KR100315258B1 - 에스알엠 구동용 엔코더장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 스위치드 릴럭턴스 전동기(Switched Reluctance Motor) 구동용 엔코더장치에 관한 것으로, 종래의 상 스위치 ON/OFF 방식이 마이크로프로세서의 샘플링 주기에 의해 그 정도가 크게 좌우되고, 특히 고속에서 SRM의 정상상태 운전이 불안전하게 되는 문제점을 해결한 것이다. 이를 위해 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더장치는, 전동기의 회전축과 맞물려 회전하도록 구성된 원판과; 상기 원판이 회전시 SRM 구동용 인버터를 구성하는 스위칭소자의 게이트신호의 온(on) 시간과 동일한 주기를 갖는 펄스를 출력하도록 상기 원판상에 형성시킨 제1패턴(FW)과; SRM의 인덕턴스 프로파일을 참고하여 SRM의 정/역운전시 동일한 게이트신호를 형성하도록 상기 제1패턴과 적당한 위상차를 가지며, 상기 제1패턴의 내측에 형성시킨 제2패턴(BW)과; 회전에 따라 상기 제1패턴과 제2패턴이 발생하는 출력신호(FW, BW 신호)를 상기 SRM의 상 수(number of phase)와 동일한 개수를 갖는 게이트신호로 가공하여, 상기 게이트신호가 SRM 구동용 인버터 스위칭소자를 순차적으로 온(on)시켜 상기 SRM을 구동시키도록 하는 논리회로를 포함하여 구성된다. 이상과 같은 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더장치를 이용하여 SRM 제어기를 설계하면 스위치 ON, OFF각 지연이 SRM의 운전속도와 관계없이 항상 일정하므로 이를 적절히 보상시켜주면 항상 정확한 위치에서 ON·OFF스위칭을 행할 수 있어 광범위한 속도영역에서 안정된 운전이 가능할 뿐만 아니라, 정·역운전도 가능하다는 이점이 발생한다. 또한, SRM 제어기에 고속의 마이크로프로세서가 필요없으며, 저가형의 엔코더를 이용하므로 SRM 구동시스템의 안정화·저가화를 실현할 수 있다는 이점이 발생한다. 따라서, SRM의 실용화 가능성이 한층 제고된다.

Description

에스알엠 구동용 엔코더장치{encoder system for srm driving}

본 발명은 스위치드 릴럭턴스 전동기(Switched Reluctance Motor)의 구동장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 정확한 위치에서 ON/OFF 스위칭을 행할 수 있고, 광범위한 속도영역에서 안정된 운전을 가능하게 하는 SRM 구동용 엔코더장치에 관한 것이다.

전력용 반도체 소자의 기술 개발이 급속히 이루어짐에 따라 고속 스위칭과 소자의 대용량화가 가능하게 되고, 산업의 메카트로닉스화에 따라 다기능, 고성능을 가진 전동기의 개발이 활발히 이루어지고 있다. 스위치드 릴럭턴스 전동기(이하 SRM이라 함)는 단일여자기기(singly excited machine)로 구조가 간단하고 저렴하며 각 상의 분리로 단락사고(shoot-through fault)에 대해 안정적이며, 직류전동기의 속도-토크 특성을 가지고 있고 넓은 속도가변범위 및 고속, 정 역 회전특성이 우수하고 강인하다는 특성을 가지고 있다. SRM에 대한 연구는 선진국을 중심으로 가전기기, 전기자동차, 항공기 및 산업전반에 그 응용영역을 확대해 가는 연구와 개발이 진행되고 있다.

SRM은 전자기적인 구조가 간단하고, 고효율, 고토크/관성비, 넓은 범위에서의 가변속운전 등의 장점을 가진 전동기구로서 가전기기, 전기자동차, 항공기 및 산업전반에 그 응용영역을 확대해 가는 연구와 개발이 진행되고 있다.

SRM의 구동원리는 여자된 자기회로의 자기저항이 최소가 되는 방향으로 회전자가 힘을 받게 됨으로써 회전력이 발생하게 된다. 이와 같은 현상은 계에 저장된 에너지를 기계적 에너지로 변환함으로써 계의 에너지를 최소화하려는 물리적 의미를 내포하는 것이다. 이와 같은 원리를 이용한 장치로는 간단한 액추에이터로서 인양자석, 선형 솔레노이드, 계전기, 스텝 스위치 등이 이에 속한다.

SRM은 릴럭턴스 토크를 극대화하기 위해 회전자와 고정자가 모두 돌극형(salient-pole type)의 구조를 가지며 권선은 고정자에만 집중권으로 감겨 있어 여자전원을 단속적이면서 순차적으로 각 상권선에 인가하여 구동시킨다.

SRM의 고정자 상권선은 회전자위치와 동기되어 여자되어야 하는 토크 발생기구의 특성상 회전자 위치각에 대한 정보가 필수적이다. 회전자 위치각의 검출은 일반적으로 엔코더나 레졸버를 사용하나, 이러한 기계적인 외부 위치센서의 분해능이 높을수록 단가가 상승하게 되는 문제점이 있다. 따라서 종래에는 설치비용에 대한 부담을 줄이기 위해서 저가형 엔코더를 사용하거나, 또는 이를 완전히 제거하기 위한 센서리스 구동에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 이러한 종래의 기술은 SRM을 구동하는 인버터의 각 상의 스위치를 ON/OFF시키기 위해 마이크로프로세서를 이용하고 있다. 그러나 마이크로프로세서에 의한 SRM의 제어방식에서 상 스위치의 ON/OFF 정도(精度)는 엔코더의 분해능뿐만 아니라 마이크로프로세서의 샘플링 주기에 의해 제약을 받게 되는 문제점이 있다. 더욱이 이 경우, 전동기의 운전속도가 고속이 될수록 마이크로프로세서에 의한 상 스위치 ON/OFF각의 정확도는 더욱 떨어지게 되어 정상운전상태가 불안전하게 되는 문제점이 있다.

SRM은 릴럭턴스 토크를 동력화한 전동기로, 이를 최대한 이용하기 위하여 보통 고정자와 회전자 모두 돌극형 구조로 하고 고정자에만 집중권으로 권선이 감겨져 있다. 이때 토크는 자기회로의 릴럭턴스가 최소화되는 방향으로 발생하며, 상당 발생토크의 크기는 다음 식(1)에서와 같이 상권선에 흐르는 전류 i 의 제곱과 회전자 위치각 θ에 대한 인덕턴스L의 변화율에 비례한다.

따라서 인덕턴스의 변화율이 최대가 되도록 하고 각 상스위치의 ON/OFF 시점에서 부하에 대응하는 전류의 확립과 소호를 신속히 하여 토크 발생 구간을 최대한 활용하여야 한다. SRM의 고정자 권선에 전압을 인가할 경우 상당 전압방정식은 다음 식(2)와 같다.

단,: 회전자의 기계적인 각속도 [rad/s]

도1은 상 인덕턴스와 상스위치의 ON/OFF각 변화에 따른 상전류 파형(A,B,C)을 나타내고 있다. 도1에서 θ _min 과 θ _max 는 각각 고정자와 회전자의 극이 서로 겹쳐지기 시작하여 완전히 일치할 때의 회전자 각도를 나타낸다. 도1(a)는 스위치 OFF각()을 고정시켜 두고 ON 각도(,,)를 가변시킨 경우로써, ON각이 변하면 토크 발생구간의 시작점에서 확립된 전류의 크기는 각기 다르며 이 값은 전동기의 권선저항을 무시하면 거의 ON 각도(,,)에 비례한다. 또한, 3개의 파형(A, B, C) 중 A 및 C의 상전류 파형은 토크 발생구간에서 전류의 변화율이 정(正) 또는 부(負)가 되므로 발생 토크도 일정하지 않고 토크 맥동도 심하다. 그러나 토크 발생 구간에서 일정한 전류를 가지는 B의 상전류 파형은 인덕턴스의 변화율이 일정하면 평활한 토크를 발생하고 토크 맥동이 적어 전동기를 효율적으로 운전하기 위한 기준전류가 된다.

도1(b)는 스위치 ON각()을 고정하여 두고 OFF각(,,)을 가변시킨 경우로써, OFF각(,,)이 최대 인덕턴스 점에 가까울수록 토크 발생영역의 활용도가 높아져서 정 토크의 발생에 유리하나, 너무 크게 하면 부 토크의 영향을 받을 수 있어 토크 맥동을 유발하고 기계적 출력이 오히려 감소할 수 있다. 그러므로 부하토크와 운전속도에 관계없이 상전류의 형상이 평활한 전류가 되도록 스위치 ON각을 결정하고 부 토크가 발생하지 않도록 OFF 각도를 조정하여야 릴럭턴스토크를 효과적으로 이용할 수 있으며 맥동이 작은 토크를 얻을 수 있다.

이상과 같은 방식에 의해 지금까지 널리 사용되고 있는, 종래의 SRM 제어기의 일반적인 구성을 도2에 간략히 나타내었다.

도2를 살펴보면, 제어기(10), IGBT 모듈을 사용한 인버터(20), 전류 및 위치센서(40), 전동기(30) 등으로 구성되어 있다. 상기 제어기(10)는 상전류(i)를 제어하기 위한 PWM발생기(5), 속도제어기(3), 엔코더(40)의 출력신호에 의한 속도계산기(9) 등으로 구성되어 있다. 그리고 상기 속도제어기(3)는 기준속도(W^*)와 실제속도(W)의 차이(1)를 제어하여 기준토크(T^*)를 만든다. 이 기준토크(T^*)와 검출된 회전자 위치각(θ)에 의해 원하는 토크를 발생시킬 수 있는 기준전류(i^*)를 테이블(7)로부터 구한다. 또한 각각의 전류제어기는 기준전류(i^*)와 전류센서를 통해 얻어진 상전류(i)를 비교하여 실제 전류가 기준전류(i^*)를 추종하게 한다.

이와 같은 일반적인 구동시스템에서 SRM은 회전자 위치각에 따라 스위칭이 이루어져야 하므로 회전자의 위치정보가 필수적이다. 일반적으로 회전자 위치각은 레졸버(resolver)나 엔코더(encoder)를 전동기 축에 장치하여 검출하는 것이 보통이며, 특히 단가를 고려하여 증분형 엔코더(incremental encoder)를 사용하는 것이 보통이다. 이 증분형 엔코더(incremental encoder)에 의해 위치에 따른 출력펄스수를 증감형 계수기(up or down-counter)에 의해 디지털 값으로 얻으며, 이를 이용하여 마이크로프로세서에 의해 각 상의 신호를 제어하게 된다.

그러나 이러한 상스위치 ON/OFF 제어방식은 마이크로프로세서의 샘플링 주기에 의해 그 정도(精度)가 크게 좌우되며, 특히 고속으로 갈수록 정도(精度)는 낮아지게 되어 SRM의 정상상태 운전이 불안전하게 될 수 있다는 문제점이 있다. 따라서 이러한 제어기는 일반적으로 고속의 DSP로 구현하여 샘플링 주기를 크게 줄이고 있으나, 안정된 운전을 위한 최대속도에는 한계가 있다. 또한, 고속의 DSP를 사용하기 때문에 제어기의 가격이 비싸지게 되어 SRM의 보급을 저해하는 요소로 작용한다는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 SRM의 안정 구동에 적합한 저가형의 SRM 구동용 광학식 엔코더장치의 제공을 목적으로 한다.

도1은 스위칭소자의 ON 및 OFF각 변화에 따른 상전류 파형도.

도2는 종래 기술에 따른 SRM 제어기의 블럭도.

도3은 SRM의 속도에 따른 스위칭각의 변화.

도4는 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더.

도5는 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더의 출력파형.

도6은 본 발명에 따른 SRM 제어기의 실시예.

도7은 본 발명의 검증에 사용된 SRM의 구조와 인덕턴스 프로파일 및 구동용 인버터회로도.

도8은 본 발명에 따른 전류제어기의 블럭도 및 동작파형.

도9는 본 발명에 따른 전압제어기의 블럭도 및 동작파형.

도10은 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더에 의한 SRM의 정/역회전시 각 상의 게이트신호.

도11은 SRM이 6000rpm 일 때 스위칭소자의 게이트신호 및 상전류 파형.

도12는 SRM이 1800rpm 일 때 스위칭소자의 게이트신호 및 상전류 파형.

도13은 종래기술과 본 발명에서의 상전류 파형 비교.

도14는 본 발명에 따른 SRM 기동시 속도 및 전류파형.

도15는 본 발명을 적용한 SRM의 부하토크 가변시 상전류 파형.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

10 : 제어기 20 : PWM 인버터

30 : 전동기 50 : 80196KB

55 : 전류제어기 60 : 전압제어기

65, 69 : 디코더 67 : 카운터

73 : 아날로그 스위치 80 : 클래식 인버터

상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더장치는, 전동기의 회전축과 맞물려 회전하도록 구성된 원판과; 상기 원판이 회전시 SRM 구동용 인버터를 구성하는 스위칭소자의 게이트신호의 온(on) 시간과 동일한 주기를 갖는 펄스를 출력하도록 상기 원판상에 형성시킨 제1패턴(FW)과; SRM의 인덕턴스 프로파일을 참고하여 SRM의 정/역운전시 동일한 게이트신호를 형성하도록 상기 제1패턴과 적당한 위상차를 가지며, 상기 제1패턴의 내측에 형성시킨 제2패턴(BW)과; 회전에 따라 상기 제1패턴과 제2패턴이 발생하는 출력신호(FW, BW 신호)를 상기 SRM의 상 수(number of phase)와 동일한 개수를 갖는 게이트신호로 가공하여, 상기 게이트신호가 SRM 구동용 인버터 스위칭소자를 순차적으로 온(on)시켜 상기 SRM을 구동시키도록 하는 논리회로를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

또한, 상기 논리회로는, FW 신호와 BW 신호의 논리적인 관계로부터, FW 신호와 동일한 주기를 갖으며 SRM의 정회전에 이용가능한 동기신호를 추출하는 정회전용 클럭신호와, BW 신호와 동일한 주기를 갖으며 SRM의 역회전에 적합한 동기신호로 이용할 수 있는 역회전용 클럭신호를 추출하는 클럭추출회로와; 상기 클럭추출회로의 출력신호에 동기하여 인버터의 스위칭소자를 순차적으로 온시키는 게이트신호로 가공하는 순차회로를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

또한, 상기 순차회로는, 상기 클럭추출회로의 출력을 클럭입력신호로 하여 카운트하는 카운터와; 상기 카운터의 출력을 디코딩하여 SRM 상의 수와 동일한 수의 연속적인 순차신호로 변환하는 디코더를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

또한, 상기 클럭추출회로는, FW 신호와 BW 신호의 논리적인 관계를 디코딩하는 디코더와; 상기 디코더의 출력중 정회전용 신호와 역회전용 신호를 선택하는 선택회로를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

또한, 상기 선택회로는, 아날로그 스위치를 이용하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부한 수식과 도면을 참조하여 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더장치를 상세히 설명한다.

마이크로프로세서를 사용하여 SRM의 상스위치를 제어할 경우 그 제어정도는 엔코더의 분해능()과 샘플링 주기 동안에 회전자 위치각의 변화()에 의해 결정된다. 즉, 회전당 펄스수가 N_p인 엔코더에서 기계적 위치각 분해능은 전동기의속도와 무관하며 그 값은 다음 식(3)과 같다.

또한 샘플링 주기 동안에 회전자 위치각(θ)의 변화()는 전동기의 속도에 좌우되며 그 값은 다음 식(4)와 같다.

T_s: 마이크로프로세서의 샘플링 주기 [s]

마이크로프로세서를 사용한 상스위치 제어 방식에서 ON, OFF각 변동분()는 엔코더의 분해능과 마이크로프로세서의 샘플링 주기에 의해 결정되며, 그 값은 상기 식(3)과 상기 식(4)로부터 다음 식(5)와 같이 주어진다.

상기 식(5)로 주어지는 ON, OFF각 변동의 크기를 전동기 속도에 따라 도식적으로 나타내면 도3과 같다.

도3을 살펴보면, 속도가 증가함에 따라 샘플링에 의한 오차는 6T_s의 기울기로 증가한다. 또한 엔코더의 분해능과 마이크로프로세스의 위치각 변동이 정수배로 나타나지 않으면 스위칭각 제어에는 저차 고조파성분이 나타나게 된다. 이로인하여 SRM의 토크에도 동일한 저차고조파 성분이 나타나게 되어 안정화 운전에 악영향을 미치게 된다.

일반적으로 전동기의 속도가 저속인 경우에는 샘플링에 의한 위치각 변동이 엔코더의 각도 분해능( ₎ 보다 작으므로 ON/OFF각의 변동은 샘플링에 의한 위치각 변동에 지배를 받고, 그 정도는 엔코더의 분해능에 의해 지배를 받게 된다. 그러나 전동기의 속도가 고속이 될수록 엔코더의 분해능은 변동이 없으나 샘플링에 의한 위치각 변동은 크게 나타나게 되며, 이 경우 ON/OFF각의 변동은 샘플링에 의한 위치각 변동에 지배를 받고, 그 정도는 엔코더의 분해능에 의해 지배를 받게 된다. 따라서 엔코더가 갖고 있는 정도와 유사한 분해능을 갖는 ON/OFF 각을 제어하기 위해서는 고속의 샘플링이 요구되며, 이를 위해서는 고성능을 갖는 마이크로프로세서가 필수적이다. 이러한 고속의 마이크로프로세서의 도움을 받지 않고 고정도의 상스위치를 제어하기 위해서는 특별한 제어기법이 필요하다.

따라서, 본 발명에서는 간단한 엔코더를 이용하여 상스위치의 온, 오프를 정밀하게 제어하기 위하여 도4와 같은 형태의 SRM 구동용 엔코더를 개발하였다.

도4를 살펴보면, 원판에 두 개의 펄스열인 FW 패턴과 BW 패턴이만큼 위상차를 가지고 배치되어 있으며, 도4에는 도시하지 않았지만 각 펄스열(FW, BW)에 설치된 2개의 포토커플러는 동일한 위치에 설치되는 구조로 구성하였다.

상기 포토커플러는 발광소자와 수광소자로 되어 있어 전동기의 축에 맞물려 엔코더의 FW 패턴과 BW 패턴이 회전시 FW 펄스와 BW 펄스를 발생시키기 위한 것으로, 대부분의 광학적 엔코더와 본 발명에 따른 엔코더는 기본원리면에서 유사하다. 다만 본 발명에서는 FW 패턴과 BW 패턴을 구성하는데 있어, SRM 구동용으로 이용하기 위해, 두 패턴(FW,BW)의 위상차를 일률적이 아닌 SRM 인턱턴스 프로파일을 참조하여 결정하고, 그에 맞게 구성해야 한다는 것이 보통의 엔코더와 차이점이다. 종래의 대다수 엔코더는 패턴이 이중 또는 삼중으로 되어 있지만 패턴간의 위상차는로 일률적이다. 그리고 상기 FW 패턴은 정회전을 위해, BW 패턴은 역회전을 위해 사용된다.

본 발명에 따른 엔코더의 펄스의 주기(δ)는 다음 식(6)에 의해 결정된다.

단, P_s: 고정자의 극수, P_r: 회전자의 극수

상기 식(6)에 따라서, 제어하고자 하는 SRM의 고정자 극수와 회전자 극수가 정해지면 상기 식(6)에 대입하여 δ값을 구하고 이에 맞게 엔코더의 FW 패턴을 구성하여야 한다. 물론 기성품으로 시판되고 있다면 식(6)에 의한 계산값을 갖는 엔코더를 구입하여 제어에 이용하면 될 것이다.

상기 식(6)의 펄스폭(δ)은 후술하겠지만 SRM에서 연속적인 토크를 발생시키기 위해 SRM 구동용 인버터의 한 상이 담당해야 할 위치각의 폭이 된다. 그러므로 엔코더 외부 펄스열(FW)에 대한 내부 펄스열(BW)의 위상차()는 SRM의 역회전 운전시 적절한 ON/OFF각을 설정하기 위한 각도가 되며, 이는 SRM의 인덕턴스 프로파일에 의해 결정된다. 따라서, 본 발명에 따른 엔코더를 구성하기 위해서는 제어하고자하는 SRM의 인턱턴스 프로파일을 사전에 알고 있어야 하며, 이 프로파일에 의해 엔코더의 FW 패턴과 BW 패턴의 위상차()를 적절히 결정하여 구성하여야 한다.

엔코더의 FW상 펄스에는 두 개의 정보가 있다. 그 첫째는 펄스의 상승 edge의 위치각이며, 이 각은 SRM 구동용 인버터의 상스위치 ON 및 OFF 용으로 이용된다. 두 번째 정보는 펄스폭이 되며, 이 값은 상기 상스위치 ON 유지각으로 사용된다.

도5는 8/6극 SRM의 한 상(A상)에 대한 인덕턴스 프로파일(L_A)과 엔코더의 FW상 및 BW상 신호와 이때의 게이트신호(Phase A FW, Phase A BW)를 나타낸 것이다. 도5에서 β는 SRM의 인덕턴스 프로파일의 주기를 나타내며 그 값은 다음 식(7)과 같다.

상 인덕턴스 프로파일의 최대점으로부터 상 스위치의 ON각이 되는 α는 전동기의 운전조건이나 인덕턴스 프로파일에 의해 설정되는 값이며, ON각이 주어지면 OFF각은 자동적으로 주어진다. 또한 ε은 각 상 인덕턴스의 최대점을 기준으로 한 상 스위치의 OFF각으로서, α와 δ에 의해 결정되며 그 관계식은 다음 식(8)과 같다.

엔코더의 BW상은 역회전시 상스위치 ON, OFF를 위해서 사용되며, FW상과 BW상의 위상차인에 의해 인덕턴스 프로파일 상에서 임의의 상스위치 ON각을 설정할 수 있다. 또한 FW상과 BW상을 기존의 엔코더의 정, 역 판정회로를 그대로 적용하여 회전방향을 감지할 수 있다.

도4에 도시된 엔코더에 의해 전동기의 정회전을 위해서는 Set_FW를 기준으로 각 상스위치를 FW상 클럭으로 4카운트마다 ON 신호로 사용하면 된다. 전동기의 역회전을 위해서는 Set_BW를 기준으로 각 상스위치를 BW상 클럭으로 4 카운트마다 ON 신호로 사용하면 된다. 전동기의 정, 역회전 판정은 FW, BW상을 이용하여 기존의 엔코더에서 사용하는 방식을 그대로 사용한다.

다음으로, 본 발명에 따른 SRM 구동용 엔코더를 SRM의 회전속도와 위치검출에 이용한 SRM 제어기에 대해서 설명한다. SRM 제어기의 실시예를 도6에 블럭도로 나타내었다. 그리고 실험을 통해 본 발명에 따른 엔코더와 이를 이용한 SRM 제어기의 성능에 대해서 설명한다.

실험에 사용된 SRM은 고정자와 회전자의 극이 8/6이고 400W, 3000rpm, 160V 기기로서 도7(a)와 같은 구조를 가지며, 이를 구동시키기 위해 도7(c)와 같은 기존의 클래식 인버터를 사용하였다. 이 전동기의 인덕턴스 프로파일은 도7(b)와 같으며, 이것은 회전자를 1°씩 변화시켜가면서 전류한계치를 7[A]로 하고 이 한계치에 도달할 때까지 전압펄스를 인가하여 그때의 전류파형을 오실로스코프로 측정한 뒤, 전동기의 권선저항을 고려하여 측정한 전압 및 전류데이터에 의해 인덕턴스를 계산하였다. 따라서 얻어진 인덕턴스 프로파일은 SRM의 다이나믹 운전특성을 나타낼 수 있는 비교적 정확한 값이라 할 수 있다.

다음으로, 상기 도7(a), 7(b)와 같은 특성을 지닌 SRM의 회전속도와 위치검출용으로 사용할 엔코더의 FW 패턴의 펄스폭인 δ값과 FW 패턴과 BW 패턴의 위상차인은 앞서의 식(6)과 도7(b)의 인덕턴스 프로파일을 참조하여 결정하고, 이 결정된 값에 맞게 엔코더를 구성하였다. 8/6극 SRM이므로 상기 식(6)에 대입하면 δ=가 된다. 따라서, δ=로 하여 FW을 구성하였다. 그리고는 적당히 설정하였다.

다음으로, 도6을 참조하여 SRM 제어기의 구성을 자세히 설명한다.

도6을 간략히 살펴보면, 크게 좌측의 제어기와 우측의 인버터(80)가 있고, 다시 제어기는 마이크로컨트롤러인 80196KB(50)와, 80196KB(50)에서 외부 입력을 받아들이기 위한 주변회로(71, ABS, COMP)와, 80196KB(50)의 출력신호를 이용하여 인버터(80)를 제어하는 전류제어기(55)와 전압제어기(60), 그리고 디코더(65,69)와 아날로그 스위치(73), 카운터(67)를 이용한 디지털 논리회로로 구성되어 있다.

FW와 BW 신호가 제1디코더(65)와 클럭발생회로(71)와 80196KB(50)의 HSI0, HSI1 단자로 입력되고, 제1디코더(65)의 D0출력과 D2출력이 아날로그 스위치(73)의 입력측으로 연결되고, 이 아날로그 스위치(73)의 출력은 카운터(67)의 클럭단자로 입력된다. 상기 아날로그 스위치(73)는 80196KB(50)의 P1.3 단자 출력신호의 제어를 받아 제1디코더(65)의 D0출력과 D2출력중 어느 하나를 선택하여 카운터(67)로 출력한다. 상기 80196KB(50)의 P1.3 단자의 출력신호는 정방향/역방향을 선택하는선택신호(Dir)이다.

상기 클럭발생회로(71)는 80196KB(50)에서 엔코더를 이용한 속도계산법인 M/T 기법에 의해 전동기의 속도를 측정하기 위해 구성한 논리회로이다. 따라서, 상기 클럭발생회로(71)로 엔코더의 출력신호인 FW 신호와 BW 신호를 입력시켜 단일의 클럭신호(CLK)와 업다운신호(UP/DOWN)로 가공한다.

상기 클럭발생회로(71)의 출력신호는 80196KB(50)에서 타이머2(T2CLK, T2UPDN)로 입력되고, 소프트웨어적인 방법(Wr estimation)에 의해 전동기의 속도(Wr)를 계산하도록 구성하였다.

상기 80196KB(50)는 엔코더의 FW 신호와 BW 신호를 HSI단자(HSI0, HSI1)로 입력받아 내부 프로그램(θestimation)에 의해 전동기의 위상(θ)을 검출한다. 이와 같은 방법으로 위상을 검출하여 전동기의 정/역회전을 판정한다.

상기 제1디코더(65)와 아날로그 스위치(73), 카운터(67) 그리고 후술하는 제2디코더(69)로 이루어진 디지털 논리회로는 본 발명의 요지부분이며 또한, 이에 대한 설명이 길어지므로 다른 부분의 구성설명을 마치고 난 후에 설명하기로 한다.

다음으로, 카운터(67)의 출력(Q_A, Q_B)은 다음 단의 제2디코더(69)로 입력되고, 제2디코더(69)의 출력(Q1, Q2, Q3, Q4)은 인버터(80)의 스위칭소자 즉, 상 스위치(Q_AU,Q_BU,Q_CU,Q_DU)를 제어하는 구조로 되어 있다. 도6에는 인버터(80)의 1상(A상)에 대한 회로만 도시되어 있다. 클래식 인버터(80)의 나머지 3상(B,C,D)에 대한 회로는 A상에 대한 회로와 유사하므로 생략하였다. 상기 클래식 인버터(80)의자세한 회로는 도7(c)에 도시되어 있다. 참고로 도7(c)에는 입력전압(V_C)을 제어하기 위한 스위칭소자(Q_CH)가 생략되어 있다.

한편, 80196KB(50)의 P1.0~P1.2 단자의 출력신호가 카운터(67)를 제어하고, 80196KB(50)의 P0.4~P0.7 단자로 제2디코더(69)의 출력(Q0~Q3)이 입력되는 구조로 되어 있다.

상기 80196KB(50)는 제2디코더(69)의 출력(Q0~Q3)을 P0.4~P0.7 단자로 검출하여 전동기의 기동시나 운전시 스위칭 스퀀스가 올바르게 되고 있는지 내부 프로그램(Switching Check & Controller)에 의해 체크한다. 체크하여 만일 오동작이 발생하면 Port1(P1.0~P1.3)을 통하여 스위치 상태를 바꾸게 된다.

다음으로, 80196KB(50) 내부의 PI컨트롤러에서 출력된 PWM1 신호가 로패스필터(LPF)로 입력되고, 로패스필터(LPF)의 출력은 다음 단의 전류제어기(55)로 입력된다. 전류제어기(55)의 출력은 제2디코더(69)의 출력과 함께 AND게이트로 입력되고, 이 AND게이트의 출력은 클래식 인버터(80)의 상 스위치(Q_AD)를 제어하는 구조로 되어 있다. 한편, PI컨트롤러의 PWM0 출력신호는 전압제어기(60)로 입력되고, 전압제어기(60)의 출력은 인버터(80)의 입력전압(V_C)을 제어하기 위한 스위칭소자(Q_CH)를 제어하는 구조로 되어 있다.

상기 전류제어기(55)는 전동기의 기동시 전동기의 초기 위치를 일정하게 하기 위하여 구성한 것으로 도8에 전류제어기(55)의 자세한 구성이 도시되어 있다.

본 발명에서 제안된 방식에 의해 전동기를 구동할 경우 전동기의 초기 위치각에 대한 정보가 없다. 이러한 문제점을 해결하기 위해서 본 실시예에서는 SRM의 기동 전에 임의의 한 상에 정격전류를 흘려 초기 위치를 일정하게 하도록 구성하였다. 초기 기동전류를 흘리기 위해서는 전류제어기가 필수적이다.

도8을 살펴보면, 도8(a)의 전류제어기(55)는 비교기(57)와 플립플롭(59)으로 구성되어 있으며, 피크전류 제어방식으로 전류를 제어하도록 구성하였다. 도8에서 전류지령치(I_a_Ref)는 도6에 도시된 바와 같이 로패스필터(LPF)의 출력신호이고, 실제전류(I_a_Real)는 인버터(80)의 스위칭소자(Q_AD)의 에미터 단자측에서 피드백하여 검출한 전류이다. 도8(b)는 전류제어기(55)의 각 부의 동작 파형이다.

스위칭주기마다 플립플롭(59)의 set 단자를 인에이블시켜 스위치를 ON하게 하면 실제전류(I_a_Real)는 증가하게 되고, 비교기(57)에서 전류지령치(I_a_Ref)와 실제 전류(I_a_Real)를 비교하여 실제 전류(I_a_Real)가 지령치 전류(I_a_Ref)보다 커지면 플립플롭(59)의 reset 단자를 인에블시켜 도6에 도시된 스위치(Q_AD)를 오프하므로 전동기로 유입되는 전류는 감소하게 된다. 이러한 전류제어방식때문에 SRM 제어기의 속응성은 델타변조기법과 동일한 우수한 특성을 갖게 되고, 스위칭주파수를 일정하게 할 수 있다.

다음으로, 상기 전압제어기(60)는 전동기의 속도를 제어하기 위해 구성한 것으로 도9에 자세한 회로가 도시되어 있다.

본 발명에서 제안한 제어방식은 상스위치의 ON 및 OFF각이 일정한 형태가 된다. 따라서 전동기의 속도를 제어하기 위해서는 델타변조에 의한 전류제어 방식이나 전압제어 방식을 채택할 필요가 있다. 전류제어 방식은 이미 많은 연구가 이루어져 있으므로 본 발명에서는 설명을 생략한다. 본 실시예에서는 가변전압원으로서 감압쵸퍼(Buck chopper)회로를 채택하였고, 전압제어기(60)는 도6에 도시한 바와 같은 80C196KB(50)로 PI컨트롤러를 구성하고 이 PI컨트롤러의 PWM 신호를 입력으로 하도록 구성하였다.

80C196KB(50)에서 PWM용 카운터(67)는 8 Bit를 사용함으로 그 분해능은 입력 DC전압에 대하여 1/256정도이므로 양호한 DC출력전압을 제어하기가 곤란하다. 따라서 본 실시예에서는 전압분해능을 1/512인 9 Bit로 높이기 위해 80C196KB(50)의 PWM단자에 도9(a)와 같은 T 플립플롭(61)과 EX-OR(63)를 사용한 논리회로를 추가하였다. 도9(b)는 이 전압제어기(60) 각 부의 동작 파형이다.

SRM의 여자전압인 DC전압을 제어하기 위해 기동시의 START 신호를 이용하여 T 플립플롭(61)의 출력을 High로 설정하고 PWM주기마다 번갈아 가며 ON 시간과 OFF 시간을 출력하도록 구성하였다. 또한 PWM을 동기시키기 위해 PWM출력을 외부 인터럽터(EXT_INT)로 사용하여 PWM출력의 상승 에지시 새로운 PWM값(PWM Ref)을 80196KB(50) 내부의 PWM 레지스터에 쓰도록 구성하였다.

다음으로, 도6의 좌측 하단을 살펴보면, 가변저항의 일측에 +VC가 연결되어 있고, 이 가변저항의 타측은 -VC가 연결되어 있고, 가변저항은 절대값회로(ABS)와 비교기(COMP)의 입력이 된다. 상기 절대값회로(ABS)의 출력은 80196KB(50)의 A/D컨버터단자(AD0)로 입력되고, 상기 비교기(COMP)의 출력은 80196KB(50)의 P1.4단자로 입력된다.

상기 가변저항은 전동기의 속도를 조절하기 위한 가변저항이다. 80196KB(50)의 A/D컨버터기능을 이용하여 사용자의 속도지령치(Wr^*)를 디지털값으로 받아들인다. 80196KB(50)의 A/D컨버터는 분해능이 8비트로 정밀하지 못하다. 따라서 본 실시예에서는 보다 정밀한 속도제어를 위해 상기 절대값회로(ABS)와 비교기(COMP)를 부가시키고, 80196KB(50) 내부에서 소프트웨어적으로 8비트 A/D컨버터의 출력과 비교기(COMP)의 출력을 논리합(ADD)시켜 9비트로 분해능을 향상시켰다.

다음으로, 도6의 제1디코더(65)와 아날로그 스위치(73), 카운터(67), 제2디코더(69)로 이루어진 디지털 논리회로에 대해서 설명한다.

상기 디지털 논리회로(65, 67, 69, 73)는 제어기의 응답이 고속으로 이루어지도록 본 실시예에서 신규하게 구성한 것이다. 그리고 본 실시예에서는 상기 디지털 논리회로(65, 67, 69, 73)를 SRM 제어기의 일부로 간주하여 설명하고 있으나, 본 발명에 따라 엔코더가 결정되면 상기 디지털 논리회로의 개략적인 구성도 결정되므로 엔코더와 디지털 논리회로를 하나의 장치로 생각하여 엔코더장치로 간주할 수도 있다.

앞서 설명했다시피 종래에는 마이크로프로세서에 의한 상 스위치 온/오프 제어방식은 마이크로프로세서의 샘플링에 의해 그 정도가 크게 좌우되고, 특히 고속으로 갈수록 그 정도가 낮아지게 되어 SRM의 정상상태 운전이 불안전하게 되었다. 그러나 본 발명에서는 엔코더의 출력신호를 디지털 논리회로를 이용하여 적절히 가공한 다음, 인버터(80)의 상 스위치를 제어하는 방식을 도입하여 제어기를 고속화시켰다. 본 발명에서는 마이크로프로세서(50)가 단지 전동기의 정역을 제어하거나 상 스위치 온/오프신호가 상기 디지털 논리회로(65,67,69, 73)에서 제대로 출력되는지 체크하는 수준이므로 마이크로프로세서(50)가 상 스위치의 게이트신호(Q0~Q3)의 생성에 관여하는 것이 아니다. 상 스위치의 게이트신호(Q0~Q3)는 디코더(65,67)와 아날로그 스위치(73), 카운터(67)로 이루어진 논리회로에 의해 자동으로 생성되므로 제어기가 고속으로 반응한다. 후술하는 도10을 살펴보면 이와 같은 사실을 확인할 수 있을 것이다.

다음으로, 상기 제1디코더(65)로는 2 to 4 디코더를 사용하였다. 그리고 카운터(67)로는 2비트 카운터를 사용하였고, 제2디코더(69)로는 2 to 4 디코더를 사용하였다. 이와 같이 구성한 이유에 대해서 설명한다.

도10은 본 발명에서 제안한 엔코더에 의한 실험용 8/6 SRM의 각 상의 인덕턴스 프로파일(L_A, L_B, L_C, L_D)과 엔코더의 출력(FW, BW) 및 정·역회전 운전시의 각 상의 게이트신호(A,B,C,D)를 나타내고 있다. 도10을 살펴보면 각 상 스위치의 게이트신호(A,B,C,D)가 FW, BW 클럭의 4카운트마다 반복되고 있다. 따라서, SRM의 정회전을 위해서는 FW상 클럭을 기준으로 4카운트마다 각 상 스위치의 ON신호로 사용하면 된다는 것을 알 수 있다. 또한, SRM의 역회전을 위해서는 BW상 클럭을 기준으로 4 카운트마다 각 상 스위치의 ON 신호로 사용하면 된다는 것을 도10을 통해 알 수 있다. 그러므로 상기 FW상 클럭과 BW상 클럭을 각 상 스위치의 ON신호로 가공하기 위해서는 A-B-C-D상 순으로 반복되는 순차신호로 만드는 4bit 시프트 레지스터나 4진 카운터(2 bit 카운터)와 2 to 4 디코더를 조합하여 사용하면 간단히 해결할 수 있다. 4bit 시프트 레지스터를 사용할 경우 상 스위치의 초기치를 설정하기 위해서는 4개의 제어선이 필요하나, 4진 카운터와 2 to 4 디코더를 조합하여 사용하면 2개의 제어선을 이용하여 상 스위치를 설정할 수 있다. 따라서, 본 실시예에서는 도6에 도시된 바와 같이 FW와 BW 신호를 2 to 4 디코더(67)와 2비트 카운터(69)를 이용하여 상 스위치 게이트신호(A,B,C,D)로 가공하도록 구성하였다. 그러나 본 실시예를 따르지 않고 4비트 시프트 레지스터를 이용하여 구성하는 것도 가능하다.

그리고 제1디코더(65)와 아날로그 스위치(73)는 FW 신호와 BW 신호로부터 카운터(67)의 클럭신호를 추출하기 위하여 구성한 것이다. 카운터(67)는 입력되는 클럭신호에 동기하여 카운트하게 되고, 입력된 클럭신호의 주기와 동일한 주기를 갖는 신호를 출력해야 한다. 따라서, 본 실시예에서는 FW 신호와 BW 신호의 논리적인 관계로부터 FW 신호와 동일한 주기를 갖는 클럭신호를 추출하기 위하여 제1디코더(65)를 사용하였다. 그리고 전동기가 정회전일 때는 FW 신호에 동기하여야 하므로 제1디코더(65)의 D0단자의 출력신호를 아날로그 스위치(73)를 이용하여 카운터(67)의 클럭신호로 입력하도록 구성하였으며, 전동기가 역회전일 때는 BW 신호에 동기하도록 제1디코더(65)의 D2단자의 출력신호를 아날로그 스위치(73)를 이용하여카운터(67)의 클럭신호로 입력하도록 구성하였다.

상기와 같이 본 실시예에서는 아날로그 스위치(73)를 이용하여 정회전용 신호와 역회전용 신호를 선택하도록 구성하였다. 그러나 본 실시예를 따르지 않고 릴레이나, 데이터 셀렉터 등을 이용하여 선택하도록 구성하는 것도 가능하다.

다음으로, 도6에 도시된 SRM 제어기의 동작을 간략히 설명한다.

일단 기동을 위해서 SRM의 C상 인덕턴스가 최대인 점에 회전자를 위치시키면 정회전시 A상 인덕턴스가 증가하는 영역에 둘 수 있고, 역회전시 D상 인덕턴스가 증가영역에 둘 수 있다. 따라서 80196KB(50)는 P1.0단자와 P1.1단자로 신호를 출력하여 카운터(67)가 인에이블되어 신호를 출력하면 제2디코더(69)의 Q2단자가 온되도록 미리 세팅해 놓는다. 카운터(67)의 A, B단자가 바로 카운터(67)를 프리세팅(Presetting)하기 위한 단자이다. 카운터(67)가 '10'을 출력하면 제2디코더(69)의 Q2단자가 온이 된다. 그러므로 카운터(67)의 A, B 단자를 '10'으로 세팅해놓으면 카운터(67)가 인에이블되었을 때 '10'부터 카운트하기 시작할 것이다. 다음으로, 80196KB(50)는 P1.2 단자로 신호를 출력하여 카운터(67)의 로드단자(L)를 인에이블시킨다. 그러면 상기 카운터(67)가 이진수'10'을 출력하고, 제2디코더(69)의 Q2단자가 온되고 전류제어기(55)와 공조하여 전동기 회전자의 위치를 원하는 초기 위치에 위치시킨다.

전동기의 회전자를 초기 위치에 위치시켰으면 다음으로 전동기를 기동한다.정회전을 위해서는 80196KB(50)의 P1.3 단자 출력신호로 아날로그 스위치(73)를 제어하여 제1디코더(65)의 D0단자의 출력신호를 카운터(67)의 클럭입력으로 선택(DIR단자)한 후 카운터(67)의 로드단자를 이용하여 제2디코더(69)의 Q0가 온 되게 한다. 역회전을 위해서는 80196KB(50)의 P1.3 단자 출력신호로 아날로그 스위치(73)를 제어하여 제1디코더(65)의 D2단자의 출력신호를 카운터(67)의 클럭입력으로 선택한 후 제2디코더(69)의 Q3가 온되게 하면 된다.

기동시 및 운전시 스위칭 시퀀스가 올바르게 되는지 확인하기 위해서는 80196KB(50)가 Port0의 상위 4bit(P0.4~P0.7)를 체크한다. 상위 4비트(P0.4~P0.7)를 체크하여 만일 스위칭 스퀀스가 올바르지 않으면 Port0(P1.0, P1.1)을 통하여 카운터(67)의 A, B단자를 적당히 세팅하고, 카운터(67)를 인에이블시켜 제2디코더(69)의 출력을 원하는 상태로 강제로 제어하여 인버터(80)의 상 스위치 상태를 바꾸게 된다.

한편, 80196KB(50)는 HSI핀으로 엔코더의 FW, BW상을 입력받는다. 80196KB(50)는 엔코더의 FW, BW상의 위상을 검출하여 내부 프로그램(θestimation)에 의해 전동기가 정회전하고 있는지 역회전하고 있는지를 판정하고, 속도는 80196KB(50)의 타이머2(T2CLK, T2UPDN)를 이용하여 기존의 엔코터에 의한 속도 계산법인 M/T기법에 의해 계산한다.

이상 본 발명에서 제안한 SRM 구동용 엔코더장치와 SRM 제어기에 대한 설명을 마치고 다음으로, 본 발명에서 제안한 SRM 구동용 엔코더장치와 SRM 제어기를 사용하여 행한 SRM 구동실험의 결과를 도면을 참조하여 설명한다.

SRM이 시계방향으로 회전하고 있을 때를 정회전, 반시계방향으로 회전하고 있을 때를 역회전이라 하면, 도11(a)는 SRM이 6000rpm으로 정회전하고 있을 때, 엔코더의 FW 및 BW에 대한 포토커플러의 출력신호(1, 3)와 이 신호를 비교기를 통과시킨 후의 신호(2, 4)를 나타내고 있다. 상기 비교기는 도면에는 도시하지 않은 비교기로 포토커플러의 출력신호의 파형을 개선하기 위하여 보통 엔코더의 내부에 포토커플러와 함께 내장하는 비교기이다. 일반적으로 포토커플러의 출력신호의 파형을 개선하기 위하여 비교기를 이용하므로 상기 비교기에 대한 설명은 생략하기로 한다.

이때 비교기의 FW 및 BW 출력신호(2,4)의 위상각 차이에 의해 전동기의 정/역회전을 판단하고, FW 또는 BW의 각 펄스의 상승에지마다 각 상에 순차적으로 게이트신호를 인가한다. 도11(a)에 도시된 바와 같이 포토커플러의 출력신호(1, 3)와 비교기의 출력신호(2, 4) 사이에는 어느 정도 위상지연이 발생하게 된다. 그러나, 이 위상지연은 시간에 대한 위상지연이 아니고 위치에 대한 위상지연이 된다. 따라서 이 위상지연각은 전동기의 속도에 관계없이 항상 일정하므로 이 각도만큼 포토커플러의 위치를 보상해주면 원하는 정확한 위치각에서 스위칭시킬 수 있다.

전동기 각 상의 게이트신호(1~4)가 도11(b)에 나타나 있으며, B∼D상 신호(2, 3, 4)는 A상의 신호(1)를 15°씩 시프트시켰다. 도11(c)는 A상의 게이트신호(1)와 전류(2)를 나타내고 있다. 도11(c)에 도시된 바와 같이 고속에서도 일정한 회전자 위치각에서 상 스위치를 ON·OFF시킬 수 있으므로 상전류(2)는 거의 동일한 형태를 가지며, 매우 안정되게 속도 및 토오크를 제어할 수 있음을 보이고 있다. 정확하고 안정된 상 스위치의 ON, OFF는 정상상태에서 시스템의 안정도에 큰 도움이 된다.

도12는 SRM이 1800[rpm]으로 정회전하고 있을 때의 실험 결과 파형이다. 도12(a)는 정회전시 엔코더의 FW 출력신호(1)와 A∼C상 신호(2~4)를 나타내고 있으며, 도12(b)는 BW(1) 및 FW신호(2)와 FW 신호로부터 얻은 A상 신호(3) 및 그때의 A상 전류(4)를 나타내고 있다. 또한 도12(c)는 그때의 A∼D상 전류(1~4)를 나타내고 있다. 도12(c)에 도시된 바와 같이 일정한 회전자 위치각에서 상 스위치를 ON·OFF함으로써 모든 상전류(1~4)는 매 주기마다 항상 동일한 형태를 가지고 있음을 알 수 있다.

도13은 SRM이 1800 rpm으로 정회전하고 있을 때 기존의 마이크로프로세서 방식과 제안된 방식에서 상 스위칭 안정도를 비교하기 위한 실험 결과 파형이다. 도13(a)는 도2와 같이 마이크로프로세서를 이용한 기존의 스위칭방식으로 상스위치의 ON, OFF각 제어정도가 떨어져서 상전류 파형이 일정한 형태가 되지 못한다. 이 결과 상 토크에도 상당한 맥동이 있을 것으로 사료된다. 한편, 제안된 상스위칭 방식인 도13(b)에서는 ON, OFF각이 항상 일정한 위치에서 제어되어 상전류 파형은 일정한 형태를 유지하고 있다. 한편 여기서 반드시 언급해야 할 것은 전동기의 속도가 6,000 rpm인 경우이다. 이 속도에서 제안된 방식에 의한 구동실험 결과는 이미 도11에서 전류파형으로 나타내고 있지만, 기존의 마이크로프로세서에 의한 방식의 경우는 구동이 매우 불안정하여 실험결과를 얻을 수 없었음을 밝혀두는 바이다.

도14는 제안된 방식의 기동특성을 조사하기 위해 속도지령치를 1800 rpm으로 설정한 상태에서 가변전압 방식에 의해 기동시킨 경우의 속도(4) 및 상전류파형(3)을 나타내고 있다. 도14에 도시된 바와 같이 기동 후 약 90 ms 후에 정상상태가 됨을 알 수 있다.

도15는 정격속도이하에서 전류제어방식에 의해 전동기의 속도와 토크를 제어할 수 있음을 실험으로써 나타낸 것이다. 도15(a) 및 도15(b)는 부하토크가 각각 1 Nm 및 2 Nm인 경우의 각 상전류 파형을 나타낸 것으로, 부하가 변동하더라도 일정한 속도가 됨을 알 수 있으며, 역시 같은 방법에 의해 가변속운전도 가능함을 알 수 있다.

이상 살펴본 바와 같이 본 발명에서는 SRM 구동에 적합한 저가형의 엔코더를 제안하였고, 제안된 엔코더의 출력신호를 디코더와 카운터 등을 이용한 디지털 논리회로에 의해 SRM 구동용 인버터의 상 스위치 게이트신호로 가공하는 SRM 구동용 엔코더장치를 제안하였다. 제안된 SRM 구동용 엔코더장치를 이용하여 SRM 제어기를 설계하면 스위치 ON, OFF각 지연이 SRM의 운전속도와 관계없이 항상 일정하므로 이를 적절히 보상시켜주면 항상 정확한 위치에서 ON·OFF스위칭을 행할 수 있어 광범위한 속도영역에서 안정된 운전이 가능할 뿐만 아니라, 정·역운전도 가능하다는 이점이 발생한다.

또한, SRM 제어기에 고속의 마이크로프로세서가 필요없으며, 저가형의 엔코더를 이용하므로 SRM 구동시스템의 안정화·저가화를 실현할 수 있다는 이점이 발생한다. 따라서, SRM의 실용화 가능성이 한층 제고된다.

Claims (5)

1. 광학식 엔코더에 있어서,

   전동기의 회전축과 맞물려 회전하도록 구성된 원판과;

   상기 원판이 회전시 SRM 구동용 인버터를 구성하는 스위칭소자의 게이트신호의 온(on) 시간과 동일한 주기를 갖는 펄스를 출력하도록 상기 원판상에 형성시킨 제1패턴(FW)과;

   SRM의 인덕턴스 프로파일을 참고하여 SRM의 정/역운전시 동일한 게이트신호를 형성하도록, 상기 제1패턴과 적당한 위상차를 가지며 상기 제1패턴의 내측에 형성시킨 제2패턴(BW)과;

   회전에 따라 상기 제1패턴과 제2패턴이 발생하는 출력신호(FW, BW 신호)를 상기 SRM의 상 수(number of phase)와 동일한 개수를 갖는 게이트신호로 가공하여, 상기 게이트신호가 SRM 구동용 인버터 스위칭소자를 순차적으로 온(on)시켜 상기 SRM을 구동시키도록 하는 논리회로를 포함하여 구성되는 에스알엠 구동용 엔코더장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 논리회로는,

   FW 신호와 BW 신호의 논리적인 관계로부터, FW 신호와 동일한 주기를 갖으며 SRM의 정회전에 이용가능한 동기신호를 추출하는 정회전용 클럭신호와,

   BW 신호와 동일한 주기를 갖으며 SRM의 역회전에 적합한 동기신호로 이용할수 있는 역회전용 클럭신호를 추출하는 클럭추출회로와;

   상기 클럭추출회로의 출력신호에 동기하여 인버터의 스위칭소자를 순차적으로 온시키는 게이트신호로 가공하는 순차회로를 포함하여 구성되는 에스알엠 구동용 엔코더장치.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 순차회로는,

   상기 클럭추출회로의 출력을 클럭입력신호로 하여 카운트하는 카운터와;

   상기 카운터의 출력을 디코딩하여 SRM 상의 수와 동일한 수의 연속적인 순차신호로 변환하는 디코더를 포함하여 구성되는 에스알엠 구동용 엔코더장치.
4. 제 2 항에 있어서, 상기 클럭추출회로는,

   FW 신호와 BW 신호의 논리적인 관계를 디코딩하는 디코더와;

   상기 디코더의 출력중 정회전용 신호와 역회전용 신호를 선택하는 선택회로를 포함하여 구성되는 에스알엠 구동용 엔코더장치.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 선택회로는, 아날로그 스위치를 이용하는 것을 특징으로 하는 에스알엠 구동용 엔코더장치.