JPH10190509A - マイクロ波放送受信回路 - Google Patents
マイクロ波放送受信回路Info
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- JPH10190509A JPH10190509A JP34781596A JP34781596A JPH10190509A JP H10190509 A JPH10190509 A JP H10190509A JP 34781596 A JP34781596 A JP 34781596A JP 34781596 A JP34781596 A JP 34781596A JP H10190509 A JPH10190509 A JP H10190509A
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- circuit
- agc
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】受信信号レベルの変動に対応して利得を変化さ
せてＦＭ復調器の入力レベルを一定に保持するとともに
雑音指数を一定に保持する。 【解決手段】ＡＧＣ電圧ＡＧの供給に応答してミキサ４
に供給する局部発振信号ＬＯＴのレベルを可変する局発
レベル可変回路３を備え、ミキサ４の変換利得ＧＣを局
部発振信号ＬＯＴのレベルとほぼ直線関係で変化する直
線領域で動作させるよう設定する。
せてＦＭ復調器の入力レベルを一定に保持するとともに
雑音指数を一定に保持する。 【解決手段】ＡＧＣ電圧ＡＧの供給に応答してミキサ４
に供給する局部発振信号ＬＯＴのレベルを可変する局発
レベル可変回路３を備え、ミキサ４の変換利得ＧＣを局
部発振信号ＬＯＴのレベルとほぼ直線関係で変化する直
線領域で動作させるよう設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はマイクロ波放送受信
回路に関し、特に衛星放送受信機等のマイクロ波帯の受
信信号を処理するマイクロ波放送受信回路に関する。
回路に関し、特に衛星放送受信機等のマイクロ波帯の受
信信号を処理するマイクロ波放送受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】放送衛星（ＢＳ）の運用開始以来、この
ＢＳからの放送電波を受信する衛星放送受信機（ＢＳ受
信機）が広く普及し、また近時通信衛星（ＣＳ）放送の
実用化に伴ない、このＣＳ放送電波を受信するＣＳ受信
機も普及しつつある。これらはいずれもＫｕバンドのマ
イクロ波帯を搬送波として用いるので、これらＢＳ，Ｃ
Ｓ受信機は一般にアンテナ側にＫｕバンドからＬバンド
に変換する周波数コンバータを備え、受信機本体（テレ
ビジョン受像機やＶＴＲ等）側にこのＬバンドの変換信
号すなわち第１中間周波信号をＵＨＦの第２中間周波信
号に変換し増幅復調するダブルスーパヘテロダイン方式
の受信回路を備える。
ＢＳからの放送電波を受信する衛星放送受信機（ＢＳ受
信機）が広く普及し、また近時通信衛星（ＣＳ）放送の
実用化に伴ない、このＣＳ放送電波を受信するＣＳ受信
機も普及しつつある。これらはいずれもＫｕバンドのマ
イクロ波帯を搬送波として用いるので、これらＢＳ，Ｃ
Ｓ受信機は一般にアンテナ側にＫｕバンドからＬバンド
に変換する周波数コンバータを備え、受信機本体（テレ
ビジョン受像機やＶＴＲ等）側にこのＬバンドの変換信
号すなわち第１中間周波信号をＵＨＦの第２中間周波信
号に変換し増幅復調するダブルスーパヘテロダイン方式
の受信回路を備える。
【０００３】従来のこの種の衛星放送受信機の本体側、
すなわち第１中間周波信号の処理回路であるマイクロ波
放送受信回路をブロックで示す図６（Ａ）を参照する
と、この従来のマイクロ波放送受信回路は、アンテナ
（図示せず）の周波数コンバータから供給されるＬバン
ドの第１中間周波信号すなわちＲＦ信号ＩＬを増幅しＲ
Ｆ増幅信号ＡＬを出力する２段の低雑音増幅器１，２
と、ＡＧＣ電圧ＡＧの供給に応答してＲＦ増幅信号ＡＬ
のレベルを次段のミキサの適正入力レベルに調整し信号
ＡＴを出力する可変減衰器１１と、レベル調整されたＲ
Ｆ増幅信号ＡＴを局部発振信号ＬＯと混合して周波数変
換し第２中間周波数（ＩＦ）信号Ｕを出力する周波数混
合器（ミキサ）４と、局部発振信号ＬＯを発生しミキサ
４に供給する局部発振器５と、ＩＦ信号Ｕを増幅しＩＦ
増幅信号ＵＡを出力するＩＦ増幅器６と、ＩＦ増幅信号
ＵＡを所望の帯域特性に帯域濾波しフィルタＩＦ信号Ｕ
Ｆを出力する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ７と、ＡＧ
Ｃ信号ＡＧの供給に応答して利得が調整され信号ＵＦを
増幅しＩＦ出力信号ＵＴを出力するＡＧＣ増幅器８と、
ＩＦ出力信号ＵＴをＦＭ復調してベースバンド信号Ｖを
出力するＦＭ復調器９と、ＩＦ出力信号ＵＴをＡＭ検波
しＡＧＣ信号ＡＧを出力するＡＧＣ検波回路１０とを備
える。
すなわち第１中間周波信号の処理回路であるマイクロ波
放送受信回路をブロックで示す図６（Ａ）を参照する
と、この従来のマイクロ波放送受信回路は、アンテナ
（図示せず）の周波数コンバータから供給されるＬバン
ドの第１中間周波信号すなわちＲＦ信号ＩＬを増幅しＲ
Ｆ増幅信号ＡＬを出力する２段の低雑音増幅器１，２
と、ＡＧＣ電圧ＡＧの供給に応答してＲＦ増幅信号ＡＬ
のレベルを次段のミキサの適正入力レベルに調整し信号
ＡＴを出力する可変減衰器１１と、レベル調整されたＲ
Ｆ増幅信号ＡＴを局部発振信号ＬＯと混合して周波数変
換し第２中間周波数（ＩＦ）信号Ｕを出力する周波数混
合器（ミキサ）４と、局部発振信号ＬＯを発生しミキサ
４に供給する局部発振器５と、ＩＦ信号Ｕを増幅しＩＦ
増幅信号ＵＡを出力するＩＦ増幅器６と、ＩＦ増幅信号
ＵＡを所望の帯域特性に帯域濾波しフィルタＩＦ信号Ｕ
Ｆを出力する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ７と、ＡＧ
Ｃ信号ＡＧの供給に応答して利得が調整され信号ＵＦを
増幅しＩＦ出力信号ＵＴを出力するＡＧＣ増幅器８と、
ＩＦ出力信号ＵＴをＦＭ復調してベースバンド信号Ｖを
出力するＦＭ復調器９と、ＩＦ出力信号ＵＴをＡＭ検波
しＡＧＣ信号ＡＧを出力するＡＧＣ検波回路１０とを備
える。
【０００４】次に、図６（Ａ）及びそのレベルダイアグ
ラムの一例を示す図６（Ｂ）を参照して、従来のマイク
ロ波放送受信回路の動作について説明すると、ビデオ・
音声信号をＦＭ変調したＢＳ／ＣＳからのＫｕバンドの
放送信号を、アンテナ（図示せず）で受信しアンテナ内
の周波数コンバータでＬバンドのＲＦ信号ＩＬに変換す
る。すなわちＢＳでは１１．７〜１２．０ＧＨｚから
１．０３〜１．３３ＧＨＺに、ＣＳでは１２．２〜１
２．７５ＧＨｚから１．３０〜１．８８ＧＨｚにそれぞ
れ変換する。低雑音増幅器１，２はＲＦ信号ＩＬを増幅
しＲＦ増幅信号ＡＬを出力する。ＲＦ信号ＩＬのレベル
は−６５〜−２０ｄＢｍと微弱であるので、典型的には
各１２ｄＢの利得を有する低雑音増幅器１，２は計２４
ｄＢ増幅しＲＦ増幅信号ＡＬを後述の可変減衰器１１を
介して信号ＡＴとしてミキサ４に供給する。
ラムの一例を示す図６（Ｂ）を参照して、従来のマイク
ロ波放送受信回路の動作について説明すると、ビデオ・
音声信号をＦＭ変調したＢＳ／ＣＳからのＫｕバンドの
放送信号を、アンテナ（図示せず）で受信しアンテナ内
の周波数コンバータでＬバンドのＲＦ信号ＩＬに変換す
る。すなわちＢＳでは１１．７〜１２．０ＧＨｚから
１．０３〜１．３３ＧＨＺに、ＣＳでは１２．２〜１
２．７５ＧＨｚから１．３０〜１．８８ＧＨｚにそれぞ
れ変換する。低雑音増幅器１，２はＲＦ信号ＩＬを増幅
しＲＦ増幅信号ＡＬを出力する。ＲＦ信号ＩＬのレベル
は−６５〜−２０ｄＢｍと微弱であるので、典型的には
各１２ｄＢの利得を有する低雑音増幅器１，２は計２４
ｄＢ増幅しＲＦ増幅信号ＡＬを後述の可変減衰器１１を
介して信号ＡＴとしてミキサ４に供給する。
【０００５】ミキサ４は局部発振器５から局部発振信号
ＬＯの供給を受け信号ＡＴを周波数変換しＵＨＦ（４０
２．７５ＭＨｚ）のＩＦ信号Ｕを出力しＩＦ増幅器６に
供給する。ＩＦ増幅器６はＩＦ信号Ｕを一定利得で増幅
しＩＦ増幅信号ＵＡを出力し、ＳＡＷフィルタ７に供給
する。ＳＡＷフィルタ７はＩＦ増幅信号ＵＡを帯域フィ
ルタリングをし所定帯域特性のフィルタＩＦ信号ＵＦを
出力し、可変利得のＡＧＣ増幅器８に供給する。ＡＧＣ
増幅器８はフィルタＩＦ信号ＵＦを増幅してＩＦ出力信
号ＵＴを出力し、ＦＭ復調器及びＡＧＣ検波回路にそれ
ぞれ供給するとともに、ＡＧＣ信号の供給に応答してＩ
Ｆ出力信号ＵＴのレベルが一定となるよう利得調整す
る。ＦＭ復調器９はＩＦ出力信号ＵＴをＦＭ復調しビデ
オ信号や音声信号から成るベースバンド出力信号Ｖを出
力する。ＡＧＣ検波回路１０はＩＦ出力信号ＵＴをＡＭ
検波し信号ＵＴのレベルに対応するＡＧＣ信号ＡＧを出
力する。
ＬＯの供給を受け信号ＡＴを周波数変換しＵＨＦ（４０
２．７５ＭＨｚ）のＩＦ信号Ｕを出力しＩＦ増幅器６に
供給する。ＩＦ増幅器６はＩＦ信号Ｕを一定利得で増幅
しＩＦ増幅信号ＵＡを出力し、ＳＡＷフィルタ７に供給
する。ＳＡＷフィルタ７はＩＦ増幅信号ＵＡを帯域フィ
ルタリングをし所定帯域特性のフィルタＩＦ信号ＵＦを
出力し、可変利得のＡＧＣ増幅器８に供給する。ＡＧＣ
増幅器８はフィルタＩＦ信号ＵＦを増幅してＩＦ出力信
号ＵＴを出力し、ＦＭ復調器及びＡＧＣ検波回路にそれ
ぞれ供給するとともに、ＡＧＣ信号の供給に応答してＩ
Ｆ出力信号ＵＴのレベルが一定となるよう利得調整す
る。ＦＭ復調器９はＩＦ出力信号ＵＴをＦＭ復調しビデ
オ信号や音声信号から成るベースバンド出力信号Ｖを出
力する。ＡＧＣ検波回路１０はＩＦ出力信号ＵＴをＡＭ
検波し信号ＵＴのレベルに対応するＡＧＣ信号ＡＧを出
力する。
【０００６】ミキサ４の利得は一般に固定であり、入力
ＲＦ信号ＩＬのレベルが例えば−２０ｄＢｍと高い場合
には後段のＩＦ出力信号ＵＴのレベルが大きくなりす
ぎ、ＦＭ復調器９の入力ダイナミックレンジに対応する
許容レベルを超えてしまい、歪の発生要因となってしま
う。このため、ミキサ４の入力側及びＳＡＷフィルタの
出力側に利得調整用の回路として可変減衰器１１及びＡ
ＧＣ増幅器８をそれぞれ備え、ＡＧＣ信号ＡＧにより可
変減衰器１１の減衰量及びＡＧＣ増幅器８の利得をそれ
ぞれ調整しミキサ４への入力信号ＡＴ及びＦＭ復調器９
への入力信号であるＩＦ出力信号ＵＴのレベルを一定範
囲内に保持する。
ＲＦ信号ＩＬのレベルが例えば−２０ｄＢｍと高い場合
には後段のＩＦ出力信号ＵＴのレベルが大きくなりす
ぎ、ＦＭ復調器９の入力ダイナミックレンジに対応する
許容レベルを超えてしまい、歪の発生要因となってしま
う。このため、ミキサ４の入力側及びＳＡＷフィルタの
出力側に利得調整用の回路として可変減衰器１１及びＡ
ＧＣ増幅器８をそれぞれ備え、ＡＧＣ信号ＡＧにより可
変減衰器１１の減衰量及びＡＧＣ増幅器８の利得をそれ
ぞれ調整しミキサ４への入力信号ＡＴ及びＦＭ復調器９
への入力信号であるＩＦ出力信号ＵＴのレベルを一定範
囲内に保持する。
【０００７】可変減衰器１１の構成例を回路図で示す図
６（Ｃ）を参照すると、この可変減衰器１１は、入出力
インピーダンスが５０Ω一定となるようπ型接続した３
個のＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３から成り、ＡＧＣ電圧
ＡＧの供給に応答して減衰量が変化する。
６（Ｃ）を参照すると、この可変減衰器１１は、入出力
インピーダンスが５０Ω一定となるようπ型接続した３
個のＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３から成り、ＡＧＣ電圧
ＡＧの供給に応答して減衰量が変化する。
【０００８】公知のように、この可変減衰器は減衰量に
依存して被減衰信号の雑音指数（ＮＦ）が変動する。例
えば、入力ＲＦ信号が−２０ｄＢと高い場合の所要減衰
量を１５ｄＢとするとＮＦは減衰量と等しいから１５ｄ
Ｂとなる。高周波回路素子のＮＦは前段へ行く程高周波
回路全体の雑音指数に対し支配的に影響する。ここで、
低雑音増幅器１，２の各々のＮＦ＝２ｄＢ，利得１２ｄ
Ｂとすると、上述のように減衰量１５ｄＢの場合は、こ
の従来の回路の場合は、次式で示すように、ＮＦ＝５．
５７ｄＢと本来の低雑音増幅器１，２のＮＦ＝２ｄＢに
比較して相当劣化する。 ＮＦＴ＝１０ｌｏｇ｛ＮＦ１＋（ＮＦ２−１）／Ｇ１＋（ＮＦ３−１）／Ｇ１Ｇ ２…＋（ＮＦｎ−１）／Ｇ１Ｇ２…Ｇｎ｝・・・・・・・・・・・・・（１） ここで、ＮＦＴ：ｎ段の高周波回路全体の総合ＮＦ（ｄ
Ｂ）、ＮＦ１…ＮＦｎ：第１段のＮＦ…第ｎ段のＮＦ
（ｄＢ）、Ｇ１…Ｇｎ：第１段の利得…第ｎ段の利得
（ｄＢ）をそれぞれ表す。
依存して被減衰信号の雑音指数（ＮＦ）が変動する。例
えば、入力ＲＦ信号が−２０ｄＢと高い場合の所要減衰
量を１５ｄＢとするとＮＦは減衰量と等しいから１５ｄ
Ｂとなる。高周波回路素子のＮＦは前段へ行く程高周波
回路全体の雑音指数に対し支配的に影響する。ここで、
低雑音増幅器１，２の各々のＮＦ＝２ｄＢ，利得１２ｄ
Ｂとすると、上述のように減衰量１５ｄＢの場合は、こ
の従来の回路の場合は、次式で示すように、ＮＦ＝５．
５７ｄＢと本来の低雑音増幅器１，２のＮＦ＝２ｄＢに
比較して相当劣化する。 ＮＦＴ＝１０ｌｏｇ｛ＮＦ１＋（ＮＦ２−１）／Ｇ１＋（ＮＦ３−１）／Ｇ１Ｇ ２…＋（ＮＦｎ−１）／Ｇ１Ｇ２…Ｇｎ｝・・・・・・・・・・・・・（１） ここで、ＮＦＴ：ｎ段の高周波回路全体の総合ＮＦ（ｄ
Ｂ）、ＮＦ１…ＮＦｎ：第１段のＮＦ…第ｎ段のＮＦ
（ｄＢ）、Ｇ１…Ｇｎ：第１段の利得…第ｎ段の利得
（ｄＢ）をそれぞれ表す。
【０００９】したがって（１）式より、Ｇ１，Ｇ２＝１
２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ２＝２ｄＢ，ＮＦ３＝１５ｄＢと
すると、ＮＦＴは５．５７ｄＢとなる。
２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ２＝２ｄＢ，ＮＦ３＝１５ｄＢと
すると、ＮＦＴは５．５７ｄＢとなる。
【００１０】また、入力ＲＦ信号ＩＬが−６５ｄＢｍの
場合は可変減衰器１１の減衰量は０ｄＢすわわちＮＦ３
＝０ｄＢの場合はＮＦＴは２．２４ｄＢとなる。
場合は可変減衰器１１の減衰量は０ｄＢすわわちＮＦ３
＝０ｄＢの場合はＮＦＴは２．２４ｄＢとなる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のマイク
ロ波放送受信回路は、ミキサの利得が固定であるため、
入力レべル変動に対応してＦＭ復調器の入力信号レベル
を一定範囲内に保持するための可変減衰器を必要とし、
この可変減衰器の減衰量の大きいときに受信回路全体の
雑音指数を劣化させるという欠点があった。
ロ波放送受信回路は、ミキサの利得が固定であるため、
入力レべル変動に対応してＦＭ復調器の入力信号レベル
を一定範囲内に保持するための可変減衰器を必要とし、
この可変減衰器の減衰量の大きいときに受信回路全体の
雑音指数を劣化させるという欠点があった。
【００１２】本発明の目的は、受信信号レベルの変動に
対応して利得を変化させてＦＭ復調器の入力レベルを一
定に保持するとともに一定の雑音指数を保持できるマイ
クロ波放送受信回路を提供することにある。
対応して利得を変化させてＦＭ復調器の入力レベルを一
定に保持するとともに一定の雑音指数を保持できるマイ
クロ波放送受信回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のマイクロ波放送
受信回路は、マイクロ波帯の入力高周波信号を増幅し高
周波増幅信号を出力する低雑音増幅器と、前記高周波増
幅信号を局部発振信号と混合して周波数変換しＵＨＦ帯
の中間周波数信号を出力する周波数変換回路と、前記局
部発振信号を供給する局部発振回路と、前記中間周波数
信号を増幅し所望の帯域の中間周波増幅信号を出力する
中間周波増幅器と、前記中間周波増幅信号をＦＭ復調し
てベースバンド信号を出力するＦＭ復調器と、前記中間
周波増幅信号をＡＭ検波し自動利得調整用のＡＧＣ信号
を出力するＡＧＣ検波回路とを備えるマイクロ波放送受
信回路において、前記ＡＧＣ信号の供給に応答して前記
周波数変換回路に供給する前記局部発振信号のレベルを
可変する局部発振信号レベル可変回路を備え、前記周波
数変換回路の変換利得を前記局部発振信号のレベルとほ
ぼ直線関係で変化する直線領域で動作させるよう設定す
ることを特徴とするものである。
受信回路は、マイクロ波帯の入力高周波信号を増幅し高
周波増幅信号を出力する低雑音増幅器と、前記高周波増
幅信号を局部発振信号と混合して周波数変換しＵＨＦ帯
の中間周波数信号を出力する周波数変換回路と、前記局
部発振信号を供給する局部発振回路と、前記中間周波数
信号を増幅し所望の帯域の中間周波増幅信号を出力する
中間周波増幅器と、前記中間周波増幅信号をＦＭ復調し
てベースバンド信号を出力するＦＭ復調器と、前記中間
周波増幅信号をＡＭ検波し自動利得調整用のＡＧＣ信号
を出力するＡＧＣ検波回路とを備えるマイクロ波放送受
信回路において、前記ＡＧＣ信号の供給に応答して前記
周波数変換回路に供給する前記局部発振信号のレベルを
可変する局部発振信号レベル可変回路を備え、前記周波
数変換回路の変換利得を前記局部発振信号のレベルとほ
ぼ直線関係で変化する直線領域で動作させるよう設定す
ることを特徴とするものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図６
（Ａ）と共通の構成要素には共通の参照符号を用いてブ
ロックで示す図１（Ａ）を参照すると、この図に示す本
実施の形態のマイクロ波放送受信回路は、従来と共通の
低雑音増幅器１，２と、ミキサ４と、局部発振器５と、
ＩＦ増幅器６と、ＳＡＷフィルタ７と、ＡＧＣ増幅器８
と、ＦＭ復調器９と、ＡＧＣ検波回路１０とに加えて、
従来の可変減衰器１１の代りにＡＧＣ電圧電圧ＡＧの供
給に応答して局部発振信号ＬＯのミキサ４への注入レベ
ルを可変して信号ＬＯＴを出力しミキサ４の利得を制御
する局発レベル可変回路３を備える。
（Ａ）と共通の構成要素には共通の参照符号を用いてブ
ロックで示す図１（Ａ）を参照すると、この図に示す本
実施の形態のマイクロ波放送受信回路は、従来と共通の
低雑音増幅器１，２と、ミキサ４と、局部発振器５と、
ＩＦ増幅器６と、ＳＡＷフィルタ７と、ＡＧＣ増幅器８
と、ＦＭ復調器９と、ＡＧＣ検波回路１０とに加えて、
従来の可変減衰器１１の代りにＡＧＣ電圧電圧ＡＧの供
給に応答して局部発振信号ＬＯのミキサ４への注入レベ
ルを可変して信号ＬＯＴを出力しミキサ４の利得を制御
する局発レベル可変回路３を備える。
【００１５】局発レベル可変回路３の構成をミキサ４と
ともに回路図で示す図１（Ｂ）を参照すると、この局発
レベル可変回路３は、コレクタとベースとを共通接続
（すなわちダイオード接続）しコレクタにＡＧＣ電圧Ａ
Ｇを印加することによりエミッタとの間の導通抵抗を可
変するＮＰＮ型トランジスタＱ３１，Ｑ３２を可変減衰
素子として用いる。ミキサ４は一般的な３つの差動回路
から成る平衡型の乗算回路である。
ともに回路図で示す図１（Ｂ）を参照すると、この局発
レベル可変回路３は、コレクタとベースとを共通接続
（すなわちダイオード接続）しコレクタにＡＧＣ電圧Ａ
Ｇを印加することによりエミッタとの間の導通抵抗を可
変するＮＰＮ型トランジスタＱ３１，Ｑ３２を可変減衰
素子として用いる。ミキサ４は一般的な３つの差動回路
から成る平衡型の乗算回路である。
【００１６】次に、図１（Ａ），（Ｂ）を参照して本実
施の形態の動作について説明すると、まず、局発レベル
調整回路３のダイオード接続したトランジスタＱ３１，
Ｑ３２の電流電圧特性を示す図２（Ａ）を参照すると、
印加電圧すなわちＡＧＣ電圧ＡＧを大きくすると電流Ｃ
が大きくなり、抵抗Ｒは小さくなる。逆に電圧ＡＧを小
さくすると抵抗Ｒは大きくなる。これにより電圧ＡＧを
大きくすることによりミキサ４に注入する局部発振信号
ＬＯＴのレベルが大きくなり、逆に電圧ＡＧを小さくす
ることにより局部発振信号ＬＯＴのレベルが小さくな
る。
施の形態の動作について説明すると、まず、局発レベル
調整回路３のダイオード接続したトランジスタＱ３１，
Ｑ３２の電流電圧特性を示す図２（Ａ）を参照すると、
印加電圧すなわちＡＧＣ電圧ＡＧを大きくすると電流Ｃ
が大きくなり、抵抗Ｒは小さくなる。逆に電圧ＡＧを小
さくすると抵抗Ｒは大きくなる。これにより電圧ＡＧを
大きくすることによりミキサ４に注入する局部発振信号
ＬＯＴのレベルが大きくなり、逆に電圧ＡＧを小さくす
ることにより局部発振信号ＬＯＴのレベルが小さくな
る。
【００１７】ミキサ４の局部発振信号ＬＯＴのレベルと
変換利得ＧＣとの関係をグラフで示す図２（Ｂ）を参照
して、局部発振信号レべル可変による変換利得の可変の
原理について説明すると、まず、ミキサ４に供給される
ＲＦ信号ＡＬ，局部発振信号ＬＯＴはそれぞれ下式で表
される。
変換利得ＧＣとの関係をグラフで示す図２（Ｂ）を参照
して、局部発振信号レべル可変による変換利得の可変の
原理について説明すると、まず、ミキサ４に供給される
ＲＦ信号ＡＬ，局部発振信号ＬＯＴはそれぞれ下式で表
される。
【００１８】ＡＬ＝Ａｓｉｎ（２πｆａ・ｔ） ＬＯＴ＝Ｂｓｉｎ（２πｆｌ・ｔ） ここで、Ａ，ＢはそれぞれＲＦ信号ＡＬ，局部発振信号
ＬＯＴの振幅値、ｆａ，ｆｌはそれぞれＲＦ信号ＡＬ，
局部発振信号ＬＯＴの周波数、ｔは時間を示す。
ＬＯＴの振幅値、ｆａ，ｆｌはそれぞれＲＦ信号ＡＬ，
局部発振信号ＬＯＴの周波数、ｔは時間を示す。
【００１９】次に、ミキサ４は、乗算回路であることか
らＩＦ信号Ｕは次式で求められる。
らＩＦ信号Ｕは次式で求められる。
【００２０】 Ｕ＝Ａｓｉｎ（２πｆａ・ｔ）×Ｂｓｉｎ（２πｆｌ・ｔ） ＝（Ａ・Ｂ／２）［ｃｏｓ｛２π（ｆａ＋ｆｌ）ｔ｝−ｃｏｓ｛２π（ｆａ−ｆ ｌ）｝ｔ］・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） ここで、Ａ・Ｂ／２はＩＦ信号Ｕの振幅値、ｆａ＋ｆ
ｌ，ｆａ−ｆｌはそれぞれＩＦ信号Ｕの周波数となる。
ｌ，ｆａ−ｆｌはそれぞれＩＦ信号Ｕの周波数となる。
【００２１】ミキサ４の変換利得ＧＣは、ＲＦ信号ＡＬ
の振幅値ＡとＩＦ信号Ｕの振幅値Ａ・Ｂ／２との関係で
あるので、次式で表される。
の振幅値ＡとＩＦ信号Ｕの振幅値Ａ・Ｂ／２との関係で
あるので、次式で表される。
【００２２】 Ａ・Ｂ／２＝ＧＣ×Ａ すなわち、ＧＣ＝Ｂ／２・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３） したがって、変換利得ＧＣと局部発振信号ＬＯＴのレベ
ルＢとは正比例の関係を示す。
ルＢとは正比例の関係を示す。
【００２３】しかし、変換利得ＧＣはミキサ４を構成す
るトランジスタの特性とバイアス条件等に依存して上限
が決定されるため、飽和領域が存在する。従来は変換利
得をＲＦ信号ＡＬの入力レベルと無関係に一定に保持す
るためこの飽和領域で使用していた。
るトランジスタの特性とバイアス条件等に依存して上限
が決定されるため、飽和領域が存在する。従来は変換利
得をＲＦ信号ＡＬの入力レベルと無関係に一定に保持す
るためこの飽和領域で使用していた。
【００２４】本実施の形態では、変換利得ＧＣと局部発
振信号ＬＯＴのレベルＢとの正比例領域を使用し、局発
レベル可変回路３により局部発振信号ＬＯＴのレベルを
可変することによりミキサ４の変換利得を制御する。ま
た、ミキサ４の雑音指数は構成素子の各バイアス状態の
雑音指数で決定するため、変換利得とは無関係に安定し
た値となる。
振信号ＬＯＴのレベルＢとの正比例領域を使用し、局発
レベル可変回路３により局部発振信号ＬＯＴのレベルを
可変することによりミキサ４の変換利得を制御する。ま
た、ミキサ４の雑音指数は構成素子の各バイアス状態の
雑音指数で決定するため、変換利得とは無関係に安定し
た値となる。
【００２５】本実施の形態のマイクロ波受信回路のレベ
ルダイアグラムを示す図３を参照すると、従来と同様の
条件、すなわち、Ｇ１，Ｇ２＝１２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ
２＝２ｄＢ，入力ＲＦ信号ＩＬのレベル−２０ｄＢ，−
６５ｄＢの各々の場合のＮＦＴは、（１）式より計算さ
れ、Ｇ１，Ｇ２＝１２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ２＝２ｄＢと
すると、いずれの場合もＮＦは２．２４ｄＢと同一値と
なる。
ルダイアグラムを示す図３を参照すると、従来と同様の
条件、すなわち、Ｇ１，Ｇ２＝１２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ
２＝２ｄＢ，入力ＲＦ信号ＩＬのレベル−２０ｄＢ，−
６５ｄＢの各々の場合のＮＦＴは、（１）式より計算さ
れ、Ｇ１，Ｇ２＝１２ｄＢ，ＮＦ１，ＮＦ２＝２ｄＢと
すると、いずれの場合もＮＦは２．２４ｄＢと同一値と
なる。
【００２６】次に、本発明の第２の実施の形態を特徴付
ける局発レベル可変回路３Ａを図１（Ｂ）と共通の構成
要素には共通の参照符号を用いて同様に回路図で示す図
４を参照すると、この図に示す本実施の形態の第１の実
施の形態の局発レベル可変回路３との相違点は、トラン
ジスタＱ３１，Ｑ３２の代りにアノードを局部発振信号
の伝送線に接続しカソードを接地してＡＧＣ電圧ＡＧを
上記アノードに供給したＰＩＮダイオードＤ３１を備え
ることである。
ける局発レベル可変回路３Ａを図１（Ｂ）と共通の構成
要素には共通の参照符号を用いて同様に回路図で示す図
４を参照すると、この図に示す本実施の形態の第１の実
施の形態の局発レベル可変回路３との相違点は、トラン
ジスタＱ３１，Ｑ３２の代りにアノードを局部発振信号
の伝送線に接続しカソードを接地してＡＧＣ電圧ＡＧを
上記アノードに供給したＰＩＮダイオードＤ３１を備え
ることである。
【００２７】本実施の形態の動作について説明すると、
基本原理としてダイオードＤ３１の電圧対インピーダン
ス特性を利用したものであり、ダイオードＤ３１の印加
電圧すなわちＡＧＣ電圧ＡＧに依存してダイオードＤ３
１のインピーダンスが０〜無限大まで変化する両対数関
係を有している。
基本原理としてダイオードＤ３１の電圧対インピーダン
ス特性を利用したものであり、ダイオードＤ３１の印加
電圧すなわちＡＧＣ電圧ＡＧに依存してダイオードＤ３
１のインピーダンスが０〜無限大まで変化する両対数関
係を有している。
【００２８】本実施の形態では、ダイオードＤ３１のイ
ンピーダンスが無限大のとき、減衰量は０となり局部発
振信号ＬＯのレベルがそのまま局部発振信号ＬＯＴとし
てミキサ４に供給される。すなわちミキサ４への局部発
振信号ＬＯＴの注入レベルが最大となる。ダイオードＤ
３１のインピーダンスが低下するにしたがい、局部発振
信号ＬＯはダイオードＤ３１の方に流入し、その分局部
発振信号ＬＯＴのレベルが低下する。さらに、ダイオー
ドＤ３１のインピーダンスが低下し、０となると入力端
で局部発振信号ＬＯを接地した状態と等価となり、ミキ
サ４への信号ＬＯＴのレベルは０になる。
ンピーダンスが無限大のとき、減衰量は０となり局部発
振信号ＬＯのレベルがそのまま局部発振信号ＬＯＴとし
てミキサ４に供給される。すなわちミキサ４への局部発
振信号ＬＯＴの注入レベルが最大となる。ダイオードＤ
３１のインピーダンスが低下するにしたがい、局部発振
信号ＬＯはダイオードＤ３１の方に流入し、その分局部
発振信号ＬＯＴのレベルが低下する。さらに、ダイオー
ドＤ３１のインピーダンスが低下し、０となると入力端
で局部発振信号ＬＯを接地した状態と等価となり、ミキ
サ４への信号ＬＯＴのレベルは０になる。
【００２９】次に、本発明の第３の実施の形態を特徴付
ける局発レベル可変回路３Ｂを図４と共通の構成要素に
は共通の文字／数字を用いて同様に回路図で示す図５を
参照すると、この図に示す本実施の形態の第２の実施の
形態の局発レベル可変回路３Ａとの相違点は、ダイオー
ドＤ３１の代りにアノードを局部発振信号ＬＯの入力端
に接続しカソードを出力端ＬＯＴに接続してＡＧＣ電圧
ＡＧを上記カソードに供給したＰＩＮダイオードＤ３２
を備えることである。
ける局発レベル可変回路３Ｂを図４と共通の構成要素に
は共通の文字／数字を用いて同様に回路図で示す図５を
参照すると、この図に示す本実施の形態の第２の実施の
形態の局発レベル可変回路３Ａとの相違点は、ダイオー
ドＤ３１の代りにアノードを局部発振信号ＬＯの入力端
に接続しカソードを出力端ＬＯＴに接続してＡＧＣ電圧
ＡＧを上記カソードに供給したＰＩＮダイオードＤ３２
を備えることである。
【００３０】本実施の形態では、第２の実施の形態と逆
にダイオードＤ３２のインピーダンスが０のとき、減衰
量は０となり局部発振信号ＬＯのレベルがそのまま局部
発振信号ＬＯＴとしてミキサ４に供給される。すなわち
ミキサ４への局部発振信号ＬＯＴの注入レベルが最大と
なる。ダイオードＤ３２のインピーダンスが上昇するに
したがい、局部発振信号ＬＯは減衰し、その分局部発振
信号ＬＯＴのレベルが低下する。さらに、ダイオードＤ
３２のインピーダンスが低下し、無限大となると局部発
振信号うＬＯは完全に阻止されミキサ４への信号ＬＯＴ
のレベルは０になる。
にダイオードＤ３２のインピーダンスが０のとき、減衰
量は０となり局部発振信号ＬＯのレベルがそのまま局部
発振信号ＬＯＴとしてミキサ４に供給される。すなわち
ミキサ４への局部発振信号ＬＯＴの注入レベルが最大と
なる。ダイオードＤ３２のインピーダンスが上昇するに
したがい、局部発振信号ＬＯは減衰し、その分局部発振
信号ＬＯＴのレベルが低下する。さらに、ダイオードＤ
３２のインピーダンスが低下し、無限大となると局部発
振信号うＬＯは完全に阻止されミキサ４への信号ＬＯＴ
のレベルは０になる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のマイクロ
波放送受信回路は、ＡＧＣ信号の供給に応答して局部発
振信号レベルを可変する局部発振信号レベル可変回路を
備え、ミキサ変換利得を局部発振信号のレベルとほぼ直
線領域で動作させるよう設定することにより受信回路利
得を制御することにより、入力ＲＦ信号レベルに依存し
て受信機の総合雑音指数の変化要因となる可変減衰器を
除去できるので安定した雑音指数を保持できるという効
果がある。
波放送受信回路は、ＡＧＣ信号の供給に応答して局部発
振信号レベルを可変する局部発振信号レベル可変回路を
備え、ミキサ変換利得を局部発振信号のレベルとほぼ直
線領域で動作させるよう設定することにより受信回路利
得を制御することにより、入力ＲＦ信号レベルに依存し
て受信機の総合雑音指数の変化要因となる可変減衰器を
除去できるので安定した雑音指数を保持できるという効
果がある。
【図１】本発明のマイクロ波放送受信回路の第１の実施
の形態を示すブロック図及び回路図である。
の形態を示すブロック図及び回路図である。
【図２】本実施の形態のマイクロ波放送受信回路におけ
る動作の一例を示すミキサの特性図である。
る動作の一例を示すミキサの特性図である。
【図３】本実施の形態のマイクロ波放送受信回路の動作
の一例を示すレベルダイアグラムである。
の一例を示すレベルダイアグラムである。
【図４】本発明のマイクロ波放送受信回路の第２の実施
の形態を特徴付ける局発レベル可変回路の回路図であ
る。
の形態を特徴付ける局発レベル可変回路の回路図であ
る。
【図５】本発明のマイクロ波放送受信回路の第３の実施
の形態を特徴付ける局発レベル可変回路の回路図であ
る。
の形態を特徴付ける局発レベル可変回路の回路図であ
る。
【図６】従来のマイクロ波放送受信回路の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１，２ 低雑音増幅器 ３，３Ａ，３Ｂ 局発レベル可変回路 ４ ミキサ ５ 局部発振器 ６ ＩＦ増幅器 ７ ＳＡＷフィルタ ８ ＡＧＣ増幅器 ９ ＦＭ復調器 １０ ＡＧＣ検波回路 １１ 可変減衰器 Ｑ３１，Ｑ３２ トランジスタ Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ３１，Ｄ３２ ＰＩＮダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 7/20 Ｈ０４Ｎ 7/20
Claims (4)
- 【請求項１】 マイクロ波帯の入力高周波信号を増幅し
高周波増幅信号を出力する低雑音増幅器と、前記高周波
増幅信号を局部発振信号と混合して周波数変換しＵＨＦ
帯の中間周波数信号を出力する周波数変換回路と、前記
局部発振信号を供給する局部発振回路と、前記中間周波
数信号を増幅し所望の帯域の中間周波増幅信号を出力す
る中間周波増幅器と、前記中間周波増幅信号をＦＭ復調
してベースバンド信号を出力するＦＭ復調器と、前記中
間周波増幅信号をＡＭ検波し自動利得調整用のＡＧＣ信
号を出力するＡＧＣ検波回路とを備えるマイクロ波放送
受信回路において、 前記ＡＧＣ信号の供給に応答して前記周波数変換回路に
供給する前記局部発振信号のレベルを可変する局部発振
信号レベル可変回路を備え、 前記周波数変換回路の変換利得を前記局部発振信号のレ
ベルとほぼ直線関係で変化する直線領域で動作させるよ
う設定することを特徴とするマイクロ波放送受信回路。 - 【請求項２】 前記局部発振信号レベル可変回路が、コ
レクタとベースとを共通接続しコレクタに前記ＡＧＣ電
圧を印加することによりエミッタとの間の導通抵抗を可
変するＮＰＮ型トランジスタを備えることを特徴とする
請求項１記載のマイクロ波放送受信回路。 - 【請求項３】 前記局部発振信号レベル可変回路が、ア
ノードを前記局部発振信号の伝送線に接続しカソードを
接地して前記ＡＧＣ信号を前記アノードに供給したＰＩ
Ｎダイオードを備えることを特徴とする請求項１記載の
マイクロ波放送受信回路。 - 【請求項４】 前記局部発振信号レベル可変回路が、ア
ノードを前記局部発振信号の入力端に接続しカソードを
出力端に接続して前記ＡＧＣ信号を前記カソードに供給
したＰＩＮダイオードを備えることを特徴とする請求項
１記載のマイクロ波放送受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34781596A JPH10190509A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | マイクロ波放送受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34781596A JPH10190509A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | マイクロ波放送受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190509A true JPH10190509A (ja) | 1998-07-21 |
Family
ID=18392783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34781596A Pending JPH10190509A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | マイクロ波放送受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10190509A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1564883A1 (fr) * | 2004-02-10 | 2005-08-17 | STMicroelectronics N.V. | Procédé et dispositif de transposition de fréquence, en particulier pour le contrôle de la puissance d'émission d'un téléphone mobile cellulaire |
| JP2006203488A (ja) * | 2005-01-20 | 2006-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波信号受信装置とこれに用いる集積回路および前記高周波信号受信装置を用いた電子機器 |
| JP2007124403A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Kyocera Corp | 無線受信装置及び無線受信装置の利得制御方法 |
| JP2009118386A (ja) * | 2007-11-09 | 2009-05-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信信号のレベル調整回路 |
| JP2009218931A (ja) * | 2008-03-11 | 2009-09-24 | Nec Infrontia Corp | 無線通信機、入力電圧調整方法 |
| JP2014127795A (ja) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Nec Corp | 無線通信装置、信号調整回路、及び信号調整方法 |
-
1996
- 1996-12-26 JP JP34781596A patent/JPH10190509A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1564883A1 (fr) * | 2004-02-10 | 2005-08-17 | STMicroelectronics N.V. | Procédé et dispositif de transposition de fréquence, en particulier pour le contrôle de la puissance d'émission d'un téléphone mobile cellulaire |
| JP2006203488A (ja) * | 2005-01-20 | 2006-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波信号受信装置とこれに用いる集積回路および前記高周波信号受信装置を用いた電子機器 |
| JP2007124403A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Kyocera Corp | 無線受信装置及び無線受信装置の利得制御方法 |
| JP2009118386A (ja) * | 2007-11-09 | 2009-05-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信信号のレベル調整回路 |
| JP2009218931A (ja) * | 2008-03-11 | 2009-09-24 | Nec Infrontia Corp | 無線通信機、入力電圧調整方法 |
| JP2014127795A (ja) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Nec Corp | 無線通信装置、信号調整回路、及び信号調整方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990518 |