JPS6114210Y2

JPS6114210Y2 -

Info

Publication number: JPS6114210Y2
Application number: JP1977174763U
Authority: JP
Priority date: 1977-12-24
Filing date: 1977-12-24
Publication date: 1986-05-02
Also published as: JPS5499516U

Description

[Detailed explanation of the idea]

入力オーデイオ信号を連続する複数の周波数帯
域に分割し、分割した夫々の帯域を通過する信号
の利得を、夫々の帯域に入力するオーデイオ信号
のレベルで制御することにより雑音を軽減するよ
うにしたマルチバンド型の雑音逓減回路は周知で
ある。この種の雑音逓減回路は、各帯域毎に時定
数を選べるので、オーバーシユートが小さくな
り、そして各帯域毎に夫々独立して信号利得を制
御できるため、信号によるノイズのマスキング、
すなわちマスキング効果が大きく、ノイズの息づ
きが少なくなる効果がある。しかし、このマスキング効果はすべての入力信
号に対して発揮できるわけではなく、入力信号の
周波数が各帯域の境界付近の周波数である場合に
は充分なマスキング効果が得られない。すなわち、信号帯域の分割数には拘わらず、各
帯域のカツトオフ周波数は、隣接する帯域のカツ
トオフ周波数と等しくなされる。例えば、第１図
で示すように信号帯域が４分割されている場合、
ローパスフイルタで構成された低減信号抽出用の
帯域B₁のカツトオフ周波数は、バンドパスフイ
ルタで構成された中域信号抽出用の帯域B₂にお
ける低域側のカツトオフ周波数と等しく、いずれ
も_１である。同様に、高域側のカツトオフ周波
数はハイパスフイルタで構成された高域信号用の
帯域B₃のカツトオフ周波数_２に等しくなされ
ている。そのため、今例えば、カツトオフ周波数_１よ
りも低い周波数_aの入力信号Siの場合、帯域B₂
を通過する信号S₂に関してはその入力レベルが低
いためにこれを増加させるような制御が行なわれ
る結果、帯域B₁を通過する信号S₁との出力レベ
ル関係は、第２図Ａ曲線l₁の如くなり、入力信号
Siの存在する信号S₁に比べ、存在しない信号S₂の
方がレベルアツプしている。これによつて、ノイ
ズのマスキング効果が発揮され、ノイズの息づき
を逓減できる。入力信号Siの周波数_iがカツトオフ周波数
_１よりも高く、例えば第１図に示す_bなる周波
数であつた場合にも、上述と同じ様な理由でマス
キング効果が得られる（第２図Ｂ参照）。ところが、周波数_iがカツトオフ周波数_１
に等しいが、その近傍の入力信号Siが到来した場
合には、周波数_１で出力レベルは第２図Ｃの直
線l₃示すように平担な出力特性であるために、出
力信号S₁，S₂間にはレベル差がなくなり、マスキ
ング効果は得られない。依つて、ノイズの息づき
を逓減できない。本考案はこのような欠点を構成簡単に一掃した
ものである。第３図以下を参照して本考案を説明
する。第３図はエンコーダ側に本考案の雑音逓減回路
１０を適用した場合の一例である。そしてこの例
では信号の周波数帯域を３つに分割した場合であ
る。同図において、１０Ａ〜１０Ｃは取扱う周波数
帯域が夫々異なる雑音逓減部で、各通過信号はそ
の帯域の入力レベルに応じてそのレベルが制御さ
れる。雑音逓減部１０Ａは_1Hをカツトオフ周波
数とする帯域分割用のローパスフイルタ１２Ａを
有し、その出力は電圧制御型の増幅器VCA，１
３Ａに供給される。出力信号S₁の一部はフイルタ
１２Ａと同様なフイルタ１４Ａを通じてレベルセ
ンサ１５Ａに供給され、出力信号S₁のレベルが検
出され、その検出出力が増幅器１３Ａにその制御
信号として供給される。その結果、フイルタ出力
レベルに応じた利得制御が行なわれるものであ
る。他の雑音逓減部１０Ｂ，１０Ｃも同様に構成さ
れるが、一方のフイルタ１２Ｂはバンドパスフイ
ルタで、他方のフイルタ１２Ｃはハイパスフイル
タで構成される。各出力信号S₁〜S₃は加算器１７
で合成され、これが雑音処理の施された出力信号
（エンコード出力）Soとされる。ところで、本考案では、夫々のフイルタ１２Ａ
〜１２Ｃにおけるカツトオフ周波数は隣り合う帯
域のフイルタのカツトオフ周波数と異なり、しか
も各帯域の境界部分に対応した出力レベルが他の
帯域に比して減衰するように選ばれる。すなわ
ち、 1.5_oH≦_(o+1)L≦2.0_oH ……(1) ｎ≧１フイルタ１２Ａ，１２Ｂに関して説明すれば、
フイルタ１２Ｂの低減のカツトオフ周波数_2L
（ｎ−１）はフイルタ１２Ａのカツトオフ周波数
_1Hの1.5〜2.0倍の周波数に選定される。このよ
うな周波数関係に選定すると、各帯域の境界部分
に対応した出力レベルは他の周波数帯の出力レベ
ルに比し３〜6dB程度減衰する（第５図参照）。
その結果、_cなる周波数の入力信号Siが入力し
た場合、周波数_cでの出力レベルに対し、出力
信号S₁及びS₂のレベルは３〜6dB上昇するため、
信号の存在しない帯域のレベルが増強され、周波
数_cの入力信号Siでも十分なマスキング効果が
得られ、これによりノイズの息づきを逓減でき
る。第５図に本考案による場合の出力特性を示す。
図の例は第２図と対応させたもので、この特性は
_2L〜２_1Hの場合である。この図からも明らか
なように、_i＝_cで上述したようなマスキング
効果が得られるは勿論のこと、_i＝_a、_i＝
_bの周波数でも従来より出力信号S₁，S₂のレベル
比が大きくなりマスキング効果は顕著である。なお、第３図の実施例において採用したカセツ
トオフ周波数の一例を示す。 A multi-frequency converter that reduces noise by dividing the input audio signal into multiple continuous frequency bands and controlling the gain of the signal passing through each divided band using the level of the audio signal input to each band. Band type noise reduction circuits are well known. This type of noise reduction circuit can select a time constant for each band, so overshoot is small, and the signal gain can be controlled independently for each band, so it can mask noise caused by signals,
In other words, the masking effect is large and the breathing of noise is reduced. However, this masking effect cannot be achieved for all input signals, and if the frequency of the input signal is near the boundary of each band, a sufficient masking effect cannot be obtained. That is, regardless of the number of divisions of the signal band, the cutoff frequency of each band is made equal to the cutoff frequency of the adjacent band. For example, if the signal band is divided into four as shown in Figure 1,
The cutoff frequency of the band _B1 for extracting the reduced signal, which is made up of a low-pass filter, is equal to the cutoff frequency on the lower side of the band _B2 , which is made up of a bandpass filter, and which is used for extracting mid-range signals, and both of them are ₁ . . Similarly, the cutoff frequency on the high frequency side is set equal to the cutoff frequency ₂ of the high frequency signal band _B3 constituted by a high pass filter. Therefore, for example, if the input signal Si has _a frequency a lower than the cutoff frequency ₁ , the band B ₂
Since the input level of the signal S ₂ passing through the band B 1 is low, control is performed to increase it. As a result, the output level relationship with the signal S ₁ passing through the band B ₁ is as shown by curve A l ₁ in Figure 2. The input signal is as follows.
Compared to the signal _S1 where Si is present, the level of the signal _S2 where Si is not present is higher. As a result, a noise masking effect is exhibited, and the breathing of the noise can be gradually reduced. The frequency _i of the input signal Si is the cutoff frequency
Even when the frequency is higher than ₁ , for example _b shown in FIG. 1, a masking effect can be obtained for the same reason as described above (see FIG. 2B). However, frequency _i is cutoff frequency ₁
_is equal to _{S 1} _, S There is no level difference between _{the two} , and no masking effect can be obtained. Therefore, the breathing of the noise cannot be reduced. The present invention eliminates these drawbacks with a simple structure. The present invention will be explained with reference to FIG. 3 and subsequent figures. FIG. 3 shows an example in which the noise reduction circuit 10 of the present invention is applied to the encoder side. In this example, the frequency band of the signal is divided into three. In the figure, 10A to 10C are noise reduction sections that handle different frequency bands, and the level of each passing signal is controlled according to the input level of that band. The noise reduction section 10A has a low-pass filter 12A for band division with a cutoff frequency of _1H , and its output is connected to a voltage-controlled amplifier VCA, 1.
3A is supplied. A portion of the output signal S ₁ is supplied to the level sensor 15A through a filter 14A similar to the filter 12A, the level of the output signal S ₁ is detected, and the detected output is supplied to the amplifier 13A as its control signal. As a result, gain control is performed according to the filter output level. The other noise reduction sections 10B and 10C are similarly constructed, but one filter 12B is a band pass filter and the other filter 12C is a high pass filter. Each output signal S ₁ to _{S 3} is sent to an adder 17
This is the noise-processed output signal (encoded output) So. By the way, in the present invention, each filter 12A
The cutoff frequency at ~12C is different from the cutoff frequencies of filters in adjacent bands, and is selected so that the output level corresponding to the boundary of each band is attenuated compared to other bands. That is, 1.5 _oH ≦ _(o+1)L ≦2.0 _oH ...(1) n≧1 Regarding the filters 12A and 12B,
Filter 12B reduction cutoff frequency _2L
(n-1) is the cutoff frequency of filter 12A
The frequency is selected to be 1.5 to 2.0 times that of _1H . If such a frequency relationship is selected, the output level corresponding to the boundary portion of each band will be attenuated by about 3 to 6 dB compared to the output level of other frequency bands (see FIG. 5).
As a result, when input signal Si with frequency _c is input, the levels of output signals S ₁ and S ₂ will rise by 3 to 6 dB compared to the output level at frequency _c , so
The level of the band where no signal exists is enhanced, and a sufficient masking effect can be obtained even with the input signal Si of frequency _c , thereby making it possible to gradually reduce the breathing of noise. FIG. 5 shows the output characteristics according to the present invention.
The example in the figure corresponds to Figure 2, and this characteristic is
This is the case for _2L to _21H . As is clear from this figure, not only can the masking effect described above be obtained with _i = _c , but also with _i = _a , _i =
Even at the frequency _b , the level ratio of the output signals S ₁ and S ₂ is larger than before, and the masking effect is significant. In addition, an example of the cassette off frequency adopted in the embodiment of FIG. 3 is shown.

【表】ところで、カツトオフ周波数を(1)式のような周
波数関係に選定した理由は、まず_(o+1)Ｌ＜1.5
_oHでは帯域境界部分に対応した出力レベルが十
分に減衰されず、十分なマスキング効果を期待で
きない。そして、_(o+1)Ｌ＞2.0_oHでは、逆に
減衰が大きくなり、そのため例えばテープへの記
録及びこれにより再生する過程で出力信号Soの
位相がわずかにすれても、上述の減衰作用で再生
出力が全く得られないようなことが起る。いずれにしても(1)式の範囲外では所期の目的を
達成できない。しかし、(1)式において例えば、
_(o+1)Ｌ＝1.49_oHでも本実施例にとつて不適であ
るという意味ではない。また各フイルタ１２Ａ〜１２Ｃの周波数特性に
あつて、その傾斜はエンコーダ１０の圧縮比が
「２」であるとき6dB／octに選定され、「1.5」の
圧縮比では12dB／octに選定される。第７図はデコーダ２０の一例を示す。この例で
は演算増幅器２１の帰還路にエンコー１０そのも
のが接続される。但し、エンコーダ１０の入力端
子１１ａは演算増幅器２１の出力端に接続される
ものである。以上説明した本考案の構成によれば、全帯域に
亘つてノイズの息づきを逓減することができる。
そして、この構成に依れば、_(o+1)Ｌ＝2.0_oH
とすることによつて、３つの帯域フイルタのみで
オーデイオ信号の全帯域をカバーできる。これに対し、従来では、第１図で示す如く全帯
域をカバーするのに少くとも４個の帯域フイルタ
が必要となり、フイルタ１個分だけ余分に雑音逓
減部を設ける必要がある。依つてそれだけ回路構
成が複雑化する欠点があるも、本考案はこのよう
な欠点を一掃できる。[Table] By the way, the reason why we chose the cutoff frequency in the frequency relationship shown in equation (1) is that _(o+1) L<1.5
With _oH , the output level corresponding to the band boundary portion is not sufficiently attenuated, and a sufficient masking effect cannot be expected. When _(o+1) L > 2.0 _oH , on the other hand, the attenuation becomes large, so even if the phase of the output signal So shifts slightly during the process of recording on a tape and playing it back, the above-mentioned attenuation effect It happens that no playback output is obtained. In any case, the intended purpose cannot be achieved outside the range of equation (1). However, in equation (1), for example,
_(o+1) L=1.49 _oH does not mean that it is inappropriate for this embodiment. Regarding the frequency characteristics of each of the filters 12A to 12C, the slope is selected to be 6 dB/oct when the compression ratio of the encoder 10 is "2", and is selected to be 12 dB/oct when the compression ratio is "1.5". FIG. 7 shows an example of the decoder 20. In this example, the encoder 10 itself is connected to the feedback path of the operational amplifier 21. However, the input terminal 11a of the encoder 10 is connected to the output terminal of the operational amplifier 21. According to the configuration of the present invention described above, it is possible to gradually reduce the breathing of noise over the entire band.
And according to this configuration, _(o+1) L=2.0 _oH
By doing so, the entire audio signal band can be covered with only three band filters. In contrast, conventionally, as shown in FIG. 1, at least four band filters are required to cover the entire band, and it is necessary to provide an extra noise reduction section for one filter. Although there is a drawback that the circuit configuration becomes more complicated, the present invention can eliminate such drawbacks.

[Brief explanation of the drawing]

第１図及び第２図はマルチバンド型雑音逓減回
路の動作説明図、第３図は本考案回路の要部の一
例を示す系統図、第４図〜第６図はその動作説明
図、第７図はデコーダの一例を示す接続図であ
る。１０は雑音逓減回路、２０はデコーダ、１０Ａ
〜１０Ｃは雑音逓減部、１２Ａ〜１２Ｃはフイル
タである。 1 and 2 are diagrams explaining the operation of the multi-band noise reduction circuit, Figure 3 is a system diagram showing an example of the essential parts of the circuit of the present invention, and Figures 4 to 6 are diagrams explaining the operation. FIG. 7 is a connection diagram showing an example of a decoder. 10 is a noise reduction circuit, 20 is a decoder, 10A
10C is a noise reduction section, and 12A to 12C are filters.

Claims

[Scope of utility model registration request]

In a noise reduction circuit in which an input signal is divided into a plurality of frequency bands and the level of the output signal of each divided band is controlled by the level of the input signal of these bands, a noise reduction circuit is provided for band division. When the cutoff frequency on the low side of the first filter is (n+1)L, and the cutoff frequency on the high side of the second filter in the band adjacent to the lower band than the first filter is nH, both cutoffs are Set the frequency to 1.5nH≦(n+1)L≦2.0nH
A noise reduction circuit designed to