JPWO2008149981A1 - 変調装置及びパルス波生成装置 - Google Patents

Abstract

周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって２つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、制御信号にしたがって複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいて、キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号に応じて変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器とを有する。

Description

本発明は、無線通信装置が備える、ベースバンド信号に応じてキャリア信号の周波数や位相を変調するための変調装置及びそれを用いたパルス波生成装置に関する。

多くの無線通信装置では、データ変調方式として周波数変調方式や位相変調方式が用いられる。これらの変調方式を採用する無線通信装置では、キャリア信号の周波数を、データ（ベースバンド信号）に応じて微小周波数だけ増加あるいは減少させた搬送波信号が送受信される。ここで、キャリア信号の周波数はキャリア周波数（ｆｃ）と呼ばれ、微小周波数は変調周波数（Δｆｃ）と呼ばれる。

従来の周波数変調装置としては、図１に示す構成が広く用いられている。図１に示す周波数変調装置は、キャリア信号を生成するキャリア信号発生器１と、ディジタル信号であるベースバンド信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換器２と、ディジタル−アナログ変換器２から出力されたベースバンド信号に含まれる高調波成分を低減する帯域制限フィルタ３と、帯域制限フィルタ３の出力信号とキャリア信号発生器１から出力されたキャリア信号とをミキシングし、キャリア信号の周波数をベースバンド信号に応じて微小周波数だけ増加あるいは減少させた搬送波信号を出力するアナログミキサ４とを備えている。

図１に示す従来の周波数変調装置には、帯域制限フィルタ３等を備えることに起因する回路面積の増大や、アナログミキサ４に流れる定常電流が大きいことに起因する消費電力が大きい等の問題がある。

アナログミキサ４を用いずに入力信号の周波数を変換する方法は、例えば国際公開第０６／０３０９０５号パンフレット（以下、特許文献１と称す）に記載されている。特許文献１では、位相補間器を用いて入力信号の位相を周期毎にずらすことで入力信号の周波数を変換する構成が提案されている。この位相補間器の構成例を図２に示す。

図２に示すように、位相補間器５には、周波数が等しく、位相が異なるＣＬＫ（ｉ）及びＣＬＫ（ｉ＋１）と、不図示の制御回路から出力される位相変調制御信号（ディジタル信号）とが入力される。

位相補間器５は、位相変調制御信号として入力された設定値ｂにしたがってＣＬＫ（ｉ）とＣＬＫ（ｉ＋１）の位相差に相当する時間Ｔをｂ：ａ（ａ＋ｂ＝Ｎ）に分割し、ＣＬＫ（ｉ）から設定値ｂに対応する時間（ｂ／Ｎ）×Ｔだけ遅延させた信号を出力する。

具体的には、ａ＝４、ｂ＝３、ＣＬＫ（ｉ）の位相が基準となるクロックに対して−１３５°であり、ＣＬＫ（ｉ＋１）の位相が基準となるクロックに対して−１８０°である場合、ＣＬＫ（ｉ）とＣＬＫ（ｉ＋１）の位相差Ｔは４５°であるため、位相補間器５は、ＣＬＫ（ｉ）から（３／７）×４５°だけ遅延させた信号、すなわち位相が−１５４°の信号を出力する。

図２に示した位相補間器５を用いる従来の周波数変換装置の構成例を図３に示す。図３は上記特許文献１に記載された構成である。

図３に示すように、従来の周波数変換装置は、ｍ相生成回路１０、ｎ相生成回路２０及び単相クロック生成回路３０を備えている。

ｍ相生成回路１０は、周波数ｆｃのクロック信号を用いて、周波数がｆｃ／ｍであり、位相差が等間隔のｍ相のクロック信号を出力する。

ｎ相生成回路２０は、図２に示した位相補間器５をｎ個備え、ｍ相生成回路１０で生成されたｍ相のクロック信号から位相差が等しいｎ相のクロック信号を生成する。すなわち、周期が（ｍ／ｆｃ）×（１／ｎ）のｎ相のクロック信号を出力する。

単相クロック生成回路３０は、ｎ相生成回路２０から出力されたｎ相のクロック信号を合成し、周波数がｆｃ×ｎ／ｍの単相のクロック信号を出力する。

図３に示した周波数変換装置は、図１に示したアナログミキサ４や帯域制限フィルタ３が不要であり、ｎ／ｍが（ｆｃ＋Δｆｃ）／ｆｃとなるようにｎ及びｍを設定すれば、周波数がｆｃのキャリア信号を周波数がｆｃ＋Δｆｃの搬送波信号に変換できる。

一般に、無線通信装置で用いるキャリア周波数は数１００ＭＨｚから数ＧＨｚであり、無線通信装置で用いる変調周波数は数１０ＫＨｚから数ＭＨｚ程度である。そのため、図３に示した周波数変換装置を無線通信装置に用いる場合、ｎ／ｍが（ｆｃ＋Δｆｃ）／ｆｃとなるようにｎ及びｍを設定すると、ｎ及びｍが非常に大きな値となってしまう。

したがって、ｍ相生成回路やｎ相生成回路の回路規模が大きくなり、特にｎ相生成回路は非常に多くの位相補間器を必要とする。そのため、図３に示した周波数変換装置は、回路面積や消費電力が大きいという問題がある。

よって、小型化や低消費電力化が強く要求される無線通信装置では、図３に示した周波数変換装置を周波数変調装置や位相変調装置として用いることができない場合があった。

そこで、本発明は、回路面積が小さく、消費電力が少ない、ベースバンド信号に応じてキャリア信号の周波数や位相を変調できる変調装置及びそれを用いたパルス波生成回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の変調装置は、キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調するための変調装置であって、
周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって２つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、
制御信号にしたがって複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいてキャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器と、
信号選択回路に２つのキャリア信号を選択させ、位相補間器に搬送波信号を生成させるための制御信号を生成する位相変調信号発生回路と、
を有する。

一方、本発明のパルス波生成装置は、上記信号選択回路及び位相補間器をＳ組備え、周波数が等しく、位相差が３６０°／ＳのＳ個キャリア信号を出力するＳ相クロック変換回路と、
Ｓ相クロック変換回路から出力されるＳ相のキャリア信号から、１／Ｓ単位でデューティー比が異なるＳ個の搬送波信号を生成するデューティー比変換回路と、
を有する。

図１は、従来の周波数変調装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、位相補間器の構成及び動作を示す模式図である。 図３は、従来の周波数変換装置の構成例を示すブロック図である。 図４は、第１実施例の変調装置の構成を示すブロック図である。 図５は、図４に示した位相補間器の一構成例を示す回路図である。 図６は、図５に示した位相補間器の動作例を示すタイミングチャートである。 図７は、図４に示した信号選択回路及び位相補間器に供給する位相変調制御信号の設定例を示すブロック図である。 図８は、図４に示した信号選択回路及び位相補間器の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図９は、第１実施例の変調装置の位相変調動作の一例を示すタイミングチャートである。 図１０は、第２実施例の変調装置の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図１１は、第２実施例の変調装置から出力される搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を示すグラフである。 図１２は、第３実施例の変調装置の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 図１３は、電力増幅器の一構成例を示す回路図である。 図１４は、信号選択回路及び位相補間器を備えるＳ相クロック変換回路の構成例を示すブロック図である。 図１５は、第４実施例の変調装置の構成例を示すブロック図である。 図１６は、第４実施例の変調装置の他の構成例を示すブロック図である。 図１７は、図１３に示した電力増幅器に供給するパルス波を生成するデューティー変換回路の一構成例を示す回路図である。 図１８は、図１７に示したデューティー変換回路の動作を示すタイミングチャートである。

次に本発明について図面を参照して説明する。
（第１実施例）
図４は第１実施例の変調装置の構成を示すブロック図である。

第１実施例の変調装置は、周波数が同一（ｆｃ）であり、位相が異なるｋ個のキャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫｋを生成するキャリア信号発生器１０１と、キャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫｋのうち、位相変調制御信号（ディジタル信号）にしたがって２つのキャリア信号ＣＬＫ［ｉ］及びＣＬＫ［ｉ＋１］を選択して出力する信号選択回路１０２と、位相変調制御信号にしたがって各キャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫｋの位相差よりも小さい単位で位相を調整する、信号選択回路１０２で選択されたキャリア信号ＣＬＫ［ｉ］及びＣＬＫ［ｉ＋１］に基づいて該キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器１０３と、信号選択回路１０２に２つのキャリア信号ＣＬＫ［ｉ］〜ＣＬＫ［ｉ＋１］を選択させ、位相補間器１０３に搬送波信号を生成させるための位相変調制御信号を生成する位相変調信号発生回路１０４とを有する。

図４に示すように、位相変調信号発生回路１０４には、ベースバンド信号及び位相切り替えクロックが入力される。本実施例では、位相切り替えクロックとして、キャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫｋと同一周波数のクロックを用いる。

位相変調信号発生回路１０４は、位相切り替えクロックに同期して位相変調制御信号を切り替えることで、搬送波信号の位相を、その周期毎に切り替える。より具体的には位相切り替えクロックの立ち上がりのタイミングで、ベースバンド信号に対応する位相変調制御信号を出力することで、位相補間器１０３から出力される搬送波信号の位相を、位相切り替えクロックの立ち上がりのタイミング毎に切り替える。

図５は図４に示した位相補間器の一構成例を示す回路図である。

図５に示すように、位相補間器１０３は、周知のダイナミック回路と定電流源回路とを組み合わせた構成で実現できる。この位相補間器の詳細な構成については上記特許文献１にも記載されている。

図５に示す位相補間器１０３では、Ｎビットの制御信号ＣＴ１［１］，ＣＴ１［２］，…，ＣＴ１［Ｎ］のうち、ａ個の制御信号をハイレベルに設定することで、キャリア信号ＣＬＫ［ｉ］がハイレベルのときにトランジスタＭ１に流れる電流値をａＩに設定できる。

また、図５に示す位相補間器では、Ｎビットの制御信号ＣＴ２［１］，ＣＴ２［２］，…，ＣＴ２［Ｎ］のうち、ｂ個の制御信号をハイレベルに設定することで、キャリア信号ＣＬＫ［ｉ＋１］がハイレベルのときにトランジスタＭ２に流れる電流値をｂＩに設定できる。なお、Ｉは各定電流源回路に流れる電流である。

このとき、キャリア信号ＣＬＫ［ｉ］は、トランジスタＭ１に流れる電流値ａＩとトランジスタＭ２に流れる電流値ｂＩの比で決まる遅延量で位相が遅延する。すなわち、図６に示すように、キャリア信号ＣＬＫ（ｉ）とＣＬＫ（ｉ＋１）の位相差に相当する時間をＴとし、該時間Ｔをｂ：ａ（ａ＋ｂ＝Ｎ）に分割したとき、位相補間器１０３からはキャリア信号ＣＬＫ（ｉ）をｂに対応する時間（ｂ／Ｎ：但し、ａ＋ｂ＝Ｎ）×Ｔだけ遅延させた信号（搬送波信号）が出力される。

制御信号ＣＴ１［１］〜ＣＴ１［Ｎ］及びＣＴ２［１］〜ＣＴ２［Ｎ］は、位相変調信号発生回路１０４から出力される位相変調制御信号に基づいて論理回路等を用いて生成すればよい。また、制御信号ＣＴ１［１］〜ＣＴ１［Ｎ］及びＣＴ２［１］〜ＣＴ２［Ｎ］には、位相変調信号発生回路１０４から出力される位相変調制御信号をそのまま用いてもよい。

キャリア信号発生器１０１は、例えばキャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫよりも高い周波数のクロック信号を分周するフリップフロップ等を用いて実現できる。また、信号選択回路１０１及び位相変調信号発生回路１０４は、周知の論理回路やセレクタ等を組み合わせることで実現できる。

図７は図４に示した信号選択回路及び位相補間器に供給する位相変調制御信号の設定例を示すブロック図であり、図８は図４に示した信号選択回路及び位相補間器の動作の具体例を示すタイミングチャートである。

図７に示すように、信号選択回路１０２には、キャリア信号ＣＬＫ１（位相＝０°）、キャリア信号ＣＬＫ２（位相＝３６０°×１／Ｎ）、キャリア信号ＣＬＫＮ（位相＝３６０°×（Ｎ−１）／Ｎ）が入力される。

信号選択回路１０２は、位相変調信号発生回路１０４から出力される位相変調制御信号ｐにしたがってキャリア信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫＮの中から２つのキャリア信号ＣＬＫ［ｐ］及びＣＬＫ［ｐ＋１］を選択して出力する。信号選択回路１０２は、例えば位相変調制御信号ｐが「１」の場合、第１の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ１を出力し、第２の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ２を出力する。また、信号選択回路１０２は、位相変調制御信号が「２」の場合、第１の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ２を出力し、第２の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ３を出力する。また、信号選択回路１０２は、位相変調制御信号が「３」の場合、第１の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ３を出力し、第２の出力端子からキャリア信号ＣＬＫ４を出力する。同様に、信号選択回路１０２は、位相変調制御信号が「ｋ」の場合、第１の出力端子からキャリア信号ＣＬＫｋを出力し、第２の出力端子からキャリア信号ＣＬＫｋ＋１を出力する。

ここで、信号選択回路１０２に入力される位相変調制御信号をｐ、位相補間器１０３に入力される位相変調制御信号をｑとした場合、キャリア信号ＣＬＫ１の入力時に位相補間器１０３から出力される搬送波信号の位相は、３６０°／ｋ×（ｐ＋ｑ／Ｎ）で表される。

位相変調制御信号で制御可能な最小の遅延量である位相分解能は３６０°／（ｋ×Ｎ）であり、位相補間器１０３からは、０°から３６０°の範囲内で、３６０°／（ｋ×Ｎ）単位で異なる位相の搬送波信号が出力される。

一般に、無線通信装置では、ベースバンド信号（データ）の値が「１」の場合、搬送波信号の位相がキャリア信号の周期毎に一定の割合で増加し、所定の周期後にデータ「１」に相当する位相（例えば＋９０°）に到達し、ベースバンド信号の値が「０」の場合、搬送波信号の位相がキャリア信号の周期毎に一定の割合で減少し、所定の周期後にデータ「０」に相当する位相（例えば−９０°）に到達する位相変調方式が広く採用されている。これは、搬送波信号の位相を、その１周期単位で＋９０°あるいは−９０°へ切り替えると、無線通信にとって不要な雑音成分（スプリアス）が増大するため、データ「１」または「０」に対応する位相まで複数の周期で滑らかに変化させる必要があるからである。

本実施例では、図４に示した位相変調信号発生回路１０４をキャリア信号と同一周波数の位相切り替えクロックで動作させ、キャリア信号の立ち上がり毎に搬送波信号の位相をΔθ単位で増大あるいは減少させ、複数の周期後にベースバンド信号の値に対応する位相まで到達させる。

上述したように搬送波信号の周波数は、キャリア信号の周波数ｆｃに対してΔｆｃだけ増加または減少する。ここで、周波数がｆｃからｆｃ＋Δｆｃに増加するということは周期が（ｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ））倍になるということであり、周波数がｆｃ＋Δｆｃになると、その周期は３６０°×（１−ｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ））＝３６０°×Δｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ）に短縮する。

したがって、キャリア信号に対する搬送波信号の位相量Δθ＝３６０°×Δｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ）が３６０°／（ｋ×Ｎ）の整数倍となるようにｋ及びＮを設定すれば、キャリア信号の周波数をｆｃ＋Δｆｃまで増加あるいはｆｃ−Δｆｃまで減少できる。すなわち、図４に示した変調装置は周波数変調装置として用いることができる。また、キャリア信号の周波数をΔｆｃ単位で増加または減少させ、所定数の周期後に所望の位相に到達させれば、図４に示した変調装置は位相変調装置としても用いることができる。例えば、ｋ＝８、Ｎ＝６としたときの位相変調動作の一例を図９に示す。

図２に示した従来の周波数変換装置では、キャリア周波数をｎ／ｍ倍にするには、ｎ相生成回路にてｎ個の位相補間器が必要であった。一方、本実施例の変調装置は、切り替え段数がＮの１つの位相補間器１０３と信号選択回路１０２とによって実現できるため、周波数変調装置や位相変調装置の回路面積を小さくできる。また、図２に示した周波数変換装置と比べて位相補間器１０３の数を低減できるため、消費電力も低減する。
（第２実施例）
第２実施例の変調装置は、位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のＲ倍（周波数を１／Ｒ倍）に設定し、かつ位相補間器１０３による位相変化量を第１実施例よりもＲ倍（Ｒ×Δθ）に増加させた点で第１実施例の変調装置と異なっている。その他の構成は第１実施例の変調装置と同様であるため、その説明は省略する。

上述したように、位相変調信号発生回路１０４へ供給する位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のＲ倍に設定し、位相補間器１０３による位相変化量を第１実施例よりもＲ倍（Ｒ×Δθ）に増加させても、図１０に示すようにキャリア信号のＲ周期毎に得られる位相変化量は、図８に示したキャリア信号の周期毎にΔθだけ位相を変化させる場合と同一である。したがって、第２実施例の変調装置も第１実施例と同様に位相変調装置や周波数変調装置を実現できる。

なお、第２実施例の変調装置を無線通信装置に用いる場合、位相切り替えクロックの周波数成分（ｆｃ×（１／Ｒ）成分）が搬送波信号に漏洩して、例えば送信用の電力増幅器から位相切り替えクロックの周波数成分が出力されてしまうことがある。この場合、本実施例の変調装置を用いる無線通信装置の規格（例えば、定められた周波数成分以外の電力強度を−２０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍ以下に抑制すること）を満たすようにＲの値を設定する必要がある。

第２実施例の変調装置から出力される搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を図１１に示す。図１１は、キャリア周波数が２．４［ＧＨｚ］、位相切り替えクロックの周波数が４０［ＭＨｚ］、すなわち、Ｒ＝６０に設定した場合の搬送波信号の電力スペクトル特性の一例を示している。

図１１に示すように、第２実施例の変調装置から出力される搬送波信号には、キャリア信号の周波数における電力スペクトル以外に、キャリア周波数から４０［ＭＨｚ］離れた周波数で電力スペクトルのピークが存在する。

但し、図１１に示す電力スペクトル特性では、キャリア周波数から４０［ＭＨｚ］離れた周波数の電力スペクトルの強度がキャリア周波数の電力スペクトルよりも３０［ｄＢ］以上低い値に抑制されている。そのため、例えばＺｉｇｂｅｅのようにキャリア周波数以外の電力スペクトルの強度に対する規定が比較的緩い無線規格の無線通信装置では、第２実施例の変調装置を用いても問題がない。なお、Ｚｉｇｂｅｅでは、キャリア周波数以外の電力スペクトルの強度を、キャリア周波数の電力スペクトルの強度に対して−２０ｄＢ以下にするよう規定されている。したがって、第２実施例の変調装置を用いても１０ｄＢ以上の余裕がある。

キャリア周波数以外の電力スペクトルの強度をキャリア周波数の電力スペクトルの強度に対して３０［ｄＢ］以下に抑制しなければならない無線通信装置では、例えば位相変調信号発生回路１０４から出力された位相変調制御信号をΔΣ変調等によりスペクトル拡散すれば、不要な電力スペクトルのピークを低減できる。

また、キャリア周波数以外のピークが隣接チャネルの周波数よりも十分に離れた周波数であれば、一般的には電力スペクトルの強度に対する制限が緩くなるため、Ｒの値を小さくして、キャリア周波数以外の電力スペクトルのピークをキャリア周波数から遠ざける方法も適用できる。

本実施例の変調装置によれば、位相切り替えクロックの周波数をキャリア周波数の１／Ｒ倍に設定することで、位相変調信号発生回路１０４の動作周波数が低くなるため、位相変調信号発生回路の設計が容易になり、位相変調信号発生回路の消費電力を低減できる。

さらに、第１実施例の変調装置では、Δθ単位で位相が切り替わるようにｋ及びＮの値を設定する必要があったが、第２実施例では、Ｒ×Δθ単位で位相が切り替わるようにｋとＮの値を設定するため、図５に示した位相補間器１０３が備える定電流源回路の数（Ｎ）を１／Ｒ個に減らすことができる。そのため、第２実施例の変調装置は、第１実施例よりも位相補間器１０３の回路面積を低減できる。また、第２実施例の変調装置は、定電流源回路の数を低減することで第１実施例よりも消費電力が低減する。

第１実施例及び第２実施例の変調装置では、搬送波信号の最小周期が１／ｆｃであるが、平均周期は１／（ｆｃ＋Δｆｃ）となる。したがって、第１実施例及び第２実施例の変調装置は、最小周期で性能が決定される論理回路設計よりも、主として平均周期の強度で決定される周波数スペクトルが重要な分野、具体的には無線通信装置の位相変調装置や周波数変調装置として用いて有効である。
（第３実施例）
第３実施例の変調装置は、キャリア信号のｋ倍の周期を有するベースバンド信号に対応して、搬送波信号の位相をキャリア信号の位相に対して３６０°×ｐａから３６０°×ｐｂに変化させる位相変調方式に適用する例である。

この場合、位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のＮｉ倍（ｉは１からｍまでの整数であり、Ｎ１，Ｎ２，…，ＮｍはＮ１＋Ｎ２＋…＋Ｎｍ＝ｋとなる任意の整数の組み合わせ）に設定する。つまり、位相変調信号発生回路１０４へ供給する位相切り替えクロックの周期を一定値に限定することなく、かつ位相補間器１０３による位相変化量を一定値に限定しない点で第１実施例および第２実施例の変調装置と異なっている。位相補間器１０３による位相変化量は、例えば、搬送波信号のＮｉ周期毎に切り替えるべき位相差が３６０°×Ｔｉ（ＴｉはＴ１＋Ｔ２＋…＋Ｔｍ＝ｐｂ−ｐａとなる任意の組み合わせ）となるように設定すればよい。その他の構成は第１実施例の変調装置と同様であるため、その説明は省略する。

このように位相変調信号発生回路１０４へ供給する位相切り替えクロックの周期をキャリア信号の周期のＮｉ倍に設定し、位相補間器１０３による位相変化量を３６０°×Ｔｉとしても、図１２に示すようにキャリア信号のｋ周期後に得られる搬送波の位相を３６０°×ｐａから３６０°×ｐｂに変化させることができるため、第３実施例の変調装置も第１実施例及び第２実施例と同様に位相変調装置や周波数変調装置を実現できる。

第３実施例の変調装置は、位相切り替えクロックや位相補間器１０３による位相変化量を一定値に制御しないことで、キャリア周波数以外の周波数の電力スペクトルのピーク量を低減できる。
（第４実施例）
本出願人が先に出願した特願２００６−２５０１２３号では、図１３に示すように、周波数が同一で、信号電圧の高レベル時間と低レベル時間の比（デューティー比）および位相が互いに異なる複数の搬送波信号を合成することで、送信用の電力増幅器（パワーアンプ）から出力される搬送波信号の高調波成分を抑制した構成を提案している。

第４実施例では、第１実施例〜第３実施例で示した信号選択回路及び位相補間器をＳ組備え、周波数が等しく、位相差が３６０°／ＳのＳ個のキャリア信号を出力するＳ相クロック変換回路と、該Ｓ相クロック変換回路から出力されるＳ相のキャリア信号から、１／Ｓ単位でデューティー比が異なるＳ個の搬送波信号（パルス波２１〜２３）を生成するデューティー変換回路とを有するパルス波生成装置の構成例を示す。

図１４に示すように、Ｓ相クロック変換回路は、第１実施例で示した信号選択回路１０２及び位相補間器１０３をＳ組（図１４では６組を例示）備えた構成である。これら信号選択回路１０２及び位相補間器１０３に対して位相変調信号発生回路１０４から位相変調制御信号として適切な値を与えることで、位相差が互いに３６０°／ＳとなるＳ相の信号を生成できる。例えば、信号選択回路１０２及び位相補間器１０３に供給する位相変調制御信号を、図１４に示す値に設定することで、位相が０°、９０°、１８０°、２７０°の４相の信号から、位相が０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の６相の信号を生成できる。

図１４に示す信号選択回路１０２及び位相補間器１０３内の数値は、位相変調信号発生回路１０４から供給される位相変調制御信号の値を示している。信号選択回路１０２内の数値は図７に示したｐに相当し、位相補間器１０３内の数値のうち、上側は図７に示したｑに相当し、下側は図７に示したＮ−ｑに相当する。

なお、第１実施例及び第２実施例で説明したように、図１４に示すＳ相クロック変換回路は、６相の出力信号の全てを位相変調することができる。６相の出力信号の全ての位相を＋１５°進めるときの位相変調信号の組み合わせを図１５に示す。また、６相の出力信号の全ての位相を−１５°遅らせるときの位相変調信号の組み合わせを図１６に示す。図１５及び図１６のいずれにおいても各出力信号間の位相差が６０°で維持されている。このように、位相変調制御信号を適切に設定することで、Ｓ相の出力信号間の位相差を維持しながらＳ相のクロック信号の全てを位相変調できる。

図１３に示したパワーアンプに供給する、デューティー比が異なるパルス波２１〜２３を生成するデューティー変換回路は、図１７に示すような論理回路で実現できる。デューティー変換回路へは、上記Ｓ相クロック変換回路で生成されたＳ相のクロック信号が供給される。

図１８は図１７に示したデューティー変換回路の動作例を示すタイミングチャートである。図１８は図１４に示したＳ相クロック変換回路で生成された６相のクロック信号（Ｓ１〜Ｓ６）が入力されたときの動作例を示している。

図１８に示すように、第１番目の信号Ｓ１をデューティー比５０％のパルス波２１とする。パルス波２１のハイレベルの時間は０〜（１／２）×Ｔ０である。

第２番目の信号Ｓ２と第３番目の信号Ｓ３が図１７に示した論理回路に入力されると、図１８に示すパルス波２３の信号（デューティー比が１００×（１／６）％）が出力される。この波形のハイレベルの時間は（１／６）×Ｔ０〜（２／６）×Ｔ０である。

また、第５番目の信号Ｓ５と第６番目の信号Ｓ６が図１７に示した論理回路に入力されると、図１８に示すパルス波２２の信号（デューティー比が１００×（５／６）％）が出力される。この波形のローレベルの時間は（４／６）×Ｔ０〜（５／６）×Ｔ０である。

デューティー変換回路から出力されたパルス波２２，２３は、図１３に示したパワーアンプ２０１が備える第１のアンプ２０２にて増幅され、デューティー変換回路から出力されたパルス波２１は、図１３に示したパワーアンプ２０１が備える第２のアンプ２０３にて増幅される。パワーアンプ（電力増幅器）２０１からは第１のアンプ２０２及び第２のアンプ２０３の出力信号を合成した信号が出力される。

パワーアンプ２０１から出力された信号は、帯域透過フィルタ２０４によって不要な周波数成分が除去された後、アンテナ２０５から放射される。

本実施例によれば、Ｓ個の位相補間器を用いて複数の搬送波信号に変換することで、特願２００６−２５０１２３号で示した、搬送波信号を生成した後にデューティー調整回路を設ける構成よりも簡易な構成でパルス波形が得られる。そのため、パルス波生成装置の回路面積が小さくなり、消費電力も低減する。

この出願は、２００７年６月８日に出願された特願２００７−１５２７２３号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (5)

1. キャリア信号の周波数または位相をベースバンド信号で変調するための変調装置であって、
   周波数が同一であり、位相差が等しい複数のキャリア信号から、所定の制御信号にしたがって２つのキャリア信号を選択して出力する信号選択回路と、
   前記制御信号にしたがって前記複数のキャリア信号の位相差よりも小さい単位で位相を調整する、前記信号選択回路で選択されたキャリア信号に基づいて前記キャリア信号の周波数または位相を前記ベースバンド信号で変調した信号である搬送波信号を生成する位相補間器と、
   前記信号選択回路に前記２つのキャリア信号を選択させ、前記位相補間器に前記搬送波信号を生成させるための前記制御信号を生成する位相変調信号発生回路と、
   を有する変調装置。
2. 前記位相変調信号発生回路は、
   前記ベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号と同一周波数である位相切り替えクロックに同期して切り替えることで、前記搬送波信号の位相を１周期毎に切り替え、
   前記キャリア信号の周波数をｆｃとし、変調周波数をΔｆｃとしたとき、
   前記搬送波信号の１周期毎に切り替えるべき位相量が、３６０°×Δｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ）である請求項１記載の変調装置。
3. 前記位相変調信号発生回路は、
   前記ベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号の１／Ｒ倍の周波数である位相切り替えクロックに同期して切り替えることで、前記搬送波信号の位相をＲ周期毎に切り替え、
   前記キャリア信号の周波数をｆｃとし、変調周波数をΔｆｃとしたとき、
   前記搬送波信号のＲ周期毎に切り替えるべき位相量が、Ｒ×３６０°×Δｆｃ／（ｆｃ＋Δｆｃ）である請求項１記載の変調装置。
4. ｉを１からｍまでの整数とし、Ｎ１，Ｎ２，…，ＮｍがＮ１＋Ｎ２＋…＋Ｎｍ＝ｋとなる任意の整数の組み合わせとし、ＴｉをＴ１＋Ｔ２＋…＋Ｔｍ＝ｐｂ−ｐａとなる任意の組み合わせとしたとき、
   前記位相変調信号発生回路は、
   前記キャリア信号のｋ倍の周期を有するベースバンド信号に対応する前記制御信号を、前記キャリア信号がＮｉ回毎に立ち上がる位相切り替えクロックに同期して切り替え、
   前記ベースバンド信号に応じて前記搬送波信号の位相が前記キャリア信号の位相に対して３６０°×ｐａから３６０°×ｐｂに変化するとき、
   前記搬送波信号のＮｉ周期毎に切り替えるべき位相差が、３６０°×Ｔｉである請求項１記載の変調装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項記載の信号選択回路及び位相補間器をＳ組備え、周波数が等しく、位相差が３６０°／ＳのＳ個キャリア信号を出力するＳ相クロック変換回路と、
   前記Ｓ相クロック変換回路から出力されるＳ相のキャリア信号から、１／Ｓ単位でデューティー比が異なるＳ個の搬送波信号を生成するデューティー比変換回路と、
   を有するパルス波生成装置。

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