JPH0284007A - 回路しや断器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、事故電流を検出したときに主回路接点を開放
させるという引き外し動作を行なう回路しゃ断器に関す
る。

（従来の技術） この種の回路しゃ断器の一例として、特開昭６２−１７
３９３０号公報に記載されたものが知られており、これ
は概路次に述べるような構成となっている。即ち、三相
交流電源と各相用の主回路導体との間には、夫々主回路
接点を介在させており、これら主回路接点は、自動引き
外し装置が駆動されるのに応じて開放されるようになっ
ている。上記各相の主回路導体には、これらに流れる負
荷電流を検出する各相用変流器を夫々設けており、その
変流器の二次側出力は個別に全波整流された後に、各相
用負担回路において各相の負荷電流値を示す三種類のア
ナログ電圧信号に変換される。上記負担回路の出力側に
は最人相弁別回路を設けており、この弁別回路は上記各
相のアナログ電圧信号のうち最大の信号を選択して信号
変換回路に与える。この信号変換回路は、入力されたア
ナログ電圧信号の実効値または平均値を演算するように
なっており、その演算結果値はＡ−Ｄ変換回路によりデ
ジタル電圧信号に変換された後にマイクロコンピュータ
に与えられる。このマイクロコンピュータは、入力され
たデジタル電圧信号により示される負荷電流値のレベル
判別を行ない、斯かるレベル判別結果に基づいて所定の
時限動作を行なった後に前記自動引き外し装置を駆動し
、以て主回路接点を開放させるという引き外し動作を行
う。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来構成の回路しゃ断器では、各相用のアナログ電
圧信号のうち最大電圧レベルの信号の弁別並びに斯様に
弁別されたアナログ電圧信号の実効値または平均値の演
算のために、多数のアナログ回路素子を含む構成であっ
て回路構成の複雑化やコストの上昇を伴うという事情下
にある最人相弁別回路及び信号変換回路を利用している
。このため、全体の製造コストの高騰を招くばかりか、
これら最人相弁別回路及び信号変換回路の出力レベルを
ｙＡ整するための面倒な作業が必要となる問題点があっ
た。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされた
もので、その目的は、回路構成の簡単化により安価にで
きると共に、面倒な調整作業を不要にでき、しかも電源
周波数の如何に拘らず安定した保護動作を行ない得る等
の効果を奏する回路しゃ断器を提供するにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するために、複数相の交流電路
に流れる各槽負荷電流を検出する電流検出手段を備え、
この電流検出手段からの各相同アナログ電圧信号により
示される負荷電流値に基づいて引き外し動作を実行する
ようにした回路しや断器において、前記電流検出手段か
らの各相同アナログ電圧信号を所定の順序で択一的に通
過させるという選択動作を緑返す信号選択手段、この信
号選択手段を通過したアナログ電圧信号をデジタル変換
するＡ−Ｄ変換回路、並びにこのＡ−Ｄ変換回路からの
デジタル電圧信号を時分割しながらサンプリングすると
共にそのサンプリング信号により示される各相の負荷電
流値に基づいて前記引き外し動作を実行する信号処理回
路を夫々設けた上で、前記信号処理回路による前記デジ
タル電圧信号のサンプリングが不定周期で行なわれるよ
うに構成したものである。

このとき、信号処理回路を、予め記憶した腹数種類の時
間データの中から選択した特定時間データに基づいたタ
イマ動作により前記デジタル電圧信号のサンプリング間
隔を決定すると共に、そのサンプリング毎に上記記憶デ
ータの中から新たな特定時間データを選択する構成とし
ても良い。

また、信号処理回路を、予め記憶した複数捕類の時間デ
ータに基づいて上述同様にデジタル電圧１３号のサンプ
リング間隔を決定する構成とした上で、そのサンプリン
グ回数が所定値に達する毎に新たな特定時間データを選
択する構成としても良い。

さらに、信号処理回路をマイクロコンピュータにより構
成し、入力されるデジタル電圧信号に基づいて少なくと
も負荷電流の実効値若しくは平均値の演算を行なうと共
に、その演算結果に基づいて引き外し動作を実行するよ
うに構成することもできる。

（作用） 電流検出手段からは、複数相の交流電路に流れる負荷電
流値に応じた電圧レベルの各槽周アナログ電圧信号が出
力される。すると、信号選択手段が、上記各槽周アナロ
グ電圧信号を所定の順序で択一的に通過させると共に、
Ａ−Ｄ変換回路が上記信号選択手段を通過したアナログ
電圧信号をデジタル変換するようになる。この結果、Ａ
−Ｄ変換回路からは、複数相の交流電路に流れる負荷電
流値に対応したデジタル電圧信号が各相毎に繰返し出力
される。そして、信号処理回路にあっては、斯様に出力
されるデジタル電圧信号を時分割しながらサンプリング
すると共に、そのサンプリング信号により示される各相
の負荷電流値に基づいて引き外し動作を実行する。従っ
て、引き外し動作のための演算処理をデジタル／２号に
よって行なうことができる。このとき、上記のような各
相の負荷電流値の演算精度を高めるためには、サンプリ
ング周期を早めてサンプルとなるデジタル電圧信号の数
を増やせば良いが、そのサンプリング周期が一定であっ
た場合には、特に可変周波数電源が利用されたときに電
源周波数と上記サンプリング周期とが不用意に同期する
ことがあり、このときにはサンプルの普遍性が劣ること
になって負荷電流値の演算精度が大幅に低下する虞があ
る。

これに対して本発明では、デジタル電圧信号のサンプリ
ングが不定周期で行なわれるから、可変周波数電源が利
用される場合であっても、その電源周波数と上記サンプ
リング周期とが不用意に同期してしまうことがなくなる
。

また、信号処理回路が、複数種類の記憶時間データの中
から選択した特定時間データによりサンプリング間隔を
決定すると共に、そのサンプリング毎に上記記憶データ
の中から新たな特定時間データを選択する構成とされた
場合には、上記デジタル電圧信号のサンプリング間隔が
毎回変わるようになり、電源周波数とサンプリング周期
とが不用意に同期してしまうことがなくなる。

さらに、信号処理回路が、複数種類の記憶時間データの
中から選択した特定時間データによりサンプリング間隔
を決定すると共に、そのサンプリング回数が所定値に達
する毎に上記記憶データの中から新たな特定時間データ
を選択する構成とされた場合には、上記デジタル電圧信
号のサンプリング間隔は、そのサンプリングが所定回数
行なわれる毎に変わるようになり、従ってこの場合にも
電源周波数とサンプリング周期とが不用意に同期してし
まうことがなくなる。

加えて、信号処理回路をマイクロコンピュータにより構
成すると共に、斯かる信号処理回路による前記引き外し
動作のための演算処理を、デジタル電圧信号に基づいた
負荷電流の実効値若しくは平均値の演算結果により行な
うようにした場合には、その引き外し動作の精度が良く
なる。

（実施例） 以下、本発明の第１の実施例について、第１図乃至第３
図を参照しながら説明する。

全体の電気的構成の概略を示す第１図において、ｌａ、
ｌｂ、ｌｃはＡ、Ｂ、Ｃ各相より成る三相交流電源に接
続される電源側端子で、これらは夫々主回路接点２ａ、
２ｂ、２ｃ及び交流電路たる主回路導体３ａ、３ｂ、３
ｃを介して負荷側端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続されてい
る。５ａ、５ｂ。

５Ｃは各相の主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃを夫々−次側
導体とした変流器、６ａ、６ｂ、６ｃはＡ。

Ｂ、Ｃ各相用の変流器５ａ、５ｂ、５ｃの二次側出力を
仝波整流する整流回路である。このとき、整流回路６ａ
、６ｂ、６ｃの負側の各出力端子はライン７に共通に接
続され、正側の各出力端子は夫々ライン８ａ、８ｂ、８
ｃに接続されている。

９ａ、９ｂ、９Ｃは整流回路５ａ、　　６ｂ、　　６ｃ
の出力電流を各槽周のアナログ電圧信号に変換する負担
回路であり、これらは第２図に示すように、前記ライン
８ａ、８ｂ、８ｃと後述する電源回路１０との間に夫々
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を接続することにより構成されて
いる。従って、ライン８ａ、８ｂ、８ｃには各抵抗Ｒ１
，Ｒ２，Ｒ３での電圧降下に応じたアナログ電圧信号Ｖ
ａ、Ｖｂ。

Ｖｃが出力されるものであり、各アナログ電圧信号Ｖａ
、Ｖｂ、Ｖｃの電圧レベルは、各相の負荷電流値１ａ、
Ｉｂ、Ｉｃに応じたものとなる。つまり、以上述べた変
流器５ａ〜５ｃ、整流回路６８〜６ｃ及び負担回路９８
〜９Ｃによって、主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃに流れる
Ａ、Ｂ、Ｃ各相の負荷電流を検出するための電流検出手
段１１が構成されている。

そして、上記のような電流検出手段１１からライン８ａ
、８ｂ、３ｃに夫々出力される各槽周アナログ電圧信号
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２
ｃより成るダイオードＯＲ回路１２を介してライン１３
に与えられると共に、信号選択手段１４に与えられるよ
うになっている。

上記ｆＪ号選択手段１４は、アナログ電圧信号Ｖａ。

Ｖｂ、Ｖｃを所定の順序で択一的に通過させるという選
択動作を、外部からの動作指令信号に基づいて繰返し実
行するものであり、その具体的な構成については後述す
ることにする。１５は信号選択手段１４の出力を増幅す
る差動増幅回路で、これの具体的構成も後述することに
する。

１６は差動増幅回路１５の出力（つまりアナログ電圧信
号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）をデジタル変換するＡ−Ｄ変換回
路で、その変換出力は信号処理回路であるマイクロコン
ピュータ１７に与えられる。

このマイクロコンピュータ１７は、入力されたデジタル
電圧信号により示される負荷電流値に基づいて主回路接
点２ａ〜２Ｃを開放させるという引き外し動作を制御す
るためのものであり、その具体的制御内容については後
述する。また、マイクロコンビュ〜り１７は、前記信号
選択手段１４の制御も行なうように構成されており、そ
の出力ボートＰ１から信号選択手段１４を動作させるた
めの動作指令信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃを出力する。そして
、マイクロコンピュータ１７の出力ボートＰ。はサイリ
スタ１８のゲートに接続されており、このサイリスタ１
８は、そのアノードが釈放形の引き外し装置１９を介し
てライン１３に接続されていると共に、カソードがライ
ン７に接続されている。上記引き外し装置１９は、サイ
リスク１８のオンに応じて通電されたときに図示しない
引き外し機構を介して主回路接点２ａ、２ｂ、２ｃを開
放するｉｎ成となっている。２０はライン１３及びライ
ン７間に図示極性の定電圧ダイオード２１を介して接続
された限時制御回路で、これは定電圧ダイオード２１の
ブレークダウンに応じて通電状態となったときに、その
印加７は圧の大小に応じた限時時間経過後にトリガパル
スを出力して前記サイリスタ１８のゲートに与えるよう
に構成されている。尚、信号選択手段１４．Ａ−Ｄ変換
回路１６及びマイクロコンピュータ１７の電源は、前記
電源回路１０から得るようになっている。

第２図には信号選択手段１４及び差動増幅回路１５の具
体的な構成例が関連回路と共に示されており、以下この
第２図について説明する。即ち、前にも述べたように負
担回路９ａ、９ｂ、９ｃを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３は、ライン８ａ。

８ｂ、８ｃと電源回路１０との間に接続されている。こ
の電源回路１０は、これに接続されたライン２２にアナ
ロググランド電圧を出力するようなっており、このライ
ン２２及び前記抵抗ＲＩ　　Ｒ２、Ｒ３が共通に接続さ
れたライン２３間に正電圧を出力すると共に、ライン２
２及び前記ライン７間に負電圧を出力する二電源型に構
成されている。

信号選択手段１４において、２４ａ、２４ｂ。

２４Ｃはアナログスイッチで、これらの各入力端端子は
夫々抵抗Ｒ４，Ｒ５，ＲＧを介して前記ライン８ａ、８
ｂ、８ｃに接続され、また各出力側端子はライン２５に
共通に接続されている。このとき、上記ライン２５は抵
抗Ｒ７を介してアナロググランド電位のライン２２に接
続されており、この抵抗Ｒ７にはノイズ吸収用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。上記各アナログスイッ
チ２４ａ、２４ｂ、２４ｃは、そのゲート端子に前記マ
イクロコンピュータ１７からの動作指令信号Ｓａ、Ｓｂ
、Ｓｃを受けるようになっており、その信号入力状態で
導通ずるようになっている。また、信号選択手段１４に
おいて、アナログスイッチ２４ａ、２４ｂ、２４ｃの各
入力側端子ニハ、これらのオフ時に過大電圧が印加され
ることを阻止するためのダイオードＤｌ、Ｄ２．Ｄ３の
各アノードが夫々接続されており、これらダイオードＤ
、、Ｄ２．Ｄ３の各カソードは前記ライン２３に共通に
接続されている。

一方、差動増幅回路１５において、２６はライン２３及
び７を電源としたオペアンプで、その非反転入力端子（
十）がライン２５に接続されていると共に、反転入力端
子（−）が抵抗Ｒ８を介してライン２３に接続されてい
る。また、オペアンプ２６の出力端子と反転入力端子（
−）との間には帰還抵抗Ｒ９及びノイズ吸収用コンデン
サＣ２の並列回路が接続されている。尚、この場合にお
いて、抵抗Ｒ４〜Ｒ９の抵抗値をその符号で表わした場
合、各抵抗値は、Ｒ４−Ｒ５絢ＲＧ　−Ｒ８＝Ｒａ　Ｓ
Ｒ７−Ｒ９−Ｒｂとなるように設定されている。

さて、以下においては、上記構成の作用についてマイク
ロコンピュータ１７による制御内容を示す第３図も参照
しながら説明する。尚、この第３図はマイクロコンピュ
ータ１７の制御内容のうち本発明の要旨に直接関係した
部分のみを示すものである。しかして、今、主回路導体
３ａ、　　３ｂ。

３Ｃに負荷電流が流れた状態では、ライン８ａ。

８ｂ、８ｃにアナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが出力
されるようになるため、電源回路１０が機能して信号選
択手段１４．差動増幅回路１５．Ａ−〇変換回路１６及
びマイクロコンピュータ１７に電源が与えられるように
なる。

このような電源投入状態で、主回路導体３ａ。

３ｂ、３ｃに短絡ｉ１を故に至らない小規模の事故電流
が流れたときには、次のように作用する。即ち、電流検
出手段１１からライン８　ｇ　、　８　ｂ　、　８　ｃ
　ｌ：対し、Ａ、Ｂ、Ｃ各相の負荷電流値１ａ、Ｉｂ。

Ｉｃに夫々対応した電圧レベルのアナログ電圧信号Ｖａ
、Ｖｂ、Ｖｃが出力されるものであり、これら電圧信号
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの波形は周知のように絶対直波形とな
る。ここで、電源回路１０によってライン２３及び２２
間に出力される電圧をＶｚとした場合、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃは次式で表わされる。

Ｖａ−ＲＩ　Ｉａ＋Ｖｚ Ｖｂ−Ｒ２ｌｂ＋Ｖｚ Ｖｃ−Ｒ３１ｃ＋Ｖｚ 一方、マイクロコンピュータ１７は、動作指令信号Ｓａ
、Ｓｂ、Ｓｃをこの順に時分割した状態で所定周期にて
反復出力して信号選択手段１４に与えることにより、ア
ナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ。

Ｖｃの選択動作を行なう。この場合、動作指令信号Ｓａ
が出力された期間にはアナログスイッチ２４ａが導通し
、ライン８ａに出力されたアナログ電圧信号Ｖａが、抵
抗Ｒ４，アナログスイッチ２４ａ及びライン２５を介し
て差動増幅回路１５内のオペアンプ２６の非反転入力端
子（＋）に与えられる。また、動作指令信号ｓｂ及びＳ
ｃ出力された各期間には、アナログスイッチ２４ｂ及び
２４ｃの各導通に応じて、ライン８ｂ及び８Ｃに出力さ
れたアナログ電圧信号ｖｂ及びＶｃが、夫々抵抗Ｒ５，
アナログスイッチ２４ｂ、ライン２５或は抵抗ＲＱ、ア
ナログスイッチ２４Ｃ，ライン２５を介してオペアンプ
２６の非反転入力端子（＋）に与えられる。このとき、
上記ライン２５は、アナロググランド電位のライン２２
に対して抵抗Ｒ７を介して接続されているから、上記の
ようにアナログスイッチ２４　ａ、２４　ｂ、２４　ｃ
の各導通に応じてオペアンプ２６の非反転入力端子（＋
）に夫々与えられるアナログ電圧信号ｖ’ａ。

Ｖ’ｂ、Ｖ’ｅは、ライン２２の電位を基準とした場合
に次式で与えられる。但し、次式においてＶ。

はライン２２の電位（アナロググランド電位）である。

Ｖ’ａ　＝　（Ｒ１１ａ＋Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ７／　（Ｒ
４＋Ｒ７）Ｖ’ｂ　　−（Ｒ２１ｂ＋Ｖｚ−Ｖｏ）Ｒ７
／　　（Ｒ５＋Ｒ７）Ｖ’ｃ　＝　（Ｒ３１ｃ＋Ｖｚ−
Ｖｏ）　Ｒ７／　（Ｒ６＋Ｒ７）しかして、オペアンプ
２６には、その反転入力端子（−）に対しライン２３か
らライン２２の電位を基準として（Ｖｚ−Ｖｏ）で示さ
れる値の電圧が抵抗Ｒ８を介して与えられ、また、非反
転入力端子（＋）に対し上記アナログ電圧信号ｖ’ａ。

Ｖ’ｂ、Ｖ’ｃの何れかが入力されるため、そのオペア
ンプ２６による増幅出力電圧は、次式で得られる。但し
、以下においては、アナログ電圧信号Ｖａ、　　Ｖ’ｂ
、　Ｖ’ｃが入力された各場合におけるオペアンプ２６
の増幅出力電圧をアナロググランド電位を基準として夫
々Ｖ　ｘａ、　　Ｖ　ｘｂ、　　Ｖ　ｘｃとして表わす
ことにする。

Ｖｘａ＝　　Ｖ’ａ　（Ｒ８＋Ｒ９）　／Ｒｇ　−（Ｖ
ｚ−Ｖｏ）　Ｒ９／Ｒ８Ｖｘｂ−Ｖ’ｂ　（Ｒ８＋Ｒ９
）　／Ｒ８−（Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ９／Ｒ８ＶＸＣ−Ｖ’
ｃ　（Ｒ８＋ｌ？９）　／Ｒ８−（Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ９
／Ｒ１１ここで、Ｒ４−Ｒ５−Ｒｅ　＝Ｒ８−Ｒａに設
定され、且つＲ７−Ｒ９−Ｒｂに設定されているから、
Ｖ　’ａ、　　Ｖ　’ｂ、　　Ｖ　’ｃ及びＶ　Ｘａ、
　　Ｖ　Ｘｂ、　　Ｖ　Ｘｅは夫々次式で得られる。

Ｖ’ａ　−（Ｒ１１ａ＋ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒｂ／　（１？
ａ＋Ｒｂ）Ｖ　’ｂ　−（Ｒ２１ｂ＋　Ｖｚ　−Ｖｏ）
　Ｒｂ／　（Ｒａ＋　Ｒｂ）Ｖ’ｃ−（Ｒ３１ｃｍ１１
ｚ−Ｖｏ）　　Ｒｂ／　　（Ｒａ＋Ｒｂ）Ｖｘａ　−Ｖ
’ａ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／Ｒａ　−（Ｖｚ−Ｖｏ）　Ｒ
ｈ／Ｒａ−Ｉａｔ？ＩＲｂ／　Ｒａ Ｖｘｂ　−Ｖ’ｂ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／Ｒａ　−（ｖｚ
−Ｖｏ）　Ｒ９／Ｒ１１ＩｂＲ２Ｒｂ／　Ｉ？ａ Ｖｘｃ＝　Ｖ’ｃ　（Ｒａ＋Ｒｂ）　／Ｒａ　−（Ｖｚ
−ｖｏ）　Ｒｂ／Ｒａ−ＩｃＲ３Ｒｂ／　Ｒａ 以上のようにして、マイクロコンピュータ１７にて信号
選択手段１４を制御することにより、差動増幅回路１５
の出力端子から、Ａ、Ｂ、Ｃ各相の負荷電流値１ａ、Ｉ
ｂ、Ｉｃに比例した電圧レベルのアナログ電圧信号Ｖ　
ｘａ、　　Ｖ　ｘｂ、　　Ｖ　ｘｃを取出すことができ
るものである。この場合、負担回路９ａ、９ｂ、９ｃを
構成する各抵抗Ｒ１、Ｒ２。

Ｒ３を等しく設定しておけば、上記各アナログ電圧信号
Ｖ　ｘａ、　Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｘｃを同じ基準で比較す
ることができる。このように得られたアナログ電圧信号
Ｖ　ｘａ、　Ｖ　ｘｂ、　Ｖ　ｙ：ｃは、Ａ−Ｄ変換回
路１６によりデジタル電圧信号に変換される。

しかして、マイクロコンピュータ１７は、上述したよう
な動作指令信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃによる信号選択手段１
４の時分割制御時には、Ａ−Ｄ変換回路１６の変換動作
も同時に時分割制御するようになっており、これにより
各相負荷電流値１ａ。

Ｉｂ、Ｉｃに比例したデジタル電圧信号のサンプリング
をＡ−Ｄ変換回路１６を通じて行なう。斯様なサンプリ
ングは、具体的には第３図に示すように行なわれるもの
であり、以下これについて説明する。

即ち、第３図において、マイクロコンピュータ１７は、
その？ｌ！ｉ投人に応じて初期化ステップａを実行し、
この後には例えば内部カウンタに設定された変数Ｋを初
期値「１」にセットする（ステップｂ）。この後にはス
テップＣにおいて、内部タイマのタイマ時間として、内
部メモリのｒＫＪ番地に記憶された時間データをセット
する。この場合、上記内部メモリの「１」番地から［Ｎ
Ｊｔｒ地までの間には、夫々異なる時間データが記憶さ
れている。具体的には、前述のようなデジタル電圧信号
を三相分サンプリングするのに適した周期の中心値が例
えば２ｍｓであった場合には、上記時間データは、２ｍ
ｓ近辺のランダムな時間が選ばれる。また、上記ｒＮＪ
は、主回路接点２ａ、２ｂ。

２ｃの引き外し動作に必要な負荷電流値の実効値または
〜１之均値の演算時に十分な演算精度を確保し得るサン
プリング回数に対応したものであり、この実施例ではｒ
１２８Ｊに設定されている。つまり、マイクロコンピュ
ータ１７の内部メモリの１番地から１２８番地には、２
ｍｓ近傍の１２８柾類のランダムな時間データが記憶さ
れている。尚、上記内部タイマは、時間データのセット
に応じてそのセット時間に対応したタイマ動作を開始す
る。

上記ステップＣの実行後には、動作指令信号Ｓａ及びＤ
−Ａ変換回路１６に対するデジタル変換指令を出力する
ステップｄ、動作指令信号ｓｂ及びＤ−Ａｉ換回路１６
に対するデジタル変換指令を出力するステップｅ、動作
指令信号Ｓｃ及びＤ−Ａ変換回路１６に対するデジタル
変換指令を出力するステップｆを順次実行する。このよ
うなステップｄ、ｅ、ｆが実行されたときには、前述し
たように各相のアナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ、ＶＣがこ
の順でデジタル電圧信号に変換されるものであり、これ
にて負荷電流ｆ１１ａ、Ｉｂ、Ｉｃに比例した各相デジ
タル電圧信号がマイクロコンピュータ１７にてサンプリ
ングされる。次いで、内部タイマがタイムアツプしたか
否かを判断しくステップｇ）、「ＮＯ」と判断したとき
には図示しない他の制御用プログラムを実行する。上記
ステップｇでｒＹＥＳＪと判断したときには、次のステ
ップｈにおいて変数ＫがＮ（−１２８）に達したか否か
を判断する。ここでｒＮＯＪと判断したときには、変数
Ｋを「１」だけインクリメントするステップｉを実行し
た後に前記ステップＣへ戻る。従って、これ以降におい
ては、ステップＣ〜ｉを繰返し実行するループが形成さ
れて前記デジタル電圧信号のサンプリングが反復して行
なわれる。このときのサンプリングｍ１隔は、内部タイ
マに記憶された複数種類の時間データに応じてランダム
に変化するようになるから、結果的にデジタル電圧信号
のサンプリングは不定周期で行なわれる。

しかして、斯様なサンプリングがＮ同行なわれとき、つ
まり変数ＫがＮに達したときには、第３図には示されて
いないがマイクロコンピュータ１７は、上記サンプリン
グ結果に基づいて各相のデジタル電圧信号により示され
る負荷電流の実効値または平均値の演算、及び斯様な演
算により得た各相負荷電流値のうち最大のものの選択、
並びに各相負荷電流値のレベル判別を実行する。尚、上
記のように変数ＫがＮに達したときには、ステップｈで
ｒＹＥＳＪと判断されてステップｂに戻るため、上記同
様のＮ回のサンプリング動作が新たに開始されるように
なる。そして、マイクロコンピュータ１７は、上記レベ
ル判別結果に基づいて事故電流の有無を検知し、事故電
流が流れた旨を検知した場合には、その事故電流の大き
さに応じた限時動作を行なった後に出力ボートＰ。から
トリガパルスを出力する。すると、４のトリがパルスを
ゲートに受けたサイリスタ１８がターンオンして引き外
し装置１９に通電されるようになるため、主回路接点２
ａ、２ｂ、２ｃが開放されるという通常の引き外し動作
が行なわれる。

ところで、マイクロコンピュータ１７によるデジタル電
圧信号のサンプリング周期を一定とした場合には、次の
ような問題点を生ずる虞がある。

即ち、電源周波数が商用ｆｒＳｌｉＡのように５０Ｈ２
或は６０Ｈｚで一定である場合には、サンプリング周期
を例えば２ｅｈｓの一定値に設定しても電源周波数とサ
ンプリング周期とが同期する虞がなく、マイクロコンピ
ュータ１７による引き外し動作には支障を生じない。し
かし、可変周波数電源が利用される場合には、その電源
周波数と上記サンプリング周期とが同期した状態となる
可能性がある。

このような同期状態となったときには、デジタル電圧信
号の特定の値のみをサンプリングすることになって、サ
ンプルの普遍性が劣るようになる。

従って、この場合にはマイクロコンピュータ１７による
負荷電流値の演算精度が低下するため、引き外し特性が
不安定になる等、動作信頼性に問題が生ずる。斯かる問
題点に対処するためには、デジタル電圧信号のサンプリ
ング周期を短くすることも考えられるが、このような手
段では、マイクロコンピュータ１７の動作周波数を上げ
たり、Ａ−Ｄ変換回路１６として高速形のものを用いる
必要がある。しかし、マイクロコンピュータ１７の動作
周波数を上げた場合には、その消費電流の増大を招くこ
とになり、これに対処するためには電源を大形化する必
要がある等、装置全体の大形を来たすことになる。また
、高速形のＡ−Ｄｉ換回路は高価であるため、これがコ
ストを押し上げる原因となる。

これに対して、前述した本実施例では、マイクロコンピ
ュータ１７によるデジタル電圧信号のサンプリングが不
定周期で行なわれるから、可変周波数電源が利用された
場合でも電源周波数と上記サンプリング周期とが同期し
てしまうことがなく、以て上述のような問題点を確実に
解決できるものである。

一方、主回路導体３ａ、３ｂ、３ｃに短絡電流等の大規
模の事故電流が流れたときには、次のように作用する。

即ち、この場合には、電流検出手段１１からライン８ａ
、８ｂ、８ｃに出力されるアナログ電圧信号Ｖａ、Ｖｂ
、Ｖｃの電圧レベルが急上昇するため、ライン１３及び
ライン７間の電圧もダイオードＯＲ回路１２を通じて上
昇して定電圧ダイオード２１のツェナー電圧を越えるよ
うになる。すると、定電圧ダイオード２１がブレークダ
ウンして限時制御回路２０が通電状態になるため、上記
限時制御回路２０からは、その印加電圧（即ち負荷電流
ｆｉｉＩ）の大小に応じた所定の限時時間経過後にトリ
ガパルスが出力される。従って、このトリガパルスによ
りサイリスタ１８がターンオンされるようになり、以て
引き外し装置１９により主回路接点２ａ、２ｂ、２ｃが
開放されるという瞬時引き外し動作が行なわれる。

尚、マイクロコンピュータ１７の制御内容は、第３図に
示したものに限らず、例えば本発明の第２の実施例を示
す第４図のような制御内容としても良いものであり、以
下この第２の実施例について説明する。即ち、第４図に
おいて、マイクロコンピュータ１７は、初期化ステップ
ｊの実行後には、内部カウンタに設定された変数Ｋを初
期値「１」にセットすると共に、他の内部カウンタに変
数■をセットする（ステップに、（）。この後にはステ
ップｍにおいて、内部タイマのタイマ時間として、内部
メモリのｒＫＪ番地に記憶された時間データをセットす
る。この場合、上記内部メモリの「１」番地からｒＭＪ
番地までの間には、夫々穴なる時間データが記憶されて
いる。具体的には、上記時間データとしては、例えば２
ＩＩＳ近辺のランダムな時間がＭ種類選ばれるものであ
り、この場合上記ｒＭＪは「１６」に設定されている。

つまり、マイクロコンピュータ１７の内部メモリの１番
地から１６番地には、２ｍｓ近傍の１６種類のランダム
な時間データが記憶されている。

上記ステップｍの実行後には、前記第３図に示されたス
テップｄ、ｅ、ｆと夫々同様のステップｎ、ｏ、ｐを実
行するものであり、これによりアナログ電圧信号Ｖａ、
Ｖｂ、Ｖｃに対応した各相デジタル電圧信号をサンプリ
ングする。次いで、内部タイマがタイムアツプしたか否
かを判断しくステップｑ）、ｒＮＯＪと判断したときに
は図示しない他の制御用プログラムを実行する。上記ス
テップｑでｒＹＥＳＪと判断したときには、次のステッ
プｒにおいて変数Ｉを「１」だけインクリメントし、次
いで変数ｌがＮ＋１　（但しくＮ−１２８）に達したが
否かを判断する（ステップＳ）ここでｒＮＯＪと判断し
たときにはステップｍへ戻るものであり、従ってステッ
プｍ　”−ｓがＮ回緑返し実行されることになる。ステ
ップＳで「ＹＥＳＪと判断したとき、つまり前記サンプ
リング動作がＮ回行なわれた場合には、ステップ【にお
いて変数ＫがＭ（−１６）に達したか否かを判断する。

ここでｒＮＯＪと判断したときには、変数Ｋを「１」だ
けインクリメントするステップＵを実行した後に前記ス
テツブシへ戻る。

要するに、この第４図の構成では、デジタル電圧信号の
サンプリングを、内部メモリの「１」番地からｒＭＪ番
地までの間の記憶されたランダムな時間データのうちの
一つに基づいて繰返し行なうと共に、そのサンプリング
がＮ回に達したときには、新たな時間データに基づいて
Ｎ回のサンプリングを行なうという動作を反復するもの
であり、この場合にも、デジタル電圧信号のサンプリン
グが不定周期で行なわれることになる。

［発明の効果］ 以上の説明により明らかなように請求項１゜２．３の発
明によれば、複数相の交流電路に流れる負曲電流値を示
す各槽周アナログ電圧信号を所定の順序で択一的に通過
させる信号選択手段、並びにこの信号選択手段を通過し
た信号をデジタル変換するＡ−Ｄ変換回路を夫々設けた
上で、Ａ−Ｄ変換回路からのデジタル電圧信号を時分割
しながらサンプリングすると共にそのサンプリング信号
により示される各相の負荷電流値に基づいて引き外し動
作を実行する信号処理回路を設ける構成としたので、必
要なアナログ回路素子数を少なくできて、回路構成の簡
単化及びこれに伴うコストの低減を図り得る。また、引
き外し動作のための信号処理をデジタル的に行なう構成
であるから、従来必要であった面倒な出力レベル、１ｍ
整作業が不要になる。さらに、前記信号処理回路による
デジタル電圧信号のサンプリングが不定周期で行なわれ
る構成としたので、？ｌｉ　源周波数の如何に拘らず常
に安定した保護動作を行なうことができる。

請求項４に記載の発明によれば、信号処理回路をマイク
ロコンピュータにより構成すると共に、デジタル信号処
理により得た負荷電流の実効値または平均値に基づいて
引き外し動作を行なうようにしているから、引き外し動
作の精度が良好になるものである。特に、この場合には
前記サンプリングの不定周期化をソフトウェアの変更の
みで行ない得て、コスト的に有利になるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は本発明の第１の実施例を示すもので
、第１図は概略的回路構成図、第２図は要部の回路構成
図、第３図は信号処理回路の制御内容を示すフローチャ
ートである。また、第４図は本発明の第２の実施例を示
す第３図相当図である。 図中、２ａ、２ｂ、２ｃは主回路接点、３ａ。 ３ｂ　　３ｃは主回路導体（交流電路）、５ａ、５ｂ、
５ｃは変流器、６ａ、６ｂ、６ｃは整流回路、９ａ、９
ｂ、９ｃは負担回路、１０は電源回路、１１は電流検出
手段、１４は信号選択手段、１５は差動増幅回路、１６
はＡ−Ｄ変換回路、１７はマイクロコンピュータ（信号
処理回路）、１８はサイリスク、１９は引き外し装置を
示す。 出願人　　株式会社　　東　　　芝 第２図 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数相の交流電路に流れる負荷電流を検出して各相
   の負荷電流値に応じた電圧レベルの各相用アナログ電圧
   信号を夫々出力する電流検出手段を備え、上記アナログ
   電圧信号により示される負荷電流値に基づいて引き外し
   動作を実行するようにした回路しや断器において、前記
   電流検出手段からの各相用アナログ電圧信号を所定の順
   序で択一的に通過させるという選択動作を繰返す信号選
   択手段と、この信号選択手段を通過したアナログ電圧信
   号をデジタル変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−Ｄ変
   換回路からのデジタル電圧信号を時分割しながらサンプ
   リングするように設けられそのサンプリング信号により
   示される各相の負荷電流値に基づいて前記引き外し動作
   を実行する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は
   、前記デジタル電圧信号のサンプリングを不定周期で行
   なうように構成されていることを特徴とする回路しや断
   器。 ２、信号処理回路は、複数種類の時間データを記憶して
   成り、その時間データの中から選択した特定時間データ
   に基づいたタイマ動作によりデジタル電圧信号のサンプ
   リング間隔を決定すると共に、そのサンプリング毎に新
   たな特定時間データを選択するように構成されているこ
   とを特徴とする請求項１記載の回路しや断器。 ３、信号処理回路は、複数種類の時間データを記憶して
   成り、その時間データの中から選択した特定時間データ
   に基づいたタイマ動作によりデジタル電圧信号のサンプ
   リング間隔を決定すると共に、そのサンプリング回数が
   所定値に達する毎に新たな特定時間データを選択するよ
   うに構成されていることを特徴とする請求項１記載の回
   路しや断器。 ４、信号処理回路は、マイクロコンピュータにより構成
   され、入力されるデジタル電圧信号に基づいて少なくと
   も負荷電流の実効値若しくは平均値の演算を行なうと共
   に、その演算結果に基づいて引き外し動作を実行するよ
   う構成されていることを特徴とする請求項１記載の回路
   しや断器。