JPS6046772A - フライバツクコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はフライバックコンバータの改良に関するもので
ある。さらに詳しくはフライバックコンバータの出力制
御は、発振周波数を加減することによって行われるが、
本発明はこの周波数の制御を並列に置かれた角型飽和リ
アクトルによって行おうとするもので・ちり、その利点
は、入出力の絶縁が容易で、構造が簡単かつ堅牢であり
、また２００〜１０００ＫＨｚ等の高周波下の制御が可
能であり、最近のように開閉素子どして電界効果トラン
ジスタ（以下Ｍ　ＯＳ　Ｆ　ＬＮ　Ｔという）を利用す
る場合に最も良く適合する。

まず、第１図ないし第４図によって本発明の基本的な理
論を説明する。

第１図は基本的回路を示すもので、この図において、（
＋１　（−１は直流電源入力端子で、一方の端子（＋）
は、エネルギ蓄積用のリアクタを兼ねた変成器（１）の
１次巻線（２）とＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　（３１のドレ
イン、ソースを経て他方の端子（−）に結合されている
。また、前記変成器（１）の２次巻線（４）には、ダイ
オード（５）とコンデンサ（６）の整流平滑回路（７）
を介して出力端子（８１（９）に結合されている。前記
変成器（１１には補助巻線ＱＯＩを設け、この補助巻線
（１０）の一端は適当なインピーダンスとして２個の直
列抵抗（１１）　（１２＋を介して前記Ｍ　ＯＳ　Ｆ　
）コ゛ｒ　（３）のゲートに結合され、他端は前記Ｍｏ
　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ（３）のソースに結合されている。前
記抵抗（１１）ｔＪ２）の中点と、補助巻線（１ｏ）の
他端との間には、ダイオード（１３）を介して第３図に
示すような角型飽和特性を有するリアクトルＱ、４）を
挿入し、このダイオード０３）と角型飽和リアクトルα
４）の接続点と、前記補助巻線（１０）の一端との間に
、ダイオードαｍと制御電圧印加回路（（６）の直列回
路が結合されている。

つぎに、第１図に示した基本的回路の動作を説明する。

フライバックコンバータの基本的動作原理図を示す第２
図において、（ＴＩ）　〜（Ｔ２）はＭＯＳＦＥＴ（３
）のオン時であり、同図（ｄ）のように電流（Ｈ）は加
速して変成器（１）の磁路内に電磁エネルギとして蓄え
られる。つぎにＭ　Ｏ８Ｆ　Ｅ　Ｔ　（３１が遮断され
ると、変成器（１１の磁路内に蓄えられた電磁エネルギ
は（ｄ）の点線の電流（Ｉｏ）のように出力側に吐き出
される。

そして、第４図の（ａ）　（ｂ）　（ｃｌ　（ｄ）のよ
うにその発振周波数を高める時は、その蓄えられ、がっ
吐き出される電磁エネルギは減少する。このようにして
出力が希望するように制御されるのは衆知の事実である
。

本発明はこの周波数の制御を角型飽和特性を有するリア
クトル（ｌ（イ）によって行おうとするものである。

まず、第２図（ｃ）の基線（０１を中性線として変成器
（１）の印加電圧は正負に変化する。しかる時は第２図
（ａ）のように変成器（１）の補助巻線（１０１上の誘
起電圧■、。は正負の電圧に少しく差があり、（＋Ｖｓ
）と（−Ｖｒ　）のようになる。これが（Ｔ２）〜（Ｔ
３）間において（−Ｖｒ）の間、第３図に示すリアクト
ルα４の磁束は一Δφｒのように９セツトされる。これ
をさらに詳細に説明すると、（Ｔ２）　〜（’ｒｓ）間
、（−Ｖｒ）はダイオードα９と制御電圧印加回路Ｑ６
１とを通じてリアクトルＩにリセットされる。この時 となる。（１）式において、ｖｌ、はダイオード（＋５
１の順方向電圧降下であるが、これは説明の都合上省略
するよ、（１）式は下記のようになる。なお、Ｖ１６は
制御電圧印加回路（［０の電圧である。

Ｔ３に至り、出力電流（Ｉｏ）が消滅するとフライバッ
ク方式の原理により第２図（ｃｌのように変成器（１１
の電圧は反転する。すると、Ｖｌｏは（＋Ｖｓ）となり
、これによりＭ　Ｏ８Ｆ　Ｅ　Ｔ　（３１のゲート、ソ
ース間に電圧が印加され、ドレイン、ソース間は導通さ
れ変成器（１１には正電圧が印加され、かつ継続保持さ
れる。抵抗（ｉｌｌ（１２１は適当な電流制限用である
が、この電圧降下は実際上も僅少であるので説明の都合
上、省略する。すると、＋Ｖｓはダイオード（１３＋を
通じてリアクトルａ（イ）に印加され、この電圧（＋Ｖ
ｓ）によりリアクトルθをはセットされる。この時、第
３図に示す磁束（＋ΔφＳ）は となる。なお、ダイオードα印のｊ１方向電圧降下は省
略した。

第５図より明らかなように、Ｔ−が′■′４に至り、と
なると、リアクトル（１４１の鉄心は飽和して、急に短
絡状態となる。すると、Ｔ４以前においてＭＯ８Ｆ　Ｅ
　ｉ’　（３）のゲート、ソース間のキャパシタンスに
蓄えられていた電荷は、抵抗（１２１−ダイオードα３
１−リアクトル（１４＋を通じて第２図（ｂ）の昂：流
（Ｉｇｓｃ）のように放電きれ、ゲート、ソース間電圧
（Ｖｇｓ）は急速に零とガリ、ＭＯＳ　Ｆ　Ｉｉｉ　’
ｒ（３）は遮断される。この時リアクトルａａの鉄心と
して第３図に示すような急峻な角型飽和特性のＵ質のも
のも使用されているので、このゲート、ソース間電圧（
Ｖｇｓ）の変化は理想的に行われ、ＭＯＳＦＥＴ（３１
は理想的に早い速度でターンオフが行われる。

以上における制御の可能性を点検する−０まず、第２図
において、制御電圧（Ｖ　１６　）を零とすれば、の式
が成立する。さらに第４図のように、制御電圧（ｖ　１
６　）を印加すると、 が成立する。これら（４）　（５１式において、（Ｔ２
　１’３）　＝　（Ｔ３　Ｔ５）　＝　（Ｔｔ　Ｔ２）
　＝τ１（ＩＩＩ７２Ｔ／、）　−（“ｌ＋／、、＋１
＋／、　）　＝＝　（Ｔ／、＋１＋／、、）−τ］であ
り、ともに占発振周期を示す。

さらに（Ｔ４　’ｒｉ）と（＋１＋／、ｒｌ＋／、）は
導通より遮断に至るときの蓄積時間等による遅れであり
、これは略（Ｔ４　Ｔ５）＝（Ｔ’４−も）−τｄとな
る。

第２図においＣ τｌ となり、第４図においては τ）−τｄ Ｖｒ’　＝　Ｖｒ　−Ｖ　＋ａ　＝　□　Ｖｓ　・・・
（７）τこ となる。この（７）式を（６）式で除すると、ｖｒＴ、
’（ｆ、−τｄ） となる。この（８）式を検討すれば右項において分母〉
分子が必ず成立するので、Ｖｒ’＝　（Ｖｒ−Ｖ１６）
の加減により周波数制御が可能であることを示している
。参考までに実際に近い数値を入れてみる。

τ、＝５μＳ　τ、’＝２．５μＳ　τｄ＝１μｓ　と
すると、（８）式は Ｖｒ　２，５（５−１）　１０ となり、この（９）式を書き換えると、Ｖｒ’＝０，７
５Ｖｒ＝Ｖｒ−０，２５Ｖｒ　−（１０１となる。

Ｖｒ’−Ｖｒ−Ｖｌａであるから、９０１式からμυ式
からｖ＋６　＝−Ｖｒを制御することによって可能であ
ることを示している。。

なおτｄが零か、余りにも僅少であるときは、極めて僅
少な電圧ＣＶ１６）の制御によって全領域に制御周波数
が変化し、実際上目的とする制御は不可能となる。この
ことを定性的に説明すれば、折角（Ｔ≦−丁３′）間で
リセット電圧を加減しても、つぎの周期においてリセッ
ト期間そのものも短くなり、Δφｒはさらに減少し、と
めどなくΔφＳ又は（Ｔ３′Ｔｊ）期間が小さくなり、
制御不能の状態となるものである。

以上は説明の都合上、種々の仮定と省略が行われている
が、動作の理論的方向に間違いは存在しない。

前記制御電圧印加回路部）の電圧（ｖＪは、リアクトル
Ｑ４）のリセット用制御電圧であって、この制御電圧印
加回路（ＩＧＩは第５図または第６図ζ二元すような構
成によることができる。

すなわち、第５図では角型飽和リアクトルＱ４１１−２
次巻線ａηを設け、この２次巻線（Ｌηの出力側に、変
成器（１）の第２の補助巻線（Ｔ８）とダイオード（ｌ
ωを直列に結合し、また変成器（１）の２次側の検出増
幅回路（１１にさらにトランジスタ（２ｏ）を挿入し、
このトランジスタ（２０）のコレクタ、エミッタ間電圧
が制御電圧（Ｖ＋ａ）として加えられるように、前記第
２補助巻線α８）とダイオード時の直列／回路に結合す
る。

このような構成において、制御電圧（Ｖ＋ａ）は抵抗（
２１）への印加電圧に対してエミッタフォロアー型に追
随動作するように結線したトランジスタＱ■上に現出さ
」する。これらの動作を定性的に説明すれば、ツェナダ
イオード（２２１のツェナ電圧（ｖ２２）、誤差増幅用
トランジスタ（２３ｉ等を主とした検出増幅回路σ９に
より検出した出力電圧（Ｖｏ）が設定値より高くなれば
、トランジスタ（２３）はより深く導通方向に向い、し
たがって抵抗（２りの電圧ｆｆ２１）は高くなり、した
がって制御電圧（Ｖ□６）も高くなる。

すると、前記（５）式の左側は減少し、したがって（Ｔ
３’）〜（Ｔ４’）は短くなり、このことはコンバータ
の発振周波数が高くなることを意味し、第２図と第４図
の比較のようにフライバックコンバータにより出力電力
量は減少し出力電圧（Ｖｏ）を低下の方向に向わせる。

以上のようにして出力は一定の方向に制御されるもので
ある。

しかしてＴ１、Ｔ３のターンオン時にＭＯＳＦＥＴ（３
）の充電電流（Ｉｇｓｃ）は比較的小さいが、入力電流
（Ｉｉ）もこの瞬間には小さいのでＭＯＳＦＥＴ（３１
のターンオン損失は僅少で済み、かつターンオフ時の入
力電流（Ｉｉ）の大きな時はりアクドル（１４１の急速
の飽和により理想的に動作が行われる。なお、補助巻線
（１０）とＭ　Ｏ８Ｉ’　Ｅ　Ｔ　（３１間に挿入され
た抵抗（１１）（１２＋は、ゲート側でなくソース側に
挿入されても全く同様の動作を果すものである。

つぎに、第６図は、補助巻線（１０１を、抵抗（１１）
とダイオードα３）を介して角型飽和リアクトル（１４
１０１次巻線Ｑａに結合し、角型飽和リアクトルＱ４１
の２次巻線住道を、抵抗０を介してＭＯＳＦＥＴ（３）
のゲート、ソース間に結合し、さらに、前記抵抗ａＤと
ダイオード０：（ｌの直列回路の両端を、ダイオードα
印を介して制御電圧印加回路α０を構成するトランジス
タＱυのコレクタ、エミッタ間に結合してなるものであ
る。この場合の作用は、第５図と略同様である。

本発明は上述のように構成したので、入出力側の絶縁が
容易かつ確実にとれること、構造が簡単かつ堅牢である
こと、電界効果トランジスタと角型飽和リアクトルの特
質を理想的に組合せて使用しているので２００〜１００
０Ｋ）ＩｚＱ高Ｑ高周波下御が可能であることなどのす
ぐれた効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるフライバックコンバータの基本的
回路図、第２図は各部の特性図、第３図は角型飽和リア
クトルの特性図、第４図は高周波−１”の各部の特性図
、第５図は本発明の具体的回路図、第６図は本発明のさ
らに他の具体的回路図である。 （１）・・・変成器、（３）・・・ＭＯＳＦＥＴ、（７
１・・・整流平滑回路、（８）　（９１・・・出力端子
、０ω・・・補助巻線、α１）（１２＋・・・抵抗、Ｑ
３１・・・ダイオード、（１４１・・・角型特性リアク
トル、０５）・・・ダイオード、（１Ｇ）・・・制御電
圧印加回路、ａ袋・・・検出増幅回路、（２０１・・・
トランジスタ、（２２１・・・ツェナダイオード、（ハ
）・・・トランジスタ。 特許出願人　電設機器工業株式会社 イも１１４ ＄５　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１エネルギ蓄積用のリアクタを兼ねた変成器と、こ
   の変成器の１次側に結合された電界効果トランジスタと
   、前記変成器の２次側に整流平滑回路を介して結合され
   た出力端子とを主体として構成されたフライバックコン
   バータにおいて、前記変成器に補助巻線を設け、この補
   助巻線と前記電界効果トランジスタのソース、ゲート間
   に角型飽和特性のりアクドルを挿入し、この角型飽和リ
   アクトルのリセット時間稍を制御することによって周波
   数の制御を行うようにしたフライバックコンバータ。 （２）　変成器は２つの補助巻線を有し、第１の補助巻
   線の一端を電界効果トランジスタのソース側に結合し、
   他端を抵抗等の適当なインピーダンスを２個直列にした
   ものを介してゲート側に結合し、このインピーダンスの
   中点と巻線の他端との間１−整流器を介して角型飽和リ
   アクトルを挿入し、この角型飽和リアクトルに２次巻線
   を設け、この２次巻線の出力側に、変成器の第２の補助
   巻線と整流器を直列に結合するとともに、この直列回路
   の中に制御電圧が加わるように構成し、この制御電圧を
   コンバータの最終出力電圧を検出増幅して、この出力に
   より前記制御電圧を希望する値に制御するようにした特
   許請求の範囲第１項記載のフライバックコンバーク。 （３）変成器は１個の補助巻線を有し、この補助巻線の
   一端よりインピーダンスと整流器を介して、角型飽和リ
   アクトルに結合し、この角型飽和リアクトルの他端と補
   助巻線の他端とを結合し、また、この角型飽和リアクト
   ルに２次巻線を設け、この２次巻線の出力側をインピー
   ダンスを介して電界効果トランジスタのゲート、ソース
   間に結合シ、前記整流器に逆方向の整流器と電圧制御素
   子を介して前記補助巻線に結合し、この電圧制御素子へ
   の印加電圧をコンバータの最終出力電圧を検出増幅した
   出力によって制御するようにした特許請求の範囲第１項
   記載のフライバックコンバータ。