 사용된 전력 제어 채널은 가입자 유니트로 하여금 초당 800 전력 제어비트의 속도를 포함하는 다양한 속도로 기지국에 전력 제어정보를 전송할 수 있도록 한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 전력 제어비트는 가입자 유니트에 정보를 전송하는데 사용되는 순방향 링크 트래픽 채널의 전송 전력를 증가시키거나 감소시키도록 기지국에 지시한다. 이 전력 제어비트는 일반적으로 CDMA 시스템내에 고속으로 전력을 제어하는데 유용하지만, 특히 데이터 전송을 수반하는 고속 데이터 속도 통신에서 유용한데, 그 이유는 디지털 데이터가 에러에 더 민감하고 고속 전송으로 인해 많은 양의 데이터가 아주 간단한 페이딩 상태 동안에도 손상되기 때문이다. 고속 역방향 링크 전송이 고속 순방향 링크 전송을 동반할 것이라고 가정하면, 역방향 링크를 통해 전력 제어의 고속 전송을 제공하는 것은 CDMA 무선 전기통신 시스템내에 고속 통신을 더욱 용이하게 한다.The power control channel used for the reverse link signal allows the subscriber unit to transmit power control information to the base station at various rates, including a rate of 800 power control bits per second. In a preferred embodiment of the present invention, the power control bit instructs the base station to increase or decrease the transmit power of the forward link traffic channel used to transmit information to the subscriber unit. This power control bit is generally useful for controlling power at high speeds within a CDMA system, but is particularly useful for high data rate communications involving data transmission, because digital data is more sensitive to errors and due to high speed transmissions. This is because its data is corrupted even during a very simple fading state. Assuming that high speed reverse link transmission will accompany high speed forward link transmission, providing high speed transmission of power control over the reverse link further facilitates high speed communication within a CDMA wireless telecommunication system.
본 발명의 대안적인 실시예에서, 특정 NR에 의해 정의된 일 세트의 엔코더 입력속도 ER은 특정 타입의 데이터를 전송하는데 사용된다. 즉, 데이터는 상응하게 조절된 관련 NR 을 통해, 최대 엔코더 입력속도 ER 또는 일 세트의 낮은 엔코더 입력속도 ER로 전송될 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 최대속도는 RS1-전속과 RS2-전속으로서 표 Ⅱ 및 Ⅲ에 대하여 참조된 IS-95 컴플라이언트 무선 통신시스템에 사용된 최대속도에 상응하며, 각각의 낮은 속도는 대략 다음 높은 속도의 절반정도이며, 전속, ㅍ속, ㅌ속, 및 ⅛속으로 이루어진 일 세트의 속도를 초래한다. 낮은 데이터 속도는 표 Ⅳ에 제공된 BPSK채널에서 속도 세트 1과 속도 세트 2에 대한 NR의 값으로 심볼 반복속도 NR을 증가시킴으로써 발생된다.In an alternative embodiment of the invention, a set of encoder input rates E R defined by a particular N R is used to transmit a particular type of data. That is, data can be transmitted at the maximum encoder input rate E R or a set of low encoder input rates E R , via a correspondingly adjusted associated N R. In a preferred embodiment of the present invention, the maximum speed corresponds to the maximum speed used in the IS-95 compliant wireless communication system referred to for Tables II and III as RS1-speed and RS2-speed, with each lower speed being approximately It is then about half of the higher speed, resulting in a set of speeds consisting of full speed, pin speed, ear speed, and ear speed. Low data rates are generated by increasing the symbol repetition rate N R to the values of N R for rate set 1 and rate set 2 in the BPSK channels provided in Table IV.
표 Ⅳ. RS1 및 RS2 속도 세트 (BPSK 채널에서)Table IV. RS1 and RS2 speed set (on BPSK channel)
QPSK 채널에 대한 반복속도는 BPSK 채널에 대한 반복속도의 두배이다. The repetition rate for the QPSK channel is twice the repetition rate for the BPSK channel.
본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 프레임의 데이터 속도가 이전 프레임에 대하여 변화할 때, 프레임의 전송 전력은 전송속도의 변화에 따라 조절된다. 즉, 낮은 속도 프레임이 높은 속도 프레임후에 전송될 때, 그 프레임에 대한 전송 채널의 전송 전력은 속도의 감소등에 비례하여 낮은 속도 프레임동안 감소된다. 예를 들면, 전속 프레임 전송동안에 채널의 전송 전력은 전송 전력 T이며, 다음의 ㅍ 속도 프레임 전송동안에 전송 전력은 전송전력 T/2이다. 감소는 프레임의 전체 존속기간동안 전송 전력을 감소시킴으로써 수행되지만, 일부 용장 정보가 "블랭크 아웃(blanked out)"되도록 전송 듀티사이클을 감소시킴으로써 수행될 수도 있다. 어떤 경우이든, 전송 전력 조절은 폐루프 전력 제어 메카니즘과 조합하여 이루어지며 그로인해 전송 전력은 기지국으로부터 전송된 전력 제어 데이터에 응답하여 더 조절된다. According to an exemplary embodiment of the present invention, when the data rate of the frame changes with respect to the previous frame, the transmit power of the frame is adjusted according to the change of the transmission rate. That is, when a low rate frame is transmitted after a high rate frame, the transmit power of the transmission channel for that frame is reduced during the low rate frame in proportion to a decrease in speed or the like. For example, during full frame transmission the transmit power of the channel is transmit power T, and during the next rate frame transmission the transmit power is transmit power T / 2. The reduction is performed by reducing the transmit power for the entire duration of the frame, but may be performed by reducing the transmit duty cycle such that some redundant information is "blanked out". In any case, the transmit power adjustment is made in combination with the closed loop power control mechanism so that the transmit power is further adjusted in response to the power control data transmitted from the base station.
도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 도 2의 RF 처리시스템(122) 및 복조기(124)의 블록도이다. 승산기(180a,180b)는 안테나(120)로부터 수신된 신호를 각각 동위상 수신 샘플 RI 및 직교위상 수신 샘플 RQ을 생성하는 동위상 사인곡선 및 직교위상 사인곡선을 통해 다운컨버팅한다. RF 처리시스템(122)은 아주 간단한 형태이며 신호는 널리 공지된 기술에 따라 매칭 필터링되고 디지털화(도시하지 않음)된다는 것이 이해될 것이다. 수신 샘플 RI 및 RQ는 복조기(124)내의 핑거 복조기(182)에 인가된다. 각 핑거 복조기(182)는 가입자 유니트(100)에 의해 전송된 역방향 링크 신호의 인스턴스를 처리하며, 이러한 인스턴스가 이용가능할 경우, 역방향 링크 신호의 각 인스턴스는 다중경로 현상을 경유하여 발생된다. 3개의 핑거 복조기가 도시되었지만, 다양한 수의 핑거 처리기의 사용은 단일 핑거 복조기(182)의 사용을 포함하는 본 발명과 일치한다. 각 핑거 복조기(182)는 전력 제어 데이터, BPSK 데이터, QPSKI 데이터 및 QPSKQ 데이터로 이루어진 일 세트의 소프트 결정 데이터를 생성한다. 각 세트의 소프트 결정 데이터는 시간 조절이 본 발명의 다른 실시예의 조합기(184)내에서 수행될 수 있다 하더라도, 대응 핑거 복조기(182)내에서 시간조절된다. 조합기(184)는 전력 제어 데이터, BPSK 데이터, QPSKI 데이터 및 QPSKQ 소프트 결정 데이터의 단일 인스턴스를 산출하기 위하여 핑거 복조기(182)로부터 수신된 소프트 결정 데이터 세트를 합산한다.5 is a block diagram of the RF processing system 122 and demodulator 124 of FIG. 2 configured in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. Multipliers 180a and 180b downconvert the signals received from antenna 120 via in-phase sinusoidal and quadrature sinusoids that generate in-phase received samples R I and quadrature received samples R Q , respectively. It will be appreciated that the RF processing system 122 is in a very simple form and the signals are matched filtered and digitized (not shown) according to well known techniques. Receive samples R I and R Q are applied to finger demodulator 182 in demodulator 124. Each finger demodulator 182 processes an instance of the reverse link signal sent by subscriber unit 100, and if such an instance is available, each instance of the reverse link signal is generated via a multipath phenomenon. Although three finger demodulators are shown, the use of various numbers of finger processors is consistent with the present invention, including the use of a single finger demodulator 182. Each finger demodulator 182 generates a set of soft decision data consisting of power control data, BPSK data, QPSK I data, and QPSK Q data. Each set of soft decision data is timed in the corresponding finger demodulator 182, although time adjustment may be performed in the combiner 184 of another embodiment of the present invention. The combiner 184 sums the soft decision data sets received from the finger demodulator 182 to produce a single instance of power control data, BPSK data, QPSK I data and QPSK Q soft decision data.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 도 5의 핑거 복조기의 블록도이다. RI 및 RQ는 처리될 역방향 링크 신호의 특정 인스턴스의 전송 경로에 의해 유도된 지연량에 따라서 시간 조절(190)을 이용하여 시간 조절된다. 롱 코드(200)는 승산기(201)를 이용하여 의사잡음 확산 코드 PNI 및 PNQ와 혼합되며, 결과적인 롱 코드 변조된 PNI 및 PNQ 확산 코드의 공액 복소수는 항(term) XI 및 XQ를 산출하는 승산기(202) 및 합산기(204)를 이용하여 시간 조절된 RI 및 RQ수신 샘플과 복소 승산된다. XI및 XQ항의 3개의 별도의 인스턴스는 월시 코드 W1,W 2 및 W3를 이용하여 각각 복조되고 월시 복조된 데이터는 4 대 1 합산기(212)를 이용하여 4개의 복조 칩을 통해 합산된다. XI 및 XQ 데이터의 제 4 인스턴스는 합산기(208)를 이용하여 4개의 복조 칩을 통해 합산되고, 이어서 파일럿 필터(214)를 이용하여 필터링된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 파일럿 필터(214)는 합산기(208)에 의해 수행된 일련의 합산을 통해 평균작업(averaging)을 수행하지만, 다른 필터링 기술 역시 당업자에게 명백할 것이다. 필터링된 동위상 및 직교위상 파일럿 신호는 소프트 결정 전력 제어 및 BPSK 데이터를 산출하기 위해 승산기(216) 및 가산기(217)를 이용하여 공액 복소 승산을 통해 BPSK 변조된 데이터에 따라 W1,W2월시 코드 복조된 데이터를 위상 회전 및 스케일링하는데 사용된다. W3 월시 코드 변조된 데이터는 소프트 결정 QPSK 데이터를 산출하기 위해 승산기(218) 및 가산기(219)를 이용하여 QPSK 변조된 데이터에 따라 동위상 및 직교위상 필터링된 파일럿신호를 이용하여 위상 회전된다. 소프트 결정 전력 제어 데이터는 전력 제어 소프트 결정 데이터를 산출하는 384대1 합산기(222)에 의해 384 변조 심볼을 통해 합산된다. 이어서 위상 회전된 W2 월시 코드 변조된 데이터, W3 월시 코드 변조된 데이터, 및 전력 제어 소프트 결정 데이터는 조합하는데 이용될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 인코딩 및 디코딩은 마찬가지로 전력 제어 데이터에 대하여 수행된다.6 is a block diagram of the finger demodulator of FIG. 5 configured in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. R I and R Q are time adjusted using time adjustment 190 in accordance with the amount of delay induced by the transmission path of the particular instance of the reverse link signal to be processed. The long code 200 is mixed with the pseudonoise spreading codes PN I and PN Q using the multiplier 201, and the conjugate complex numbers of the resulting long code modulated PN I and PN Q spreading codes are term X I and A multiplier 202 and a summer 204 that yield X Q are then complex multiplied with the timed R I and R Q received samples. Three separate instances of the X I and X Q terms are demodulated using Walsh codes W 1 , W 2 and W 3 respectively, and the Walsh demodulated data is passed through four demodulation chips using a four-to-one summer 212. Are added together. The fourth instance of the X I and X Q data is summed through four demodulation chips using summer 208 and then filtered using pilot filter 214. In a preferred embodiment of the present invention, pilot filter 214 performs averaging through a series of summations performed by summer 208, although other filtering techniques will be apparent to those skilled in the art. The filtered in-phase and quadrature pilot signals are W 1 , W 2 Walsh according to the BPSK modulated data through conjugate complex multiplication using multiplier 216 and adder 217 to produce soft decision power control and BPSK data. Code demodulated data is used to phase rotate and scale. The W 3 Walsh code modulated data is phase rotated using in-phase and quadrature filtered pilot signals in accordance with the QPSK modulated data using multiplier 218 and adder 219 to produce soft decision QPSK data. Soft decision power control data is summed via 384 modulation symbols by a 384 to 1 summer 222 that yields power control soft decision data. The phase rotated W 2 Walsh code modulated data, W 3 Walsh code modulated data, and power control soft decision data can then be used to combine. In another embodiment of the present invention, encoding and decoding are likewise performed on power control data.
위상 정보를 제공하는 것에 더하여, 파일럿은 타이밍 트랙킹을 용이하게 하기 위하여 수신 시스템내에 사용될 수도 있다. 타이밍 트랙킹은 처리되는 현재 수신 샘플의 하나의 샘플 시간 이전(초기), 및 하나의 샘플시간 이후(나중)에 수신된 데이터를 처리함으로써 수행된다. 실제 도달시간과 가장 근접하게 매칭하는 시간을 결정하기 위하여, 초기 및 나중 샘플 시간에서의 파일럿 채널의 진폭이 가장 큰 것을 결정하기 위하여 현재 샘플 시간에서의 진폭과 비교될 수 있다. 인접샘플 시간중 하나에서의 신호가 현재 샘플 시간에서의 신호보다 더 클 경우, 타이밍은 최상의 복조 결과가 얻어질 수 있도록 조절될 수 있다.In addition to providing phase information, a pilot may be used in the receiving system to facilitate timing tracking. Timing tracking is performed by processing the received data before (initial) and after one (time) one sample time of the current received sample being processed. To determine the closest match to the actual arrival time, the amplitude at the current sample time may be compared to determine that the amplitude of the pilot channel at the initial and later sample times is the largest. If the signal at one of the adjacent sample times is larger than the signal at the current sample time, the timing can be adjusted to obtain the best demodulation result.
도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 디코더(128) 및 QPSK 채널 디코더(126)(도 2)의 블록도이다. 조합기(184)(도 5)로부터의 BPSK 소프트 결정 데이터는 수신된 프레임내에 6,144/NR 복조 심볼의 제 1 시퀀스를 저장하는 누산기(240)에 의해 수신되며, 여기서 NR은 상기한 바와같이 BPSK 소프트 결정 데이터의 전송 속도에 의존하고 대응하는 저장 및 누산된 심볼에 프레임내에 포함된 6,144/NR 복조 심볼의 각 연속 세트를 가산한다. 블록 디인터리버(242)는 가변시작점 합산기(240)로부터 누산된 소프트 결정 데이터를 디인터리빙하고, 비터비 디코더(244)는 CRC 검사 합 결과와 아울러 하드 결정 데이터를 생성하기 위하여 디인터리브된 소프트 결정 데이터를 디코딩한다. QPSK 디코더(126)내에서 조합기(184)(도 5)로부터의 QPSKI 및 QPSKQ 소프트 결정 데이터는 디멀티플렉서(246)에 의해 단일 소프트 결정 데이터 스트림으로 디멀티플렉싱되며, 단일 소프트 결정 데이터 스트림은 매 6,144/NR 복조 심볼을 누산하는 누산기(248)에 의해 수신되며, 여기서 NR은 QPSK 데이터의 전송 속도에 의존한다. 블록 디인터리버(250)는 가변 시작점 합산기(248)로부터 소프트 결정 데이터를 디인터리빙하고, 비터비 디코더(252)는 CRC 검사 합 결과치와 함께 하드 결정 데이터를 생성하기 위하여 디인터리빙된 변조 심볼을 디코딩한다. 심볼 반복이 인터리브전에 수행되는 도 3에 대하여 상술한 다른 예시적인 실시예에서, 누산기(240,248)는 블록 디인터리버(242,250) 후에 놓여진다. 특정 세트는 공지되지 않은 속도 세트의 사용을 포함하는 본 발명의 실시예에서, 각각은 상이한 전송속도로 동작하며, 계속 사용되기 위하여 전송속도에 연관된 프레임은 CRC 검사합 결과를 기초로하여 선택된다. 다른 에러 검사 방법의 사용은 본 발명의 실시와 일치된다.7 is a block diagram of a BPSK channel decoder 128 and a QPSK channel decoder 126 (FIG. 2) configured in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. BPSK soft decision data from combiner 184 (FIG. 5) is received by accumulator 240, which stores a first sequence of 6,144 / N R demodulation symbols in a received frame, where N R is as described above. Depending on the transmission rate of the soft decision data, add each successive set of 6,144 / N R demodulation symbols contained in the frame to the corresponding stored and accumulated symbols. The block deinterleaver 242 deinterleaves the accumulated soft decision data from the variable start point adder 240, and the Viterbi decoder 244 deinterleaves the soft decision data to generate the hard decision data as well as the CRC check sum result. Decode the data. In QPSK decoder 126, QPSK I and QPSK Q soft decision data from combiner 184 (FIG. 5) is demultiplexed by demultiplexer 246 into a single soft decision data stream, with a single soft decision data stream every 6,144. Received by accumulator 248, which accumulates the / N R demodulation symbol, where N R depends on the transmission rate of the QPSK data. The block deinterleaver 250 deinterleaves the soft decision data from the variable start point adder 248, and the Viterbi decoder 252 decodes the deinterleaved modulation symbol to generate hard decision data with the CRC check sum result. do. In another exemplary embodiment described above with respect to FIG. 3 where symbol repetition is performed before interleaving, accumulators 240 and 248 are placed after block deinterleavers 242 and 250. In certain embodiments of the present invention involving the use of an unknown rate set, each operates at a different rate, and the frames associated with the rate are selected based on the CRC checksum result for continued use. The use of other error checking methods is consistent with the practice of the present invention.
그러므로, 다중 채널, 높은 속도, CDMA 무선통신 시스템이 기술되었다. 상세한 설명은 어느 당업자가 본 발명을 사용할 수 있도록 하기 위해 제공된다. 이들 실시예에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백할 것이며, 여기에 한정된 일반 원리들은 발명적 기능의 사용없이 다른 실시예에 적용될 수 있을 것이다. 그러므로, 본 발명은 여기에 도시된 실시예에 한정되는 것은 아니며, 여기에 기술된 원리 및 신규한 특징들과 일치하는 폭넓은 범위가 허용될 것이다.Therefore, a multi-channel, high speed, CDMA wireless communication system has been described. The detailed description is provided to enable any person skilled in the art to use the invention. Various modifications to these embodiments will be apparent to those skilled in the art, and the generic principles defined herein may be applied to other embodiments without the use of inventive features. Therefore, the present invention is not limited to the embodiments shown herein, but a wide range of consistent with the principles and novel features described herein will be permitted.
Claims (70)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (en) | 1996-05-28 | 1997-05-28 | Subscriber unit for cdma wireless communication system |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US654,443 | 1996-05-28 | ||
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (en) | 1996-05-28 | 1997-05-28 | Subscriber unit for cdma wireless communication system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20000016230A KR20000016230A (en) | 2000-03-25 |
KR100476120B1 true KR100476120B1 (en) | 2005-05-16 |
Family
ID=43667030
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (en) | 1996-05-28 | 1997-05-28 | Subscriber unit for cdma wireless communication system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100476120B1 (en) |
-
1997
- 1997-05-28 KR KR10-1998-0709800A patent/KR100476120B1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20000016230A (en) | 2000-03-25 |
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