JPS6135692A - ビデオ信号処理システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ビデオ信号の処理システムに関し、特に、複
合テレビノヨン信号の色差信号を処理するためのシステ
ムに関する。

発明の背景 ＮＴＳＣ方式の複合テレビノヨン信号は、ルミナンス、
クロミナンスおよび音声の３つの成分の信号を含んでい
る。ルミナンス信号の振幅により画像搬送波信号が変調
され、約４　ＭＨｚ幅の上側波帯と約７５０　ｋＨｚ幅
の下側波帯を発生する。クロミナンス信号の振幅と位相
により、抑圧クロミナンス副搬送波信号が変調される。

この副搬送波信号は、画像搬送波よりも３．５８　ＭＨ
ｚ高い周波数であるから、ルミナンスの上側波帯の周波
数スペクトル内にある。クロミナンス信号は、直角位相
関係にある２つの成分、■およびＱの色差信号から成る
。

変調されたクロミナンスの副搬送波のＱ成分は、等しい
幅の周波数ス４クトル（例えば、５００ｋＨｚ　）を有
する２つの側波帯から成る。変調された副搬送波の工成
分も２つの側波帯から成る。しかしながら、これらの側
波帯は非対称であり、それらの周波数スイクトルも異な
る帯域幅である（例えば、５００　ｋＨｚと１．２　Ｍ
Ｈｚ　）。従って、復調されたＩおよびＱの色差信号は
異なる帯域幅を有する。音声信号は、画像搬送波よりも
４．５　ＭＨｚ高い周波数を有する副搬送波信号を変調
するから、変調されたルミナンスおよびクロミナンス信
号の外側にある。

これらの変調された成分信号間の近接した関係により復
調が難しくなる。２つの重要な問題点は、音声およびク
ロミナンス副搬送波間のうなりによって生じるルミナン
ス信号中の干渉を除去するとと、および１．２　ＭＨｚ
の周波数ス被りトル全体にわたって■色差信号を再生す
ることである。

ＮＴＳＣ方式の場合、クロミナンス搬送波と音声搬送波
の周波数差は９２０　ｋＨｚである。ベースバンドの復
調された複合ビデオ信号中のこの２つの周波数のうなり
は、再生画像中に細い魚骨形パターンとして現われる干
渉をルミナンス信号中に発生させる。この干渉の大きさ
を最小にするために、ビデオ増幅する前に、変調された
音声副搬送波を減衰させることが望ましい。そのロール
オフ領域もしくは消去帯域において音声副搬送波周波数
を有する周波数特性を持った中間周波（以下、ＩＦとい
う。）増幅器を使うことによりこの副搬送波を減衰させ
る方法が最も一般的である。通常このフィルタには、ビ
デオ信号処理回路において、音声搬送波周波数に同調し
た帯域消去すなわちトラップ・フィルタが追加される。

この減衰方法によると、変調されたクロミナンス信号に
影響が及び問題が生じる。ＩＦ増幅器か、変調されたり
ｏミナンス信号の一部が通過帯域にあり、一部がロール
オフ領域にあるような周波数特性を有すると、変調され
たクロミナンス信号の２２つの色差信号成分間に直角歪
みが発生する。この歪みは、異なる振幅値を有する色差
信号の各々の２つの側波帯の類似の周波数成分から生ず
る。

ＩＦ増幅器を通過し、従って周波数スイクトルがロール
オンされたものと一致する側波帯を減衰させるクロミナ
ンス処理回路中の帯域通過フィルタは、直角歪み成分を
ほとんど除去する。しかしながら、この種のフィルタは
高周波のクロミナンス成分を減衰させ、■の色差信号を
十分に再生することが困難になる。

クロミナンス信号を全部通過させ、音声搬送波を消去す
るよ５に、その周波数特性において鋭いロールオフを有
するＩＦ増幅器は、クロミナンス信号中に直角歪みを発
生させない。しかしながら、クロミナンス信号成分にお
いて、望ましくない位相シフト、従って色相誤差を発生
させないようなフィルタを設計し製造することは費用の
掛かることである。

複合テレビノヨン信号のクロミナンス成分が全体にわた
って、直角歪みもしくは色相誤差もなく再生されるとし
ても、工信号の周波数スイクトル全体にわたりて一様な
振幅値を有するＩ色差信号を再生することは困難である
。■信号によるクロミナンス副搬送波の非対称な側波帯
変調のために、復調された高周波成分（５００ｋＨｚか
ら１．２　ＭＨｚまで）は、低周波成分（ＯＨｚから５
００　ｋＨｚまで）の振幅範囲の半分しかない。低周波
および高周波の両成分について同じ範囲の振幅値を持っ
た工信号を得るためには、変調された信号の周波数ス被
りトルを変更し、狭い側波帯を消去するフィルタを復調
器の前に設けるか、あるいは１．２　ＭＨｚの周波数ス
Ｒクトルにわたって復調された信号の応答を等化するた
めのフィルタを復調器の後に設けなければならない。こ
れらの方法はいずれも余分の濾波が必要であり、従って
テレビジョン受像機の値段が高くなる。

ディノタルのビデオ信号処理技術を使ったカラーテレビ
ジョン受像機では、サンダル・データ形式で発生し、か
つ第１および第２の色差信号サンプルが順次交互に発生
する、分離されたクロミナンス信号成分を得ることがで
きる。

発明の概要 本発明の原理に従って、直角歪みから発生する歪み成分
を実質的に除去するような方法でサンプル・データ形式
のクロミナンス信号成分を処理するために、遅延要素と
サンプル合成手段とを縦続接続させた比較的簡単な構成
が使われる。縦続接続された遅延要素は、最初の段、中
間の段、および最後の段を含んでおり、最初および最後
の段は、中間の段が第１および第２の色差信号の中の一
方を表わすサンプルを発生すると、この色差信号の中の
他方を表わすサンプルを発生する。サンプル合成手段は
、最初と最後の段からのサンプルの間の大きさの差に比
例したサンプルを発生し、このサンプルと中間の段から
のサンプルとを合成し、中間の段からのサンプルに含ま
れている直角歪み成分を実質的に相殺するように動作す
る。

本発明の一実施例は、クロミナンス信号帯域の一部を含
んでいるロールオフ領域を有する型式のＩＦフィルタを
使用することにより、中間周波数の音声搬送波の減衰を
実現するカラーテレビジョン受像機に適用したものであ
る。この場合、ＩＦフィルタにより直角歪みが生ずるけ
れども、本発明を具体化する色差信号処理システムによ
りその影響は簡単に除去される。

交互に発生する色差信号のサンプルがＮＴＳＣ方式の信
号の工とＱの色差信号成分を表わすような本発明の一実
施例によると、縦続接続された遅延要素に供給される信
号が、適当な低域フィルタにより工とＱの色差信号によ
って共有される周波数帯域に周波数制限され、信号合成
手段の出力に応答するデマルチプレクサ手段が、Ｑサン
グルとエサンプルを分離するように動作し、また別の信
号合成手段が、この分離されたサンプルと、高域フィル
タから得られ、前記共有帯域の外側にある１色差信号の
周波数成分を表わすサンプルとを合成するように動作す
る回路構成によって、（より広帯域の）工信号を完全に
使用することが容易になる。

実施例 本発明の説明を行なうために次の用語が使われる。フィ
ルタの周波数特性は３つの部分から成る。

通過帯域、遷移帯域および・消去帯域の３つの部分を有
する。通過帯域とは、はとんどあるいは全く減衰するこ
となくフィルタを通過する周波数帯域のことである。消
去帯域とは、フィルタにより最大限に減衰する周波数領
域である。通過帯域と消去帯域との間は、減衰レベルが
周波数の変化と共に変化する周波数帯域である。これは
、フィルタのロールオフ領域もしくは遷移帯域である。

周波数特性を示す第２図において、Ａ点の左側とＤ点の
右側が消去帯域である。Ｂ点と０点の間の部分が通過帯
域である。従って、Ａ点とＢ点との間の部分、０点とＤ
点の間の部分が遷移帯域もしくはロールオフ領域である
。

周波数特性のＡ点とＢ点との間の遷移帯域は、抑圧クロ
ミナンス副搬送波の周波数に対して対称である。この対
称性により、対称点の上側と下側に等しく変位した周波
数に対する振幅値の和は、通過帯域の周波数に対する振
幅値に等しい。例えば、第２図の応答特性において、４
２．４２ＭＨｚ　（副搬送波の周波数よりも２５０　ｋ
Ｈｚだけ高い）Ｋ対する振幅値をＸとすると、４１．９
２　ＭＨｚ　（副搬送波の周波数よりも２５’ＯｋＨｚ
だけ低い）に対する振幅値は１−Ｘである。

本発明の詳細な動作は数学的モデルを使うことにより最
も分り易く説明することができる。以下の式において、
Ｃ（ｔ）はクロミナンス信号を表わす。

低周波の両側波帯変調ＩおよびＱの色差信号成分は、そ
れぞれ工、およびＱｔ、で表わされ、高周波の単側波帯
変調工信号成分はｒ−’Ｈ（ｔ）で表わされる。

この高周波の工信号成分については唯１つの側波帯しか
存在しないから、ヒルバート変換された高周波の工信号
成分（■Ｉ（（を乃の形式で表わされる直角歪みの項は
、Ｑ信号の周波数ス４クトルの外側の周波数において、
変調されたＱ信号に干渉する。

以下の式においては、先に示した信号の第１および第２
の導関数が使われる。低周波の工信号成分の第１の導関
数は、例えば、ｒｂ’（ｔ）で表わされ、また第２の導
関数はｉｔ、’（ｔ）で表わされる。

これらの信号で変調された抑圧搬送波は房ωｓｃｔで表
わすことができる。

■ Ｃ（ｔ）＝（ＩＬ（ｔ）十ΣＩ）Ｉ（ｔ）　）部ω８ｄ
＋１△ （ｑｔ、（ｔ）十〜ＩＩ（ｔ）　）ｍωｓ　ｃ　ｔ（１
）この式は腹合テレビジョン信号のクロミナンス成分を
表わす。（１）式の信号を、線形の遷移帯域を有し、ク
ロミナンス副搬送波周波数に対して対称であり、色差信
号の両側波帯変調された成分の周波数ス被りトルと同一
の広がりを有するフィルタに供給すると、クロミナンス
信号、Ｃｆ（ｔ）が得られる。これらのクロミナンス信
号を形成する各色差信号の低周波成分の振幅は、このフ
ィルタの作用にまり百だけ減衰される。また、Ｃｆ（ｔ
）の２つの色差信号成分の各々は、他方の色差信号成分
の低い周波数成分の第１導関数に比例した直角歪み成分
を含んでいる。この信号を表わす式は当該技術分野にお
いて公知であり、次のように表わされる。

ｃ、、（ｔ）　＝Ｈ（ＩＬ（ｔ）＋（、−）Ｑｔ、’（
ｔ）　＋’Ｈ（ｔ））ｃｏｓωｓｃｔ＋１（Ｑｔ、（ｔ
）−（（−）ＩＬ’（ｔ）−’ｒＨ（ｔ））雇ωｓ　ｃ
　ｔ　　　（２）ωｍ （２）式において、ω□は、フィルタの遷移帯域幅のｉ
に等しい周波数（ｆｍ）の２π倍、すなわち２π（５０
０ｋＨｚ　）である。（２）式の信号を、高周波のＩ信
号成分を除去する低域フィルタに供給し、出と邸の項を
別々に復調すると、一方が他方の第１導関数に比例した
直角歪み゛成分を含んでいる低周波のＩおよびＱの色差
信号が発生する。これら２つの成分、■１およびＱＤＬ
’を表わす式は次のように表わされる。

一方の色差信号における直角歪みは、他方の色差信号の
導関数をスケーリングすることＫより近似することがで
きる。（３）式で表わされる信号分微分て（４）式で表
わされる信号に加えられ、その結果、Ｑなる色差信号、
ＱＲが得られ、次式で゛表わされる。

同様に、（４）式で表わされる信号を微分器に供給す信
号から引かれ、その結果得ら・れるＩなる色差信号、■
８は次式で表わされる。

（５）式および（６〕式は直角歪み成分を含んでおらず
。

低周波の工およびＱの色差信号を、次式で表わされる特
性、Ｈ（ω）を有する低域フィルタに供給することによ
って得られるのと同じ信号を表わす。

これら２つの信号を処理し、低域フィルタのロールオフ
を補償するためにシステム中にピーキング用フィルタを
挿入することができ、元の変調ＩおよびＱの色差信号の
低周波成分の良い近似である信号を発生することができ
る。

得られた色差信号の各振幅は、元の変調信号の１のレベ
ルであることに注目されたい。この振幅の減衰により、
周波数スイクトル全体に比較的一様な振幅範囲の値を有
する広い帯域幅の工信号の回復が容易に行なわれる。先
に述べた低域フィルタと並列に高域フィルタを入れると
、（２）式で表わされる信号から高周波のＩ信号成分を
抽出することができる。これらの成分を、得られた低周
波のＩ信号成分に加えると、その周波数ス被りトルの範
囲にわたってほぼ一様な振幅値を有する複合工色差信号
が得られる。５００　ｋＨｚ近くの周波数では、ピーキ
ング・フィルタが（６）式で表わされる信号の周波数範
囲においてロールオフを完全に補償することができない
ので、振幅の範囲が異なったものとなる。

以上述べた数学的モデルは、以下に説明する装置により
極めてよく近似することができる。本発明の実施例はデ
ィノタルのテレビジョン受像機の場合についてのもので
ある。

図において、太い矢印は多ビットの並列ディジタル信号
のためのパスを表わし、細い線はアナログ信号もしくは
単一ビットのディジタル信号を伝達する結線を表わす。

第１図において、無線周波（以下、ＲＦという。〕複合
テレビジョン信号がアンテナ８を介してチー−す１０で
受信される。チューナ１０は、とのｄ信号を中間周波（
以下、ＩＦという。）信号に変換し、このＩＦ倍信号Ｉ
Ｆ増幅器１２に供給される。ＩＦ増幅器１２からは２つ
の経路があり、１つは音声用のものであり、もう１つは
ビデオ用のものである。変調された中間周波の音声信号
は端子ＭＳに発生する。これらの信号は音声信号処理回
路Ｉ４に供給され、そこで復調されて増幅され、例えば
、拡声器（図示せず）に供給するために端子ＳＫ音声信
号を発生する。

ＩＦ増幅器１２が端子ＭＹに発生するビデオ中間周波信
号は第２図に示されるものと同様な周波数スペクトルを
有する。■およびＱの色差信号の両側波帯被変調部分を
構成する周波数スイクトル部分はＡ点とＢ点の間である
。この部分は、例えば、抑圧クロミナンス副搬送波信号
の周波数に対して対称でほぼ線形のロールオフ特性を示
す。

ＩＦ増幅器の周波数特性における低周波遷移帯域五・、
マリ、この線形で対称なロールオフが発生し、先に述べ
たように、２つの色差信号間に直角歪みが発生する。

端子ＭＶのビデオＩＦ信号はビデオ検波器１６に供給さ
れ、そこで復調されて、ベース／ぐンドのビデオ信号に
なる。ビデオ検波器１６から発生する信号は、クロミナ
ンス副搬送波周波数の４倍に等しい周波数（４ｆｓｃ　
）でサンプリングされ、アナログ・ディジタル変換器（
以下、Ａ／Ｄ変換器という。）１８によりディジタル値
に変換される。

これらのディジタル・サンプルは、ルミナンス−クロミ
ナンス分離フィルタ２０に供給される。この分離フィル
タ２０の出力は、複合ビデオ信号のルミナンス成分を表
わす、バスＹ上のす／グルと、クロミナンス成分を表わ
す、バスＣ上のサンプルである。

ルミナンス・サンプルはルミナンス処理回路２２に供給
され、そこでノイズ低減のために濾波され、かつ高周波
成分の減衰を・補償するためにピーキング処理される。

これらの処理済みルミナンス・サンプルはディジタル・
マトリックス２４に供給され、そこで処理済み色差サン
プルと合成されて３つの原色信号、赤色、緑色および宵
色をそれぞれ表わすサンプルをパスＲ，Ｇ、Ｂ上に発生
する。

バスＣ上のクロミナンス・サンプルは複合復調器２６に
供給される。バスＣ上のサンプルは、それぞれ工および
Ｑの色差信号を表わし、交互に生ずる一連の工およびＱ
のサンプルである。この７−ケンスは、・・・＋１、＋
Ｑ、−■、−Ｑ、＋Ｉ、・・・のように表わされ、サン
プルの符号はそれらのサンプリング位相を表わし、極性
を表わすものではない。

複合復調器２６は、負位相のサンプル（すなわち、−■
と−Ｑ）の極性を反転し、正位相のサンプルはそのまま
通過させる。従って、複合復調器２６から発生するサン
プルは、交互に発生するＩおよびＱのサンプルであり、
すべてのエサノプルは同一の位相でサンプリングされた
ように見え、すべてのＱ？ンプルについても同様である
。

これらのサンプルは低域フィルタ２８に供給される。フ
ィルタ２８は、低域濾波され、交互に生じるＩおよびＱ
サンプルを発生する有限イン・ぐルス応答（以下、ＦＩ
Ｒという。）フィルタで構成される。フィルタ２８のサ
ンプルは、ＩＦ増幅器１２により導入される直角歪み成
分のほとんどの部分を除去する信号処理回路３０に供給
される。

この信号処理回路３０は、３段のシフト・レジスタ３２
、乗算器３４および３６、係数源３８および４０、マル
チプレクサ４２および４４、分周器４６、合計器４８を
含んでいる。フィルタ２８からのサンプルは、クロミナ
ンス副搬送波周波数の４倍（４１ＳＣ）のシステム・ク
ロック周波数でソフト・レジスタ３２に供給される。任
意の時点において、シフト・レジスタの中間の段のサン
プルが一方の色差信号を表わし、２つの両側の段のすン
プルが他方の色差信号を表わす。中間の段のサンプルが
エサンプルで、両側の段のサンプルがＱサンプルである
ものと仮定する。レジスタ３２の第１段のＱサンプルは
乗算器３４に供給され、第３段のＱサンプルは乗算器３
６に供給される。乗算器３４は、マルチプレクサ４２が
供給する係数値によりＱサンプルに重み付けをする。同
様に、乗算器３６は、マルチプレクサ４４からの係数値
により第３段からのＱサンプルを重み付けする。

乗算器３４および３６からの重み付けされたＱサンプル
とシフト・レジスタ３２の第２段からのＩサンプルは全
て合計器４８に供給される。合計器４８は次式で表わさ
れるサンプルＩＲを発生する。

Ｉ、　＝　Ｉｎ−Ａ（Ｑｎ−Ｑｎ＋＋　）　　　　　　
　　（８）ここで、Ｑｎ＋１とＱｎは、（４）式で表わ
される信号についての連続するサンプル値をそれぞれ表
わすシフト・レジスタ３２の第３段および第１段中のサ
ンプルであり、Ａは重み付は係数の大きさである。

本実施例では、Ａはｆｓｃ／Ｃπｆｍ）を近似した値で
ある。連続するＱサンプルの差がＱ色差信号の第１次導
関数を近似するので、サンプルＩＲは、（３）式ｋＩ、
に代入した時（６）式で表わされる信号を近似する。

交互の状態の間、連続するＩサンプルＩｎ＋１トＩｎが
シフト・レジスタ３２の第１段と第３段にそれぞれ入っ
ており、Ｑサンプル、Ｑｎが第２段に入っている時、分
周器４６はマルチプレクサ４２および４４を制御する。

重み付けされたエサンプルおよびＱサンプルは全て合計
器４８に供給される。

合計器４８は次式で表わされるサンプルＱＲを発生する
。

ＱＲ＝Ｑｎ＋Ａ（Ｉｎ　　Ｉｙ１＋＋）この式は、（４
）式がＱｎの代りに使われる時、（５）式で表わされる
信号を近似する。

マルチプレクサ３４および３６に供給される係数値は＋
Ａと−Ａの間で交互に変わる。Ｑサンプルがシフト・レ
ジスタ３２の第１と第３段に入っている場合、−人が乗
算器３４に供給され、十Ａが乗算器３６に供給される。

■サンプルがシフト・レジスタ３２の第１段と第３段に
入っていると、十Ａが乗算器３４に供給され、−人が乗
算器３６に供給される。係数の符号の変化は（３）式と
（４）式の最後の項の符号の違いを補償するものである
。

係数は係数値源３８と４０から供給され、マルチプレク
サ４２と４４に供給される。マルチプレクサ４２と４４
は回路４６の制御の下で切り換えられる。回路４６は、
４ｆｓｃのシステム・クロックが供給される、２で割る
分周器である。２　ｆｓｃの周波数で発生する相補信号
Ｑと互が回路４６から発生し、マルチプレクサ４２と４
４の制御入力に供給される。

合計器４８が発生する交互の工およびＱサンプルは、第
３図の曲線１００で表わされる周波数スイクトルを持っ
たＩおよびＱ信号を表わす。これらのサンプルは、第３
図の曲線１０２で表わされるものと同様な周波数特性を
有するピーキング・フィルタ５０に供給される。フィル
タ５０は、曲線１００で示される周波数ス（クトルの高
周波ロールオフを補償し、第４Ａ図に示されるものと同
様な周波数特性を有するＩおよびＱサンプルを発生する
。

フィルタ５０かもの間挿された工およびＱのサンプルは
、デマルチプレクサ５２により、一連のエサンプルと一
連のＱ−＋１’ンゾルとに分離される。

デマルチプレクサ５２は、回路４６によりリングリング
周波数のｉにクロック制御され、その２つの出力ポート
間に交互のサンプルを分配する。

２ｆＳＣの周波数で発生するＩサンプルが一方の出力ポ
ートに供給され、同じ周波数で発生するＱサ　　　−・
ンプルが他方の出力ポートに供給される。

■サンプルは、加算器５６の第１人力に供給され、工信
号の高周波成分を表わすサンプルと合成される。これら
の高周波成分のサンプルは減算器５８により発生される
。複合復調器２６からの全域通過の復調出力信号は遅延
要素５７を介して被減数入力に供給され−、フィルタ２
８で低減濾波された対応の出力サンプルは減算器５８の
減数入力に供給される。減算器５８が発生するサンプル
は、Ｑサンプルからの高周波直角歪み成分、■□に間挿
されているエサンプルの高周波成分である。

これらのサンプルは、高周波直角歪み成分楡を表わす一
つ置きのサンプルを除去する抜取り要素６０に供給され
る。抜き取られたサンプルは直前の高周波エサンプルで
置き換えられる。従って、抜取り要素６０は、実効２　
ｆｓｃなる周波数のＩ信号の高周波成分を表わすサンプ
ルをその出力に発生する。これらのサンプルは加算器５
６の第２人力に供給される。加算器５６は、これらのサ
ンダルと、デマルチプレクサ５２からの低周波成分のＴ
サンプルとを合成する。最も簡単な形式の抜取り要素６
０は、例えば、システム・クロック周波数の百でクロッ
ク制御されるラッチである。

加算器５６が発生するサンプルは、第４Ｂ図に示される
ものと同様な周波数スペクトルを有する全帯域幅の１色
差信号を表わす。数学的モデルに関連して先に説明した
ように、５００　ｋＨｚ附近の周波数スペクトルの振幅
のくぼみは、ピーキング・フィルタ５０が、フィルター
２および２８の組合せによって生ずる低周波工信号のロ
ールオフを完全に補償することができないことによるも
のである。

加算器５６からのＩ信号はパスエを介してＩ信号処理回
路６２に供給され、そこで、例えば、ノイズ低減のため
に濾波され、また自動肌色補正が行なわれる。工信号処
理回路６２からの出力信号は、マ）　ＩＪワックス４の
一方の色差信号入力ポートに供給される。

デマルチプレクサ５２からのＱ色差信号はＱ信号処理回
路６４に供給され、そこでノイズ成分を低減するために
濾波され、また自動肌色補正の処理が行なわれる。Ｑ信
号処理回路６４の出力信号は、ディジタル・マ）　ＩＪ
ワックス４の他方の色差信号入力ホードに供給され、先
に述べたように、ルミナンスおよびＩ信号と合成され、
赤色、緑色および青色の原色サンプルを発生する。

以上述べた実施例は、間挿された工およびＱサンプルで
動作するから、特に有利なものである。

例えば、信号処理回路網３２は、簡単な構成の３つのタ
ップ付き有限イン・２ルス応答フイルタを使って、■お
よびＱ信号の両方を微分し、Ｑ信号から微分済み工信号
を引き、■信号から微分済みＱ信号を引き算する。

ルミナンス、■およびＱサンプルについての信号処理経
路は異なる処理遅延を有する場合がある。

従って、これらの３つの信号処理経路の２つにおいて補
償用遅延を含んでいることが必要である。

ＩＦ増幅器１２に関連して先に説明した周波数特性は、
本発明で検討したものばかりではない。

例えば、非線形であるがクロミナンス副搬送波に関して
対称である周波数特性の遷移帯域を有するフィルタを使
うこともできる。このようなフィルタを使う場合にも、
非線形の遷移帯域によって導入される直角歪み成分を除
去する信号処理回路網３０を使用することが望ましい。

また、以上述べたシステムは、位相が交互に反転するＰ
ＡＬ方式のテレビジョン信号処理システムの一部として
ＵおよびＶの色差信号を処理する場合に使うこともでき
る。ＰＡＬテレピノヨン信号は、合成されてルミナンス
信号中に干渉を生じる直角変調色差信号と音声信号を含
んでいる。直角歪みｉ’ｉ　ＰＡＬ方式の方が目立たな
いが、以上述べた本発明を組み込むことによりＰＡＬ信
号処理ンステムが改善されるものと考えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による色差信号処理７ステムのブロッ
ク図である。 第２図は、第１図のＩＦ増幅器の周波数特性を示す振幅
対周波数の図表である。 第３図、第４Ａ図および第４Ｂ図は、第１図に示される
システムの動作を説明するのに有用な振幅対周波数の図
表である。 ３０・・・信号処理回路、３２・・・３段のシフト・レ
ジスタ、３４．３６・・・乗算器、３８．４０・・・係
数源、４２．４４・・・マルチプレクサ、４６・・・分
周器、合 ４８・・・非計器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１および第２の色差信号を含んでいるクロミナ
   ンス信号成分を有する信号であって、前記第１の色差信
   号は、前記第２の色差信号に関連した直角歪み信号成分
   を含んでおり、前記第２の色差信号は、前記第１の色差
   信号に関連した直角歪み信号成分を含んでおり、前記ク
   ロミナンス信号成分は、サンプル・データ形式であり、
   かつ第１および第２の色差信号サンプルが順次交互に発
   生する、前記クロミナンス信号成分を有する信号を処理
   するためのビデオ信号処理システムであって、前記サン
   プル・データ形式の前記クロミナンス信号成分に応答し
   、前記色差信号の中の一方を表わすサンプルを発生する
   ための最初の段および最後の段と、前記色差信号の中の
   他方を表わすサンプルを発生するための中間の段とを有
   する縦続遅延要素と、 前記縦続遅延要素に結合され、前記最初の段および最後
   の段からのサンプルの間の大きさの差に比例したサンプ
   ルを発生し、このサンプルと前記中間の段からのサンプ
   ルとを合成し、前記中間の段からのサンプル中に含まれ
   る直角歪み信号成分を実質的に相殺するサンプル合成手
   段とを含んでいる前記ビデオ信号処理システム。