KR100236039B1 - A coarse time acquisition for ofdm - Google Patents
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Abstract
본 발명은 직교분할대역 수신시스템의 시간영역에서 심볼 동기를 획득하기 위한 간략시간획득 추적회로에 관한 것이다. 본 발명은 보호구간의 특성 즉, 심볼간 간섭을 제거하기 위하여 OFDM 심볼중 일부분 샘플들을 그대로 복사하여 OFDM심볼의 앞단에 삽입하는 보호구간을 이용하여, 상기 OFDM심볼인 유효구간과 보호구간사이의 상관성을 이용하여 심볼의 시작점을 추정해내는 것이다. 본 발명은 복소 샘플의 위상을 계산하는 위상 계산부(80)와; 1샘플 지연된 이전 샘플과 현재 샘플사이의 이동각을 계산하는 회전 위상각 계산부(81); 현재 회전 위상각 절대값과 Nu샘플 지연된 이전 회전 위상각 절대값의 차이값을 구하고, 그 차이값에 대한 절대치를 계산하여 출력하는 회전 위상차 계산부(82); 상기 회전 위상차 계산부(82)로부터 제공된 절대값을 입력받아 윈도우 사이즈만큼 누적시켜 추정값을 구하는 추정값 계산부(83) 및; 상기 추정값 계산부(83)로부터 제공된 추정값을 소정의 임계값과 비교하여 심볼시작점 획득신호를 출력하는 검출부(84)로 구성되어 있으며, 주파수 옵셋으로 인한 영향에 비교적 강한 특성을 갖으면서, 간단한 하드웨어로 구현할 수 있는 효과가 있다.The present invention relates to a simplified time acquisition tracking circuit for acquiring symbol synchronization in a time domain of an orthogonal division band reception system. According to the present invention, the correlation between the effective period and the guard period, which is the OFDM symbol, is performed by using a guard period in which partial samples of the OFDM symbols are copied as it is and inserted in front of the OFDM symbol in order to remove inter-symbol interference. It is used to estimate the starting point of a symbol. The present invention includes a phase calculator 80 for calculating a phase of a complex sample; A rotation phase angle calculator 81 that calculates a moving angle between the one sample delayed previous sample and the current sample; A rotation phase difference calculator 82 for obtaining a difference value between the absolute value of the current rotation phase angle and the absolute value of the previous rotation phase angle delayed by N u samples, and calculating and outputting an absolute value of the difference value; An estimation value calculation unit (83) which receives an absolute value provided from the rotation phase difference calculation unit (82) and accumulates it by a window size to obtain an estimated value; The detection unit 84 is configured to output a symbol start point acquisition signal by comparing the estimated value provided from the estimated value calculation unit 83 with a predetermined threshold value. There is an effect that can be implemented.
Description
본 발명은 직교분할대역(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM 이라 한다.) 수신시스템에 관한 것으로서, 특히 고속 퓨리에 변환(FFT:Fast Fourier Transform)을 수행하기 전단계인 시간 영역(time domain)상에서 수신된 OFDM 신호의 심볼(symbol) 동기(synchronization)를 획득하기 위한 간략시간획득(coarse time acquisition) 추적회로에 관한 것이다.The present invention relates to an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) reception system, and more particularly, an OFDM received in a time domain that is a step before performing a Fast Fourier Transform (FFT). A coarse time acquisition tracking circuit for acquiring symbol synchronization of a signal is provided.
일반적으로 무선 통신 채널 및 디지털 고화질 텔리비젼(이하 HDTV라함 )의 전송 채널에서는 다중경로 페이딩(multipath fading)에 의하여 수신된 신호에서 심볼간의 간섭(InterSymbol Interference:ISI)이 발생된다. 특히 HDTV 시스템과 같은 고속 데이터가 전송되는 겅우에는 심볼간 간섭은 더욱 심화되어 수신측의 데이터 복원과정의 심각한 오류를 초래하게 된다. 이를 해결할 방안으로서, 최근 유럽에서는 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting:DAB) 및 디지털 지상 텔레비젼 방송(Digital Terrestrial Television Broadcasting:DTTB)의 전송 방식으로서 다중경로 페이딩에 강인하게 동작할 수 있는 OFDM 방식이 제안된 바 있다.In general, inter-symbol interference (ISI) is generated in a signal received by multipath fading in a wireless communication channel and a transmission channel of a digital high definition television (hereinafter referred to as HDTV). In particular, when high-speed data such as HDTV system is transmitted, the intersymbol interference is intensified, which causes a serious error in the data recovery process of the receiver. As a solution to this problem, recently, in Europe, an OFDM scheme capable of robustly operating in multipath fading has been proposed as a transmission method of digital audio broadcasting (DAB) and digital terrestrial television broadcasting (DTTB). There is a bar.
OFDM 방식은 직렬 형태로 입력되는 심볼열을 N개 심볼씩 병렬 데이터로 변환시킨 후, 병렬화된 심볼을 각기 상이한 부반송파 주파수로 멀티플렉싱하고, 멀티플렉싱된 각 데이터를 모두 더해서 전송한다. 여기서, 병렬화된 N개 심볼을 하나의 단위 블럭(block)으로 간주하고, 블럭의 각 부반송파는 상호 직교성을 가지도록 하여 부반송파 채널(부채널)간의 영향이 없도록 한다. 따라서, 기존의 단일 반송파 전송 방식과 비교하면, 동일한 심볼 전송율을 유지하면서도 심볼 주기를 부채널 수(N)만큼 증가시킬 수 있기 때문에 다중경로 페이딩에 의한 심볼간 간섭을 줄일 수 있다. 특히, 전송되는 심볼 사이에 보호구간(Guard Interval:GI)을 삽입할 경우에는 심볼간 간섭을 더욱 감소시킬 수 있으므로 채널 등화기의 구조가 매우 간단해 지는 장점도 있다. 또한, OFDM방식은 기존의 FDM(frequency division multiplexing) 방식과는 달리 각 부채널의 스펙트럼이 서로 중첩되는 특성이 있으므로 대역 효율이 높으며 스펙트럼 형태가 사각파 모양으로 전력이 각 주파수 대역에 균일하게 분포하여 동일 채널 간섭 신호에 강한 장점도 있다. 일반적으로 OFDM 에 자주 결합되는 변조 기법으로는 PAM(pulse amplitude modulation), FSK(frequency shift keying), PSK(phase shift keying), QAM(quadrature amplitude modulation)등이 있다.The OFDM method converts a symbol string input in serial form into parallel data by N symbols, and then multiplexes the parallelized symbols with different subcarrier frequencies, and adds and transmits each of the multiplexed data. Here, the N symbols parallelized are regarded as one unit block, and each subcarrier of the block is orthogonal to each other so that there is no influence between subcarrier channels (subchannels). Therefore, compared with the conventional single carrier transmission scheme, since the symbol period can be increased by the number of subchannels N while maintaining the same symbol rate, inter-symbol interference due to multipath fading can be reduced. In particular, when a guard interval (GI) is inserted between the transmitted symbols, the inter-symbol interference can be further reduced, thereby simplifying the structure of the channel equalizer. In addition, unlike the conventional frequency division multiplexing (FDM) method, the OFDM method has high bandwidth efficiency because the spectrum of each subchannel overlaps each other, and thus the power is uniformly distributed in each frequency band due to the square wave shape. There is also a strong advantage over co-channel interference signals. In general, modulation techniques frequently coupled to OFDM include pulse amplitude modulation (PAM), frequency shift keying (FSK), phase shift keying (PSK), and quadrature amplitude modulation (QAM).
도 1은 직교분할대역 (OFDM) 방식의 변조 원리를 설명하기 위한 블록도로서, QAM을 기본 변조 기법으로 적용한 OFDM 변조기의 블록도이다.1 is a block diagram illustrating a modulation principle of an orthogonal division band (OFDM) scheme and is a block diagram of an OFDM modulator using QAM as a basic modulation technique.
도 1 을 참조하면, QAM 변조시 직렬로 입력된 각 복소 심볼(complex symbol) ai가 N 단으로 병렬화 된 후 서로 수직인 부반송파 신호에 의해 곱해진 다음 수학식 1과 같이 합산된다.Referring to FIG. 1, a subcarrier signal perpendicular to each other after each complex symbol a i inputted in series during QAM modulation is parallelized to N stages. It is multiplied by and then summed as
[수학식 1][Equation 1]
여기서, TA는 복소 반송파의 샘플링 주기(sampling period)이다. 각 부반송파 신호들이 서로 수직이기 위해서는(는 한 심볼 주기)의 조건을 만족해야 하고, 샘플링 주기 TA를으로 정하면, 상기 수학식 1은 다음 수학식 2 와 같다.Here, T A is a sampling period of a complex carrier. Each subcarrier signal To be perpendicular to each other ( Should satisfy the condition of a symbol period), and the sampling period T A In
[수학식 2][Equation 2]
상기 수학식 2 를 살펴보면, N 포인트 역이산 퓨리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform:IDFT)와 동일한 수식임을 알 수 있다. 즉, IDFT, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)구조로 OFDM 변조 신호를 얻을 수 있고, 수신측에서는 OFDM 변조 신호를 DFT, FFT 구조로 복조할 수 있다.Looking at Equation 2, it can be seen that the equation is the same as the N point Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT). In other words, an OFDM modulated signal can be obtained using an IDFT and an inverse fast fourier transform (IFFT) structure, and the OFDM modulated signal can be demodulated into a DFT and FFT structure at a receiving side.
따라서, OFDM 방식은 병렬 부채널수가 증가 될수록 하드웨어 복잡도가 증가되는 문제점이 있으나, 시스템을 디지털화하면 FFT 구조 하나만으로 구현할 수 있으므로 하드웨어를 간단히 구현할 수 있는 잇점이 있다.Accordingly, the OFDM scheme has a problem in that hardware complexity increases as the number of parallel subchannels increases. However, if the system is digitized, hardware can be simply implemented because the FFT structure can be implemented.
도 2 는 도 1의 OFDM 이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면으로서, QAM 직렬 복소 심볼 ai들과 OFDM이 적용된 후의 합산 신호 C(t)에 대한 시간 영역에서의 변화를 보였다. N 개 QAM 복소 심볼들이 각각 심볼 주기 T를 갖는 다면, 직렬로 입력된 N개 복소 심볼이 병렬로 변환된 후 N 개의 수직 부반송파에 곱해진 후 합산되어 전송된다. 그러면, 합산 신호 C(t)의 전송 시간은 N개 복소 심볼이 직렬로 전송될 경우 걸리는 시간, 즉 전체 심볼 시간(NT=Ts)과 동일하다. 따라서, 병렬화된 복소 심볼의 주기는 Ts 이며, 이는 각 심볼의 전송 시간이 병렬 채널 수인 N배로 증가됨을 의미한다.FIG. 2 illustrates a time domain change of the OFDM signal of FIG. 1 and shows a change in time domain of the QAM serial complex symbols a i and the sum signal C (t) after OFDM is applied. If the N QAM complex symbols each have a symbol period T, the N complex symbols input in series are converted in parallel, multiplied by N vertical subcarriers, and then summed and transmitted. Then, the transmission time of the sum signal C (t) is equal to the time taken when the N complex symbols are transmitted in series, that is, the total symbol time (NT = Ts). Therefore, the period of the parallelized complex symbol is Ts, which means that the transmission time of each symbol is increased by N times the number of parallel channels.
도 3 은 도 1의 OFDM 이 적용된 신호의 주파수 영역 변화를 나타낸 도면으로서, QAM 직렬 복소 심볼 ai이 T 주기를 갖으므로 주파수 대역은 1/T 로 , OFDM 적용후 병렬화된 신호의 복소 심볼 ai은 NT 주기를 갖으므로 주파수 대역은 1/NT 로 근사화 된다. 합산 신호 C(t)는 N개의 직교 신호로 곱해진 후 더해진 신호이므로 서로 다른 부채널간의 대역이 바로 1/NT 가 되어 합산 신호 C(t)의 대역은 1/T 이며, 이는 원래의 직렬 입력 신호와 동일한 대역폭을 갖는다. 즉, OFDM 을 적용하여도 전체 신호의 대역폭은 변화하지 않는다.FIG. 3 is a diagram illustrating a frequency-domain change of the OFDM signal of FIG. 1. Since the QAM serial complex symbol a i has a T period, the frequency band is 1 / T, and the complex symbol a i of the parallelized signal after OFDM is applied. Since NT has an NT period, the frequency band is approximated to 1 / NT. Since the sum signal C (t) is multiplied by N orthogonal signals and then added, the band between different subchannels is 1 / NT, so the band of sum signal C (t) is 1 / T, which is the original serial input. It has the same bandwidth as the signal. In other words, even when OFDM is applied, the bandwidth of the entire signal does not change.
한편, OFDM 송신측에서 N개의 QAM 복소 심볼을 한 블럭삼아 병렬처리하여 N-포인트 IFFT 변환시킨 후 다시 직렬 변환하여 채널을 통해 전송하였다고 하자. 여기서, N-포인트 IFFT 변환된 신호를 OFDM 심볼이라 한다. IFFT 변환기로부터 출력된 하나의 OFDM 심볼내에 서로 다른 N 개 수직 부반송파로 변조된 N개의 샘플들이 존재하고, 상기 OFDM 심볼이 직렬 변환되어 OFDM 샘플 단위로 전송된다. 이제, 수신측에서는 직렬 스트림으로 입력되는 OFDM 샘플들을 입력받아, 송신측에서 IFFT 처리된 동일한 블럭을 검출하여 FFT 변환시켜야만 원래 데이터로 복원시킬 수가 있다. 즉, 수신측에서는 OFDM 샘플 직렬 스트림들중에서 OFDM 심볼이 시작되는 기준 지점을 정확히 검출해야내야만 한다.On the other hand, it is assumed that the OFDM transmitter performs N-point IFFT conversion by performing parallel processing on one block of N QAM complex symbols and then serially converts and transmits it through the channel. Here, the N-point IFFT transformed signal is called an OFDM symbol. There are N samples modulated by different N vertical subcarriers in one OFDM symbol output from an IFFT converter, and the OFDM symbols are serially converted and transmitted in OFDM sample units. Now, the receiving side can receive the OFDM samples inputted through the serial stream, and on the transmitting side, the same block subjected to IFFT processing must be detected and FFT converted to restore the original data. That is, the receiving side must accurately detect the reference point at which the OFDM symbol starts in the OFDM sample serial streams.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 요구를 충족시키기 위해 안출된 것으로서, OFDM 심볼간의 간섭(intersymbol interference)을 제거하기 위해 심볼과 심볼사이에 삽입하였던 보호구간(Guard Interval)의 특성을 이용하여 OFDM 심볼의 시작 위치를 추정하고, 심볼 동기를 획득하도록 하는 OFDM 시스템의 간략시간획득 추적회로를 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been devised to satisfy the above requirements, and utilizes the characteristics of the guard interval inserted between symbols to remove intersymbol interference between OFDM symbols. An object of the present invention is to provide a simple time acquisition tracking circuit of an OFDM system that estimates a start position and obtains symbol synchronization.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 각략시간획득 추적회로는 Nu개의 OFDM 샘플로 구성된 OFDM 심볼인 유효구간 사이에 Ng개의 샘플로 구성된 보호구간을 삽입하여 전송하는 OFDM 전송 시스템에 있어서, 시간영역상에서 수신된 복소 샘플을 입력받아, 복소 샘플의 위상(argument)을 계산하여 출력하는 위상 계산부와; 상기 위상 계산부로부터 제공된 현재 복소 샘플의 위상과 1샘플 지연된 이전 위상의 차이값을 구하고, 그 차이값에 대한 절대치를 계산하여 출력하는 회전 위상각 계산부; 상기 회전 위상각 계산부로부터 제공된 현재 회전 위상각 절대값과 Nu샘플 지연된 이전 회전 위상각 절대값의 차이값을 구하고, 그 차이값에 대한 절대치를 계산하여 출력하는 회전 위상차 계산부; 상기 회전 위상차 계산부로부터 제공된 절대값을 입력받아 윈도우 사이즈만큼 누적시켜 추정값을 구하는 추정값 계산부; 상기 추정값 계산부로부터 제공된 추정값을 소정의 임계값과 비교하여 심볼시작점 획득신호를 출력하는 검출부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.In the OFDM system according to the present invention for achieving the above object, an OFDM transmission that inserts and transmits a guard interval consisting of N g samples between valid periods, an OFDM symbol consisting of N u OFDM samples, is transmitted. A system comprising: a phase calculator for receiving a complex sample received in a time domain and calculating and outputting an argument of the complex sample; A rotation phase angle calculator for obtaining a difference value between the phase of the current complex sample provided by the phase calculator and the previous phase delayed by one sample, and calculating and outputting an absolute value of the difference value; A rotation phase difference calculation unit obtaining a difference value between the absolute value of the current rotation phase angle provided from the rotation phase angle calculation unit and the absolute value of the previous rotation phase angle delayed by N u samples, and calculating and outputting an absolute value of the difference value; An estimation value calculator which receives an absolute value provided from the rotation phase difference calculator and accumulates the window size to obtain an estimated value; And a detector for outputting a symbol start point acquisition signal by comparing the estimated value provided from the estimated value calculator with a predetermined threshold value.
본 발명은 실제 유효구간의 OFDM 복소 샘플들중에서 일부를 복사하여 보호구간의 샘플로 사용하는 특성을 이용하여, 두 구간의 상관성(회전 위상각)을 조사하므로써 실제 유효한 OFDM 심볼의 시작 위치를 추정할 수 있으며, 간단한 하드웨어로 구현할 수 있다.The present invention estimates the starting position of an actual valid OFDM symbol by investigating the correlation (rotation phase angle) of the two intervals by using a characteristic of copying a part of the OFDM complex samples of the actual valid interval and using the sample as the guard interval. It can be implemented with simple hardware.
도 1 은 직교분할대역 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 방식의 변조 원리를 설명하기 위한 블록도,1 is a block diagram illustrating a modulation principle of an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme;
도 2 는 도 1의 OFDM이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면,2 is a view showing a time domain change of the signal to which the OFDM of FIG.
도 3 은 도 1의 OFDM이 적용된 신호의 주파수 영역 변화를 나타낸 도면,3 is a view showing a frequency domain change of the signal to which the OFDM of FIG.
도 4 는 전형적인 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier transform : FFT) 및 보호 구간을 삽입하여 전송하는 OFDM 시스템에 대한 구성도,4 is a block diagram of an OFDM system for inserting and transmitting a typical fast Fourier transform (FFT) and a guard interval,
도 5 는 도 4의 OFDM 시스템에서 보호 구간을 삽입한 OFDM 신호의 시간-주파수 영역을 나타낸 도면,5 is a diagram illustrating a time-frequency domain of an OFDM signal with a guard interval inserted in the OFDM system of FIG. 4;
도 6 은 도 4의 OFDM 시스템에서 보호 구간을 사용한 전송 심볼에 대한 포맷도,6 is a format diagram for a transmission symbol using a guard interval in the OFDM system of FIG. 4;
도 7 은 본 발명에 따라 유효구간과 보호구간사이의 상관성을 이용한 간략시간획득 추적 알고리즘을 도시한 흐름도,7 is a flowchart illustrating a simple time acquisition tracking algorithm using a correlation between an effective section and a guard section according to the present invention;
도 8 은 본 발명에 따른 간략시간획득 추적회로에 대한 블록도이다.8 is a block diagram of a simplified time acquisition tracking circuit according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
80 : 위상 계산부 81 : 회전 위상각 계산부80: phase calculation unit 81: rotation phase angle calculation unit
81-1 : 1샘플 지연 레지스터 81-2: 제 1 감산 및 절대치 계산부81-1: One-sample delay register 81-2: First subtraction and absolute value calculation unit
82 : 회전 위상차 계산부 82-1 : Nu샘플 지연 레지스터82: rotation phase difference calculation unit 82-1: N u sample delay register
82-2 : 제 2 감산 및 절대치 계산부 83 : 추정값 계산부82-2: second subtraction and absolute value calculator 83: estimated value calculator
84 : 검출부84: detector
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 대하여 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail with respect to the present invention.
우선, 본 발명의 이해를 돕기 위하여 전형적인 FFT 및 보호 구간을 사용하는 OFDM 시스템을 도 4를 참조하여 설명하고자 한다.First, an OFDM system using a typical FFT and guard interval will be described with reference to FIG. 4 to help understand the present invention.
도 4에서 보는 바와 같이, OFDM 시스템의 송신부는 직/병렬 변환기(40)와, 신호 맵퍼(41), IFFT칩(42), 병/직렬 변환기(43), 보호구간 삽입기(44), D/A 변환기(45), 상향 변환기(Up Converter:46)으로 구성되어 있고, OFDM 시스템의 수신부는 하향 변환기(Down Converter:50)와, A/D변환기(51), 보호구간 제거기(52), 직/병렬 변환기(53), FFT칩(54), 등화기(55), 신호 맵퍼(56), 병/직렬 변환기(57)로 구성되어 있다.As shown in FIG. 4, the transmitter of the OFDM system includes a serial /
송신측의 상기 직/병렬 변환기(40)로 입력된 직렬 데이터는 병렬 데이터 형태로 변환되며, n 비트씩 그룹지어져서 상기 신호 맵퍼(41)를 통해 복소 심볼 ai 로 출력된다. 여기서, n 는 신호 성좌( signal constellation)에 따라 결정되는 비트수로서, 예를 들어 상기 신호 맵퍼의 신호 성좌가 16QAM이라면 n=4비트, 32QAM이라면 n=5비트이다. 상기 신호 맵퍼(41)로부터 병렬 출력된 N 개 복소 심볼은 상기 IFFT 칩(42)을 통해 역퓨리에 변환되고, 전송되기 위해 다시 직렬 형태로 변환되어 출력된다. 상기 보호구간 삽입기(44)에서는 다중경로 페이딩에 의한 심볼간 간섭(ISI)을 피하기 위해 보호구간(Guard interval)을 설정하여 삽입한다. 상기 보호구간 삽입기(44)로부터 출력된 이산 심볼은 아날로그 신호로 변환되고 상향주파수로 변조되어 채널을 통해 전송된다. 수신측에서는 송신측과 반대로 진행되는 프로세싱을 수행한다. 여기서, 등화기(55)는 채널의 비이상적인 특성 즉, 각종 잡음, 인접 채널과의 간섭, 다중 경로 등에 의한 채널 왜곡을 보상해주는 역할을 수행한다.The serial data input to the serial /
도 5 는 도 4의 OFDM 시스템에서 보호구간을 삽입한 OFDM 신호의 시간-주파수 영역을 나타낸 도면이다. 신호가 FFT 변환에 의해 시간-주파수 영역으로 변환되는 것을 2차원적으로 표현하였다. 시간 영역에서 심볼이 전송되는 시간은 Ts 이고, 보호구간이 전송되는 시간은 Tg이며, 주파수 영역에서 각 부채널대역은 1/Ts 이다. 주파수 영역에서 심볼들은 서로 오버랩(overlapped)되어 있고, 시간 영역에서 심볼들은 보호 구간(Guard Interval)에 의해 서로 분리되어 있음을 알 수 있다.FIG. 5 is a diagram illustrating a time-frequency domain of an OFDM signal with a guard interval inserted in the OFDM system of FIG. 4. Two-dimensional representation of the signal transformed into the time-frequency domain by FFT transform. In the time domain, a symbol is transmitted Ts, a guard interval is transmitted Tg, and each subchannel band is 1 / Ts in the frequency domain. In the frequency domain, the symbols overlap each other, and in the time domain, the symbols are separated from each other by a guard interval.
도 6 은 도 4의 OFDM 시스템에서 보호구간을 사용한 전송 심볼에 대한 포맷도이다. 송신측으로부터 전송된 샘플들은 유효구간(Useful Part)과 보호구간(GI:Guard Interval)으로 구성되어 있다. 유효구간내에는 유효한 OFDM 샘플들이 전송되는 구간이고, 이 유효구간의 앞단에 보호구간이 삽입되어 OFDM 심볼을 구분시켜주고 있다. 보호구간에는 유효구간내의 하위에 위치한 일부 샘플들을 복사하여 사용한다. 즉, 보호구간과 유효구간내에 동일한 샘플이 존재하므로 OFDM 심볼인 유효구간과 보호구간사이의 상관성(correlation)을 관련지을 수 있다. 이러한 상관성을 이용하여 심볼의 시작점을 추정해낼 수 있을 것이다.6 is a format diagram for a transmission symbol using a guard interval in the OFDM system of FIG. Samples transmitted from the sender are composed of a useful part and a guard interval (GI). In the valid section, valid OFDM samples are transmitted, and a guard section is inserted at the front of the valid section to distinguish the OFDM symbol. In the guard interval, some samples located below the valid interval are copied. That is, since the same sample exists in the guard period and the valid period, the correlation between the valid period and the guard period, which is an OFDM symbol, can be related. This correlation can be used to estimate the starting point of the symbol.
그러나, 상관성을 구하는데 있어서, 샘플들이 송신측으로부터 수신측으로 전송되는 동안 여러가지 왜곡, 주파수 옵셋(frequency offset), 페이딩(fading), 백색가우션 잡음(AWGN:additive white gaussian noise) 등의 영향을 받는다는 점을 고려해야 한다.However, in obtaining correlations, samples are subject to various distortions, frequency offsets, fading, and additive white gaussian noise (AWGN) while being transmitted from sender to receiver. Consideration should be given.
따라서, 본 명세서에서는 심볼의 시작점을 획득하기 위한 상관기를 보다 간단한 하드웨어로 구현할 수 있으면서, 심볼에 포함된 왜곡에 대해 무시할 정도로 강하게 반응하는 알고리즘을 제시한 후, 이 알고리즘을 적용한 간략시간획득 추적회로를 구현하기로 한다.Therefore, in the present specification, a simple time acquisition tracking circuit using the algorithm is proposed after presenting an algorithm that can implement a correlator for obtaining a starting point of a symbol with simpler hardware, and reacts strongly to the distortion included in the symbol. We will implement it.
도 7은 본 발명에 따라 유효구간과 보호구간사이의 상관성을 이용한 간략시간획득 추적 알고리즘을 도시한 흐름도이다. 본 알고리즘은 수신측의 FFT 프로세스를 수행하기 전단계에서 시간 영역의 OFDM 복소 샘플들에 적용한다.7 is a flowchart illustrating a simple time acquisition tracking algorithm using a correlation between an effective section and a guard section according to the present invention. The algorithm is applied to OFDM complex samples in the time domain before performing the FFT process on the receiving side.
우선, 변수들을 정의하면, Nu는 유효구간내의 유효한 샘플의 총갯수이며, Ng는 보호구간내의 샘플의 총갯수이다. Xi는 수신된 복소 샘플이며, Xi d는 Nu샘플수 만큼 지연된 복소 샘플로서, Xi d= Xi-Nu를 의미한다. k 는 Ng개의 샘플 갯수(윈도우 크기)를 카운팅하기 위한 인덱스, i 는 설정된 윈도우의 첫번째 샘플 위치를 나타내는 인덱스, εi는 i번째 윈도우에서 계산된 추정값이다.First, if variables are defined, N u is the total number of valid samples in the validity interval and N g is the total number of samples in the guard interval. X i is a received complex sample, and X i d is a complex sample delayed by the number of N u samples, meaning X i d = X i-Nu . k is an index for counting N g samples (window size), i is an index indicating the first sample position of the set window, and ε i is an estimated value calculated in the i-th window.
도 7의 S2∼S7 단계는 i번째 윈도우에 대한 추정값(εi)을 구하는 과정으로 이를 간단히 수식으로 나타내었다.Steps S2 to S7 of FIG. 7 are obtained by estimating the estimated value ε i for the i-th window.
[수학식 3][Equation 3]
상기 수학식 3에서 arg(Xi+k)는 시간 영역의 복소 샘플에 대한 위상각(argment)이다. 이제, 상기 수학식 3에 따라 계산된 추정값이 존재하는 범위를 고려해보면 다음 2가지 경우가 있다.In Equation 3, arg (X i + k ) is a phase angle with respect to a complex sample in the time domain. Now, considering the range in which the estimated value calculated according to Equation 3 exists, there are two cases.
① ( Xi+k, Xi+k-1)이 보호 구간(GI)내에 존재하는 경우① When (X i + k , X i + k-1 ) exists in the guard period (GI)
(Xi+k, Xi+k-1)이 보호구간(GI)내에 존재하면, (Xi+k, Xi+k-1) 샘플들은 Nu샘플 만큼 지연된 샘플들 (Xi+k d,Xi+k-1 d) 과 동일한 샘플임을 알수 있다. (유효구간내의 하위 샘플 Ng개를 복사해서 보호구간으로 사용함) 즉, 동일한 수신 샘플(Xi+k, Xi+k-1)과 (Xi+k d,Xi+k-1 d)에는 동일한 채널 왜곡이 첨가된다. 특히, 주파수 옵셋(frequency offset)은 연속된 샘플간(1 샘플 지연)에 일정한 회전 이동(rotation)을 일으키므로, 현재 수신된 샘플들간의 회전 이동각에 대한 절대값 ( |A|=|arg(Xi+k)-arg(Xi+k-1)|)과 Nu지연된 샘플들간의 회전 이동각에 대한 절대값 (|B|=|arg(Xi+k d)-arg(Xi+k-1 d)|)은 동일함을 알수 있다.If (X i + k , X i + k-1 ) is in the guard interval (GI), then (X i + k , X i + k-1 ) samples are delayed by N u samples (X i + k d , X i + k-1 d ) is the same sample. (Copy N g lower samples in the valid section and use it as a guard interval) That is, the same received sample (X i + k , X i + k-1 ) and (X i + k d , X i + k-1 d Are added with the same channel distortion. In particular, since the frequency offset causes a constant rotational movement between successive samples (one sample delay), the absolute value (| A | = | arg ( X i + k ) -arg (X i + k-1 ) |) and the absolute value of the rotational angle of rotation between the N u delayed samples (| B | = | arg (X i + k d ) -arg (X i It can be seen that + k-1 d ) |) is the same.
따라서, 두 구간에서 주파수 옵셋등에 의한 회전 이동각은 감산에 의해 상쇄될수 있음을 의미한다(|A|=|B|). 결국, 별다른 손상이 없는 이상적인 환경에서는 ||A|-|B|| 값은 '0'이 되므로 k=0 ∼ k=Ng-1 까지 윈도우내에 누적된 추정값 εi는 '0'값으로 수렴한다.Therefore, the rotational movement angle due to the frequency offset or the like in the two sections means that it can be canceled by subtraction (| A | = | B |). As a result, in an ideal environment with no damage, the value || A |-| B || becomes '0', so the estimated value ε i accumulated in the window from k = 0 to k = N g -1 converges to the value of '0'. do.
② ( Xi+k, Xi+k-1)이 보호 구간(GI)내에 존재하지 않는 경우② (X i + k , X i + k-1 ) does not exist in the guard period (GI)
(Xi+k, Xi+k-1)이 보호구간 내에 존재하지 않으면, (Xi+k, Xi+k-1)샘플들 은 Nu샘플 만큼 지연된 샘플들 (Xi+k d,Xi+k-1 d)과 완전히 독립적인 샘플임을 알수 있다. 따라서, 각 샘플들의 위상각은 랜덤한 값이며, 이웃한 샘플들끼리의(1샘플 지연된 샘플) 회전 이동각에 대한 절대값 |A| 과 |B| 은 동일하지 않다.(|A|≠|B|) 상기 절대값 |A| 과 |B| 은 '0'값이 아니라 보통 '' 값을 갖으며, ||A|-|B||은 '' 값이다. 결국, k=0 ∼ k=Ng-1 까지 윈도우내에 누적된 추정값 εi는 '' 평균값으로 수렴한다.If (X i + k , X i + k-1 ) is not within the guard interval, the (X i + k , X i + k-1 ) samples are samples delayed by N u samples (X i + k d It can be seen that the sample is completely independent of, X i + k-1 d ). Therefore, the phase angles of the respective samples are random values, and the absolute values | A | and | B | for the rotational movement angles between neighboring samples (one sample delayed) are not equal. (| A | ≠ | B |) The absolute values | A | and | B | 'Value, || A |-| B || 'Value. As a result, the estimated value ε i accumulated in the window from k = 0 to k = N g −1 is 'Converge to average value.
상기에서 살펴본 ① 과 ② 경우에서 보는 바와 같이, 윈도우가 OFDM 심볼의 유효구간내에 존재 했을 때 추정값 εi은 ''을 유지할 것이고, 슬라이딩 (sliding)되면서 윈도우가 보호구간으로 접근할 수록 상기 추정값은 점차 작아지기 시작하고, 윈도우와 보호구간이 동일하게 설정됐을 때 추정값은 '0'으로 수렴할 것이다. 따라서, 시간 영역상에서 복소 심볼의 위치를 추정할 수 있는 기 설정된 임계값과 상기 S2∼S7 단계를 통해 계산된 추정값 εi을 비교하여(S8) 심볼의 시작위치를 결정한다. 만약, i번째 윈도우 추정값이 임계값 보다 클 경우에는 슬라이딩하여 i+1 번째 윈도우 추정값을 다시 계산한다.(S9) 만약, 추정값이 임계값 보다 작을 경우에는 OFDM 심볼의 시작점을 획득하게 된다.(S10) 이와 같은 알고리즘을 통해서 보호구간이 갖는 특성을 이용하면 OFDM 복소 심볼의 시작 위치를 획득할 수 있다.As shown in the above ① and ② cases, when the window exists within the valid period of the OFDM symbol, the estimated value ε i is' As the window approaches the guard zone as it slides, the estimate starts to get smaller, and when the window and guard zone are set equal, the estimate will converge to '0'. Accordingly, the start position of the symbol is determined by comparing the predetermined threshold value for estimating the position of the complex symbol in the time domain with the estimated value ε i calculated through the steps S2 to S7 (S8). If the i-th window estimate is larger than the threshold, the i-th window estimate is slid and recalculated (S9). If the estimate is less than the threshold, the start point of the OFDM symbol is obtained. By using the characteristics of the guard interval through this algorithm, the start position of the OFDM complex symbol can be obtained.
도 8은 본 발명에 따른 간략시간획득 추적회로에 대한 블록도로서, 본 발명은 위상 계산부(80)와, 회전 위상각 계산부(81), 회전 위상차 계산부(82), 추정값 계산부(83) 및, 검출부(84)로 구성되어 있다. 그리고, 상기 회전 위상각 계산부(81)는 1샘플 지연 레지스터(81-1)와, 제 1 감산 및 절대값 계산기(81-2)로 구성되어 있고, 상기 회전 위상차 계산부(82)는 Nu샘플 지연 레지스터(82-1)와, 제 2 감산 및 절대값 계산기(82-2)로 구성되어 있다.8 is a block diagram of a simple time acquisition tracking circuit according to the present invention. The present invention provides a phase calculation unit 80, a rotation phase
상기 위상 계산부(80)는 복소 샘플을 입력받아 위상각(arg(Xi+k))을 계산하여 출력하며, 복소 샘플에 해당하는 위상각을 롬에 미리 저장해두고 복소 샘플을 주소로 입력받아 위상각을 출력하는 룩업 테이블(Look-Up Table) 형태로 구현된다.The phase calculator 80 receives a complex sample and calculates and outputs a phase angle arg (X i + k ). The phase calculator 80 stores the phase angle corresponding to the complex sample in ROM and receives the complex sample as an address. It is implemented in the form of a look-up table that outputs phase angles.
상기 회전 위상각 계산부(81)에서는 상기 위상 계산부(80)로부터 제공된 현재 복소 샘플의 위상과 상기 1샘플 지연 레지스터(81-1)로부터 출력된 1샘플 지연된 이전 위상의 차이값( arg(Xi+k)-arg(Xi+k-1) )을 구하고, 그 차이값에 대한 절대치(|A|)를 계산하여 출력한다.The rotation
상기 회전 위상차 계산부(82)는 상기 회전 위상각 계산부(81)로부터 제공된 현재 회전 위상각 절대값(|A|)과 상기 Nu샘플 지연 레지스터(82-2)로부터 출력된 Nu샘플 지연된 이전 회전 위상각 절대값의 차이값(|B|)을 구하고, 그 차이값에 대한 절대치(||A|-|B||)를 계산하여 출력한다. 여기서 Nu는 유효구간의 총 샘플 갯수이다.The
상기 추정값 계산부(83)는 상기 회전 위상차 계산부(82)로부터 제공된 절대값을 입력받아 윈도우 사이즈만큼 누적시켜 추정값(εi)을 계산한다. 여기서, 상기 윈도우 사이즈는 Ng개이며, Ng는 보호구간의 총 샘플 갯수이다.The estimated
상기 검출부(84)는 상기 추정값 계산부(83)로부터 제공된 추정값을 소정의 임계값과 비교하여 심볼시작점 획득신호를 출력한다. 여기서, 심볼시작점 획득신호는 상기 추정값이 소정의 임계값보다 작은 경우에 발생된다.The
유럽 디지탈 지상 방송 시스템의 기본 스펙에 따르면, 상기 유효구간 크기(FFT 사이즈 2K 모드 또는 8K 모드)와 상기 보호구간의 크기(FFT 사이즈의 1/4, 1/8, 1/16 또는 1/32)는 선택사항에 해당하지만, 편의상 본 발명에서는 예시적으로 2K 모드(FFT 사이즈: 2048)를 기준으로 정하여 설명한다. 즉, 2K 모드를 기준으로 할 경우, 유효구간 샘플 갯수(Nu)는 2K(=2048) 이고, 보호구간 샘플 갯수(Ng)는 (2 K 의 1/4 경우) 512 가 된다. 그리고, 보호구간은 유효구간의 하단 부분인 1536 번째 샘플∼ 2047 번째 샘플(총 512 개 샘플)를 복사한 것이며, 이러한 보호구간은 유효구간의 앞부분에 삽입되어 전송 된다.According to the basic specifications of the European digital terrestrial broadcasting system, the effective section size (FFT size 2K mode or 8K mode) and the protective section size (1/4, 1/8, 1/16 or 1/32 of the FFT size) Is an option, but for convenience, the present invention will be described based on 2K mode (FFT size: 2048). That is, in the case of the 2K mode, the effective period sample number N u is 2K (= 2048), and the guard period sample number N g is 512 (for 1/4 of 2K). The guard interval is a copy of the 1536 th sample to the 2047 th sample (a total of 512 samples), which is the lower portion of the valid section, and the guard section is inserted and transmitted at the front of the valid section.
복소 샘플 Xa,b은 a 번째 심볼의 b번째 샘플이다. 2K 모드인 경우 0번째 심볼의 보호구간내 샘플은 X0,0∼X0,511이고, 유효구간내 샘플은 X0,512∼X0,2559 이다.The complex sample Xa, b is the b th sample of the a th symbol. In the 2K mode, samples in the guard period of the 0th symbol are X0,0 to X0,511, and samples in the valid period are X0,512 to X0,2559.
수신측에서 채널을 통해 전송된 OFDM 변조 신호를 수신받아 하향 주파수로 변환 시킨후, 저역통과 및 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키면 복소 샘플 직렬 스트림을 얻을 수 있다. 여기서, 디지털 신호 복소 샘플 직렬 스트림에서 보호구간은 삭제되고, 유효구간만이 병렬 처리되어 FFT 칩으로 입력되어야 한다. 따라서, FFT 수행전에 유효구간이 시작되는 위치(즉, 첫번째 샘플 X0,512)를 획득하기 위해 보호구간의 특성을 이용하였다. (보호구간 샘플들 X0,0∼X0,511 은 유효구간 샘플들 X0,2048∼X0,2559과 동일하다.)The receiving side receives the OFDM modulated signal transmitted through the channel, converts it to a downlink frequency, and converts the lowpass and analog signal into a digital signal to obtain a complex sample serial stream. Here, in the digital signal complex sample serial stream, the guard period is deleted and only the valid period is processed in parallel and input to the FFT chip. Therefore, the characteristic of the guard interval was used to obtain the position (that is, the first sample X0,512) at which the validity interval starts before performing the FFT. (Protection period samples X0,0 to X0,511 are the same as validity period samples X0,2048 to X0,2559.)
상기 회전 위상각 계산부(81)에서는 주파수 옵셋등의 영향으로 샘플이 이동한 회전 위상을 계산하기 위해서, 현재 샘플과 1샘플 지연된 샘플의 위상차에 대한 절대값을 계산한다. 상기 회전 위상차 계산부(82)에서는 현재 샘플의 회전 위상차 절대값(|A|)과 2048 샘플만큼 지연된 회전 위상차 절대값(|B|)을 감산하고 감산된 결과값의 절대치(||A|-|B||)를 구한다. 상기 추정값 계산부(83)에서는 윈도우 크기 512 동안 상기 절대치(||A|-|B||)를 누적시켜 추정값()을 구한다.The rotation
여기서, 주파수 옵셋의 영향으로 발생된 회전 이동각은, 동일한 샘플에서는 같은 값을 갖기 때문에 윈도우가 보호구간과 완전히 일치하게 설정되면 |A|=|B|이므로 두 회전 이동각을 감산해주면 서로 상쇄되어 추정값은 '0' 으로 수렴된다. 윈도우가 보호구간에서 멀어질수록 추정값은 증가되면서 윈도우가 보호구간에서 완전히 벗어났을 때 추정값은 ''으로 수렴된다. (물론, 추정값은 채널 환경에 따라 달라질 수 있으며 상기 제시된 값은 이상적인 환경으로 설정했을 경우이다.)Here, since the rotational movement angles generated by the influence of the frequency offset have the same value in the same sample, if the window is set to be completely coincident with the protection period, | A | = | B | The estimate converges to '0'. As the window moves away from the guard interval, the estimate increases and when the window is completely out of the guard interval, the estimate is' Converges to (Of course, the estimates may vary depending on the channel environment, and the values presented above are for ideal environments.)
상기 검출부(84)에서는 채널 환경에 따른 소정의 임계값을 정하고, 상기 추정값과 임계값을 비교한다. 추정값이 임계값보다 크거나 같을 때에는 슬라이싱하여 재설정된 윈도우내의 추정값을 다시 계산하고, 추정값이 임계값보다 작을 때에는 유효구간의 첫번째 샘플 위치를 알리는 심볼시작점 획득신호를 출력한다. 이렇게 윈도우 슬라이딩 방식으로 추정값을 계산하여 심볼 시작점 획득신호를 얻고, 이 획득 신호는 다음 연결된 블록단에서 보호구간을 삭제하고, 유효구간만을 FFT 처리하도록 이용된다.The
이상에서 살펴본 바와 같이 본 발명의 간략시간획득 추적회로는 시간 영역에서 보호구간과 유효구간에 동일한 샘플들간에 발생된 회전 이동각은 동일하다는 특성을 이용하여 심볼시작점을 획득할 수 있으며, 주파수 옵셋 영향에 비교적 강한 특성을 보이고, 간단한 하드웨어로 구현할 수 있는 효과가 있다.As described above, the simplified time acquisition tracking circuit of the present invention can obtain the symbol start point by using the characteristic that the rotational movement angles generated between the same samples in the protection period and the effective period are identical in the time domain, and the frequency offset influence. It shows a relatively strong characteristic and can be implemented with simple hardware.
Claims (5)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1019970029802A KR100236039B1 (en) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | A coarse time acquisition for ofdm |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1019970029802A KR100236039B1 (en) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | A coarse time acquisition for ofdm |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR19990005590A KR19990005590A (en) | 1999-01-25 |
KR100236039B1 true KR100236039B1 (en) | 1999-12-15 |
Family
ID=19512735
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1019970029802A KR100236039B1 (en) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | A coarse time acquisition for ofdm |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100236039B1 (en) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100701766B1 (en) * | 1999-12-31 | 2007-03-29 | 주식회사 케이티 | Frame synchronization method for mobile communication systems |
KR100839843B1 (en) * | 2002-01-24 | 2008-06-20 | 주식회사 엘지이아이 | Encoding and decoding method using ofdm symbol structure |
KR100464009B1 (en) * | 2002-10-08 | 2005-01-03 | 엘지전자 주식회사 | Start-point detection method for symbol of ofdm receiver |
KR100920734B1 (en) * | 2002-10-19 | 2009-10-07 | 삼성전자주식회사 | Multi-carrier transmission system capable of improving receiving efficiency of multi-carrier receiving system and a method thereof |
KR100770924B1 (en) * | 2005-02-04 | 2007-10-26 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for compensating frequency offset in a wireless communication system |
KR101259562B1 (en) * | 2011-08-25 | 2013-04-30 | 목포대학교산학협력단 | Frequency Offset Estimation Method for OFDM Systems based on a Sign Function |
-
1997
- 1997-06-30 KR KR1019970029802A patent/KR100236039B1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR19990005590A (en) | 1999-01-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A201 | Request for examination | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
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FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20120903 Year of fee payment: 14 |
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LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |