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JPWO2005071825A1 - 直流−交流変換装置、そのコントローラｉｃ、及びその直流−交流変換装置を用いた電子機器 - Google Patents

直流−交流変換装置、そのコントローラｉｃ、及びその直流−交流変換装置を用いた電子機器 Download PDF

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Abstract

二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に設けた半導体スイッチ回路をＰＷＭ制御などにより制御するインバータにおいて、ＣＣＦＬなどの負荷に供給される電流及び電圧をフィードバックして、それぞれ電流誤差信号と電圧誤差信号を形成し、それらの大きさに基づいて帰還信号を形成する。また、直流電源電圧が急上昇したときに負荷へ供給される電力が小さくなるように、負荷への電流や電圧の変化を待たずに、直接に帰還信号ＦＢを変化させる。これにより、電源電圧の急変（急上昇や急低下）に伴う、表示状態の違和感や過大電流の発生を抑制し、またインバータ動作のシャットダウンなどの発生を防止する。

Description

本発明は、電気機器付属の電源アダプターや、電池（以下、バッテリー）などの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流−交流変換装置（以下、インバータという）、そのコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた電子機器に関する。
ノートパソコンの液晶モニター、液晶テレビ受像機、カーナビ用表示装置などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖ（実効値；以下、交流電圧について同じ）であり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。
ＣＣＦＬに交流電力を供給するためのインバータとして、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特開２００２−２３３１５８号公報：以下、特許文献１）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用キャパシタを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。
そして、変圧器の二次巻線に流れる負荷電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された（即ち、デューティ比が制御された）制御信号を発生する。その制御信号を、Ｈブリッジの半導体スイッチ回路に供給し、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出するようにし、所定値以上の過電圧を検出したときにインバータの動作を停止させるようにして、過電圧保護を行うようにしている。また、負荷電流が所定値以下になると、デューティ比を最小限に設定するようにして、過電圧の発生を防止するようにしている。
この種のインバータでは、その電源として、通常はバッテリーが用いられる。そのバッテリーへの充電などのために電源アダプターが用いられることが多い。この電源アダプターをバッテリーに接続したり、或いはバッテリーから外したときに、インバータに供給される電源電圧が急変（急上昇、或いは急低下）することがある。また、そのバッテリーに接続される他の負荷、例えば車載用でのブレーキ回路等、の負荷量が急変したときにも電源電圧が急変することがある。
特許文献１のインバータでは、電源電圧が急上昇したときに、電流フィードバック制御に多少の時間遅れがあるから、その間は表示状態が一瞬明るくなる。したがって、表示画面を見ている人に違和感を与えてしまう。また、その間は負荷電流が急激に増加することになるから、ＣＣＦＬなどの負荷に余計なダメージを与えることになってしまう。
また、電源電圧が急低下（急減）したときには、負荷電流もそれに連れて減少する。特許文献１のインバータでは、その負荷電流が所定値以下まで減少すると、ＣＣＦＬの消灯（或いは断線）による過電圧発生への対策として、半導体スイッチ回路のデューティ比が最小限に設定されてしまう。このインバータを用いている電子機器が例えば寒冷地など使用条件の厳しい場所で使用されている場合等には、ＣＣＦＬの負荷電流が元に回復せずに、インバータの動作をシャットダウンしてしまうことがある。
そこで、本発明は、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に設けた半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（以下、ＰＷＭ）制御などにより定電流制御するインバータにおいて、電源電圧の急変（急上昇や急低下）に伴う、表示状態の違和感や過大電流の発生を抑制し、或いはインバータ動作のシャットダウンなどの発生を防止することができるインバータを提供することを目的とする。また、そのインバータに用いるコントローラＩＣを提供することを目的とする。また、そのインバータとそれにより駆動される発光装置を備えた電子機器を提供することを目的とする。
本発明のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源からその一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路と、
その二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
その二次巻線に接続された負荷に印加される電圧を検出する電圧検出回路と、
その電流検出回路による電流検出信号と電流基準信号とに基づいて電流誤差信号を発生する電流誤差信号発生回路と、
その電圧検出回路による電圧検出信号と電圧基準信号とに基づいて電圧誤差信号を発生する電圧誤差信号発生回路と、
その電流誤差信号とその電圧誤差信号との大きさに応じて帰還信号を形成する帰還信号形成回路と、
その帰還信号に応じてその半導体スイッチ回路をスイッチングするための駆動信号を形成するスイッチ駆動回路を備える。
本発明のコントローラＩＣは、変圧器の一次巻線に直流電源から第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路を駆動して、その変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
その負荷に流れる電流に応じた電流検出信号と電流基準信号とに基づいて発生される電流誤差信号と、その負荷に印加される電圧に応じた電圧検出信号と電圧基準信号とに基づいて発生される電圧誤差信号との、大きさに応じて帰還信号を形成する帰還信号形成回路と、
その帰還信号に応じてその半導体スイッチ回路をスイッチングするための駆動信号を形成するスイッチ駆動回路を備える。
また、本発明のインバータ及びコントローラＩＣにおいて、そのスイッチ駆動回路は、三角波信号発生回路によって発生された三角波信号とその帰還信号とが入力され、それら三角波信号と帰還信号とを比較してＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有する。
また、その帰還信号形成回路は、その電流誤差検出信号を制御入力とする電流誤差制御用トランジスタと、その電流誤差制御用トランジスタと並列接続され、その電圧誤差検出信号を制御入力とする電圧誤差制御用トランジスタとを有し、その並列接続した箇所からその帰還信号が出力される。
また、その直流電源の直流電源電圧が急上昇したときに、その負荷へ供給される電力が小さくなるように、その帰還信号を変化させる帰還信号制御回路を備える。
また、その帰還信号制御回路は、その直流電源電圧が入力され、その直流電源電圧を微分して電圧急変信号を出力する電圧急変検出回路と、その帰還信号の電位点と所定電位点との間に接続されており、その電圧急変信号によって制御される低減回路とを有する。また、その低減回路はトランジスタスイッチと抵抗との直列回路を含み、その電圧急変検出回路はキャパシタと抵抗との直列回路を含む。
本発明の電子機器は、電池と、この電池の直流電圧が入力され交流出力を発生する本発明のインバータと、このインバータの交流出力により駆動される発光装置とを備える。また、その発光装置は、ＣＣＦＬであることを特徴とする。
本発明によれば、ＣＣＦＬなどの負荷に供給される電流及び電圧をフィードバックして、それぞれ電流誤差信号と電圧誤差信号を形成し、それらの大きさに基づいて帰還信号ＦＢを形成する。これにより、直流電源電圧の急減時にも帰還信号ＦＢによって、負荷への電流及び電圧を自動的に回復させる。したがって、従来のようにインバータ動作のシャットダウンなどが発生することを防止できる。
また、直流電源電圧が急上昇したときに負荷へ供給される電力が小さくなるように、負荷への電流や電圧の変化を待たずに、直接に帰還信号ＦＢを変化させる。これにより、表示状態の変化を抑制して違和感の発生を少なくできるし、過大電流の発生を抑制して負荷などへ与えるダメージを小さくできる。
また、帰還信号ＦＢの変化は、直流電源電圧の急変を微分回路で検出して低減回路を動作させるだけでよい。したがって、簡単な構成で実現することが出来る。
本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成図 図１のためのコントローラＩＣの内部構成図 電源電圧が急変したときの動作を説明する図
以下、図面を参照して、本発明の直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータ、そのコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた電子機器の実施例について説明する。
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）の半導体スイッチ回路を用いて、ＰＷＭ制御する本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成を示す図である。図２は、そのためのインバータ制御用のコントローラＩＣの内部構成を示す図である。なお、半導体スイッチ回路はハーフブリッジでもよい。
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
バッテリーＢＡＴの直流電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。
バッテリーＢＡＴは、商用電源１０を入力とするアダプターＡＤＰが接続されたときに、アダプターＡＤＰから充電される。アダプターＡＤＰは、バッテリー充電回路（チャージャー）を内蔵しており、バッテリーＢＡＴを放電状態（例えば、１２Ｖ）からフル充電状態（例えば、１６Ｖ）へ充電する。
バッテリーＢＡＴからは、本発明のインバータ装置のみでなく、その他の電装部品（他回路）へも直流電源電圧ＶＣＣを供給する。
帰還信号制御回路１６０は、直流電源電圧ＶＣＣが急激に減少したことを検出して、帰還信号を制御する回路である。
キャパシタ１１１，キャパシタ１１２は、抵抗１１７，抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４，抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、キャパシタ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものである。この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３，１１６，１１９，１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のキャパシタである。
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子である。その第１ピン１Ｐには、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。その第２ピン２Ｐには、設定用キャパシタ１３１が接続され、そこにバースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。この第３ピン３Ｐには、設定用キャパシタ１３２が接続され、そこにＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子である。この第４ピン４Ｐには、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子である。この第６ピン６Ｐには、設定用抵抗１３４が接続される。そして、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離される。その第６ピン６Ｐの電位ＳＲＴは、グランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチを設定するための設定容量接続端子である。この第７ピン７Ｐには、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのキャパシタ１３５が接続され、キャパシタ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
第９ピン９Ｐは、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じた電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力される。その検出電流ＩＳが、第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器出力端子である。この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にキャパシタ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
第１０ピン１０Ｐは、第２誤差増幅器用入力端子である。この第１０ピン１０Ｐには、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力される。その検出電圧ＶＳが、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、キャパシタ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子である。この第１１ピン１１Ｐには、抵抗１４３とキャパシタ１４２により、起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子である。この第１２ピン１２Ｐには、キャパシタ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたキャパシタ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給する。ＯＳＣブロック２０１はまた、ＰＷＭ三角波信号ＣＴに同期した内部クロックを発生し、ロジックブロック２０３に供給する。
ＢＯＳＣブロック２０２は、バースト用三角波信号発振回路であり、第２ピン２Ｐに接続されたキャパシタ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。バースト用三角波信号ＢＣＴの周波数は、ＰＷＭ三角波信号ＣＴの周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログ（直流電圧）のデューティ信号ＤＵＴＹとバースト用三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較する。この比較器２２１の比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタル（ＰＷＭ形式）のデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成する。出力ブロック２０４は、ロジックブロック２０３からのスイッチ駆動信号にしたがって、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２を生成し、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２，１０４のゲートに印加する。
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、キャパシタ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。また、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
第１誤差増幅器２１１は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳと、基準電圧（電流基準信号）Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力によって、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点（即ち、第８ピン８Ｐ）の電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、キャパシタ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
第２誤差増幅器２１２は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳと、基準電圧（電圧基準信号）Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。なお、ダイオード２３７及びＰＮＰ２３６は、過電圧制限用である。
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
次に、以上のように構成されるインバータの動作、特に電源電圧ＶＣＣが急変したときの動作を図３を参照して説明する。
図３は、帰還信号制御回路１６０の内部回路を詳しく記載するとともに、電源電圧ＶＣＣが急変したときの動作に特に関係する部分を図１及び図２から抜き出した説明用の図面である。したがって、全体の回路動作を見るときには、図１、図２も参照することになる。
本発明のインバータにおいて、直流電源電圧ＶＣＣはバッテリーＢＡＴから供給される。このバッテリーＢＡＴは、商用電源１０を入力とするアダプターＡＤＰが接続されたときに、アダプターＡＤＰから充電される。したがって、直流電源電圧ＶＣＣは、フル充電状態（例えば、１６Ｖ）の電圧から、放電状態（例えば、１２Ｖ）の電圧まで変動する。
アダプターＡＤＰは任意の時点で接続されたり、あるいは除かれたりする。バッテリーＢＡＴがある程度放電している状態でアダプターＡＤＰが接続されると、電源電圧ＶＣＣはその時点で急激に上昇する。また、バッテリーＢＡＴの充電の途中でアダプターＡＤＰが除かれると、電源電圧ＶＣＣはその時点で急激に低下する。その電源電圧ＶＣＣの上昇あるいは低下の程度は、アダプターＡＤＰとバッテリーＢＡＴとの接続構成や、アダプターＡＤＰに通常含まれているチャージャーの性能にもよる。しかし、何れにしてもアダプターＡＤＰの接続や除外に伴って電源電圧の急激な変動を生じることになる。
また、バッテリーＢＡＴからは、本発明のインバータ装置のみでなく、その他の負荷（電装部品）へも直流電源電圧ＶＣＣを供給している。これらの他の負荷の負荷量が急変したときにも、その負荷量の急変の影響を受けて直流電源電圧ＶＣＣがやはり変動してしまう。
本発明のインバータでは、このような直流電源電圧ＶＣＣの急変（急上昇や急低下）に伴って、従来のインバータで発生していた、表示状態の違和感や過大電流の発生を抑制し、或いはインバータ動作のシャットダウンを防止する。
図３において、帰還信号制御回路１６０は、直流電源電圧ＶＣＣが急激に上昇したことを検出して、帰還信号ＦＢを制御する回路である。この帰還信号制御回路１６０は、直流電源電圧ＶＣＣが入力され、その直流電源電圧ＶＣＣをキャパシタ１６１と抵抗１６２との直列回路を含む電圧急変検出回路で微分する。そして、直流電源電圧ＶＣＣが急上昇したときに、キャパシタ１６１と抵抗１６２との直列接続点から電圧急変信号を出力する。また、帰還信号ＦＢの電位点と所定電位点（グランド電位）との間に可変抵抗１６４とトランジスタスイッチ１６３との直列回路を含む低減回路を設けている。そのトランジスタスイッチ１６３が、電圧急変信号によってオンに制御される。
本発明のインバータでは、動作開始時には、ＰＷＭ比較器２１４の２つの（−）入力端子の一方に入力される帰還電圧ＦＢは、電源電圧ＶＣＣが供給されて、定電流源Ｉ１、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を含む共通化回路（帰還信号形成回路）により高い値（上限値）になる。
このため、ＰＷＭ比較器２１４では、徐々に上昇するスロースタート電圧ＳＳと三角波信号ＣＴとが比較され、スロースタート電圧ＳＳの値に応じたＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１が出力される。なお、ＰＷＭ比較器２１４は、三角波信号ＣＴがスロースタート電圧ＳＳと帰還電圧ＦＢを下回っているときに、ＨレベルのＰＷＭ制御信号ＰＷＭを出力する。このＰＷＭ制御信号ＰＷＭに基づいてロジックブロック２０３、出力ブロック２０４にてゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が形成され、ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４に供給されて、インバータ動作が行われる。
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬは、印加される電圧が所定の値になるまでは点灯しないから、スロースタートの最初の段階では出力電圧がスロースタート電圧ＳＳの上昇に連れて上昇する。したがって、従来のように、上限値にある帰還電圧ＦＢにしたがって過大な出力電圧Ｖｏ（例えば、２０００〜２５００ｖ）が冷陰極蛍光灯ＦＬに印加されることがない。また、過大な出力電圧Ｖｏの印加に伴う、突入電流の発生もないから、冷陰極蛍光灯ＦＬやインバータの主回路部品（ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４、変圧器ＴＲ、電池ＢＡＴなど）に与える損傷やストレスを著しく低減する。
出力電圧、出力電流が検出され、その検出電圧ＶＳ、検出電流ＩＳが第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２で基準電圧（電流基準信号）Ｖｒｅｆ２、基準電圧（電圧基準信号）Ｖｒｅｆ３と比較され、その比較出力でＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を制御する。ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還電圧ＦＢが上限値から低下してくる。
出力電圧が上昇し、起動電圧（約１０００ｖ）に達すると、出力電流が流れ始めて冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯すると共に、出力電圧は動作電圧（約６００ｖ）に低下する。この時点においても、過大な突入電流が流れることはない。そして、出力電流が徐々に上昇する一方、出力電圧はほぼ一定の動作電圧に維持される。また、帰還電圧ＦＢは、出力電圧あるいは出力電流が上昇し、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還用のキャパシタ１３６、１３７を介した帰還作用により、上限値から徐々に低下してくる。
スロースタート電圧ＳＳが上昇すると共に、出力電流が増加して帰還電圧ＦＢが低下してくる。帰還電圧ＦＢがスロースタート電圧ＳＳと等しくなった時点において、ＰＷＭ比較器２１４での三角波信号ＣＴとの比較対象が、それまでのスロースタート電圧ＳＳから帰還電圧ＦＢに移る。これによりスロースタートが終了し、定常動作状態になる。
定常動作状態では、出力電流は基準電圧（電流基準信号）Ｖｒｅｆ２で決まる所定値に一定制御される。冷陰極蛍光灯ＦＬの明るさは、それに流れる電流により決まり、この電流を維持するためにほぼ一定の動作電圧が印加される。したがって、出力電圧は、起動時に冷陰極蛍光灯ＦＬを点灯するために高い電圧が印加され、一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。このため、定常状態では、帰還電圧ＦＢは、出力電流に基づいて決定される。
本発明のインバータが定常状態で動作している時に、アダプターＡＤＰがバッテリーＢＡＴから外されたり、あるいは他の負荷の負荷量が急増する等によって、電源電圧ＶＣＣが急減（急低下）する場合を考える。
電源電圧ＶＣＣの急減によって、負荷電流が減少する。従来のインバータでは、その負荷電流が所定値以下まで減少すると、ＣＣＦＬの消灯（或いは断線）による過電圧発生への対策としてデューティ比が最小限に設定されてしまう。このことによって、このインバータを用いている電子機器が例えば寒冷地など使用条件の厳しい場所で使用されている場合等には、ＣＣＦＬの負荷電流が元に回復せずに、インバータの動作をシャットダウンしてしまうことがあった。
本発明では、電流検出回路による電流検出信号ＩＳに基づいてキャパシタ１３６、抵抗１４０、第１誤差増幅器２１１等からなる電流誤差信号発生回路によって電流誤差信号を発生する。また、電圧検出回路による電圧検出信号ＶＳに基づいてキャパシタ１３７、抵抗１３９、第２誤差増幅器２１２等からなる電圧誤差信号発生回路によって電圧誤差信号を発生する。
そして、定電流源Ｉ１、電流誤差信号により制御される電流制御用ＮＰＮ２３５、電圧制御信号により制御される電圧制御用ＮＰＮ２３８を含む帰還信号形成回路によって、帰還電圧ＦＢが、電流誤差信号と電圧誤差信号との大きさに応じて、形成される。実際の運転状態では、帰還電圧ＦＢは、電流誤差信号の大きさか、電圧誤差信号の大きさのいずれかに応じて、形成される。
その帰還信号ＦＢに応じて半導体スイッチ回路であるＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４をスイッチングするための駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を形成するスイッチ駆動回路を備えている。このスイッチ駆動回路には、三角波信号発生回路２０１やＰＷＭ比較器２１４などが設けられ、三角波信号ＣＴと帰還信号ＦＢとを比較してＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有している。
したがって、本発明では、電源電圧ＶＣＣの急減によって負荷電流が減少した場合には、従来のように電流制限することはなく、電流帰還作用によって電流値を回復するように動作する。したがって、シャットダウンといった不都合な状態に陥ることはない。なお、電流帰還作用に少しの時間遅れが生じて一瞬間だけ輝度が低下するが、この時間遅れはきわめて短時間であり、かつ輝度の一瞬の低下は目視に与える影響が少ないので、表示画面の視認上では問題を生じない。
本発明において、電流減少が例えば負荷回路の断（開放）により発生した場合には、電圧帰還作用によって、出力電圧を電圧基準信号で決まる所定値に制御する。したがって、過電圧発生といった事態も発生しない。
次に、本発明のインバータが定常状態で動作している時に、アダプターＡＤＰがバッテリーＢＡＴに接続されたり、あるいは他の負荷の負荷量が急減する等によって、電源電圧ＶＣＣが急上昇する場合を想定する。
電源電圧ＶＣＣが急上昇すると、帰還信号制御回路１６０のキャパシタ１６１と抵抗１６２の直列回路を含む微分回路で、その電源電圧ＶＣＣが急上昇したことを検出し、微分出力を発生する。この微分出力によってトランジスタ１６３がオンし、第８ピン８Ｐを可変抵抗１６４を介してグランドに接続する。
電源電圧ＶＣＣが急上昇した場合にも、電流帰還作用によって電流値を所定値に回復するように動作する。しかし、その回復するまでに、電流フィードバック制御に多少の時間遅れがあるから、従来のインバータでは、その間は表示状態が一瞬明るくなり、見ている人に違和感を与えてしまっていた。また、その時間遅れの間に負荷電流が急激に増加することになるから、ＣＣＦＬなどの負荷に余計なダメージを与えていた。
本発明では、電流フィードバック制御を待つことなく、電源電圧ＶＣＣが急上昇したことを検出して、フィードフォワード制御で直ちに帰還電圧ＦＢを所定時間だけ所定値に低減する。
この帰還電圧ＦＢを低減する所定時間はキャパシタ１６１と抵抗１６２を含む微分回路の時定数を調整することにより設定できる。また、帰還電圧ＦＢを低減する所定レベルは抵抗１６４の抵抗値を調整することにより設定できる。
また、所定時間が経過して、オンしていたトランジスタ１６３がオフすると、その時点での帰還電圧ＦＢから、キャパシタ１３６、抵抗１４０、第１誤差増幅器２１１等を含む電流フィードバック制御ループでのフィードバック制御によって、通常の定電流制御による帰還電圧ＦＢへと移っていく。この間の帰還電圧ＦＢの変化は比較的小さくすることができる。
このように帰還信号制御回路１６０を設けることにより、直流電源電圧ＶＣＣが急上昇したときに負荷へ供給される電力が大きくならないようにフィードフォワード制御して、直接に帰還信号ＦＢを低い方へ変化させる。したがって、表示状態の変化を抑制して違和感の発生を少なくできるし、且つ過大電流の発生を抑制して負荷などへ与えるダメージを小さくできる。
なお、帰還信号制御回路１６０は、実施例で説明したようにコントローラＩＣ２００の外部に設けることに代えて、コントローラＩＣの内部に作り込むようにしてもよい。また、キャパシタ１３６、１３７及び抵抗１３９、１４０も、コントローラＩＣ２００の外部に設けることに代えて、コントローラＩＣの内部に作り込むようにしてもよい。
本発明に係るインバータ、そのコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた電子機器は、ノートパソコンの液晶モニター、液晶テレビ受像機、カーナビ用表示装置などの液晶ディスプレイのバックライト光源に、好適に用いることができる。

Claims (15)

  1. 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
    直流電源から前記一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路と、
    前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
    前記二次巻線に接続された負荷に印加される電圧を検出する電圧検出回路と、
    前記電流検出回路による電流検出信号と電流基準信号とに基づいて電流誤差信号を発生する電流誤差信号発生回路と、
    前記電圧検出回路による電圧検出信号と電圧基準信号とに基づいて電圧誤差信号を発生する電圧誤差信号発生回路と、
    前記電流誤差信号と前記電圧誤差信号との大きさに応じて帰還信号を形成する帰還信号形成回路と、
    前記帰還信号に応じて前記半導体スイッチ回路をスイッチングするための駆動信号を形成するスイッチ駆動回路を備えることを特徴とする、直流−交流変換装置。
  2. 前記スイッチ駆動回路は、三角波信号発生回路によって発生された三角波信号と前記帰還信号とが入力され、それら三角波信号と帰還信号とを比較してＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  3. 前記帰還信号形成回路は、前記電流誤差検出信号を制御入力とする電流誤差制御用トランジスタと、前記電流誤差制御用トランジスタと並列接続され、前記電圧誤差検出信号を制御入力とする電圧誤差制御用トランジスタとを有し、前記並列接続した箇所から前記帰還信号が出力されることを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  4. 前記直流電源の直流電源電圧が急上昇したときに、前記負荷へ供給される電力が小さくなるように、前記帰還信号を変化させる帰還信号制御回路を備えることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の直流−交流変換装置。
  5. 前記帰還信号制御回路は、前記直流電源電圧が入力され、その直流電源電圧を微分して電圧急変信号を出力する電圧急変検出回路と、前記帰還信号の電位点と所定電位点との間に接続されており、前記電圧急変信号によって制御される低減回路とを有することを特徴とする、請求項４記載の直流−交流変換装置。
  6. 前記低減回路はトランジスタスイッチと抵抗との直列回路を含み、前記電圧急変検出回路はキャパシタと抵抗との直列回路を含むことを特徴とする、請求項５記載の直流−交流変換装置。
  7. 変圧器の一次巻線に直流電源から第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路を駆動して、前記変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
    前記負荷に流れる電流に応じた電流検出信号と電流基準信号とに基づいて発生される電流誤差信号と、前記負荷に印加される電圧に応じた電圧検出信号と電圧基準信号とに基づいて発生される電圧誤差信号との、大きさに応じて帰還信号を形成する帰還信号形成回路と、
    前記帰還信号に応じて前記半導体スイッチ回路をスイッチングするための駆動信号を形成するスイッチ駆動回路を備えることを特徴とする、コントローラＩＣ。
  8. 前記スイッチ駆動回路は、三角波信号発生回路によって発生された三角波信号と前記帰還信号とが入力され、それら三角波信号と帰還信号とを比較してＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有することを特徴とする、請求項７記載のコントローラＩＣ。
  9. 前記帰還信号形成回路は、前記電流誤差検出信号を制御入力とする電流誤差制御用トランジスタと、前記電流誤差制御用トランジスタと並列接続され、前記電圧誤差検出信号を制御入力とする電圧誤差制御用トランジスタとを有し、前記並列接続した箇所から前記帰還信号が出力されることを特徴とする、請求項７記載のコントローラＩＣ。
  10. 前記帰還信号は、前記直流電源の直流電源電圧が急上昇したときに、前記負荷へ供給される電力が小さくなるように、変化されることを特徴とする、請求項７乃至９のいずれかに記載のコントローラＩＣ。
  11. 前記直流電源の直流電源電圧が急上昇したときに、前記負荷へ供給される電力が小さくなるように、前記帰還信号を変化させる帰還信号制御回路を備えることを特徴とする、請求項７乃至９のいずれかに記載のコントローラＩＣ。
  12. 前記帰還信号制御回路は、前記直流電源電圧が入力され、その直流電源電圧を微分して電圧急変信号を出力する電圧急変検出回路と、前記帰還信号の電位点と所定電位点との間に接続されており、前記電圧急変信号によって制御される低減回路とを有することを特徴とする、請求項１１記載のコントローラＩＣ。
  13. 前記低減回路はトランジスタスイッチと抵抗との直列回路を含み、前記電圧急変検出回路はキャパシタと抵抗との直列回路を含むことを特徴とする、請求項１２記載のコントローラＩＣ。
  14. 電池と、該電池の直流電圧が入力され交流出力を発生する請求項１乃至６のいずれかに記載の直流−交流変換装置と、該直流−交流変換装置の交流出力により駆動される発光装置とを備えることを特徴とする、電子機器。
  15. 前記発光装置は、ＣＣＦＬであることを特徴とする、請求項１４記載の電子機器。
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