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JPWO2008149981A1 - 変調装置及びパルス波生成装置 - Google Patents

変調装置及びパルス波生成装置 Download PDF

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JPWO2008149981A1 JP2009517912A JP2009517912A JPWO2008149981A1 JP WO2008149981 A1 JPWO2008149981 A1 JP WO2008149981A1 JP 2009517912 A JP2009517912 A JP 2009517912A JP 2009517912 A JP2009517912 A JP 2009517912A JP WO2008149981 A1 JPWO2008149981 A1 JP WO2008149981A1
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浩一 野瀬
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晴也 石崎
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Abstract

周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって2つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、制御信号にしたがって複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいて、キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号に応じて変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器とを有する。

Description

本発明は、無線通信装置が備える、ベースバンド信号に応じてキャリア信号の周波数や位相を変調するための変調装置及びそれを用いたパルス波生成装置に関する。
多くの無線通信装置では、データ変調方式として周波数変調方式や位相変調方式が用いられる。これらの変調方式を採用する無線通信装置では、キャリア信号の周波数を、データ(ベースバンド信号)に応じて微小周波数だけ増加あるいは減少させた搬送波信号が送受信される。ここで、キャリア信号の周波数はキャリア周波数(fc)と呼ばれ、微小周波数は変調周波数(Δfc)と呼ばれる。
従来の周波数変調装置としては、図1に示す構成が広く用いられている。図1に示す周波数変調装置は、キャリア信号を生成するキャリア信号発生器1と、ディジタル信号であるベースバンド信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換器2と、ディジタル−アナログ変換器2から出力されたベースバンド信号に含まれる高調波成分を低減する帯域制限フィルタ3と、帯域制限フィルタ3の出力信号とキャリア信号発生器1から出力されたキャリア信号とをミキシングし、キャリア信号の周波数をベースバンド信号に応じて微小周波数だけ増加あるいは減少させた搬送波信号を出力するアナログミキサ4とを備えている。
図1に示す従来の周波数変調装置には、帯域制限フィルタ3等を備えることに起因する回路面積の増大や、アナログミキサ4に流れる定常電流が大きいことに起因する消費電力が大きい等の問題がある。
アナログミキサ4を用いずに入力信号の周波数を変換する方法は、例えば国際公開第06/030905号パンフレット(以下、特許文献1と称す)に記載されている。特許文献1では、位相補間器を用いて入力信号の位相を周期毎にずらすことで入力信号の周波数を変換する構成が提案されている。この位相補間器の構成例を図2に示す。
図2に示すように、位相補間器5には、周波数が等しく、位相が異なるCLK(i)及びCLK(i+1)と、不図示の制御回路から出力される位相変調制御信号(ディジタル信号)とが入力される。
位相補間器5は、位相変調制御信号として入力された設定値bにしたがってCLK(i)とCLK(i+1)の位相差に相当する時間Tをb:a(a+b=N)に分割し、CLK(i)から設定値bに対応する時間(b/N)×Tだけ遅延させた信号を出力する。
具体的には、a=4、b=3、CLK(i)の位相が基準となるクロックに対して−135°であり、CLK(i+1)の位相が基準となるクロックに対して−180°である場合、CLK(i)とCLK(i+1)の位相差Tは45°であるため、位相補間器5は、CLK(i)から(3/7)×45°だけ遅延させた信号、すなわち位相が−154°の信号を出力する。
図2に示した位相補間器5を用いる従来の周波数変換装置の構成例を図3に示す。図3は上記特許文献1に記載された構成である。
図3に示すように、従来の周波数変換装置は、m相生成回路10、n相生成回路20及び単相クロック生成回路30を備えている。
m相生成回路10は、周波数fcのクロック信号を用いて、周波数がfc/mであり、位相差が等間隔のm相のクロック信号を出力する。
n相生成回路20は、図2に示した位相補間器5をn個備え、m相生成回路10で生成されたm相のクロック信号から位相差が等しいn相のクロック信号を生成する。すなわち、周期が(m/fc)×(1/n)のn相のクロック信号を出力する。
単相クロック生成回路30は、n相生成回路20から出力されたn相のクロック信号を合成し、周波数がfc×n/mの単相のクロック信号を出力する。
図3に示した周波数変換装置は、図1に示したアナログミキサ4や帯域制限フィルタ3が不要であり、n/mが(fc+Δfc)/fcとなるようにn及びmを設定すれば、周波数がfcのキャリア信号を周波数がfc+Δfcの搬送波信号に変換できる。
一般に、無線通信装置で用いるキャリア周波数は数100MHzから数GHzであり、無線通信装置で用いる変調周波数は数10KHzから数MHz程度である。そのため、図3に示した周波数変換装置を無線通信装置に用いる場合、n/mが(fc+Δfc)/fcとなるようにn及びmを設定すると、n及びmが非常に大きな値となってしまう。
したがって、m相生成回路やn相生成回路の回路規模が大きくなり、特にn相生成回路は非常に多くの位相補間器を必要とする。そのため、図3に示した周波数変換装置は、回路面積や消費電力が大きいという問題がある。
よって、小型化や低消費電力化が強く要求される無線通信装置では、図3に示した周波数変換装置を周波数変調装置や位相変調装置として用いることができない場合があった。
そこで、本発明は、回路面積が小さく、消費電力が少ない、ベースバンド信号に応じてキャリア信号の周波数や位相を変調できる変調装置及びそれを用いたパルス波生成回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため本発明の変調装置は、キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調するための変調装置であって、
周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって2つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、
制御信号にしたがって複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいてキャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器と、
信号選択回路に2つのキャリア信号を選択させ、位相補間器に搬送波信号を生成させるための制御信号を生成する位相変調信号発生回路と、
を有する。
一方、本発明のパルス波生成装置は、上記信号選択回路及び位相補間器をS組備え、周波数が等しく、位相差が360°/SのS個キャリア信号を出力するS相クロック変換回路と、
S相クロック変換回路から出力されるS相のキャリア信号から、1/S単位でデューティー比が異なるS個の搬送波信号を生成するデューティー比変換回路と、
を有する。
図1は、従来の周波数変調装置の構成例を示すブロック図である。 図2は、位相補間器の構成及び動作を示す模式図である。 図3は、従来の周波数変換装置の構成例を示すブロック図である。 図4は、第1実施例の変調装置の構成を示すブロック図である。 図5は、図4に示した位相補間器の一構成例を示す回路図である。 図6は、図5に示した位相補間器の動作例を示すタイミングチャートである。 図7は、図4に示した信号選択回路及び位相補間器に供給する位相変調制御信号の設定例を示すブロック図である。 図8は、図4に示した信号選択回路及び位相補間器の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図9は、第1実施例の変調装置の位相変調動作の一例を示すタイミングチャートである。 図10は、第2実施例の変調装置の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図11は、第2実施例の変調装置から出力される搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を示すグラフである。 図12は、第3実施例の変調装置の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図13は、電力増幅器の一構成例を示す回路図である。 図14は、信号選択回路及び位相補間器を備えるS相クロック変換回路の構成例を示すブロック図である。 図15は、第4実施例の変調装置の構成例を示すブロック図である。 図16は、第4実施例の変調装置の他の構成例を示すブロック図である。 図17は、図13に示した電力増幅器に供給するパルス波を生成するデューティー変換回路の一構成例を示す回路図である。 図18は、図17に示したデューティー変換回路の動作を示すタイミングチャートである。
次に本発明について図面を参照して説明する。
(第1実施例)
図4は第1実施例の変調装置の構成を示すブロック図である。
第1実施例の変調装置は、周波数が同一(fc)であり、位相が異なるk個のキャリア信号CLK1〜CLKkを生成するキャリア信号発生器101と、キャリア信号CLK1〜CLKkのうち、位相変調制御信号(ディジタル信号)にしたがって2つのキャリア信号CLK[i]及びCLK[i+1]を選択して出力する信号選択回路102と、位相変調制御信号にしたがって各キャリア信号CLK1〜CLKkの位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路102で選択されたキャリア信号CLK[i]及びCLK[i+1]に基づいて該キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器103と、信号選択回路102に2つのキャリア信号CLK[i]〜CLK[i+1]を選択させ、位相補間器103に搬送波信号を生成させるための位相変調制御信号を生成する位相変調信号発生回路104とを有する。
図4に示すように、位相変調信号発生回路104には、ベースバンド信号及び位相切り替えクロックが入力される。本実施例では、位相切り替えクロックとして、キャリア信号CLK1〜CLKkと同一周波数のクロックを用いる。
位相変調信号発生回路104は、位相切り替えクロックに同期して位相変調制御信号を切り替えることで、搬送波信号の位相を、その周期毎に切り替える。より具体的には位相切り替えクロックの立ち上がりのタイミングで、ベースバンド信号に対応する位相変調制御信号を出力することで、位相補間器103から出力される搬送波信号の位相を、位相切り替えクロックの立ち上がりのタイミング毎に切り替える。
図5は図4に示した位相補間器の一構成例を示す回路図である。
図5に示すように、位相補間器103は、周知のダイナミック回路と定電流源回路とを組み合わせた構成で実現できる。この位相補間器の詳細な構成については上記特許文献1にも記載されている。
図5に示す位相補間器103では、Nビットの制御信号CT1[1],CT1[2],…,CT1[N]のうち、a個の制御信号をハイレベルに設定することで、キャリア信号CLK[i]がハイレベルのときにトランジスタM1に流れる電流値をaIに設定できる。
また、図5に示す位相補間器では、Nビットの制御信号CT2[1],CT2[2],…,CT2[N]のうち、b個の制御信号をハイレベルに設定することで、キャリア信号CLK[i+1]がハイレベルのときにトランジスタM2に流れる電流値をbIに設定できる。なお、Iは各定電流源回路に流れる電流である。
このとき、キャリア信号CLK[i]は、トランジスタM1に流れる電流値aIとトランジスタM2に流れる電流値bIの比で決まる遅延量で位相が遅延する。すなわち、図6に示すように、キャリア信号CLK(i)とCLK(i+1)の位相差に相当する時間をTとし、該時間Tをb:a(a+b=N)に分割したとき、位相補間器103からはキャリア信号CLK(i)をbに対応する時間(b/N:但し、a+b=N)×Tだけ遅延させた信号(搬送波信号)が出力される。
制御信号CT1[1]〜CT1[N]及びCT2[1]〜CT2[N]は、位相変調信号発生回路104から出力される位相変調制御信号に基づいて論理回路等を用いて生成すればよい。また、制御信号CT1[1]〜CT1[N]及びCT2[1]〜CT2[N]には、位相変調信号発生回路104から出力される位相変調制御信号をそのまま用いてもよい。
キャリア信号発生器101は、例えばキャリア信号CLK1〜CLKよりも高い周波数のクロック信号を分周するフリップフロップ等を用いて実現できる。また、信号選択回路101及び位相変調信号発生回路104は、周知の論理回路やセレクタ等を組み合わせることで実現できる。
図7は図4に示した信号選択回路及び位相補間器に供給する位相変調制御信号の設定例を示すブロック図であり、図8は図4に示した信号選択回路及び位相補間器の動作の具体例を示すタイミングチャートである。
図7に示すように、信号選択回路102には、キャリア信号CLK1(位相=0°)、キャリア信号CLK2(位相=360°×1/N)、キャリア信号CLKN(位相=360°×(N−1)/N)が入力される。
信号選択回路102は、位相変調信号発生回路104から出力される位相変調制御信号pにしたがってキャリア信号CLK1〜CLKNの中から2つのキャリア信号CLK[p]及びCLK[p+1]を選択して出力する。信号選択回路102は、例えば位相変調制御信号pが「1」の場合、第1の出力端子からキャリア信号CLK1を出力し、第2の出力端子からキャリア信号CLK2を出力する。また、信号選択回路102は、位相変調制御信号が「2」の場合、第1の出力端子からキャリア信号CLK2を出力し、第2の出力端子からキャリア信号CLK3を出力する。また、信号選択回路102は、位相変調制御信号が「3」の場合、第1の出力端子からキャリア信号CLK3を出力し、第2の出力端子からキャリア信号CLK4を出力する。同様に、信号選択回路102は、位相変調制御信号が「k」の場合、第1の出力端子からキャリア信号CLKkを出力し、第2の出力端子からキャリア信号CLKk+1を出力する。
ここで、信号選択回路102に入力される位相変調制御信号をp、位相補間器103に入力される位相変調制御信号をqとした場合、キャリア信号CLK1の入力時に位相補間器103から出力される搬送波信号の位相は、360°/k×(p+q/N)で表される。
位相変調制御信号で制御可能な最小の遅延量である位相分解能は360°/(k×N)であり、位相補間器103からは、0°から360°の範囲内で、360°/(k×N)単位で異なる位相の搬送波信号が出力される。
一般に、無線通信装置では、ベースバンド信号(データ)の値が「1」の場合、搬送波信号の位相がキャリア信号の周期毎に一定の割合で増加し、所定の周期後にデータ「1」に相当する位相(例えば+90°)に到達し、ベースバンド信号の値が「0」の場合、搬送波信号の位相がキャリア信号の周期毎に一定の割合で減少し、所定の周期後にデータ「0」に相当する位相(例えば−90°)に到達する位相変調方式が広く採用されている。これは、搬送波信号の位相を、その1周期単位で+90°あるいは−90°へ切り替えると、無線通信にとって不要な雑音成分(スプリアス)が増大するため、データ「1」または「0」に対応する位相まで複数の周期で滑らかに変化させる必要があるからである。
本実施例では、図4に示した位相変調信号発生回路104をキャリア信号と同一周波数の位相切り替えクロックで動作させ、キャリア信号の立ち上がり毎に搬送波信号の位相をΔθ単位で増大あるいは減少させ、複数の周期後にベースバンド信号の値に対応する位相まで到達させる。
上述したように搬送波信号の周波数は、キャリア信号の周波数fcに対してΔfcだけ増加または減少する。ここで、周波数がfcからfc+Δfcに増加するということは周期が(fc/(fc+Δfc))倍になるということであり、周波数がfc+Δfcになると、その周期は360°×(1−fc/(fc+Δfc))=360°×Δfc/(fc+Δfc)に短縮する。
したがって、キャリア信号に対する搬送波信号の位相量Δθ=360°×Δfc/(fc+Δfc)が360°/(k×N)の整数倍となるようにk及びNを設定すれば、キャリア信号の周波数をfc+Δfcまで増加あるいはfc−Δfcまで減少できる。すなわち、図4に示した変調装置は周波数変調装置として用いることができる。また、キャリア信号の周波数をΔfc単位で増加または減少させ、所定数の周期後に所望の位相に到達させれば、図4に示した変調装置は位相変調装置としても用いることができる。例えば、k=8、N=6としたときの位相変調動作の一例を図9に示す。
図2に示した従来の周波数変換装置では、キャリア周波数をn/m倍にするには、n相生成回路にてn個の位相補間器が必要であった。一方、本実施例の変調装置は、切り替え段数がNの1つの位相補間器103と信号選択回路102とによって実現できるため、周波数変調装置や位相変調装置の回路面積を小さくできる。また、図2に示した周波数変換装置と比べて位相補間器103の数を低減できるため、消費電力も低減する。
(第2実施例)
第2実施例の変調装置は、位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のR倍(周波数を1/R倍)に設定し、かつ位相補間器103による位相変化量を第1実施例よりもR倍(R×Δθ)に増加させた点で第1実施例の変調装置と異なっている。その他の構成は第1実施例の変調装置と同様であるため、その説明は省略する。
上述したように、位相変調信号発生回路104へ供給する位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のR倍に設定し、位相補間器103による位相変化量を第1実施例よりもR倍(R×Δθ)に増加させても、図10に示すようにキャリア信号のR周期毎に得られる位相変化量は、図8に示したキャリア信号の周期毎にΔθだけ位相を変化させる場合と同一である。したがって、第2実施例の変調装置も第1実施例と同様に位相変調装置や周波数変調装置を実現できる。
なお、第2実施例の変調装置を無線通信装置に用いる場合、位相切り替えクロックの周波数成分(fc×(1/R)成分)が搬送波信号に漏洩して、例えば送信用の電力増幅器から位相切り替えクロックの周波数成分が出力されてしまうことがある。この場合、本実施例の変調装置を用いる無線通信装置の規格(例えば、定められた周波数成分以外の電力強度を−20dBm〜−40dBm以下に抑制すること)を満たすようにRの値を設定する必要がある。
第2実施例の変調装置から出力される搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を図11に示す。図11は、キャリア周波数が2.4[GHz]、位相切り替えクロックの周波数が40[MHz]、すなわち、R=60に設定した場合の搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を示している。
図11に示すように、第2実施例の変調装置から出力される搬送波信号には、キャリア信号の周波数における電力スペクトル以外に、キャリア周波数から40[MHz]離れた周波数で電力スペクトルのピークが存在する。
但し、図11に示す電力スペクトル特性では、キャリア周波数から40[MHz]離れた周波数の電力スペクトルの強度がキャリア周波数の電力スペクトルよりも30[dB]以上低い値に抑制されている。そのため、例えばZigbeeのようにキャリア周波数以外の電力スペクトルの強度に対する規定が比較的緩い無線規格の無線通信装置では、第2実施例の変調装置を用いても問題がない。なお、Zigbeeでは、キャリア周波数以外の電力スペクトルの強度を、キャリア周波数の電力スペクトルの強度に対して−20dB以下にするよう規定されている。したがって、第2実施例の変調装置を用いても10dB以上の余裕がある。
キャリア周波数以外の電力スペクトルの強度をキャリア周波数の電力スペクトルの強度に対して30[dB]以下に抑制しなければならない無線通信装置では、例えば位相変調信号発生回路104から出力された位相変調制御信号をΔΣ変調等によりスペクトル拡散すれば、不要な電力スペクトルのピークを低減できる。
また、キャリア周波数以外のピークが隣接チャネルの周波数よりも十分に離れた周波数であれば、一般的には電力スペクトルの強度に対する制限が緩くなるため、Rの値を小さくして、キャリア周波数以外の電力スペクトルのピークをキャリア周波数から遠ざける方法も適用できる。
本実施例の変調装置によれば、位相切り替えクロックの周波数をキャリア周波数の1/R倍に設定することで、位相変調信号発生回路104の動作周波数が低くなるため、位相変調信号発生回路の設計が容易になり、位相変調信号発生回路の消費電力を低減できる。
さらに、第1実施例の変調装置では、Δθ単位で位相が切り替わるようにk及びNの値を設定する必要があったが、第2実施例では、R×Δθ単位で位相が切り替わるようにkとNの値を設定するため、図5に示した位相補間器103が備える定電流源回路の数(N)を1/R個に減らすことができる。そのため、第2実施例の変調装置は、第1実施例よりも位相補間器103の回路面積を低減できる。また、第2実施例の変調装置は、定電流源回路の数を低減することで第1実施例よりも消費電力が低減する。
第1実施例及び第2実施例の変調装置では、搬送波信号の最小周期が1/fcであるが、平均周期は1/(fc+Δfc)となる。したがって、第1実施例及び第2実施例の変調装置は、最小周期で性能が決定される論理回路設計よりも、主として平均周期の強度で決定される周波数スペクトルが重要な分野、具体的には無線通信装置の位相変調装置や周波数変調装置として用いて有効である。
(第3実施例)
第3実施例の変調装置は、キャリア信号のk倍の周期を有するベースバンド信号に対応して、搬送波信号の位相をキャリア信号の位相に対して360°×paから360°×pbに変化させる位相変調方式に適用する例である。
この場合、位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のNi倍(iは1からmまでの整数であり、N1,N2,…,NmはN1+N2+…+Nm=kとなる任意の整数の組み合わせ)に設定する。つまり、位相変調信号発生回路104へ供給する位相切り替えクロックの周期を一定値に限定することなく、かつ位相補間器103による位相変化量を一定値に限定しない点で第1実施例および第2実施例の変調装置と異なっている。位相補間器103による位相変化量は、例えば、搬送波信号のNi周期毎に切り替えるべき位相差が360°×Ti(TiはT1+T2+…+Tm=pb−paとなる任意の組み合わせ)となるように設定すればよい。その他の構成は第1実施例の変調装置と同様であるため、その説明は省略する。
このように位相変調信号発生回路104へ供給する位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のNi倍に設定し、位相補間器103による位相変化量を360°×Tiとしても、図12に示すようにキャリア信号のk周期後に得られる搬送波の位相を360°×paから360°×pbに変化させることができるため、第3実施例の変調装置も第1実施例及び第2実施例と同様に位相変調装置や周波数変調装置を実現できる。
第3実施例の変調装置は、位相切り替えクロックや位相補間器103による位相変化量を一定値に制御しないことで、キャリア周波数以外の周波数の電力スペクトルのピーク量を低減できる。
(第4実施例)
本出願人が先に出願した特願2006−250123号では、図13に示すように、周波数が同一で、信号電圧の高レベル時間と低レベル時間の比(デューティー比)および位相が互いに異なる複数の搬送波信号を合成することで、送信用の電力増幅器(パワーアンプ)から出力される搬送波信号の高調波成分を抑制した構成を提案している。
第4実施例では、第1実施例〜第3実施例で示した信号選択回路及び位相補間器をS組備え、周波数が等しく、位相差が360°/SのS個のキャリア信号を出力するS相クロック変換回路と、該S相クロック変換回路から出力されるS相のキャリア信号から、1/S単位でデューティー比が異なるS個の搬送波信号(パルス波21〜23)を生成するデューティー変換回路とを有するパルス波生成装置の構成例を示す。
図14に示すように、S相クロック変換回路は、第1実施例で示した信号選択回路102及び位相補間器103をS組(図14では6組を例示)備えた構成である。これら信号選択回路102及び位相補間器103に対して位相変調信号発生回路104から位相変調制御信号として適切な値を与えることで、位相差が互いに360°/SとなるS相の信号を生成できる。例えば、信号選択回路102及び位相補間器103に供給する位相変調制御信号を、図14に示す値に設定することで、位相が0°、90°、180°、270°の4相の信号から、位相が0°、60°、120°、180°、240°、300°の6相の信号を生成できる。
図14に示す信号選択回路102及び位相補間器103内の数値は、位相変調信号発生回路104から供給される位相変調制御信号の値を示している。信号選択回路102内の数値は図7に示したpに相当し、位相補間器103内の数値のうち、上側は図7に示したqに相当し、下側は図7に示したN−qに相当する。
なお、第1実施例及び第2実施例で説明したように、図14に示すS相クロック変換回路は、6相の出力信号の全てを位相変調することができる。6相の出力信号の全ての位相を+15°進めるときの位相変調信号の組み合わせを図15に示す。また、6相の出力信号の全ての位相を−15°遅らせるときの位相変調信号の組み合わせを図16に示す。図15及び図16のいずれにおいても各出力信号間の位相差が60°で維持されている。このように、位相変調制御信号を適切に設定することで、S相の出力信号間の位相差を維持しながらS相のクロック信号の全てを位相変調できる。
図13に示したパワーアンプに供給する、デューティー比が異なるパルス波21〜23を生成するデューティー変換回路は、図17に示すような論理回路で実現できる。デューティー変換回路へは、上記S相クロック変換回路で生成されたS相のクロック信号が供給される。
図18は図17に示したデューティー変換回路の動作例を示すタイミングチャートである。図18は図14に示したS相クロック変換回路で生成された6相のクロック信号(S1〜S6)が入力されたときの動作例を示している。
図18に示すように、第1番目の信号S1をデューティー比50%のパルス波21とする。パルス波21のハイレベルの時間は0〜(1/2)×T0である。
第2番目の信号S2と第3番目の信号S3が図17に示した論理回路に入力されると、図18に示すパルス波23の信号(デューティー比が100×(1/6)%)が出力される。この波形のハイレベルの時間は(1/6)×T0〜(2/6)×T0である。
また、第5番目の信号S5と第6番目の信号S6が図17に示した論理回路に入力されると、図18に示すパルス波22の信号(デューティー比が100×(5/6)%)が出力される。この波形のローレベルの時間は(4/6)×T0〜(5/6)×T0である。
デューティー変換回路から出力されたパルス波22,23は、図13に示したパワーアンプ201が備える第1のアンプ202にて増幅され、デューティー変換回路から出力されたパルス波21は、図13に示したパワーアンプ201が備える第2のアンプ203にて増幅される。パワーアンプ(電力増幅器)201からは第1のアンプ202及び第2のアンプ203の出力信号を合成した信号が出力される。
パワーアンプ201から出力された信号は、帯域透過フィルタ204によって不要な周波数成分が除去された後、アンテナ205から放射される。
本実施例によれば、S個の位相補間器を用いて複数の搬送波信号に変換することで、特願2006−250123号で示した、搬送波信号を生成した後にデューティー調整回路を設ける構成よりも簡易な構成でパルス波形が得られる。そのため、パルス波生成装置の回路面積が小さくなり、消費電力も低減する。
この出願は、2007年6月8日に出願された特願2007−152723号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (5)

  1. キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調するための変調装置であって、
    周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって2つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、
    前記制御信号にしたがって前記複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、前記信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいて前記キャリア信号の周波数または位相を前記ベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器と、
    前記信号選択回路に前記2つのキャリア信号を選択させ、前記位相補間器に前記搬送波信号を生成させるための前記制御信号を生成する位相変調信号発生回路と、
    を有する変調装置。
  2. 前記位相変調信号発生回路は、
    前記ベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号と同一周波数である位相切り替えクロックに同期して切り替えることで、前記搬送波信号の位相を1周期毎に切り替え、
    前記キャリア信号の周波数をfcとし、変調周波数をΔfcとしたとき、
    前記搬送波信号の1周期毎に切り替えるべき位相量が、360°×Δfc/(fc+Δfc)である請求項1記載の変調装置。
  3. 前記位相変調信号発生回路は、
    前記ベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号の1/R倍の周波数である位相切り替えクロックに同期して切り替えることで、前記搬送波信号の位相をR周期毎に切り替え、
    前記キャリア信号の周波数をfcとし、変調周波数をΔfcとしたとき、
    前記搬送波信号のR周期毎に切り替えるべき位相量が、R×360°×Δfc/(fc+Δfc)である請求項1記載の変調装置。
  4. iを1からmまでの整数とし、N1,N2,…,NmがN1+N2+…+Nm=kとなる任意の整数の組み合わせとし、TiをT1+T2+…+Tm=pb−paとなる任意の組み合わせとしたとき、
    前記位相変調信号発生回路は、
    前記キャリア信号のk倍の周期を有するベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号がNi回毎に立ち上がる位相切り替えクロックに同期して切り替え、
    前記ベースバンド信号に応じて前記搬送波信号の位相が前記キャリア信号の位相に対して360°×paから360°×pbに変化するとき、
    前記搬送波信号のNi周期毎に切り替えるべき位相差が、360°×Tiである請求項1記載の変調装置。
  5. 請求項1から4のいずれか1項記載の信号選択回路及び位相補間器をS組備え、周波数が等しく、位相差が360°/SのS個キャリア信号を出力するS相クロック変換回路と、
    前記S相クロック変換回路から出力されるS相のキャリア信号から、1/S単位でデューティー比が異なるS個の搬送波信号を生成するデューティー比変換回路と、
    を有するパルス波生成装置。
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