JPS5912186B2 - 雑音の影響を減少した予測音声信号符号化 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 ３ 本発明は音声信号のデジタル通信に関し、特に雑音の影
響を減少するよう構成された予測音声信号処理装置に関
する。

背景技術 電話又は他の通信システムにおけるデジタルチヤネルを
介しての伝送のための信号の符号化には、入力信号のサ
ンプリング、サンプルの量子化及び量子化されたサンプ
ルの各々に対するデジタルコードの発生が要求される。

音声信号は高度に相関があり、従つてその過去の値から
予測できる部分を含んでいる。デジタルエンコーダ送信
機及びデコーダ受信機がともに、高度に相関のある音声
信号の予測部分を形成する装置を含んでいれば、音声信
号の予測できない部分のみをエンコードして伝送すれば
良い。この結果、音声信号の予測符号化によつて信号を
劣化させることなくデジタルチャネルを効率良く利用で
きる。米国特許第３５０２９８６号及び第 ・３６３１５２０号に示されている予測音声信号符号化
方式では一連の音声信号サンプルから予測パラメータを
発生し、この発生したパラメータと先行する音声信号サ
ンプルとから各音声信号サンプルの予測値を形成する。

各サンプルとその予測値との差が量子化され、デジタル
符号化されて受信器に送られる。受信器では差信号が復
号され、受信器内で形成された対応する予測値と結合さ
れる。この方法では、すでに符号化された信号からは予
測できない信号部分のみが量子化されて送信されるため
に、チャネル容量の節約が達成できる。すなわち、音声
信号を直接符号化して送信すると速いビット速度を必要
とするのに対し、冗長な音声信号の予測できない部分の
みを伝送するのに必要なビット速度ははるかに低速で良
い。（１信号サンプルの量子化は、一般に、一群の指定
された振幅レベルのうちで信号サンプルの振幅に最も近
いレベルに対応する信号を選択的に発生する。

しかし、この量子化によつて導入される誤差のために伝
送される信号に歪を受ける。米国特許に従つて一連のフ
イルタパラメータ信号Ｆ，，ｆ２，・・・・・・・・・
，Ｆ，，ｆ，＋，を形成することを含むことを特徴とす
る音声信号を処理する方法。４請求の範囲第３項に従つ
て音声信号を処理する方法において、該フオルマント荷
重量子化誤差信号の形成が、Ｗｎを該フオルマント荷重
量子化誤差信号の値とし、Ｅｎを量子化誤差信号の現在
の値とする時に、関係に従つて該量子化誤差信号を▲波
することを含むことを特徴とする音声信号を処理する方
法。

請求の範囲第２乃至４項の任意の項目に従つて音声信
号を処理する方法において、該音声信号の解析が各間隔
に対して一群のピツチ関連予測パラメータ信号Ｂｌ，ｂ
２，ｂ３及びピツチ周期関連信号ｍを形成することを含
むことと、該差信号の修正が、Ｄｎを予測された差信号
とし、もを量子化信号とする時、関係に従つて該差信号
の予測値に対応する信号を発生することを含むことと、
該差信号の該予測値が該差信号と該フオルマント荷重誤
差信号とに結合されて該修正された差信号内のピツチ関
連冗長性を減少していることとを特徴とする音声信号を
処理する方法。

６請求の範囲第５項に従つて音声信号を処理するために
、さらに該量子化信号に応動して励起信号を発生するス
テツプと、該励起信号を該フオルマント関連予測パラメ
ータ信号と結合することによつて該音声信号の復製を形
成するステツブとを含む方法において、該励起信号を発
生するステツプが、該量子化信号の先行する部分と該ピ
ツチ関連予測パラメータ信号Ｂｌ，ｂ２，ｂ３と該ピツ
チ周期関連信号ｍとから該差信号の予測値に対応する信
号を形成することと、現在の量子化信号を該差信号の該
予測値と結合することとを含むことを特徴とする音声信
号を処理する方法。

技術分野 本発明は音声信号のデジタル通信に関し、特に雑音の影
響を減少するよう構成された予測音声信号処理装置に関
する。

背景技術 電話又は他の通信システムにおけるデジタルチヤネルを
介しての伝送のための信号の符号化には、入力信号のサ
ンプリング、サンプルの量子化及び量子化されたサンプ
ルの各々に対するデジタルコードの発生が要求される。

音声信号は高度に相関があり、従つてその過去の値から
予測できる部分を含んでいる。デジタルエンコーダ送信
機及びデコーダ受信機がともに、高度に相関のある音声
信号の予測部分を形成する装置を含んでいれば、音声信
号の予測できない部分のみをエンコードして伝送すれば
良い。この結果、音声信号の予測符号化によつて信号を
劣化させることなくデジタルチャネルを効率良く利用で
きる。米国特許第３５０２９８６号及び第 ３６３１５２０号に示されている予測音声信号符号化方
式では一連の音声信号サンプルから予測パラメータを発
生し、この発生したパラメータと先行する音声信号サン
プルとから各音声信号サンプルの予測値を形成する。

各サンプルとその予測値との差が量子化され、デジタル
符号化されて受信器に送られる。受信器では差信号が復
号され、受信器内で形成された対応する予測値と結合さ
れる。この方法では、すでに符号化された信号からは予
測できない信号部分のみが量子化されて送信されるため
に、チヤネル容量の節約が達成できる。すなわち、音声
信号を直接符号化して送信すると速いビツト速度を必要
とするのに対し、冗長な音声信号の予測できない部分の
みを伝送するのに必要なビツト速度ははるかに低速で良
い。信号サンプルの量子化は、一般に、一群の指定され
た振幅レベルのうちで信号サンプルの振幅に最も近いレ
ベルに対応する信号を選択的に発生する。

しかし、この量子化によつて導入される誤差のために伝
送される信号に歪を受ける。米国特許第２９２７９６２
号で述べられているように、量子化によつて導入される
雑音は、量子化された信号サンプルと元の信号サンプル
との差に対応する誤差信号を作り、予め定めた方法によ
りこの誤差信号に応じて信号サンプルを修正することに
よつて減少させることができる。この修正装置によつて
合計の量子化雑音電力は変化しないが、雑音電力は、信
号スペクトル内でその影響が最小であるような部分に集
中させることができる。テレビジヨン信号の符号化で、
この原理を用いて量子化雑音を信号帯域の上の周波数帯
に移すためのフイードバツクフイルタについては、ＩＥ
ＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉＯｎｓＯｎＣｉｒｃｕｉｔＴｈ
ｅＯｒｙ誌の１９６３年９月号の頁４０５−４１３にあ
る、Ｅ．Ｇ．Ｋｉｍｍｅ及びＦ．Ｆ．ＫｕＯ著の論文ゞ
シンセシス オブ オプチマル プールダース フオ
フイードバツク クオンタイゼーシヨン システム７に
示されている。

ＲＭＳ誤差電力を最小化するために、一般に誤差電力を
周波数スペクトルの一定の部分に集中させるという上記
の量子化誤差減少方式は、音声信号符号方式においては
最適の雑音減少方式とはならない。

その理由は、音声信号スペクトルの性質にあり、音声信
号スペクトルは、音声エネルギーが集中した短時間スペ
クトル包絡線に相当し、時間的に変動する複数個のフオ
ルマント周波数部分と、フオルマント間部分とを含んで
いるためである。音声の有声音領域ではフオルマント部
分は口腔の共振に直接関連する。従つて音声信号電力は
該フオルマント部分に集中し、フオルマント間領域は少
い音声信号電力しか含んでいない。よつて、量子化誤差
電力を周波数スペクトルの一定の部分に集中させる方式
は、電子化雑音スペクトルと変化する音声スペクトルと
の関係を考慮に入れてないために、知覚できる雑音の影
響が残されてしまう。発明の簡単な要旨 本発明は音声信号符号化装置に関し、選択された時間間
隔において音声信号を解析することによつてフオルマン
ト関連予測パラメータ信号が作られる。

音声信号とその予測値との差を表わす信号が、音声信号
の現在及び先行する部分と該予測パラメータ信号とから
形成される。この差信号は雑音を選択的に制御するよう
修正される。修正された差信号は量子化され、また量子
化された信号と、量子化されていない元の修正された差
信号との差に対応する量子化誤差信号が作られる。差信
号の修正においては、量子化誤差信号とフオルマント関
連予測パラメータ信号と差信号との結合が行われ、量子
化誤差が音声信号スペクトルのフオルマント部分に集中
され、これによつて伝送された量子化雑音が音声信号フ
オルマントによつてマスクされる。本発明の１つの特徴
に従えば、量子化誤差信号は フオルマント関連予測パ
ラメータ信号に応動して修正されて、フオルマント荷重
誤差信号が作られる。

このフオルマント荷重誤差信号は差信号と結合されて、
量子化誤差が音声信号スペクトルのフオルマント部分に
集中され、これによつて音声信号対量子化雑音比が音声
信号スペクトルの全般にわたつて予め定めたレベル以上
に維持される。本発明の他の特徴に従えば、一群のフイ
ルタパラメータ信号がフオルマント関連予測パラメータ
信号Ａｋから形成され、またフオルマント荷重誤差信号
が該フイルタパラメータ信号及び該誤差信号に応じて作
られる。フオルマント荷重誤差信号は誤差信号から減算
されることによつて、量子化誤差信号が音声信号スペク
トルのフオルマント部分に集中される。本発明のさらに
他の特徴に従えば、一群のフイルタパラメータ信号Ｆｋ
は一群のフオルマント予測パラメータ信号Ａｋから、関
係に従つて形成される。

ただしＺ−１は１サンプル間隔の遅延を表わし、ｐは予
測パラメータ信号の数を表わす。誤差信号はフイルタパ
ラメータ信号Ｆｋによつて修正されて、フオルマント荷
重誤差信号が作られ、差信号から減算される。

ただしＥｎは量子化雑音信号の現在の値である。音声信
号のフオルマント構造に基因する冗長性をζフオルマン
ト関連予測パラメータ信号に応じて作られた現在の音声
信号の予測値を、現在の音声信号の実際の値から減算す
ることによつて除去される。

しかし、１９７３年６月１９日に提出された米国特許第
３７４０４７６号で示されているように、ピツチ関連冗
長性は結果として得られる差信号に残されている。本発
明のさらに他の特徴に従えば、一群のピツチ関連予測パ
ラメータ信号が選択された時間間隔ごとに該音声信号を
解析することによつて形成される。量子化された信号は
該ピツチ関連予測パラメータ信号と結合されて、予測差
信号が作られる。この予測差信号は差信号修正手段に印
加されて量子化信号のピツチ関連冗長性が減少させられ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である予測音声信号符号化回
路のプロツク図を示し、第２図は第１図の回路とともに
用いられる予測音声信号復号回路のプロツク図を示し、
第３図は第１図の予測計算機のプロツク図を示し、第４
図は第１図のフイルタ係数発生・メモリ回路の詳細なプ
ロツク図を示し、第５図は第１図及び第２図のフオルマ
ント予測器の詳細なプロツク図を示し、第６図は第１図
の荷重フイルタの詳細なプロツク図を示し、第７図は第
１図及び第２図の音声周期予測器の詳細なプロツク図を
示し、第８図は第３図の予測計算機の動作を説明する波
形を示し、第９図は第１図の符号化回路の量子減少方式
を説明するグラフを示し、第１０図は第１図で得られる
信号波形を示す。 詳細な説明本発明の一実施例である予測音声信号エンコ
ーダが第１図に示されている。 音声信号源１０１からの音声信号Ｓ（ｔ）はフイルタ・
サンプリング回路１０３に印加され、ここで信号Ｓ（ｔ
）は低域・▲波され、高周波ブレエンフアシス装置によ
つて修正され、予め定めた速度によつてサンプリングさ
れる。回路１０３は４ｋＨｚのしや断周波数を持つた低
域フイルタと、７００Ｈｚで始まりオクターブ当り６ｄ
Ｂの勾配を持つたプレエンフアシス回路と、８ｋＨｚの
サンプリング速度ＣＬｌを持つたサンプラとを含んでい
る。フイルタ・サンプリング回路１０３からの相続く信
号サンプルはアナログ・デジタル変換器１０５に印加さ
れ、エンコーダで用いるのに適したデジタルコードＳｎ
が各信号サンプルに対して作られる。変換器１０５から
の相続くコードサンプルＳｎは、予測バラメータ計算機
１３５の１つの入力に直接印加されるとともに、サンプ
ル遅延１０６を介してフオルマント予測器１０７の信号
入力及び減算回路１０９の加算入力に印加される。 遅延１０６としては、シフトレジスタ又は当業者には公
知の他の遅延素子を用いることができる。予測器１０７
は遅延されたコードサンプルＳｎ及び計算機１３５から
の予測信号群Ａ＝Ａｌ，ａ２，・・・・・・・・・，Ａ
ｋ，・・・・・・・・・，ＡＰに応動して各サンプルご
とに、予測値コードを発生する。 ただし、Ａｋはｋ番目の線形予測パラメータ係数であり
、ｐは予測器の次元である。当業者には公知のように、
予測器１０７は、１式に従い、多数の以前のサンプルの
荷重和を取る方式によつて、各信号サンプルＳｎの現在
の値を予測する。この予測は音声信号の短時間スペクト
ル包絡線に基づいており、予測バラメータ信号ＡｌＦａ
２ツ１゜″１″？ＡＰは口腔伝達関数のフオルマント構
造に関連する。第５図は、フオルマント予測器１０７と
して用いることのできる、当業者には公知のトランスバ
ーサルフイルタを示している。 第５図の予測器はＺ変換記号の形でとして表わすことが
できる。 ただし、Ｚ−１は、１サンプル間隔の遅延を表わし、Ａ
，，ａ２，・・・・・・・・・，Ａｋ，・・・・・・・
・・，Ａ，はｐ個の予測器係数である。第５図ではＰは
１０に等しい。シフトレジスタ５０３は１０段のシフト
レジスタであり、８ｋＨｚのサンプリング速度ＣＬｌで
動作して遅延１０６から線５０１を介して送られる一連
のサンプルＳｎを受信する。線５０４−１土の、１段目
のシフトレジスタ段からの出力は、乗算器５０５１の１
つの入力に印加される。同様に、他のシフトレジスタ段
から線５０４−２乃至５０４一１０に印加される出力は
、それぞれ乗算器５０５−２乃至５０５−１０に印加さ
れる。計算機１３５からの線形予測係数信号Ａ＝Ａ，，
ａ２，．．．・・・・・・ＡｌＯは線５１０を介して乗
算器５０５−１乃至５０５−１０に印加される。各乗算
器は積Ｓｎ−Ｋａｋを作るように動作し、これらの積は
加算器５０７−２乃至５０７−１０によつて同時に加算
される。よつて、出力線５１２には、１式で示される積
の和を表わす信号が得られる。線５１２からの予測信号
は減算回路１０９の負入力に印加され、この信号が現在
のコードサンプルＳｎから減算される。この結果得られ
る差信号は、そのフオルマント冗長性が除去された音声
信号に対応する。フオルマント冗長性の除去は第１０に
示されており、同図で波形１００１は情報源１０１から
の音声信号でフオルマント及びピツチの冗長性を共に持
つているものを示している。波形１００３は式３の差信
号に対応しており、予測されたフオルマント成分は音声
信号から除去されているが、ピツチ周期に関連する冗長
性は残されている。減算回路１０９からの差信号Ｄｎは
修正回路１３７に印加される。 回路１３７は差信号に残されているピツチ周期冗長性を
除去するための音声周期予測器１２８及びその識別効果
を減少させるために差信号内の量子化雑音を分散させる
ための重みづけフイルタ１２０を含んでいる。修正回路
１３７の出力Ｑｎは量子化器１１１の入力に印加される
。量子化器１１１は当業者には公知のように、その入力
における差信号サンプルの各々の大きさに応じて予め定
めた振幅レベルの群の１つを選択する。量子化器１１１
において、ステツプ幅Δ、すなわち量子化器振幅レベル
間の差は、修正された差信号の統計的性質によつて決定
され、予測パラメータ計算機１３５によつて作られる。
量子化器１１１の出力介。はデジタルエンコーダ１１２
を介して減算回路１１３及び加算器１３１に印加される
。加算器１３１及び音声周期予測器１２８は一連の以前
の差コード、量子化器出力信号、予測器パラメータ信号
Ｂ＝Ｂｌ，ｂ２，ｂ３及び現在の音声信号セグメントの
ピツチ周期を表わすコードｍに応動して、差信号サンプ
ルＤｎ各々に対して、予測値コードｄ′ｎを形成するよ
う構成されている。加算器１３１は信号介。と予測差信
号との和を作り、これを予測器１２８に印加する。予測
器１２８は次式に従い、またＺ変換形式では で特徴づけられる方式によつて、現在の差信号の予測し
た値を発表する。 ただしｚ−ｍはｍサンプル分の遅れであり、Ｂｌ，ｂ２
及びＢ３は、差信号Ｄｎと、その予測値との差の２乗平
均予測誤差を最小にすることによつて決定される予測係
数信号である。信号ｍ及びＢｌ，ｂ２及びＢ３は、各音
声信号の間隔において、計算機１３５で作られる。 現在の差信号に対する予測値コードは減算回路１２６に
おいて現在の差信号Ｄｎから減算され、これによつピツ
チ周期に関連する冗長性は差信号から除去される。第１
０図の波形１００５は減算回路１２６でピツチ周期を除
去した後での差信号を示している。音声波形１００１及
び差信号波形１００３とは対照的、波形１００５はその
性質が雑音的であり、フオルマント及びピツチに関連す
る冗長性を両方共に除去したことを示している。第７図
は予測器１２８を詳細に示している。第７図で、シフト
レジスタ７０３は１２０段から成り、これらの段は加算
器１３１から受信される一連のサンプルを蓄える。１２
０段は、１５ｍｓの時間長を表わし、これは想定される
最も長いピツチ間隔である。 各シフトレジスタ段の出力は選択回路７０５に印加され
る。回路７０５は、４ａ式及び４ｂ式に従つて計算機１
３５で作られたピツチ周期関連コードｍに応動して、３
つの隣り合つたシフトレジスタ段の出力を選択してゲー
トする。選択された段のうちの最も左の段の出力は乗算
器７０６−１に印加される。同様に選択された隣接する
シフトレジスタ段の出力はそれぞれ乗算器７０６−２及
び７０６−３に印加される。予測パラメータ信号Ｂ，，
ｂ２及びＢ３は計算機１３５から線７１１を介して乗算
器７０６−１，７０６−２及び７０６−３に印加される
。乗算器７０６−１，７０６−２及び７０６−３からの
積コードは加算器７０７−２及び７０７−３によつて加
算され、現在の差信号に対する予測値コードが線７１２
に現れる。予測パラメータ計算機１３５は、フオルマン
ト予測器１０７及び音声周期予測器１２８で必要な予測
パラメータ信号や、コータで使われるステツプ幅や他の
信号を発生する。 当業者には公知のように、音声信号は定常的ではない。
しかし、音声の時間的な変化特性は比較的ゆつくりして
いるため、８ｋＨｚのサンプリング速度においては、変
化する信号に対して１０ｍｓごとに予測パラメータを適
用すれば十分である。よつて、予測パラメータ計算機１
３５は１０ｍ８の時間フレームの間において音声サンプ
ルＳｎを受信し、１０ｍｓの時間フレームの各々に対す
る予測パラメータ信号を作つて信号変化状態に適合させ
る。第３図は、計算機１３５に適した処理装置を示して
いる。 第３図において、処理装置３０９はサンプルメモリ３２
０に蓄えられた信号情報を受信し、またリードオンリメ
モリ３０３及び３０５に永久に蓄えられているプログラ
ム情報を制御器３０７を介して受信する。受信された信
号及びプログラム情報に応動して、処理装置３０９は一
群のフオルマント関連線形予測係数Ａ＝Ａｌ，ａ２，・
・・・・・・・・，Ａ，Ｏ、一群のピツチ関連予測係数
信号Ｂ＝Ｂｌ，ｂ２，ｂ３、一群のフオルマント関連部
分相関係数信号Ｒｌ，ｒ２，・・・・・・・・・，Ｒｌ
Ｏ，及びＲＭＳ値信号２Ｒ、ピツチ周期関連信号ｍ、及
びステツプ幅信号を発生し、これらは第１図のエンコー
ダの他の部分で用いられる。処理装置３０９からの出力
信号は、第３図に示した出力メモリ３３１乃至３３６に
蓄えられる。処理装置３０９としては、ＣＳＰ社のマク
ロアリスメテイツクプロセツサシステム１００や、他の
、当業者には公知のプロセツサ装置を用いることができ
る。第３図の制御器３０７は音声信号の１０ｍｓの時間
フレームの各々を３つの予め定めた時間間隔に分割する
。これらの間隔は特定の動作モードのために用いられる
。この動作モードは第８図に示されている。第１図のク
ロツク１４０からのクロツクパルスＣＬ２は、１０ｍｓ
間隔であり、１０ｍｓ時間フレームを定義している。第
８図でＣＬ２クロツクパルスは、時刻Ｔ，に生じ、これ
が１０ｍｓ時間フレームの始まりとなる。このＣＬ２ク
ロツクパルスは、波形８０５で示したように、制御器３
０７をそのデータ入力モードに置く。データ入力モード
中、制御器３０７は処理装置３０９及び音声サンプルメ
モリ３２０に接続される。先行する１０ｍｓ時間フレー
ム中にサンプルメモリ３２０に書込まれた８０個のＳｎ
サンプルコードが、制御器３０７からの制御信号に応動
して入出力インターフエイス３１８を介してデータメモ
リ３１６に転送される。波形８０５で示したように、デ
ータ入力モードは時刻Ｔ２で終了するが、この時点にお
いてはサンプルメモリ３２０からの８０個のサンプルコ
ードはデータメモリ３１６の予め定めたアドレスに格納
されている。蓄えられた８０ケのサンプルがデータメモ
リに転送されている間に、現在のフレームのサンプルは
クロツクパルスＣＬｌの制御の下にメモリ３２０へ書込
まれている。時刻Ｔ２の直後、制御器３０７は、波形８
０７で示すようにそのフオルマント予測パラメータモー
ドに入る。 フオルマント予測パラメータモード中においては、予測
パラメータプログラムメモリ３０３が、制御器３０７、
制御器インターフエイス回路３１０及びバス３４０を介
して中央処理装置３１２に接続される。ＲＯＭ３Ｏ３か
らの、永久に蓄えられた命令に応動して、処理装置３０
９はフオルマント部分相関係数信号咄＝Ｒ，，ｒ２，・
・・・・・・・・，ＲｌＯ、及びフオルマント線形予測
係数信号Ａ＝ａ１乃至ＡｌＯを発生する。信号Ａ及びＲ
ｍはそれぞれメモリ３３１及び３３３に転送される。フ
オルマント予測信号を発生するためにＲＯＭ３Ｏ３に蓄
えられている命令は付録１にフオートラン言語の形で示
されている。当業者には公知のように、パラメータ信号
は、その要素がであるような共分散マトリクスｐ、及び
音声相関係数を形成することによつて作られる。 次に要素ｇ１乃至Ｇ，。がに基づいて計算される。 ただし、Ｔは三角分確 をとることによつて得られる下三角マトリクスである。 次に、部分相関係数Ｒｍはに従つて計算される。 ただし、ＣＯはによつて求められ、１０ｍｓ時間フレー
ム内の音声信号のエネルギーに対応する。 フオルマント予測パラメータ信号Ａ＝Ａ，，ａ２，・・
・・・・・・・，ＡｌＯは次のような再帰式に従つて部
分相関パラメータ信号Ｒｍから計算される。すなわちフ
オルマント予測パラメータモード沖において処理装置３
０９によつて作られた部分相関パラメータ信号Ｒｒｒｌ
及び線形予測パラメータ信号Ａｉは、データメモリ３１
６から、メモリ３３１及び３３３に転送されて、次の１
０ｍｓ時間フレームにおいて用いられる。 信号Ａは、フイルタ係数発生器・メモリ１２２にも送ら
れる。フオルマント予測パラメータモード中、制御器３
０７はクロツク１４０からのＣＬｌクロツクパルスを計
数してこのモードの終了時刻を決定する。部分相関及び
線形予測の両万のパラメータ信号がメモリ３３１及び３
３３へ転送された後の、時刻Ｔ３において、制御器３０
７は波形８０９で示したようにそのピツチ予測パラメー
タモードに入る。 時刻Ｔ３とＴ４の間で、制御器３０７はピツチ予測プロ
グラムメモリ３０５を制御器インターフエイス３１０及
びバス３４０を介して中央処理装置３１２に接続してい
る。ＲＯＭ３Ｏ５内の命令コードは、付録２にフオート
ラン言語の形で示されているが、これは、第１図の音声
周期予測器１２８で用いられるピツチパラメータ信号Ｂ
ｌ，ｂ２及びＢ３及びピツチ関連信号ｍを形成する。付
録２のフオートランプログラムに従えば、処理装置３０
９はピツチ予測モード中において、次の式１１で示すよ
うに、予め定めた時間間隔内における差信号ＤｎとＤｎ
−１の間の相関を計算し、ζｉが最大であるような時間
インデツクスｉを決定する。ζｉが最大である時刻一が
、制御器３０Ｔの制御の下でデータメモリ３１６から送
出される。 処理装置３０９はからに、を最小にする方法により、ピ
ツチ了測パラメータＢ，，ｂ２及びＢ３を計算する。 ピーククリツパ１２４に対する数値２Ｒは、に従つて計
算される。 量子化器１１１で用いられるステツブ幅値Δはに基づい
て計算される。 これは、ＩＲＥＴｒａｎｓａｃｔｉＯｎｓＯｎＩｎｆＯ
ｒｍａｔｉＯｎＴｈｅＯｒｙ誌の１９６０年３月号、Ｉ
Ｔ−６巻、頁７一１２１にあるＪＯｅｌＭ＆ｘ著の論文
゛Ｑ鳳ＮｔｉｚｉｍｇｆＯｒＭｉｎｉｍｕｍＤｉｓｔＯ
ｒｔｉＯｎ″に示されている３レベル量子化器のための
ものである。 ２Ｒ及びΔは時刻Ｔ４までにそれぞれメモリ３３４及び
３３６に送られる。 時刻Ｔ，乃至Ｔ，の間の１０ｍｓ時間フレームにおいて
、メモリ３３１乃至３３６の出力は、時刻Ｔ，に先行す
る１０ｍｓ時間フレームに得られた信号値Ｓｎに対応す
るものである。時間Ｔ，乃至Ｔ４においてこれらのメモ
リに入れられたパラメータ信号は、時刻Ｔ，において制
御器３０Ｔからの制御信号に応動してこれらのメモリの
出力に出される。時間Ｔ，乃至Ｔ，において計算された
これらのパラメータ信号は、次の時間フレームにおいて
第１図のエンコーダを制御するのに用いられる。アナロ
グ・デジタル変換器１０５からのサンプル信号は遅延１
０６において１０ｍｓだけ遅延されているため、計算機
１３５からのパラメータ信号は、予測器ＩＯＴ及び１２
８、及び量子化器１１１で処理中のサンプル信号Ｓｎの
ものに対応している。量子化器１１１で作られるデジタ
ルコータ１１２からの出力は、一連のデジタルコード介
ｎであり、これは音声信号の予測されなかつた成分、す
なわちフオルマント及びピツチに関連する冗長性を除去
した音声信号を表わす。 量子化器１１１で用いられている予め定めた振幅レベル
は、量子化器１１１に印加されるサンプルＱｎの大きさ
には等しくないため、に相当する歪すなわち量子化雑音
が、デジタルコータ１１２からの信号分ｎに存在する。 この歪は、通信チャネル１５０を介して伝送され、第２
図のデコーダ回路の出力で再構成される音声信号合（ｔ
）にも現われる。伝送された信号内の量子化雑音は効率
の良い予測をすることによつて減少させることができる
。 しかし、このような減少は、再構成された音声信号内で
感知される歪を小さくすることを保証するものではない
。なぜなら、歪は、音声スペクトルとの関連においてみ
た量子化雑音のスペクトルに依存するためである。音声
信号のスペクトルは時間的に変化するフオルマント領域
、すなわち音声信号電力が集中している領域と、信号電
力が比較的小さいフオルマント間領域とによつて特徴づ
けられる。音声信号の一部分の典型的なスペクトルを第
９図の波形９０１に示す。しかし、量子化雑音Ｅｎの周
波数は波形９０３に示したように、一般に一様に分布し
ている。第９図の波形９０１及び９０３から用らかなよ
うに、波形９０３の量子化雑音はフオルマント領域では
音声信号電力より小さいが、音声信号レベルの小さいフ
オルマント間領域では優位である。 特に周波数Ｆａ及びＦｂのオルマントピークの間のフオ
ルマント間領域では、波形９０３の量子化雑音は音声信
号より大きい。さらに、音声信号対量子化雑音比は、フ
オルマント周波数の位置では比較的大きいのに、１フオ
ルマント間領域でははるかに小さい。当業者には公知の
ように、量子化雑音スペクトルは、平均量子化雑音が一
定という条件のもとでフイルタによつて変形させること
ができる。 従来技術によるフィルタ方式では、量子化雑音をスペク
トル上の高い周波数部分へシフトするか、あるいは雑音
のＲＭＳ値を最小にするという特性を持つていた。しか
しこのようなフイルタ方式は、特性を変化させることが
できないため、フオルマントが時間的に変動するような
音声信号での知覚雑音を減少させるのには効率が悪い。
本発明に従い、フオルマントに関連した予測パラメータ
信号によつて制御される特徴を持つた適応フイードバツ
クフイルタが導入される。 適応フイルタは、量子化雑音を音声信号の時間的に変化
するフオルマント部分に集中させる動きをし、このため
量子化雑音は変動する音声信号のフオルマントによつて
常にマスクされてしまう。このようにして望ましい形で
再分散させた量子化雑音のスペクトルを波形９０５に示
す。波形９０５に示すように、量子化雑音電力は波形９
０１の音声信号スペクトルのフオルマント部分に集中し
、この結果、知覚雑音の影響の大きいフオルマント間領
域での量子化雑音電力が減少している。このようにして
、音声信号対量子化雑音比は、音声信号スペクトルの全
般にわたつて許容値以上に維持される。この方法により
、量子化雑音による知覚歪が減少させられる。第１図で
、量子化雑音マスク装置は、適応荷重フイルタ１２０を
含み、このフイルタ１２０は減算回路１１３で作られる
量子化誤差信号Ｅｎを係数発生器１２２からのパーラメ
ータ信号に従つて変形させる。 これらのパラメータ信号は計算機１３５で作られるフオ
ルマント予測パラメータ信号Δ＝Ａｌ，ａ２，・・・・
・・・・・，Ａ，に応動して作られる。第１図の回路内
での量子化に原因する歪は１５式の量子化誤差Ｅｎを、
フオルマント予測器１０７とフイードバツクフイルタ１
２０との伝達関数で修正したもので次式のように表わす
ことができる。ただし、Ｅは誤差信号Ｅｎの短時間フー
リエ変換であり、Ｆは荷重フイルタ１２０の伝達関数の
短時間フーリエ変換であり、Ｐ８はフオルマント予測器
１０７の伝達関数の短時間フーリエ変換を表わす。 よつて、エンコーダ出力信号の量子化雑音電力スペクト
ルは、式１６に従つて変形される。ｚ変換の形での関数
が波形９０５の雑音スペクトル分布を得るために必要な
量子化雑音沢波を与えることが判つている。 式１７は次のように簡単になる。フオルマント予測器１
０７の伝達関数はＺ変換形式ではとなり、 式１８のフイルタ伝達関数は となる。 式２０から、荷重フィルタ１２０を制御するためのパラ
メータ信号はとなる。 式２１を見ると、荷重フイルタパラメータ信号ｆ１乃至
Ｆ，，はフオルマント予測パラメータ信号ａ１乃至Ａｌ
Ｏに直接関係することがわかる。 フオルマント予測パラメータ信号Ａ，乃至ＡｌＯは、時
間的に変動する音声信号に応動して変化するため、荷重
フイルタパラメータ信号ｆ１乃至Ｆｌｌは、波形９０５
の量子化雑音スペクトルが波形９０１の音声信号の変化
しているフオルマント特性に追随するように変化する。
このような方法により、介。信号内の量子化雑音スペク
トルは、音声信号のフオルマント周波数部分によつて常
にマスクされ、音声スペクトルの全般にわたつて最大の
音声信号対量子化雑音比が得られる。フイルタ係数発生
器・メモリ１２２は第４図に詳細に示されている。 第４図において、パラメータ信号ａ１は２で除算する回
路４２２−１に直接印加されており、この回路４２２−
１は右に１ビツトだけシフトするシフトレジスタによつ
て構成できる。当業者には公知のように、２進コードを
右にｌビツトシフトすることは該コードを２で割ること
に相当する。２除算回路４２２−１の出力はパラメータ
信号ｆ１である。 パラメータ信号ａ１及びＡ２は加算回路４２０−２で加
算され、その結果は回路４２２−２において２で除算さ
れる。同様に、加算器４２０−３はＡ２及びＡ３バラメ
ータの和をとり、２除算回路４２２−３の出力はフイル
タパラメータＦ３となる。同様に、フイルタパラメータ
Ｆ４乃至Ｆ，は第４図には示されていない同様の回路に
おいて作られる。フイルタパラメータＦｌＯは加算器４
２０−１０からの出力を受信する２除算回路４２２−１
０から得られる。パラメータ信号ＡｌＯは回路４２２−
１１で２で除算されてフィルタパラメータ信号Ｆｌ，と
なる。フイルタパラメータ信号ｆ１乃至Ｆｌｌは式２１
に従つて第４図の回路で作られ、荷重フイルタ１２０で
これらのフイルタパラメータ信号を用いる時間フレーム
に先行する１０ｍｓ時間フレームにおいてメモリ４３０
の入力部に転送される。次の１０ｍｓフレームの開始時
において、クロツク１４０からのクロツク信号ＣＬ２に
応動して、メモリ４３０の入力部のフイルタパラメータ
信号はその出力部へ転送される。このようにして、フイ
ルタパラメータ信号は正しい１０ｍｓ時間フレームにお
いてフイルタ１２０内の８０サンプル群の各々に割当て
られる。フイルタ係数発生器・メモリ１２２からのフイ
ルタ係数信号ｆ１乃至Ｆ，ｌは線１２３を介してフイル
タ１２０に印加される。 荷重フイルタ回路１２０は第６図に詳細に示されている
。第６図において、減算器１１３からの誤差信号サンプ
ルＥｎは線６旧を介して１１段シフトレジスタ６０３に
順次印加される。信号Ｅｎは、当業者には公知のように
、クロツク１４０からのクロツクパルスＣＬｌによつて
右に順次シフトされる。フイルタパラメータ信号ｆ１乃
至Ｆｌｌは線６１０を介してそれぞれ乗算器６０５−１
乃至６０５一１１に印加される。誤差信号Ｅｎ，ｅｎ−
，，・・・・・・・・・，Ｅｎ−１，はシフトレジスタ
６０３の各段からそれぞれ線６０４−１乃至６０４−１
１を介して乗算器６０５−１乃至６０５−１１に印加さ
れる。乗算器６０５−１は予測コードＦｌｅｎを形成す
る。同様に乗算器６０５−１１は積コードＦｌｌｅｎ−
１１を形成する。 乗算器６０５−１乃至６０５−１１の出力は加算器６０
５−２乃至６０７−１１で順次加算され、フオルマント
荷重誤差信号が線６１２に現われる。 フオルマント荷重誤差信号Ｗｎはピーククリツパ回路１
２４を介して減算器１２６に印加される。 ピーククリツパ回路１２４において、コード信号ｗは計
算機１３５のメモリ３３７からのＲＭＳ信号２Ｒと比較
される。現在の荷重誤差信号の値が（ｗｌ〈２Ｒ（２３
） であると、ｗは直接減算器１２６に印加される。 しかし、であると、もし信号ｗが正であれば、信号２Ｒ
が減算器１２６に印加される。 またｗが負であると、信号−２Ｒが減算器１２６に印加
される。このようにして、誤差荷重フイルタ１２０によ
つて作られるフイードバツク信号の大きさは、差信号Ｄ
ｎ（７）ＲＭＳ値の２倍に制限される。減算器１２６の
出力は、音声信号の予測されていない成分を、フイード
バツクフイルタによる量子化誤差信号で修正したものに
相当する。 この結果コータ１１２から得られる出力介１は、音声信
号の量子化された非予測成分で、修正された量子化雑音
スペクトルを持つものになる。介。は、ピツチパラメー
タ信号Ｂ及びｍ１部分相関パラメータ信号Ｒｍ及びステ
ツプ幅信号Δとともにマルチプレクサ・変調回路１１５
に印加される。回路１１５は適切な変調信号を形成し、
この信号は通信チヤンネル１５０を介して第２図のデコ
ーダ回路に送信される。第２図に示したデコーダ回路は
通信チヤネル１５０からの伝送信号を受信して、情報源
１０１から第１図のエンコーダに最初印加された音声信
号Ｓ（ｔ）を復製する。 第２図で、復調・デマルチプレクサ回路２０．１は通信
チャネル１５０上の信号に応動して量子化された非予側
信号介１及びステツプ幅信号Δをデジタルデコーダ２０
３に印加する。当業者には公知のように、デコーダ２０
３は信号介。をステップ幅信号Δをものさしにして計り
、計られた量子化信号が加算回路２０５の１つの入力に
印加される。加算回路２０５の他の入力には、音声周期
予測器２１７からの信号が印加される。復調・デマルチ
プレクサ２０１からの、各１０ｍｓ時間フレームに対す
るピツチ関連パラメータ信号Ｂ＝Ｂｌ，ｂ２，ｂ３及び
ｍは、ピツチ係数メモリ２１３に蓄えられ、ここから予
測器２１７に印加される。予測器２１７は、その詳細を
第７図に示した第１図の予測器１２８と同じものである
。加算器２０５からの一連の信号コードと、メモリ２１
３からの予測パラメータ信号Ｂｌ，ｂ２，ｂ３及びｍと
に応動して、予測器２１７は音声信号のピツチ関連予測
成分を形成して、この成分を加算器２０５に印加する。
加算器２０５の出口は励起信号を表わし、音声信号の非
予測成分及びピツチ関連予測成分を含んでいる。加算器
２０５からの励起信号は次に加算器２０７の一方の入力
に印加され、またその他方の入力はフオルマント予測器
２１９から得られる。有利なことに、音声周期予測器２
１７を用いた励起信号形成手法は、音声信号の有声音及
び無声音セグメントの検出で必要とせず、また無声音励
起のために雑音源を必要としない。デマルチプレクサ２
０１からの、各１０ｍｓ時間フレームに対するフオルマ
ント関連部分相関パラメータ信号Ｒｍは係数変換器・メ
モリ２１５に転送される。 変換器２１５は部分相関パラメータ信号Ｒｍを線形予測
パラメータ信号Ａ＝Ａｌ，ａ２，・・・・・・・・・，
ＡｌＯに変換する。係数変換器２１５は、第１図の計算
器１３５で用いられたような処理装置あるいは当業者に
公知の他のマイクロプロセツサを用いることができる。
変換器２１５は、式１０の再帰式に基づいて部分相関パ
ラメータ信号Ｒｍから、フオルマント線形予測パラメー
タ信号Ａｌ，ａ２，・・・・・・・・・，ＡｌＯを形成
する信号Ｒｍは、当業者には公知のように安定度を増す
ために第２図の受信器に伝送される。フオルマント予測
器２１９はその詳細を第５図に示した第１図の予測器１
０７と同じものである。 加算器２０７からの励起信号列と変換器２１５からのフ
オルマント予測パラメータ信号Ａｌ，ａ２，・・・・・
・・・・，Ａ，Ｏとに応動して、フオルマント予測器２
１９は音声信号の予測されたフオルマント成分を発生す
るよう動作する。この結果加算器２０７の出力は復製信
号コード営。の列に対応する。加算器２０７の出力はフ
イルタ２０９に印加される。フイルタ２０９は、フイル
タ１０３内のプレエンフアシス回路の効果を相殺するた
めの逆エンフアシス回路と、第１図のフイルタ１０３の
フイルタ機構に対応する低減フイルタとを含んでいる。
フイルタ２０９からの一連の信号サンプルは、テジタル
・アナログ変換器２１１によつてアナログ復製信号営（
ｔ）に変換される。本発明についてその一実施例を参照
して説明した。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 音声信号を処理するために、 該音声信号を選択された時間間隔で解析し各間隔に対し
   て一群のフオルマント関連予測パラメータを発生するス
   テップと、該音声信号と該フオルマント関連予測パラメ
   ータ信号とに応動して現在の音声信号とその予測値との
   差を表わす信号を作るステップと、該差信号を修正する
   ステップと、 該修正された差信号を量子化するステップと、該量子化
   信号と該修正された差信号との差に対応する量子化誤差
   信号を形成するステップとを含む方法において、該差信
   号の修正が、 該フオルマント関連予測パラメータ信号と該量子化誤差
   信号とからフオルマント荷重量子化誤差信号を形成する
   ことと、該フオルマント荷重誤差信号を該差信号と結合
   して量子化誤差を該音声信号スペクトルのフオルマント
   部分に集中させこれによつて音声信号対量子化雑音比を
   該音声信号スペクトルの全般にわたつて予め定めたレベ
   ル以上に維持し、該量子化誤差を該フオルマント部分に
   集中させることによつて該量子化誤差を該音声信号フオ
   ルマントによつてマスクしてしまうこととを含むことを
   特徴とする音声信号を処理する方法。 ２ 請求の範囲第１項に従つて音声信号を処理する方法
   において、該フオルマント荷重誤差信号の形成が、該フ
   オルマント関連予測パラメータ信号に応動して一群の適
   応フィルタパラメータ信号を発生することと、該量子化
   誤差信号が該適応フィルタパラメータ信号で重み付ける
   こととを含むことと、該差信号と該フオルマント荷重誤
   差信号との結合が、該フオルマント荷重誤差信号を該差
   信号から減算することを含むこととを特徴とする音声信
   号を処理する方法。 ３ 請求の範囲第２項に従つて音声信号を処理する方法
   において、該適応フィルタパラメータ信号の発生がＺ＾
   −＾１を予め定めた遅延、ａ＿ｋをｋ番目のフオルマン
   ト関連予測パラメータ信号、ｐをフオルマント関連予測
   パラメータ信号とする時、関係▲数式、化学式、表等が
   あります▼ に従つて一連のフィルタパラメータ信号ｆ＿１，ｆ＿２
   ，………，ｆ＿ｐ，ｆ＿ｐ＿＋＿１を形成することを含
   むことを特徴とする音声信号を処理する方法。 ４ 請求の範囲第３項に従つて音声信号を処理する方法
   において、該フオルマント荷重量子化誤差信号の形成が
   、ｗ＿ｎを該フオルマント荷重量子化誤差信号の値とし
   、ｅ＿ｎを量子化誤差信号の現在の値とする時に、関係
   ▲数式、化学式、表等があります▼ に従つて該量子化誤差信号を濾波することを含むことを
   特徴とする音声信号を処理する方法。 ５ 請求の範囲第２乃至４項の任意の項目に従つて音声
   信号を処理する方法において、該音声信号の解析が各間
   隔に対して一群のピッチ関連予測パラメータ信号ｂ＿１
   ，ｂ＿２，ｂ＿３及びピッチ周期関連信号ｍを形成する
   ことを含むことと、該差信号の修正が、ｄ＿ｎを予測さ
   れた差信号とし、■＿ｎを量子化信号とする時、関係ｄ
   ′＿ｎ＝ｂ＿１ｄ′＿ｎ＿−＿ｍ＿＋＿１＋ｂ＿２ｄ′
   ＿ｎ＿−＿ｍ＋ｂ＿３ｄ′＿ｎ＿−＿ｍ＿−＿１＋■＿
   ｎに従つて該差信号の予測値に対応する信号を発生する
   ことを含むことと、該差信号の該予測値が該差信号と該
   フオルマント荷重誤差信号とに結合されて該修正された
   差信号内のピッチ関連冗長性を減少していることとを特
   徴とする音声信号を処理する方法。 ６ 請求の範囲第５項に従つて音声信号を処理するため
   に、さらに該量子化信号に応動して励起信号を発生する
   ステップと、該励起信号を該フオルマント関連予測パラ
   メータ信号と結合することによって該音声信号の復製を
   形成するステップとを含む方法において、該励起信号を
   発生するステップが、該量子化信号の先行する部分と該
   ピッチ関連予測パラメータ信号ｂ＿１，ｂ＿２，ｂ３と
   該ピッチ周期関連信号ｍとから該差信号の予測値に対応
   する信号を形成することと、現在の量子化信号を該差信
   号の該予測値と結合することとを含むことを特徴とする
   音声信号を処理する方法。