JPH03207263A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH03207263A JPH03207263A JP197390A JP197390A JPH03207263A JP H03207263 A JPH03207263 A JP H03207263A JP 197390 A JP197390 A JP 197390A JP 197390 A JP197390 A JP 197390A JP H03207263 A JPH03207263 A JP H03207263A
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- voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、電圧共振型スイッチング電源装置に関する。
[従来の技術]
トランスとスイッチング素子とを直列に接続し、スイッ
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の2次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第12図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す。このスイッチングレギュレ
ータの直流電源1は交流電源端子2に接続された全波整
流器3と平滑用コンデンサ4とから成る。この直流電源
1の一端と他端(グランド端子)との間にはトランス5
の1吹奏f1!(主巻線)6と電界効果トランジスタか
ら成るスイッチング素子7との直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子7の制御端子(ゲート電極)は制
御回路8に接続されている。トランス5の2次巻線9は
、ダイオード10.11とリアクトル12とコンデンサ
13とから成る出力整流平滑回路14を介して直流出力
端子15.16に接続されている。スイッチング素子7
に対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダ
イオード17が接続されている。この例では、スイッチ
ング素子7がサブストレートをソースに接続したNチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード17を
外部接続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイッチング素子7に並列に
接続されたコンデンサ18は、トランス5のインダクタ
ンスと共振回路を形成する。スイッチング素子7のオフ
期間は共振回路の定数によって決定され、オン時間は出
力端子15に接続された電圧検出回路19の検出に基づ
いて制御される。
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の2次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第12図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す。このスイッチングレギュレ
ータの直流電源1は交流電源端子2に接続された全波整
流器3と平滑用コンデンサ4とから成る。この直流電源
1の一端と他端(グランド端子)との間にはトランス5
の1吹奏f1!(主巻線)6と電界効果トランジスタか
ら成るスイッチング素子7との直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子7の制御端子(ゲート電極)は制
御回路8に接続されている。トランス5の2次巻線9は
、ダイオード10.11とリアクトル12とコンデンサ
13とから成る出力整流平滑回路14を介して直流出力
端子15.16に接続されている。スイッチング素子7
に対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダ
イオード17が接続されている。この例では、スイッチ
ング素子7がサブストレートをソースに接続したNチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード17を
外部接続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイッチング素子7に並列に
接続されたコンデンサ18は、トランス5のインダクタ
ンスと共振回路を形成する。スイッチング素子7のオフ
期間は共振回路の定数によって決定され、オン時間は出
力端子15に接続された電圧検出回路19の検出に基づ
いて制御される。
第12図のスイッチングレギュレータの動作を第13図
を参照して説明すると、t1以前のスイッチング素子7
のオン期間には1次巻+1!6に電源電圧が印加され、
2次巻線9にこれに対応した電圧が得られる。スイッチ
ング素子7がtlでオンからオンに転換すると、1次巻
線6にフライバック電圧が発生する。この時、1次巻線
6のインダクタンスとコンデンサ18とから成る共振回
路が形成されているで、コンデンサ18には共振による
電流■1が第13図(D>に示すように流れ、この電圧
VCも第13図(B)に示すように正弦波状に変化する
。コンデンサ18はスイッチング素子7に並列接続され
ているので、スイッチング素子7の両端子間電圧VDS
はコンデンサ電圧VCと同一である。コンデンサ18の
電流■1は第13図(D3に示す如くオフ期間の前半の
t1〜t2で充電する向きに汚れ、後半のt2〜t3で
放電する向きに流れる。スイッチング素子7の電圧が零
になるのt3でこれをオン駆動する。しかし、t3で直
ちにスイッチング素子7に電流が流れない。t3時点で
コンデンサ18のエネルギが1次巻線6に移っているの
で、この1次巻線6に蓄積されたエネルギの放出が1次
巻線6と電源1とダイオード17との閉回路で生じ、第
13図(C)の電流I2のt3〜t4期間の部分が流れ
る。1次巻線6のエネルギの放出が終了した後のt4〜
t5期間には1次巻線6を介してスイッチング素子7に
′rjh流が流れる。コンデンサ18はt3〜t4期間
にダイオード17で短絡され、t4〜t5期間にスイッ
チング素子7で短絡されているので、オン期間には放電
完了状態(はぼ零ボルト)に維持されている。この電圧
共振型スイッチングレギュレータでは、スイッチング素
子7のターンオン時及びターンオフ時にスイッチング素
子7の電圧が実質的に零であるので、スイッチング損失
が極めて小さい。
を参照して説明すると、t1以前のスイッチング素子7
のオン期間には1次巻+1!6に電源電圧が印加され、
2次巻線9にこれに対応した電圧が得られる。スイッチ
ング素子7がtlでオンからオンに転換すると、1次巻
線6にフライバック電圧が発生する。この時、1次巻線
6のインダクタンスとコンデンサ18とから成る共振回
路が形成されているで、コンデンサ18には共振による
電流■1が第13図(D>に示すように流れ、この電圧
VCも第13図(B)に示すように正弦波状に変化する
。コンデンサ18はスイッチング素子7に並列接続され
ているので、スイッチング素子7の両端子間電圧VDS
はコンデンサ電圧VCと同一である。コンデンサ18の
電流■1は第13図(D3に示す如くオフ期間の前半の
t1〜t2で充電する向きに汚れ、後半のt2〜t3で
放電する向きに流れる。スイッチング素子7の電圧が零
になるのt3でこれをオン駆動する。しかし、t3で直
ちにスイッチング素子7に電流が流れない。t3時点で
コンデンサ18のエネルギが1次巻線6に移っているの
で、この1次巻線6に蓄積されたエネルギの放出が1次
巻線6と電源1とダイオード17との閉回路で生じ、第
13図(C)の電流I2のt3〜t4期間の部分が流れ
る。1次巻線6のエネルギの放出が終了した後のt4〜
t5期間には1次巻線6を介してスイッチング素子7に
′rjh流が流れる。コンデンサ18はt3〜t4期間
にダイオード17で短絡され、t4〜t5期間にスイッ
チング素子7で短絡されているので、オン期間には放電
完了状態(はぼ零ボルト)に維持されている。この電圧
共振型スイッチングレギュレータでは、スイッチング素
子7のターンオン時及びターンオフ時にスイッチング素
子7の電圧が実質的に零であるので、スイッチング損失
が極めて小さい。
[発明が解決しようとする課題]
ところで、第12図の電圧共振型スイ・ツチングレギュ
レータのオフ期間(tl〜t3)は回路定数によって決
定され、はぼ一定であるので、出力電圧を制御するため
にはオン期間(t3〜t5)を制御しなければならない
。しかし、電圧制御のためにオン期間を大幅に変えると
、所望の共振状態を得ることが困雑になり、動作が不安
定になった。
レータのオフ期間(tl〜t3)は回路定数によって決
定され、はぼ一定であるので、出力電圧を制御するため
にはオン期間(t3〜t5)を制御しなければならない
。しかし、電圧制御のためにオン期間を大幅に変えると
、所望の共振状態を得ることが困雑になり、動作が不安
定になった。
そこで、本発明の目的は、共振条件を満足しながら広範
囲な電圧制御が可能な電圧共振型スイッチング電源装置
を提供することにある6[課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第1及び第2の主端子と制御端子とを有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子か前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第1の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに結合又は接続された第2のコンデンサと、前記
トランスのインダクタンスと前記第2のコンデンサとの
共振に基づく前記第2のコンデンサに流れる電流の通路
を選択的に形成し、前記第1のスイッチング素子のオフ
期間を変えることができるように前記第2のコンデンサ
に直列に接続された第2のスイッチング素子と、前記第
1のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ前記第
2のスイッチング素子を前記第1のスイッチング素子の
オフ期間内でオン制御するための制御回路とから成るス
イッチング電源装置に係わるものである6また、第2の
コンデンサの両端の電圧が所定値になった時又はトラン
スの巻線の電圧が所定値になった時に、第2のスイッチ
ング素子をオフ制御することができる。
囲な電圧制御が可能な電圧共振型スイッチング電源装置
を提供することにある6[課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第1及び第2の主端子と制御端子とを有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子か前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第1の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに結合又は接続された第2のコンデンサと、前記
トランスのインダクタンスと前記第2のコンデンサとの
共振に基づく前記第2のコンデンサに流れる電流の通路
を選択的に形成し、前記第1のスイッチング素子のオフ
期間を変えることができるように前記第2のコンデンサ
に直列に接続された第2のスイッチング素子と、前記第
1のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ前記第
2のスイッチング素子を前記第1のスイッチング素子の
オフ期間内でオン制御するための制御回路とから成るス
イッチング電源装置に係わるものである6また、第2の
コンデンサの両端の電圧が所定値になった時又はトラン
スの巻線の電圧が所定値になった時に、第2のスイッチ
ング素子をオフ制御することができる。
また、第2のスイッチング素子の電流が所定値以上にな
った時に第2のスイッチング素子をオフ制御することが
できる。
った時に第2のスイッチング素子をオフ制御することが
できる。
また、第2のコンデンサに流れる電流の向きが反転した
時点から一定時間経過した時点で第2のスイッチング素
子をオフ制御することができる。
時点から一定時間経過した時点で第2のスイッチング素
子をオフ制御することができる。
また、第1のスイッチング素子のオン時間幅を一定にす
ることができる。
ることができる。
[作 用]
本発明において、第1のスイッチング素子のオフ期間に
、トランスに対して第1のコンデンサ及び第2のコンデ
ンサが並列に接続される。共振回路に第1及び第2のコ
ンデンサの両方が含まれている時の共振周波数は第1の
コンデンサのみの時の共振周波数と興なる値(低い値)
になる。[第1の実施例] 次に、第1図〜第3図を参照して本発明の第1の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第1図において第12図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。
、トランスに対して第1のコンデンサ及び第2のコンデ
ンサが並列に接続される。共振回路に第1及び第2のコ
ンデンサの両方が含まれている時の共振周波数は第1の
コンデンサのみの時の共振周波数と興なる値(低い値)
になる。[第1の実施例] 次に、第1図〜第3図を参照して本発明の第1の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第1図において第12図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。
第1図のスイッチングレギュレータは、第1のスイッチ
ング素子7と第1のダイオード17との逆並列回路に対
して第1のコンデンサ18が並列に接続されている他に
、第1のコンデンサ18よりも容量の大きい第2のコン
デンサ20も第2のダイオード21と第2のスイッチン
グ素子22との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第2のコンデンサ20の上端が1次巻線6の下
端に接続され、第2のコンデンサ20の下端が第2のダ
イオード21と第2のスイッチング素子22との並列回
路を介して電源1の下端に接続されている。なお、ダイ
オード21に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
23が接続されている。
ング素子7と第1のダイオード17との逆並列回路に対
して第1のコンデンサ18が並列に接続されている他に
、第1のコンデンサ18よりも容量の大きい第2のコン
デンサ20も第2のダイオード21と第2のスイッチン
グ素子22との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第2のコンデンサ20の上端が1次巻線6の下
端に接続され、第2のコンデンサ20の下端が第2のダ
イオード21と第2のスイッチング素子22との並列回
路を介して電源1の下端に接続されている。なお、ダイ
オード21に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
23が接続されている。
この実施例では第2のスイッチング素子22がサブスト
レートをソースに接続することによってダイオードを内
蔵させたPチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード21を省くことができるが、
理解を容易にするためにダイオード21が独立に示され
ている。
レートをソースに接続することによってダイオードを内
蔵させたPチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード21を省くことができるが、
理解を容易にするためにダイオード21が独立に示され
ている。
第2図は第1図の制御回路8を詳しく示すものであり、
第2のコンデンサ20の電圧検出に基づいて第2のスイ
ッチング素子22の制御信号を形成する第1の制御信号
形成回路31と、この第1の制御信号形成回路31の第
1の制御信号と一定の時間関係を有する第2の制御信号
を形成して第1のスイッチング素子7に与える第2の制
御信号形成回路32とから成る。第1の制御信号形成回
路31は、第2のコンデンサ20の両端に接続された抵
抗33a、34bから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源34に
他方の入力端子が接続された電圧比較器35と、この比
較器35の出力端子と第2のスイッチング素子22との
間に接続される駆動回路36とから成る。なお、参照電
圧源34は、電源端子37とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ38と抵抗39との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器35の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ3・8は、第1図に示す電圧
検出回路19で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子(図示せず)に光結合されている。第2の制御信
号形成回路32は、比較器35に接続された後縁検出回
路40と、後縁検出回路40に接続された遅延回路41
と、クロックパルス発生器42と、遅延回路41の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ43と、フリップフロップ43の出力端子と
第1のスイッチング素子7との間に接続される駆動回路
44とから成る。
第2のコンデンサ20の電圧検出に基づいて第2のスイ
ッチング素子22の制御信号を形成する第1の制御信号
形成回路31と、この第1の制御信号形成回路31の第
1の制御信号と一定の時間関係を有する第2の制御信号
を形成して第1のスイッチング素子7に与える第2の制
御信号形成回路32とから成る。第1の制御信号形成回
路31は、第2のコンデンサ20の両端に接続された抵
抗33a、34bから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源34に
他方の入力端子が接続された電圧比較器35と、この比
較器35の出力端子と第2のスイッチング素子22との
間に接続される駆動回路36とから成る。なお、参照電
圧源34は、電源端子37とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ38と抵抗39との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器35の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ3・8は、第1図に示す電圧
検出回路19で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子(図示せず)に光結合されている。第2の制御信
号形成回路32は、比較器35に接続された後縁検出回
路40と、後縁検出回路40に接続された遅延回路41
と、クロックパルス発生器42と、遅延回路41の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ43と、フリップフロップ43の出力端子と
第1のスイッチング素子7との間に接続される駆動回路
44とから成る。
[動 作]
第3図のt1時点よりも前においては、第1のスイッチ
ング素子7がオンであるので、この両端子間(トレイン
・ソース間)電圧は第3図(D)に示すように極めて低
い、t1時点で第3図(A)に示すタロツクパルスが第
2図のクロックパルス発生器42から発生すると、フリ
ップフロップ43がリセットされ、第1のスイッチング
素子7がオフ状態になる。第1のスイッチング素子7が
オフになると、トランス5の1次巻線6にフライバック
電圧が発生するが、1次巻線6のインダクタンスと第1
のコンデンサ18とのLC共振回路の第1の共振周波数
に従う第3図(F)に示す電流11が1次巻線6と第1
のコンデンサ18と直流電源1とから成る閉回路に流れ
る。共振動作によって1次巻線6のエネルギが第1のコ
ンデンサ18に移ることにより、第1のコンデンサ18
が充電され、この充電電圧VCが徐々に高くなる。第1
のコンデンサ18の電圧は第1のスイッチング素子7の
両端子間型圧と同一であるので、第1のスイッチング素
子7の電圧も徐々に増大する。これにより、第1のスイ
ッチング素子7の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第1のコンデンサ18に並列に
接続されている第2のコンデンサ20にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第2のコンデンサ20
の電荷は第2のスイッチング素子22を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第1のスイッチング素子7のオン期間に第2
のコンデンサ20は放電せず、第3図(H)に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。
ング素子7がオンであるので、この両端子間(トレイン
・ソース間)電圧は第3図(D)に示すように極めて低
い、t1時点で第3図(A)に示すタロツクパルスが第
2図のクロックパルス発生器42から発生すると、フリ
ップフロップ43がリセットされ、第1のスイッチング
素子7がオフ状態になる。第1のスイッチング素子7が
オフになると、トランス5の1次巻線6にフライバック
電圧が発生するが、1次巻線6のインダクタンスと第1
のコンデンサ18とのLC共振回路の第1の共振周波数
に従う第3図(F)に示す電流11が1次巻線6と第1
のコンデンサ18と直流電源1とから成る閉回路に流れ
る。共振動作によって1次巻線6のエネルギが第1のコ
ンデンサ18に移ることにより、第1のコンデンサ18
が充電され、この充電電圧VCが徐々に高くなる。第1
のコンデンサ18の電圧は第1のスイッチング素子7の
両端子間型圧と同一であるので、第1のスイッチング素
子7の電圧も徐々に増大する。これにより、第1のスイ
ッチング素子7の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第1のコンデンサ18に並列に
接続されている第2のコンデンサ20にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第2のコンデンサ20
の電荷は第2のスイッチング素子22を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第1のスイッチング素子7のオン期間に第2
のコンデンサ20は放電せず、第3図(H)に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。
ところで、第1のコンデンサ18の電圧VC1が第2の
コンデンサ20の電圧VC2よりも低い期間には第2の
ダイオード21が逆バイアス状態にあリ、1次巻線6に
フライバック電圧が発生しても第2のコンデンサ20に
電流I2が流れない。第1のコンデンサ18の電圧Vc
1が第2のコンデンサ20の電圧Vc2よりも幾らか高
くなると、第2のダイオード21が順バイアスされてt
2時点でオンになる。これにより、第1及び第2のコン
デンサ18.20が実質的に並列接続され、1次巻線6
と第1及び第2のコンデンサ18.20とから成る共振
回路が形成され、第2の共振周波数に従う電流が1次巻
線6に流れる。第2のコンデンサ20の容量は第1のコ
ンデンサ18の容量よりも十分に大きいので、t2〜t
4期間に第2のコンデンサ20の比較的大きな充電電流
I2が第2のダイオード21を通って流れる。第2のコ
ンデンサ20に充電電流が流れると、この電圧Vc2か
徐々に増大し、t3時点で参照電圧■「を横切り、第2
図の比較器35の出力が第3図(B)に示すように反転
し、第2のスイッチング素子22がオン制御される。第
2のスイッチング素子22がt2時点でオン制御されて
も、第2のコンデンサ20の共振電圧がピークに達して
いなければ、第2のダイオード21を通して電流I2が
流れ続ける。
コンデンサ20の電圧VC2よりも低い期間には第2の
ダイオード21が逆バイアス状態にあリ、1次巻線6に
フライバック電圧が発生しても第2のコンデンサ20に
電流I2が流れない。第1のコンデンサ18の電圧Vc
1が第2のコンデンサ20の電圧Vc2よりも幾らか高
くなると、第2のダイオード21が順バイアスされてt
2時点でオンになる。これにより、第1及び第2のコン
デンサ18.20が実質的に並列接続され、1次巻線6
と第1及び第2のコンデンサ18.20とから成る共振
回路が形成され、第2の共振周波数に従う電流が1次巻
線6に流れる。第2のコンデンサ20の容量は第1のコ
ンデンサ18の容量よりも十分に大きいので、t2〜t
4期間に第2のコンデンサ20の比較的大きな充電電流
I2が第2のダイオード21を通って流れる。第2のコ
ンデンサ20に充電電流が流れると、この電圧Vc2か
徐々に増大し、t3時点で参照電圧■「を横切り、第2
図の比較器35の出力が第3図(B)に示すように反転
し、第2のスイッチング素子22がオン制御される。第
2のスイッチング素子22がt2時点でオン制御されて
も、第2のコンデンサ20の共振電圧がピークに達して
いなければ、第2のダイオード21を通して電流I2が
流れ続ける。
t4時点で第1及び第2のコンデンサ18.20の電圧
がピークに達すると、第3図(F)(G)の電流11及
びI2は今迄と逆の向きに流れ始める。この時、第2の
スイッチング素子22がオンであるので、第2のコンデ
ンサ20と1次巻線6と電源1と第2のスイッチング素
子22との閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる
。第1のコンデンサ18の放電電流は、第1のコンデン
サ18と1次巻線6と電源1とから成る閉回路で流れる
。第2のコンデンサ20の電圧VC2が第3図(H)に
示すようにt5時点で参照電圧Vrに交差すると、比較
器35の出力が第3図(B)に示すように反転する。こ
れにより、第2のスイ・ンチング素子22がオフになり
、第2のコンデンサ20の放電が阻止される。この結果
、t5時点から後は1次巻線6と第1のコンデンサ18
との共振回路に基づく第1の共振周波数の動作に移行し
、第1のコンデンサ18の電圧VCは徐々に低下し、第
3図のt6時点で零になる。その後、1次巻線6に蓄積
されたエネルギがt6〜t7期間に1吹奏@6と第1の
ダイオード17とから成る回路で放出された後に第1の
スイッチング素子7を通る正方向の電流がながれる。
がピークに達すると、第3図(F)(G)の電流11及
びI2は今迄と逆の向きに流れ始める。この時、第2の
スイッチング素子22がオンであるので、第2のコンデ
ンサ20と1次巻線6と電源1と第2のスイッチング素
子22との閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる
。第1のコンデンサ18の放電電流は、第1のコンデン
サ18と1次巻線6と電源1とから成る閉回路で流れる
。第2のコンデンサ20の電圧VC2が第3図(H)に
示すようにt5時点で参照電圧Vrに交差すると、比較
器35の出力が第3図(B)に示すように反転する。こ
れにより、第2のスイ・ンチング素子22がオフになり
、第2のコンデンサ20の放電が阻止される。この結果
、t5時点から後は1次巻線6と第1のコンデンサ18
との共振回路に基づく第1の共振周波数の動作に移行し
、第1のコンデンサ18の電圧VCは徐々に低下し、第
3図のt6時点で零になる。その後、1次巻線6に蓄積
されたエネルギがt6〜t7期間に1吹奏@6と第1の
ダイオード17とから成る回路で放出された後に第1の
スイッチング素子7を通る正方向の電流がながれる。
第2図の後縁検出回路40は第3図(B)の比較出力パ
ルスの後縁時点t5を検出し、これを時間Tdだけ遅延
回路41で遅延させてフリップフロッグ43のセット信
号とする。t8時点で第3図(A)のクロックパルスが
再び発生すると、t1〜t8期間と同一の動作が繰返し
て生じる。
ルスの後縁時点t5を検出し、これを時間Tdだけ遅延
回路41で遅延させてフリップフロッグ43のセット信
号とする。t8時点で第3図(A)のクロックパルスが
再び発生すると、t1〜t8期間と同一の動作が繰返し
て生じる。
出力電圧が例えば所定値よりも低くなると、電圧検出回
路19の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第2図のホトトランジス
タ38の抵抗値が小さくなり、参照電圧■「が高くなる
。これにより、第3図(H)において第2のコンデンサ
20の電圧VC2が参照電圧を横切る期間が短くなり、
結局、第1のスイッチング素子7のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。
路19の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第2図のホトトランジス
タ38の抵抗値が小さくなり、参照電圧■「が高くなる
。これにより、第3図(H)において第2のコンデンサ
20の電圧VC2が参照電圧を横切る期間が短くなり、
結局、第1のスイッチング素子7のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。
第3図(A)のクロックパルスは一定の周期で発生して
いるので、第1のスイッチング素子7のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。
いるので、第1のスイッチング素子7のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。
[第2の実施例コ
次に、第4図に示す第2の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第4図及びこの後で説明する
第5図〜第11図において、第1図及び第12図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
レータを説明する。但し、第4図及びこの後で説明する
第5図〜第11図において、第1図及び第12図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
この実施例では1次巻線6に電磁結合された3次巻線5
0が設けられ、これに並列に第2のコンデンサ20が接
続されている。なお、3次巻線50と第2のコンデンサ
20との間には第2のダイオード21と第2のスイッチ
ング素子22との並列回路が接続されている。
0が設けられ、これに並列に第2のコンデンサ20が接
続されている。なお、3次巻線50と第2のコンデンサ
20との間には第2のダイオード21と第2のスイッチ
ング素子22との並列回路が接続されている。
第2のコンデンサ20を第4図に示すように3次巻線5
0を介して接続しても等価的に1次巻線6に並列接続し
たことになる。第1及び第2のスイッチング素子7.2
2のオン・オフ制御は第1の実施例と同様になされる。
0を介して接続しても等価的に1次巻線6に並列接続し
たことになる。第1及び第2のスイッチング素子7.2
2のオン・オフ制御は第1の実施例と同様になされる。
第2のダイオード21はオフ期間に第2のコンデンサ2
oの充電電圧よりも高い電圧が3次巻線5oに発生した
時にオンになる。この第2の実施例によっても第1の実
施例と同一の作用効果が得られる。
oの充電電圧よりも高い電圧が3次巻線5oに発生した
時にオンになる。この第2の実施例によっても第1の実
施例と同一の作用効果が得られる。
[第3の実施例]
第5図に示す第3の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第2のコンデンサ2oが1次巻線6に対し
て並列に接続されている。第2のコンデンサ20に対し
て、第2のスイッチング素子22とダイオード21とコ
ンデンサ23との並列回路を直列に接続することは第1
図と同様である。
においては、第2のコンデンサ2oが1次巻線6に対し
て並列に接続されている。第2のコンデンサ20に対し
て、第2のスイッチング素子22とダイオード21とコ
ンデンサ23との並列回路を直列に接続することは第1
図と同様である。
この回路でも第1のスイッチング素子7及び第2のスイ
ッチング素子22は第1図と同様にオン・オフ駆動され
る。第1のスイッチング素子7がオンからオフに転換す
ると、1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振で電
流が流れ、且つ第2のダイオード21及び第2のスイッ
チング素子22がオンになることによって第2のコンデ
ンサ20が1次巻線6に並列に接続され、1次巻線6と
2つのコンデンサ18.20による共振で電流が流−れ
る、第2のスイッチング素子22をオフにすれば、再び
1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振回路に電流
が流れる。
ッチング素子22は第1図と同様にオン・オフ駆動され
る。第1のスイッチング素子7がオンからオフに転換す
ると、1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振で電
流が流れ、且つ第2のダイオード21及び第2のスイッ
チング素子22がオンになることによって第2のコンデ
ンサ20が1次巻線6に並列に接続され、1次巻線6と
2つのコンデンサ18.20による共振で電流が流−れ
る、第2のスイッチング素子22をオフにすれば、再び
1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振回路に電流
が流れる。
第5図の回路は、第1図及び第4図の回路と実質的に等
価であるから、同一の作用効果を有する。
価であるから、同一の作用効果を有する。
[第4の実施例コ
第6図に示す第4の実施例のスイッチングレギュレータ
では、第2のコンデンサ20が2次巻線9に並列に接続
されている。第2のダイオード21と第2のスイッチン
グ素子22とコンデンサ23との並列回路は第2のコン
デンサ20に対して第1図と同様に接続されている。こ
の実施例では、2次巻線9が出力巻線としての機能を有
する他に、第2のコンデンサ20を1次巻線6に結合す
る機能を有する。第6図の回路においてもオフ期間に第
2のコンデンサ20が1次巻線6に対して等価的に並列
接続され、第1図、第4図及び第5図の回路と同一の作
用効果が得られる。
では、第2のコンデンサ20が2次巻線9に並列に接続
されている。第2のダイオード21と第2のスイッチン
グ素子22とコンデンサ23との並列回路は第2のコン
デンサ20に対して第1図と同様に接続されている。こ
の実施例では、2次巻線9が出力巻線としての機能を有
する他に、第2のコンデンサ20を1次巻線6に結合す
る機能を有する。第6図の回路においてもオフ期間に第
2のコンデンサ20が1次巻線6に対して等価的に並列
接続され、第1図、第4図及び第5図の回路と同一の作
用効果が得られる。
[第5の実施例]
第7図に示す第5の実施例のスイッチングレギュレータ
は、電源1と1次巻線6との間に接続された、第1のス
イッチング素子7aとコンデンサ18aとダイオード1
7aとの並列回路を有する。
は、電源1と1次巻線6との間に接続された、第1のス
イッチング素子7aとコンデンサ18aとダイオード1
7aとの並列回路を有する。
従って、オフ期間の電圧を2つの第1のスイッチング素
子7.7aで1/2ずつ分担する。2つの第1のスイッ
チング素子7.7aは同時にオン・オフ駆動されるので
、第5図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ18aはコンデンサ18と同一の働きをするも
のであり、ダイオード17aはダイオード17と同一の
働きをするものである。2次巻線9に直列に接続されて
いるリアクトル51は、共振を容易に発生させるための
ものである。
子7.7aで1/2ずつ分担する。2つの第1のスイッ
チング素子7.7aは同時にオン・オフ駆動されるので
、第5図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ18aはコンデンサ18と同一の働きをするも
のであり、ダイオード17aはダイオード17と同一の
働きをするものである。2次巻線9に直列に接続されて
いるリアクトル51は、共振を容易に発生させるための
ものである。
[第6の実施例]
第8図に示す第6の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、3次巻線50の下端が1次巻1m、6の上
端に接続され、3吹奏#150上端と電源1の下端との
間に第2のコンデンサ20が接続されている。なお、第
2のコンデンサ20に対しで直列に第2のダイオード2
1と第2のスイッチング素子22とコンデンサ23との
並列回路が接続されている。第2のコンデンサ20をこ
の様に1次巻線6に関係付けても第1図及び第4図〜第
7図の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることが
できる。
においては、3次巻線50の下端が1次巻1m、6の上
端に接続され、3吹奏#150上端と電源1の下端との
間に第2のコンデンサ20が接続されている。なお、第
2のコンデンサ20に対しで直列に第2のダイオード2
1と第2のスイッチング素子22とコンデンサ23との
並列回路が接続されている。第2のコンデンサ20をこ
の様に1次巻線6に関係付けても第1図及び第4図〜第
7図の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることが
できる。
[第7の実施例コ
第9図に示す本発明の第7の実施例に係わるスイッチン
グレギュレータの主回路の構成は第4図と同一である、
しかし、第9図の第1及び第2のスイッチング素子7.
22の制御回路は第2図と異なっている。第1のスイッ
チング素子7の電流を検出するために、第1のスイッチ
ング素子7に直列に抵抗R1が接続され、この抵抗R1
と第1のスイッチング素子7の両端電圧を検出するなめ
に、第1のスイッチング素子7の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗R2、R3が接続されている。
グレギュレータの主回路の構成は第4図と同一である、
しかし、第9図の第1及び第2のスイッチング素子7.
22の制御回路は第2図と異なっている。第1のスイッ
チング素子7の電流を検出するために、第1のスイッチ
ング素子7に直列に抵抗R1が接続され、この抵抗R1
と第1のスイッチング素子7の両端電圧を検出するなめ
に、第1のスイッチング素子7の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗R2、R3が接続されている。
また、第1のスイッチング素子7のゲートに制御信号を
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗R4が接
続され、且つゲートは抵抗R11を介して電源端子64
に接続されている。抵抗R4に対して並列にトランジス
タ62が接続され、このベースが抵抗R2、R3の分圧
点に接続されている。
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗R4が接
続され、且つゲートは抵抗R11を介して電源端子64
に接続されている。抵抗R4に対して並列にトランジス
タ62が接続され、このベースが抵抗R2、R3の分圧
点に接続されている。
第2のスイッチング素子22の電流を検出するためにこ
れに直列に抵抗R5が接続され、また、この抵抗R5と
第2のスイッチング素子22の両f4A電圧を検出する
ために両端間に分圧用抵抗R6、R7が接続されている
。また、第2のスイッチング素子22のゲートとグラン
ドとの間に抵抗R8が接続され、この抵抗R8に並列に
トランジスタ63が接続され、第2のスイッチング素子
22のゲートが抵抗R9、RIOを介して電源端子64
に接続されている。また、出力電圧を制御するために、
抵抗R10に並列にホトトランジスタ65が接続され、
これは電圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結
合されている。
れに直列に抵抗R5が接続され、また、この抵抗R5と
第2のスイッチング素子22の両f4A電圧を検出する
ために両端間に分圧用抵抗R6、R7が接続されている
。また、第2のスイッチング素子22のゲートとグラン
ドとの間に抵抗R8が接続され、この抵抗R8に並列に
トランジスタ63が接続され、第2のスイッチング素子
22のゲートが抵抗R9、RIOを介して電源端子64
に接続されている。また、出力電圧を制御するために、
抵抗R10に並列にホトトランジスタ65が接続され、
これは電圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結
合されている。
[動 作コ
第1のスイッチング素子7がオンになり、ここを通って
流れる電流が徐々に増大して、抵抗R1に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ62がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第1のスイッ
チング素子7はオフに転換する。ターンオフ時の1次巻
線6と第1のコンデンサ18との共振は第1の実施例と
同様に生じ、第1のコンデンサ18の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第1のスイッチング素子7のオフ期
間には、3次巻線50にまず下向きの電圧が発生し、3
次巻[50と第2のコンデンサ20と第2のダイオード
21とから成る閉回路が形成される。これにより、第1
及び第2のコンデンサ18.20とトランス5とに基づ
く共振によって各コンデンサ18.20が充電され、し
かる後放電する。第2のスイッチング素子22には第2
のダイオード21の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共振電圧で第2のダイオード21が
オンしている期間には第2のスイッチング素子22がオ
ンにならない、第2のコンデンサ20を含む共振回路の
電流の向きが逆になると、第2のコンデンサ20と3次
巻線50と第2のスイッチング素子22と抵抗R5とか
ら成る閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる。こ
の電流は時間と共に増大し、抵抗R6、R7による分圧
出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ63
の抵抗値が小さくなり、第2のスイッチング素子22の
オンを維持できなくなった時点で第2のスイッチング素
子22がオフに転換する。ホトトランジスタ65は電圧
検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合されてい
るので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトトラ
ンジスタ65の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低く
なる。これにより、第2のスイッチング素子22のター
ンオフ時点の制御が達成され、第1の実施例と同様に第
1のスイッチング素子7のオフ制御が可能になる。
流れる電流が徐々に増大して、抵抗R1に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ62がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第1のスイッ
チング素子7はオフに転換する。ターンオフ時の1次巻
線6と第1のコンデンサ18との共振は第1の実施例と
同様に生じ、第1のコンデンサ18の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第1のスイッチング素子7のオフ期
間には、3次巻線50にまず下向きの電圧が発生し、3
次巻[50と第2のコンデンサ20と第2のダイオード
21とから成る閉回路が形成される。これにより、第1
及び第2のコンデンサ18.20とトランス5とに基づ
く共振によって各コンデンサ18.20が充電され、し
かる後放電する。第2のスイッチング素子22には第2
のダイオード21の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共振電圧で第2のダイオード21が
オンしている期間には第2のスイッチング素子22がオ
ンにならない、第2のコンデンサ20を含む共振回路の
電流の向きが逆になると、第2のコンデンサ20と3次
巻線50と第2のスイッチング素子22と抵抗R5とか
ら成る閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる。こ
の電流は時間と共に増大し、抵抗R6、R7による分圧
出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ63
の抵抗値が小さくなり、第2のスイッチング素子22の
オンを維持できなくなった時点で第2のスイッチング素
子22がオフに転換する。ホトトランジスタ65は電圧
検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合されてい
るので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトトラ
ンジスタ65の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低く
なる。これにより、第2のスイッチング素子22のター
ンオフ時点の制御が達成され、第1の実施例と同様に第
1のスイッチング素子7のオフ制御が可能になる。
第9図の回路は、制御信号の形成方向を除いて第1の実
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。
[第8の実施例]
第10図は第8の実施例のスイッチングレギュレータの
制御回路を示す。この主回路は第1図と同一であり、第
1図の制御回路8のみが第10図に示すように変形され
ている。第10図の制御回路8aは第2図の制御回路8
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第10図ではコン
デンサ20に直列に電流検出抵抗20が接続され、この
抵抗70に電流方向検出回路71が接続されている。こ
の電流方向検出回路71はコンデンサ20を介して抵抗
70に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第3図のt4時点に対応する第11図のt4時
点を検出し、第11図(C)の出力を発生する。電流方
向検出口FIM71に接続されている第1のタイマ72
は、第11図(C)のパルスの前縁に応答して第11図
(D>に示すように第1の一定時間T1のパルスを発生
する。一方、比較回路35からは第3図の場合と同機に
第11図(A)に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路73を介してフリップフロップ7
4のセット入力となり、フリップフロップ74は第11
図(E)に示すように高レベルになる。フリップフロッ
プ74のリセット端子には電流方向検出回路71の出力
がトリガ回路75を介して接続されている。従って、フ
リップフロップ74は第1及び第2のコンデンサ7.2
0が放電状態に成るt4時点でリセットされ、第11図
(E)のパルスを発生する。ORゲート76にはフリッ
プフロップ74の出力と第1のタイマ72の出力が入力
しているので、ここからは第11図(F)の出力が得ら
れ、これが駆動回路36を介して第2のスイッチング素
子22にオン制御信号として供給される。ORゲート7
6の出力は後縁(立下り)検出回路40と遅延回路41
を介して第2のタイマ77に与えられる。第2のタイマ
77は第11図のt5時点をTdだけ遅延させた時点t
6でトリガされて第2の一定時間T2のパルスを第11
図(G)に示すように発生する。このパルスは駆動図M
44を介して第1のスイッチング素子7に供給される。
制御回路を示す。この主回路は第1図と同一であり、第
1図の制御回路8のみが第10図に示すように変形され
ている。第10図の制御回路8aは第2図の制御回路8
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第10図ではコン
デンサ20に直列に電流検出抵抗20が接続され、この
抵抗70に電流方向検出回路71が接続されている。こ
の電流方向検出回路71はコンデンサ20を介して抵抗
70に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第3図のt4時点に対応する第11図のt4時
点を検出し、第11図(C)の出力を発生する。電流方
向検出口FIM71に接続されている第1のタイマ72
は、第11図(C)のパルスの前縁に応答して第11図
(D>に示すように第1の一定時間T1のパルスを発生
する。一方、比較回路35からは第3図の場合と同機に
第11図(A)に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路73を介してフリップフロップ7
4のセット入力となり、フリップフロップ74は第11
図(E)に示すように高レベルになる。フリップフロッ
プ74のリセット端子には電流方向検出回路71の出力
がトリガ回路75を介して接続されている。従って、フ
リップフロップ74は第1及び第2のコンデンサ7.2
0が放電状態に成るt4時点でリセットされ、第11図
(E)のパルスを発生する。ORゲート76にはフリッ
プフロップ74の出力と第1のタイマ72の出力が入力
しているので、ここからは第11図(F)の出力が得ら
れ、これが駆動回路36を介して第2のスイッチング素
子22にオン制御信号として供給される。ORゲート7
6の出力は後縁(立下り)検出回路40と遅延回路41
を介して第2のタイマ77に与えられる。第2のタイマ
77は第11図のt5時点をTdだけ遅延させた時点t
6でトリガされて第2の一定時間T2のパルスを第11
図(G)に示すように発生する。このパルスは駆動図M
44を介して第1のスイッチング素子7に供給される。
この実施例によれば、第2のスイッチング素子22のオ
フ時点をタイマ72の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第1のスイッチング素子7のオン
時間幅を第2のタイマ77で一定時間T2としたのでL
C共振条件を満足させることが容易になる。なお、第1
0図の変形として第1図のt3時点でトリガし、第11
図(D)で鎖線で示すようにt3〜t5期間をT1とし
てもよい。この場合にはフリップフロップ74を省くこ
とができる。t3〜t4期間は回路定数によってほぼ決
まるので、t4時点よりも後でT1期間を終了させるこ
とは容易である。
フ時点をタイマ72の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第1のスイッチング素子7のオン
時間幅を第2のタイマ77で一定時間T2としたのでL
C共振条件を満足させることが容易になる。なお、第1
0図の変形として第1図のt3時点でトリガし、第11
図(D)で鎖線で示すようにt3〜t5期間をT1とし
てもよい。この場合にはフリップフロップ74を省くこ
とができる。t3〜t4期間は回路定数によってほぼ決
まるので、t4時点よりも後でT1期間を終了させるこ
とは容易である。
[変形例]
本発明は、上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。
ば次の変形が可能なものである。
(1) 第1のスイッチング素子7.7a及び第2のス
イッチング素子22をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。
イッチング素子22をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。
(2) 整流平滑図R14からダイオード11を取り除
くことができる。
くことができる。
(3) 出力整流平滑回路14を省いてDC−ACコン
バータ(インバータ)とすることもできる。
バータ(インバータ)とすることもできる。
(4) トランス5を単巻トランスとして出力を取り出
すこともできる。
すこともできる。
(5) 第2のコンデンサ20に直列にリアクトルを接
続して共振しやすいようにすることもできる。
続して共振しやすいようにすることもできる。
(6) 第1のスイッチング素子7に直列にダイオード
を接続することが可能である。
を接続することが可能である。
(7) 第1のコンデンサ18を1次巻線6に並列に接
続することができる。また、第1のコンデンサ18は1
次巻線6等の漂遊容量であってもよい。
続することができる。また、第1のコンデンサ18は1
次巻線6等の漂遊容量であってもよい。
[発明の効果]
上述から明らかなように、各請求項の発明によって、共
振条件を満足させながら広範囲な電圧制御が可能なスイ
ッチングレギュレータを提供する・ことができる。
振条件を満足させながら広範囲な電圧制御が可能なスイ
ッチングレギュレータを提供する・ことができる。
第1図は本発明の第1の実施例のスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、 第2図は第1図の制御回路を詳しく示すブロック図、 第3図は第1図の各部の状態を示す波形図、第4図、第
5図、第6図、第7図、第8図、第9図及び第10図は
第2、第3、第4、第5、第6、第7及び第8の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、 第11図は第10図の各部の状態を示す波形図、第12
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第13図は第12図の各部の状態を示す波形図である。 1・・・電源、5・・・トランス、6・・・1次巻線、
7・・・第1のスイッチング素子、8・・・制御回路、
9・・・2次巻線、17・・・第1のダイオード、18
・・・第1のコンデンサ、20・・・第2のコンデンサ
、21・・、第2のダイオード、22・・・第2のスイ
ッチング素子。 第11図
ータを示す回路図、 第2図は第1図の制御回路を詳しく示すブロック図、 第3図は第1図の各部の状態を示す波形図、第4図、第
5図、第6図、第7図、第8図、第9図及び第10図は
第2、第3、第4、第5、第6、第7及び第8の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、 第11図は第10図の各部の状態を示す波形図、第12
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第13図は第12図の各部の状態を示す波形図である。 1・・・電源、5・・・トランス、6・・・1次巻線、
7・・・第1のスイッチング素子、8・・・制御回路、
9・・・2次巻線、17・・・第1のダイオード、18
・・・第1のコンデンサ、20・・・第2のコンデンサ
、21・・、第2のダイオード、22・・・第2のスイ
ッチング素子。 第11図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 [1]直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランス
と、 第1及び第2の主端子と制御端子とを有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに関係付けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量
から成る第1ののコンデンサと、前記トランスに結合さ
れた出力回路と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに結合又は接続された第2のコンデンサと、 前記トランスのインダクタンスと前記第2のコンデンサ
との共振に基づく前記第2のコンデンサに流れる電流の
通路を選択的に形成し、前記第1のスイッチング素子の
オフ期間を変えることができるように前記第2のコンデ
ンサに直列に接続された第2のスイッチング素子と、 前記第1のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ
前記第2のスイッチング素子を前記第1のスイッチング
素子のオフ期間内でオン制御するための制御回路と から成るスイッチング電源装置。 [2]前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子の
前記第1の主端子と前記第2の主端子との間の電圧が実
質的に零の時に前記第1のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
質的に零の時に前記第2のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のコンデンサの両端の電圧が所定値になっ
た時又は前記トランスの巻線の電圧が所定値になった時
に前記第2のスイッチング素子をオフに制御する回路で
ある請求項1記載のスイッチング電源装置。 [3]前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子の
前記第1の主端子と前記第2の主端子との間の電圧が実
質的に零の時に前記第1のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
質的に零の時に前記第2のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のスイッチング素子の電流が所定値以上に
なった時に前記第2のスイッチング素子をオフ制御する
回路である請求項1記載のスイッチング電源装置。 [4]前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子の
前記第1の主端子と前記第2の主端子との間の電圧が実
質的に零の時に前記第1のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
質的に零の時に前記第2のスイッチング素子をオン制御
し、前記第2のコンデンサに流れる電流の向きが反転し
た時点から一定時間経過した時点で前記第2のスイッチ
ング素子をオフ制御する回路である請求項1記載のスイ
ッチング電源装置。 [5]前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子の
オン時間幅を一定にするように形成されていることを特
徴とする請求項1又は2又は3又は4記載のスイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP197390A JPH03207263A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP197390A JPH03207263A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03207263A true JPH03207263A (ja) | 1991-09-10 |
Family
ID=11516501
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP197390A Pending JPH03207263A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03207263A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03222671A (ja) * | 1990-01-25 | 1991-10-01 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JPH05153776A (ja) * | 1991-02-22 | 1993-06-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 絶縁型整流コンバータ |
US5282123A (en) * | 1992-12-16 | 1994-01-25 | At&T Bell Laboratories | Clamped mode DC-DC converter |
WO2001024349A1 (en) * | 1999-09-27 | 2001-04-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter circuit |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0356069A (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-11 | Elco Co Ltd | 共振コンバータ |
JPH03135368A (ja) * | 1989-10-14 | 1991-06-10 | Toko Inc | Dc―dcコンバータ |
-
1990
- 1990-01-09 JP JP197390A patent/JPH03207263A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0356069A (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-11 | Elco Co Ltd | 共振コンバータ |
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JPH05153776A (ja) * | 1991-02-22 | 1993-06-18 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 絶縁型整流コンバータ |
US5282123A (en) * | 1992-12-16 | 1994-01-25 | At&T Bell Laboratories | Clamped mode DC-DC converter |
WO2001024349A1 (en) * | 1999-09-27 | 2001-04-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter circuit |
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