JPH09153741A - 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器 - Google Patents
変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器Info
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- JPH09153741A JPH09153741A JP8029516A JP2951696A JPH09153741A JP H09153741 A JPH09153741 A JP H09153741A JP 8029516 A JP8029516 A JP 8029516A JP 2951696 A JP2951696 A JP 2951696A JP H09153741 A JPH09153741 A JP H09153741A
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- H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
- H03C3/22—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element the element being a semiconductor diode, e.g. varicap diode
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- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/0058—Quadrature arrangements
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】位相シフタから出力されるキャリアの位相に係
わらず、キャリアリークを抑制できる変調器を提供す
る。 【解決手段】変調器２１は、周波数逓倍器２２、位相シ
フタ２３及び直交変調器２４を備える。周波数逓倍器２
２は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸの周波数を２逓倍した
相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力する。位相シフタ２
３は、出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを２分の１に分周して
位相が９０度ずつずれた複数のキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を出力する。直交変調器２４
はベースバンド信号Ｉ，ＱとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，
ＬＯ180 ，ＬＯ270 とを入力し、ベースバンド信号Ｉ，
Ｑに基づいてキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ
270 を変調した信号ＭＦを出力する。
わらず、キャリアリークを抑制できる変調器を提供す
る。 【解決手段】変調器２１は、周波数逓倍器２２、位相シ
フタ２３及び直交変調器２４を備える。周波数逓倍器２
２は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸの周波数を２逓倍した
相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力する。位相シフタ２
３は、出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを２分の１に分周して
位相が９０度ずつずれた複数のキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を出力する。直交変調器２４
はベースバンド信号Ｉ，ＱとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，
ＬＯ180 ，ＬＯ270 とを入力し、ベースバンド信号Ｉ，
Ｑに基づいてキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ
270 を変調した信号ＭＦを出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル移動体通信
機に使用される変調器に関する。近年、デジタル移動体
通信機には様々なアプリケーションが用意されている
が、その中核となる変調器において、精度よく変調を行
うためにはキャリアリークを抑制する必要がある。
機に使用される変調器に関する。近年、デジタル移動体
通信機には様々なアプリケーションが用意されている
が、その中核となる変調器において、精度よく変調を行
うためにはキャリアリークを抑制する必要がある。
【０００２】
【従来の技術】図２６は従来のデジタル移動体通信機に
用いられる変調器１１を示す。変調器１１は直交変調方
式であり、周波数逓倍器１２、フリップフロップよりな
る位相シフタ１３、及び直交変調器１４を備える。
用いられる変調器１１を示す。変調器１１は直交変調方
式であり、周波数逓倍器１２、フリップフロップよりな
る位相シフタ１３、及び直交変調器１４を備える。
【０００３】周波数逓倍器１２は図２８に示すキャリア
ＬＯを入力してキャリアＬＯの周波数を２逓倍した信号
２ＬＯを位相シフタ１３に出力する。位相シフタ１３
は、信号２ＬＯの周波数を２分の１に分周することによ
り、位相が互いに９０度ずつずれたキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を直交変調器１４に出力す
る。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 は互いに相補となり、キ
ャリアＬＯ90，ＬＯ270 は互いに相補となる。なお、添
字は相対角度を示す。
ＬＯを入力してキャリアＬＯの周波数を２逓倍した信号
２ＬＯを位相シフタ１３に出力する。位相シフタ１３
は、信号２ＬＯの周波数を２分の１に分周することによ
り、位相が互いに９０度ずつずれたキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を直交変調器１４に出力す
る。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 は互いに相補となり、キ
ャリアＬＯ90，ＬＯ270 は互いに相補となる。なお、添
字は相対角度を示す。
【０００４】直交変調器１４は一対の変調用ミキサ１
５，１６と加算回路１７とを備える。変調用ミキサ１５
はベースバンド信号ＩとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とを
掛け合わせることにより、キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 と
ベースバンド信号Ｉとを合成した変調信号を出力する。
５，１６と加算回路１７とを備える。変調用ミキサ１５
はベースバンド信号ＩとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とを
掛け合わせることにより、キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 と
ベースバンド信号Ｉとを合成した変調信号を出力する。
【０００５】変調用ミキサ１６はベースバンド信号Ｑと
キャリアＬＯ90，ＬＯ270 とを掛け合わせることによ
り、キャリアＬＯ90，ＬＯ270 とベースバンド信号Ｑと
を合成した変調信号を出力する。
キャリアＬＯ90，ＬＯ270 とを掛け合わせることによ
り、キャリアＬＯ90，ＬＯ270 とベースバンド信号Ｑと
を合成した変調信号を出力する。
【０００６】加算回路１７は両変調用ミキサ１５，１６
の出力信号を加算し、出力信号ＭＦを出力する。さて、
図２７は一般的な変調器の出力信号ＭＦのＳＳＢ（sing
le sideband ）スペクトラム波形を示す。
の出力信号を加算し、出力信号ＭＦを出力する。さて、
図２７は一般的な変調器の出力信号ＭＦのＳＳＢ（sing
le sideband ）スペクトラム波形を示す。
【０００７】キャリアＬＯの周波数においてキャリアリ
ークＣＬが現れ、キャリアＬＯの周波数よりもベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑの周波数だけ高い周波数において変調信
号Ｐｏｕｔが現れる。
ークＣＬが現れ、キャリアＬＯの周波数よりもベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑの周波数だけ高い周波数において変調信
号Ｐｏｕｔが現れる。
【０００８】なお、キャリアＬＯの周波数よりもベース
バンド信号Ｉ，Ｑの周波数だけ低い周波数においてイメ
ージ・リジェクションＩＲが現れる。イメージ・リジェ
クションＩＲとは直交変調器の内部回路（Ｉ側，Ｑ側）
の対称性と、位相シフタの性能とを表す。
バンド信号Ｉ，Ｑの周波数だけ低い周波数においてイメ
ージ・リジェクションＩＲが現れる。イメージ・リジェ
クションＩＲとは直交変調器の内部回路（Ｉ側，Ｑ側）
の対称性と、位相シフタの性能とを表す。
【０００９】上記のように構成された変調器１１では、
位相シフタ１３は周波数逓倍器１２の出力信号２ＬＯに
基づいて４つのキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，Ｌ
Ｏ27 0 の位相差を作り出している。そのため、キャリア
ＬＯの位相とキャリアＬＯ0の位相との間の関係には２
つの場合がある。
位相シフタ１３は周波数逓倍器１２の出力信号２ＬＯに
基づいて４つのキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，Ｌ
Ｏ27 0 の位相差を作り出している。そのため、キャリア
ＬＯの位相とキャリアＬＯ0の位相との間の関係には２
つの場合がある。
【００１０】１つ目は、図２８に示すように、キャリア
ＬＯの立ち上がりに対してキャリアＬＯ0 が立ち上がる
場合である。２つ目は、図３０に示すように、キャリア
ＬＯの立ち下がりに対してキャリアＬＯ0 が立ち上がる
場合である。従って、キャリアＬＯの位相とキャリアＬ
Ｏ0 の位相とが同相になるか、逆相になるかは決まらな
い。
ＬＯの立ち上がりに対してキャリアＬＯ0 が立ち上がる
場合である。２つ目は、図３０に示すように、キャリア
ＬＯの立ち下がりに対してキャリアＬＯ0 が立ち上がる
場合である。従って、キャリアＬＯの位相とキャリアＬ
Ｏ0 の位相とが同相になるか、逆相になるかは決まらな
い。
【００１１】図２８に示すように、キャリアＬＯの位相
とキャリアＬＯ0 の位相とが同相になる場合には、図２
９のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、出力信号Ｍ
ＦのキャリアリークＣＬの電力レベルは小さくなり、変
調器１１は良好なモードで動作する。
とキャリアＬＯ0 の位相とが同相になる場合には、図２
９のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、出力信号Ｍ
ＦのキャリアリークＣＬの電力レベルは小さくなり、変
調器１１は良好なモードで動作する。
【００１２】ところが、図３０に示すように、キャリア
ＬＯの位相とキャリアＬＯ0 の位相とが逆相になる場合
には、図３１のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、
出力信号ＭＦのキャリアリークＣＬの電力レベルは大き
くなり、変調器１１の動作モードは悪化する。
ＬＯの位相とキャリアＬＯ0 の位相とが逆相になる場合
には、図３１のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、
出力信号ＭＦのキャリアリークＣＬの電力レベルは大き
くなり、変調器１１の動作モードは悪化する。
【００１３】また、図３２は従来の別の変調器２１を示
す。この変調器２１も直交変調方式であり、周波数逓倍
器２２、フリップフロップよりなる位相シフタ２３、及
び前記と同様の直交変調器１４を備える。
す。この変調器２１も直交変調方式であり、周波数逓倍
器２２、フリップフロップよりなる位相シフタ２３、及
び前記と同様の直交変調器１４を備える。
【００１４】周波数逓倍器２２は図２８に示すキャリア
ＬＯを入力してキャリアＬＯの周波数を２逓倍した相補
の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを位相シフタ２３に出力する。
位相シフタ２３は、信号２ＬＯ，２ＬＯＸの周波数を２
分の１に分周することにより、位相が互いに９０度ずつ
ずれたキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270を
前記直交変調器１４に出力する。
ＬＯを入力してキャリアＬＯの周波数を２逓倍した相補
の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを位相シフタ２３に出力する。
位相シフタ２３は、信号２ＬＯ，２ＬＯＸの周波数を２
分の１に分周することにより、位相が互いに９０度ずつ
ずれたキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270を
前記直交変調器１４に出力する。
【００１５】変調器２１においてもキャリアＬＯの位相
とキャリアＬＯ0 の位相とが同相になるか、逆相になる
かは決まらない。従って、キャリアＬＯの位相とキャリ
アＬＯ0 の位相とが逆相になる場合には、前記変調器１
１と同様に出力信号ＭＦのキャリアリークＣＬの電力レ
ベルは大きくなり、変調器２１の動作モードは悪化す
る。
とキャリアＬＯ0 の位相とが同相になるか、逆相になる
かは決まらない。従って、キャリアＬＯの位相とキャリ
アＬＯ0 の位相とが逆相になる場合には、前記変調器１
１と同様に出力信号ＭＦのキャリアリークＣＬの電力レ
ベルは大きくなり、変調器２１の動作モードは悪化す
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記問題点を
解決するためになされたものであって、その目的は、位
相シフタから出力されるキャリアの位相に係わらず、キ
ャリアリークを抑制できる変調器を提供することにあ
る。
解決するためになされたものであって、その目的は、位
相シフタから出力されるキャリアの位相に係わらず、キ
ャリアリークを抑制できる変調器を提供することにあ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１の発明は、キャリアの周波数を２逓倍した
相補の信号を出力する周波数逓倍器と、周波数逓倍器の
出力信号を２分の１に分周して位相が９０度ずつずれた
複数のキャリアを出力する位相シフタと、入力信号と位
相シフタから出力されるキャリアとを入力し、該入力信
号とキャリアとを合成した信号を出力する直交変調器と
を備えた変調器において、周波数逓倍器の入力部を差動
とし、該差動入力部には相補のキャリアを入力した。
め、請求項１の発明は、キャリアの周波数を２逓倍した
相補の信号を出力する周波数逓倍器と、周波数逓倍器の
出力信号を２分の１に分周して位相が９０度ずつずれた
複数のキャリアを出力する位相シフタと、入力信号と位
相シフタから出力されるキャリアとを入力し、該入力信
号とキャリアとを合成した信号を出力する直交変調器と
を備えた変調器において、周波数逓倍器の入力部を差動
とし、該差動入力部には相補のキャリアを入力した。
【００１８】請求項２の発明は、直交変調器の出力部を
差動とした。請求項３の発明は、周波数逓倍器の入力部
を差動とし、該差動入力部には相補のキャリアを入力
し、直交変調器の出力部を差動とした。
差動とした。請求項３の発明は、周波数逓倍器の入力部
を差動とし、該差動入力部には相補のキャリアを入力
し、直交変調器の出力部を差動とした。
【００１９】請求項４の発明は、請求項２又は３に記載
の変調器と、変調器の出力信号と第２のキャリアとを入
力し、第２のキャリアと変調器の出力信号とを合成した
信号を出力する送信ミキサとを備えた間接変調型変調器
において、変調器と送信ミキサとを差動結合するととも
に、送信ミキサの出力部を差動とした。
の変調器と、変調器の出力信号と第２のキャリアとを入
力し、第２のキャリアと変調器の出力信号とを合成した
信号を出力する送信ミキサとを備えた間接変調型変調器
において、変調器と送信ミキサとを差動結合するととも
に、送信ミキサの出力部を差動とした。
【００２０】請求項５の発明は、入力された電圧信号の
周波数を２逓倍した信号を出力するための周波数逓倍器
であって、電圧信号を位相差が互いに９０度となる第１
及び第２の信号に変換する信号変換回路と、第１の信号
に基づいて動作する一対の第１の差動回路と、第２の信
号に基づいて一対の第１の差動回路を交互に活性化する
ための第２の差動回路とを有し、第１の信号と第２の信
号とを掛け合わせることにより電圧信号の周波数を２逓
倍した信号を出力するアナログ乗算器とを設けた。
周波数を２逓倍した信号を出力するための周波数逓倍器
であって、電圧信号を位相差が互いに９０度となる第１
及び第２の信号に変換する信号変換回路と、第１の信号
に基づいて動作する一対の第１の差動回路と、第２の信
号に基づいて一対の第１の差動回路を交互に活性化する
ための第２の差動回路とを有し、第１の信号と第２の信
号とを掛け合わせることにより電圧信号の周波数を２逓
倍した信号を出力するアナログ乗算器とを設けた。
【００２１】請求項６の発明は、信号変換回路を、電圧
信号を第１の信号として出力するとともに、電圧信号を
該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変
換して第２の信号として出力するものとした。
信号を第１の信号として出力するとともに、電圧信号を
該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変
換して第２の信号として出力するものとした。
【００２２】請求項７の発明は、信号変換回路を、電圧
信号を入力するダイオードと、ダイオードと第２の差動
回路との間に接続され、かつ、ダイオードから出力され
る電圧信号を該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ
電流信号に変換するためのコンデンサとを備えるものと
した。
信号を入力するダイオードと、ダイオードと第２の差動
回路との間に接続され、かつ、ダイオードから出力され
る電圧信号を該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ
電流信号に変換するためのコンデンサとを備えるものと
した。
【００２３】請求項８の発明は、電圧信号は相補の信号
であり、信号変換回路は相補の電圧信号を該相補の電圧
信号よりも位相がそれぞれ進んだ相補の電流信号に変換
し、各第１の差動回路には第１の信号として相補の電圧
信号を入力し、第２の差動回路には第２の信号として相
補の電流信号を入力した。
であり、信号変換回路は相補の電圧信号を該相補の電圧
信号よりも位相がそれぞれ進んだ相補の電流信号に変換
し、各第１の差動回路には第１の信号として相補の電圧
信号を入力し、第２の差動回路には第２の信号として相
補の電流信号を入力した。
【００２４】請求項９の発明は、信号変換回路を、相補
の電圧信号をそれぞれ入力する２つのダイオードと、２
つのダイオードと第２の差動回路の２つの入力部との間
に接続され、かつ、各ダイオードから出力される電圧信
号を該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号
に変換するための２つのコンデンサとを備えるものとし
た。
の電圧信号をそれぞれ入力する２つのダイオードと、２
つのダイオードと第２の差動回路の２つの入力部との間
に接続され、かつ、各ダイオードから出力される電圧信
号を該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号
に変換するための２つのコンデンサとを備えるものとし
た。
【００２５】請求項１０の発明は、ダイオードを、エミ
ッタホロワ回路とした。請求項１１の発明は、ダイオー
ドの出力インピーダンスを調整するための調整回路を設
けた。
ッタホロワ回路とした。請求項１１の発明は、ダイオー
ドの出力インピーダンスを調整するための調整回路を設
けた。
【００２６】請求項１２の発明は、請求項５〜１１のい
ずれか一項に記載の周波数逓倍器と、周波数逓倍器の出
力信号を２分の１に分周して位相が９０度ずつずれた複
数のキャリアを出力する位相シフタと、変調用の信号と
位相シフタのキャリアとを入力し、該変調用信号とキャ
リアとを合成した信号を出力する直交変調器とを備え
る。
ずれか一項に記載の周波数逓倍器と、周波数逓倍器の出
力信号を２分の１に分周して位相が９０度ずつずれた複
数のキャリアを出力する位相シフタと、変調用の信号と
位相シフタのキャリアとを入力し、該変調用信号とキャ
リアとを合成した信号を出力する直交変調器とを備え
る。
【００２７】（作用）請求項１の発明では、周波数逓倍
器は相補のキャリアを入力し、相補の信号を出力する。
位相シフタは周波数逓倍器の相補の出力信号に基づいて
複数のキャリアを作り出している。従って、変調器の全
体に潜在する相補のキャリアのリークの一部は互いに相
殺され、キャリアリークが抑制され、変調器は良好なモ
ードで動作する。
器は相補のキャリアを入力し、相補の信号を出力する。
位相シフタは周波数逓倍器の相補の出力信号に基づいて
複数のキャリアを作り出している。従って、変調器の全
体に潜在する相補のキャリアのリークの一部は互いに相
殺され、キャリアリークが抑制され、変調器は良好なモ
ードで動作する。
【００２８】請求項２の発明では、直交変調器は相補の
信号を出力するため、変調器の全体に潜在する相補のキ
ャリアのリークの相殺作用によってキャリアリークが抑
制され、変調器は良好なモードで動作する。
信号を出力するため、変調器の全体に潜在する相補のキ
ャリアのリークの相殺作用によってキャリアリークが抑
制され、変調器は良好なモードで動作する。
【００２９】請求項３の発明では、直交変調器は相補の
信号を出力するため、変調器の全体に潜在する相補のキ
ャリアのリークの相殺作用によってキャリアリークがよ
り抑制され、変調器はより良好なモードで動作する。
信号を出力するため、変調器の全体に潜在する相補のキ
ャリアのリークの相殺作用によってキャリアリークがよ
り抑制され、変調器はより良好なモードで動作する。
【００３０】請求項４の発明では、送信ミキサは変調器
に差動結合されるとともに、送信ミキサは相補の信号を
出力するため、間接変調型変調器の全体に潜在する相補
のキャリアのリークの相殺作用によってキャリアリーク
が抑制され、間接変調型変調器は良好なモードで動作す
る。
に差動結合されるとともに、送信ミキサは相補の信号を
出力するため、間接変調型変調器の全体に潜在する相補
のキャリアのリークの相殺作用によってキャリアリーク
が抑制され、間接変調型変調器は良好なモードで動作す
る。
【００３１】請求項５の発明では、信号変換回路によっ
て、電圧信号は位相差が互いに９０度となる第１及び第
２の信号に変換される。第１の信号が第１の差動回路に
入力され、第２の信号が第２の差動回路に入力されるた
め、低スプリアスの周波数逓倍動作が行われる。
て、電圧信号は位相差が互いに９０度となる第１及び第
２の信号に変換される。第１の信号が第１の差動回路に
入力され、第２の信号が第２の差動回路に入力されるた
め、低スプリアスの周波数逓倍動作が行われる。
【００３２】請求項６の発明では、電圧信号が第１の信
号として出力され、電圧信号を該電圧信号よりもほぼ９
０度位相が進んだ電流信号に変換して第２の信号として
出力される。電圧信号が第１の差動回路に入力され、電
流信号が第２の差動回路に入力されるため、広帯域の周
波数の電圧信号に関して低スプリアスの周波数逓倍動作
が行われる。
号として出力され、電圧信号を該電圧信号よりもほぼ９
０度位相が進んだ電流信号に変換して第２の信号として
出力される。電圧信号が第１の差動回路に入力され、電
流信号が第２の差動回路に入力されるため、広帯域の周
波数の電圧信号に関して低スプリアスの周波数逓倍動作
が行われる。
【００３３】請求項７の発明では、電圧信号はコンデン
サによってほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換され
る。このとき、電流信号の進んだ位相による電圧信号の
位相の影響はダイオードによって遮断される。
サによってほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換され
る。このとき、電流信号の進んだ位相による電圧信号の
位相の影響はダイオードによって遮断される。
【００３４】請求項８の発明では、相補の電圧信号は相
補の電流信号に変換される。そのため、電圧信号の振幅
を小さくしても周波数逓倍器は効率よく動作する。請求
項９の発明では、相補の電圧信号は２つのコンデンサに
よってほぼ９０度位相が進んだ相補の電流信号に変換さ
れる。このとき、相補の電流信号の進んだ位相による相
補の電圧信号の位相の影響は２つのダイオードによって
遮断される。
補の電流信号に変換される。そのため、電圧信号の振幅
を小さくしても周波数逓倍器は効率よく動作する。請求
項９の発明では、相補の電圧信号は２つのコンデンサに
よってほぼ９０度位相が進んだ相補の電流信号に変換さ
れる。このとき、相補の電流信号の進んだ位相による相
補の電圧信号の位相の影響は２つのダイオードによって
遮断される。
【００３５】請求項１０の発明では、ダイオードがエミ
ッタホロワ回路であるため、出力インピーダンスが小さ
くなり、電圧信号の位相の遅れが小さくなる。請求項１
１の発明では、調整回路によってダイオードの出力イン
ピーダンスを低下させることができ、電圧信号の位相の
遅れがより小さくなる。
ッタホロワ回路であるため、出力インピーダンスが小さ
くなり、電圧信号の位相の遅れが小さくなる。請求項１
１の発明では、調整回路によってダイオードの出力イン
ピーダンスを低下させることができ、電圧信号の位相の
遅れがより小さくなる。
【００３６】請求項１２の発明では、広帯域の周波数の
電圧信号に関して良好な直交変調を行うことができる。
電圧信号に関して良好な直交変調を行うことができる。
【００３７】
［第１の実施の形態］以下、本発明を具体化した第１の
実施の形態を図１〜７に従って説明する。
実施の形態を図１〜７に従って説明する。
【００３８】図１はデジタル移動体通信機に用いられる
変調器３１を示す。変調器３１は直交変調方式であり、
周波数逓倍器３２、フリップフロップよりなる位相シフ
タ３３、及び直交変調器３４を備える。
変調器３１を示す。変調器３１は直交変調方式であり、
周波数逓倍器３２、フリップフロップよりなる位相シフ
タ３３、及び直交変調器３４を備える。
【００３９】周波数逓倍器３２は、図６に示す相補のキ
ャリアＬＯ，ＬＯＸを入力してキャリアＬＯの周波数を
２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを位相シフタ３
３に出力する。
ャリアＬＯ，ＬＯＸを入力してキャリアＬＯの周波数を
２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを位相シフタ３
３に出力する。
【００４０】図２は周波数逓倍器３２の原理を示す。周
波数逓倍器３２は、入力用の差動回路４１、エミッタフ
ォロワ回路４２、アナログ乗算器４３、及び出力用バッ
ファ４４を備える。
波数逓倍器３２は、入力用の差動回路４１、エミッタフ
ォロワ回路４２、アナログ乗算器４３、及び出力用バッ
ファ４４を備える。
【００４１】差動回路４１はエミッタ結合された一対の
ｎｐｎトランジスタのベースに相補のキャリアＬＯ，Ｌ
ＯＸを入力している。差動回路４１はキャリアＬＯ，Ｌ
ＯＸを増幅した相補の増幅信号をエミッタフォロワ回路
４２及びアナログ乗算器４３に出力する。
ｎｐｎトランジスタのベースに相補のキャリアＬＯ，Ｌ
ＯＸを入力している。差動回路４１はキャリアＬＯ，Ｌ
ＯＸを増幅した相補の増幅信号をエミッタフォロワ回路
４２及びアナログ乗算器４３に出力する。
【００４２】エミッタフォロワ回路４２は一対のｎｐｎ
トランジスタのエミッタから前記キャリアＬＯ，ＬＯＸ
と同一の周波数を持つ相補の信号をアナログ乗算器４３
に出力する。
トランジスタのエミッタから前記キャリアＬＯ，ＬＯＸ
と同一の周波数を持つ相補の信号をアナログ乗算器４３
に出力する。
【００４３】アナログ乗算器４３は第１及び第２の差動
回路４５，４６と、第３の差動回路４７とを備える。差
動回路４７の一対のｎｐｎトランジスタはエミッタフォ
ロワ回路４２の相補出力を入力している。差動回路４７
はエミッタフォロワ回路４２の相補出力に基づいて第１
及び第２の差動回路４５，４６を交互に活性化させる。
回路４５，４６と、第３の差動回路４７とを備える。差
動回路４７の一対のｎｐｎトランジスタはエミッタフォ
ロワ回路４２の相補出力を入力している。差動回路４７
はエミッタフォロワ回路４２の相補出力に基づいて第１
及び第２の差動回路４５，４６を交互に活性化させる。
【００４４】第１及び第２の差動回路４５，４６は差動
回路４７によって活性化されている時、差動回路４１の
相補の増幅信号に基づいて動作し、相補の信号を出力用
バッファ４４に出力する。
回路４７によって活性化されている時、差動回路４１の
相補の増幅信号に基づいて動作し、相補の信号を出力用
バッファ４４に出力する。
【００４５】出力用バッファ４４は第１及び第２の差動
回路４５，４６の出力信号に基づく相補の信号２ＬＯ，
２ＬＯＸを出力する。位相シフタ３３は、出力信号２Ｌ
Ｏ，２ＬＯＸに基づいて出力信号２ＬＯの周波数を２分
の１に分周することにより、位相が互いに９０度ずつず
れたキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を直
交変調器３４に出力する。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，Ｌ
Ｏ180 ，ＬＯ270 の周波数はキャリアＬＯと同一とな
る。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 は互いに相補となり、キ
ャリアＬＯ90，ＬＯ270 は互いに相補となる。
回路４５，４６の出力信号に基づく相補の信号２ＬＯ，
２ＬＯＸを出力する。位相シフタ３３は、出力信号２Ｌ
Ｏ，２ＬＯＸに基づいて出力信号２ＬＯの周波数を２分
の１に分周することにより、位相が互いに９０度ずつず
れたキャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 を直
交変調器３４に出力する。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ90，Ｌ
Ｏ180 ，ＬＯ270 の周波数はキャリアＬＯと同一とな
る。キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 は互いに相補となり、キ
ャリアＬＯ90，ＬＯ270 は互いに相補となる。
【００４６】図３に示すように、位相シフタ３３は、バ
イアス発生回路５１と分周回路５６とを備える。バイア
ス発生回路５１は、ｎｐｎトランジスタ５２と、カレン
トミラー回路を構成するｎｐｎトランジスタ５３，５４
とを備える。
イアス発生回路５１と分周回路５６とを備える。バイア
ス発生回路５１は、ｎｐｎトランジスタ５２と、カレン
トミラー回路を構成するｎｐｎトランジスタ５３，５４
とを備える。
【００４７】ｎｐｎトランジスタ５２は電源ＶCCに接続
されたコレクタと、抵抗を介してｎｐｎトランジスタ５
３のコレクタに接続されたエミッタと、基準信号ＶＢ１
が入力されたベースとを備える。
されたコレクタと、抵抗を介してｎｐｎトランジスタ５
３のコレクタに接続されたエミッタと、基準信号ＶＢ１
が入力されたベースとを備える。
【００４８】ｎｐｎトランジスタ５３はそのコレクタに
接続されたベースと、抵抗を介してグランドＧＮＤに接
続されたエミッタとを備える。ｎｐｎトランジスタ５４
は抵抗を介して電源ＶCCに接続されたコレクタと、抵抗
を介してグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記
ｎｐｎトランジスタ５３のコレクタに接続されたベース
とを備える。
接続されたベースと、抵抗を介してグランドＧＮＤに接
続されたエミッタとを備える。ｎｐｎトランジスタ５４
は抵抗を介して電源ＶCCに接続されたコレクタと、抵抗
を介してグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記
ｎｐｎトランジスタ５３のコレクタに接続されたベース
とを備える。
【００４９】基準信号ＶＢ１に基づいてｎｐｎトランジ
スタ５３，５４には等しい電流が流れる。ｎｐｎトラン
ジスタ５３はその電流に基づく基準信号ＶＢ２をバイア
スとして分周回路５６に出力する。ｎｐｎトランジスタ
５４はその電流に基づく基準信号ＶＢ３をバイアスとし
て分周回路５６に出力する。
スタ５３，５４には等しい電流が流れる。ｎｐｎトラン
ジスタ５３はその電流に基づく基準信号ＶＢ２をバイア
スとして分周回路５６に出力する。ｎｐｎトランジスタ
５４はその電流に基づく基準信号ＶＢ３をバイアスとし
て分周回路５６に出力する。
【００５０】分周回路５６は４つの差動回路５７，５
８，５９，６０と、活性化回路６１と、エミッタフォロ
ワ回路６４と、ｎｐｎトランジスタよりなる活性化トラ
ンジスタ６７，６８，６９とを備える。活性化トランジ
スタ６９は複数（図３では４個）設けられている。
８，５９，６０と、活性化回路６１と、エミッタフォロ
ワ回路６４と、ｎｐｎトランジスタよりなる活性化トラ
ンジスタ６７，６８，６９とを備える。活性化トランジ
スタ６９は複数（図３では４個）設けられている。
【００５１】活性化回路６１は２つの差動回路６２，６
３を備え、各差動回路６２，６３における一方のｎｐｎ
トランジスタのベースには基準信号ＶＢ３及び前記出力
信号２ＬＯが入力され、各差動回路６２，６３における
他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号ＶＢ３
及び前記出力信号２ＬＯＸが入力されている。
３を備え、各差動回路６２，６３における一方のｎｐｎ
トランジスタのベースには基準信号ＶＢ３及び前記出力
信号２ＬＯが入力され、各差動回路６２，６３における
他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号ＶＢ３
及び前記出力信号２ＬＯＸが入力されている。
【００５２】活性化トランジスタ６７，６８，６９は基
準信号ＶＢ２に基づいてオンすると、分周回路５６が活
性化する。すると、活性化回路６１は出力信号２ＬＯ，
２ＬＯＸに基づいて差動回路５７，６０と、差動回路５
８，５９とを交互に活性化させる。
準信号ＶＢ２に基づいてオンすると、分周回路５６が活
性化する。すると、活性化回路６１は出力信号２ＬＯ，
２ＬＯＸに基づいて差動回路５７，６０と、差動回路５
８，５９とを交互に活性化させる。
【００５３】エミッタフォロワ回路６４は４つのｎｐｎ
トランジスタ７１，７２，７３，７４を備える。ｎｐｎ
トランジスタ７１〜７４は前記４つの差動回路５７〜６
０の動作に基づいてオンオフし、前記出力信号２ＬＯ，
２ＬＯＸの周波数の２分の１の周波数を持つキャリアＬ
Ｏ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 をそれぞれ出力す
る。
トランジスタ７１，７２，７３，７４を備える。ｎｐｎ
トランジスタ７１〜７４は前記４つの差動回路５７〜６
０の動作に基づいてオンオフし、前記出力信号２ＬＯ，
２ＬＯＸの周波数の２分の１の周波数を持つキャリアＬ
Ｏ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 をそれぞれ出力す
る。
【００５４】直交変調器３４は一対の変調用ミキサ３
５，３６と加算回路３７とを備える。変調用ミキサ３５
はデジタル信号よりなる入力信号としてのベースバンド
信号ＩとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とを掛け合わせるこ
とにより、キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とベースバンド信
号Ｉとを合成した変調信号Ｖ１を出力する。
５，３６と加算回路３７とを備える。変調用ミキサ３５
はデジタル信号よりなる入力信号としてのベースバンド
信号ＩとキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とを掛け合わせるこ
とにより、キャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 とベースバンド信
号Ｉとを合成した変調信号Ｖ１を出力する。
【００５５】変調用ミキサ２６はデジタル信号よりなる
入力信号としてのベースバンド信号ＱとキャリアＬ
Ｏ90，ＬＯ270 とを掛け合わせることにより、キャリア
ＬＯ90，ＬＯ270 とベースバンド信号Ｑとを合成した変
調信号Ｖ２を出力する。
入力信号としてのベースバンド信号ＱとキャリアＬ
Ｏ90，ＬＯ270 とを掛け合わせることにより、キャリア
ＬＯ90，ＬＯ270 とベースバンド信号Ｑとを合成した変
調信号Ｖ２を出力する。
【００５６】すなわち、図４に示すように、変調用ミキ
サ３５は差動回路８１，８２と活性化回路８３を備え
る。活性化回路８３は抵抗を介してエミッタ結合された
一対のｎｐｎトランジスタを備える。一方のｎｐｎトラ
ンジスタはベースにベースバンド信号Ｉを入力し、他方
のｎｐｎトランジスタはベースに基準信号ＶＢ４を入力
している。活性化回路８３はベースバンド信号Ｉと基準
信号ＶＢ４とに基づいて差動回路８１，８２を交互に活
性化させる。
サ３５は差動回路８１，８２と活性化回路８３を備え
る。活性化回路８３は抵抗を介してエミッタ結合された
一対のｎｐｎトランジスタを備える。一方のｎｐｎトラ
ンジスタはベースにベースバンド信号Ｉを入力し、他方
のｎｐｎトランジスタはベースに基準信号ＶＢ４を入力
している。活性化回路８３はベースバンド信号Ｉと基準
信号ＶＢ４とに基づいて差動回路８１，８２を交互に活
性化させる。
【００５７】各差動回路８１，８２における一方のｎｐ
ｎトランジスタのベースにはキャリアＬＯ0 が入力さ
れ、各差動回路８１，８２における他方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにはキャリアＬＯ180 が入力されてい
る。差動回路８１，８２は活性化回路８３によって活性
化されている時、相補のキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 に基
づいて動作し、変調信号Ｖ１を出力する。
ｎトランジスタのベースにはキャリアＬＯ0 が入力さ
れ、各差動回路８１，８２における他方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにはキャリアＬＯ180 が入力されてい
る。差動回路８１，８２は活性化回路８３によって活性
化されている時、相補のキャリアＬＯ0 ，ＬＯ180 に基
づいて動作し、変調信号Ｖ１を出力する。
【００５８】変調用ミキサ３６も変調用ミキサ３５と同
様の構成であり、前記活性化回路８３の一方のｎｐｎト
ランジスタはベースにベースバンド信号Ｑを入力し、他
方のｎｐｎトランジスタはベースに基準信号を入力して
いる。
様の構成であり、前記活性化回路８３の一方のｎｐｎト
ランジスタはベースにベースバンド信号Ｑを入力し、他
方のｎｐｎトランジスタはベースに基準信号を入力して
いる。
【００５９】各差動回路８１，８２における一方のｎｐ
ｎトランジスタのベースにはキャリアＬＯ90が入力さ
れ、各差動回路８１，８２における他方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにはキャリアＬＯ270 が入力される。変
調用ミキサ３６において、差動回路８１，８２は活性化
回路８３によって活性化されている時、相補のキャリア
ＬＯ90，ＬＯ270 に基づいて動作し、変調信号Ｖ２を出
力する。
ｎトランジスタのベースにはキャリアＬＯ90が入力さ
れ、各差動回路８１，８２における他方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにはキャリアＬＯ270 が入力される。変
調用ミキサ３６において、差動回路８１，８２は活性化
回路８３によって活性化されている時、相補のキャリア
ＬＯ90，ＬＯ270 に基づいて動作し、変調信号Ｖ２を出
力する。
【００６０】加算回路３７は両変調用ミキサ３５，３６
の変調信号Ｖ１，Ｖ２を加算し、出力信号ＭＦを出力す
る。図５に示すように、加算回路３７は差動回路８５，
８６と、出力部としてのエミッタフォロワ回路８７とを
備える。
の変調信号Ｖ１，Ｖ２を加算し、出力信号ＭＦを出力す
る。図５に示すように、加算回路３７は差動回路８５，
８６と、出力部としてのエミッタフォロワ回路８７とを
備える。
【００６１】差動回路８５は抵抗を介してエミッタ結合
された一対のｎｐｎトランジスタを備えており、一方の
ｎｐｎトランジスタのベースに変調信号Ｖ１を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースに基準信号ＶＢ５を
入力している。差動回路８５は変調信号Ｖ１を基準信号
ＶＢ５に基づいて増幅した増幅信号をエミッタフォロワ
回路８７に出力する。
された一対のｎｐｎトランジスタを備えており、一方の
ｎｐｎトランジスタのベースに変調信号Ｖ１を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースに基準信号ＶＢ５を
入力している。差動回路８５は変調信号Ｖ１を基準信号
ＶＢ５に基づいて増幅した増幅信号をエミッタフォロワ
回路８７に出力する。
【００６２】差動回路８６は抵抗を介してエミッタ結合
された一対のｎｐｎトランジスタを備えており、一方の
ｎｐｎトランジスタのベースに変調信号Ｖ２を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースに基準信号ＶＢ５を
入力している。差動回路８６は変調信号Ｖ２を基準信号
ＶＢ５に基づいて増幅した増幅信号をエミッタフォロワ
回路８７に出力する。
された一対のｎｐｎトランジスタを備えており、一方の
ｎｐｎトランジスタのベースに変調信号Ｖ２を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースに基準信号ＶＢ５を
入力している。差動回路８６は変調信号Ｖ２を基準信号
ＶＢ５に基づいて増幅した増幅信号をエミッタフォロワ
回路８７に出力する。
【００６３】エミッタフォロワ回路８７は一つのｎｐｎ
トランジスタを備え、ｎｐｎトランジスタのエミッタか
ら差動回路８５，８６の出力信号に基づく出力信号ＭＦ
を出力する。
トランジスタを備え、ｎｐｎトランジスタのエミッタか
ら差動回路８５，８６の出力信号に基づく出力信号ＭＦ
を出力する。
【００６４】さて、本実施の形態は以下の効果がある。 （１）変調器３１において、周波数逓倍器３２は相補の
キャリアＬＯ，ＬＯＸを入力し、キャリアＬＯ，ＬＯＸ
に基づいて相補の出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力す
る。位相シフタ３３は周波数逓倍器３２の相補の出力信
号２ＬＯ，２ＬＯＸに基づいてキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 の位相差を作り出している。
従って、変調器３１の全体に潜在するキャリアＬＯのリ
ークの一部とキャリアＬＯＸのリークの一部とが相殺さ
れ、図６に示すように、キャリアリークＣＬの振幅レベ
ルは小さくなる。そのため、キャリアＬＯの位相に係わ
らず、図７のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、出
力信号ＭＦにおけるキャリアリークＣＬの電力レベルを
抑制することができ、変調器３１は良好なモードで動作
することができる。
キャリアＬＯ，ＬＯＸを入力し、キャリアＬＯ，ＬＯＸ
に基づいて相補の出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力す
る。位相シフタ３３は周波数逓倍器３２の相補の出力信
号２ＬＯ，２ＬＯＸに基づいてキャリアＬＯ0 ，Ｌ
Ｏ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270 の位相差を作り出している。
従って、変調器３１の全体に潜在するキャリアＬＯのリ
ークの一部とキャリアＬＯＸのリークの一部とが相殺さ
れ、図６に示すように、キャリアリークＣＬの振幅レベ
ルは小さくなる。そのため、キャリアＬＯの位相に係わ
らず、図７のＳＳＢスペクトラム波形に示すように、出
力信号ＭＦにおけるキャリアリークＣＬの電力レベルを
抑制することができ、変調器３１は良好なモードで動作
することができる。
【００６５】［第２の実施の形態］次に、本発明の第２
の実施の形態を図８〜１０に従って説明する。なお、重
複説明を避けるため、図１，４，５において説明したも
のと同じ要素については、同じ参照番号が付されてい
る。また、前述した変調器３１との相違点を中心に説明
する。
の実施の形態を図８〜１０に従って説明する。なお、重
複説明を避けるため、図１，４，５において説明したも
のと同じ要素については、同じ参照番号が付されてい
る。また、前述した変調器３１との相違点を中心に説明
する。
【００６６】図８は本形態の変調器９１を示す。変調器
９１も直交変調方式であり、前記周波数逓倍器３２、前
記位相シフタ３３、及び直交変調器９２を備える。直交
変調器９２は一対の変調用ミキサ９３，９４と加算回路
９５とを備える。
９１も直交変調方式であり、前記周波数逓倍器３２、前
記位相シフタ３３、及び直交変調器９２を備える。直交
変調器９２は一対の変調用ミキサ９３，９４と加算回路
９５とを備える。
【００６７】図９に示すように、変調用ミキサ９３は差
動回路８１，８２の一対のｎｐｎトランジスタのコレク
タから相補となる変調信号Ｖ１，Ｖ１Ｘを出力する点に
おいて、前記変調用ミキサ３５（図４参照）の構成と異
なり、他の構成は変調用ミキサ３５と同様である。変調
用ミキサ９４も変調用ミキサ９３と同様の構成であり、
差動回路８１，８２の一対のｎｐｎトランジスタのコレ
クタから相補となる変調信号Ｖ２，Ｖ２Ｘを出力する。
動回路８１，８２の一対のｎｐｎトランジスタのコレク
タから相補となる変調信号Ｖ１，Ｖ１Ｘを出力する点に
おいて、前記変調用ミキサ３５（図４参照）の構成と異
なり、他の構成は変調用ミキサ３５と同様である。変調
用ミキサ９４も変調用ミキサ９３と同様の構成であり、
差動回路８１，８２の一対のｎｐｎトランジスタのコレ
クタから相補となる変調信号Ｖ２，Ｖ２Ｘを出力する。
【００６８】図１０に示すように、加算回路９５は差動
回路９６，９７と、出力部としてのエミッタフォロワ回
路９８とを備える。差動回路９６は一対のｎｐｎトラン
ジスタのベースに相補の変調信号Ｖ１，Ｖ１Ｘを入力し
ている点において前記差動回路８５の構成と異なってお
り、差動回路９７は一対のｎｐｎトランジスタのベース
に相補の変調信号Ｖ２，Ｖ２Ｘを入力している点におい
て前記差動回路８６の構成と異なっている。
回路９６，９７と、出力部としてのエミッタフォロワ回
路９８とを備える。差動回路９６は一対のｎｐｎトラン
ジスタのベースに相補の変調信号Ｖ１，Ｖ１Ｘを入力し
ている点において前記差動回路８５の構成と異なってお
り、差動回路９７は一対のｎｐｎトランジスタのベース
に相補の変調信号Ｖ２，Ｖ２Ｘを入力している点におい
て前記差動回路８６の構成と異なっている。
【００６９】エミッタフォロワ回路９８は一対のｎｐｎ
トランジスタを備える差動出力構成となっており、一対
のｎｐｎトランジスタのエミッタから差動回路９６，９
７の出力信号に基づく相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出
力する。
トランジスタを備える差動出力構成となっており、一対
のｎｐｎトランジスタのエミッタから差動回路９６，９
７の出力信号に基づく相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出
力する。
【００７０】さて、本実施の形態の変調器９１において
は、周波数逓倍器３２は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸを
入力し、直交変調器９２の加算回路９５は相補の出力信
号ＭＦ，ＭＦＸを出力する。従って、変調器９１の全体
に潜在するキャリアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリ
ークとの相殺作用によって、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキ
ャリアリークをより抑制することができ、変調器９１は
より良好なモードで動作することができる。
は、周波数逓倍器３２は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸを
入力し、直交変調器９２の加算回路９５は相補の出力信
号ＭＦ，ＭＦＸを出力する。従って、変調器９１の全体
に潜在するキャリアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリ
ークとの相殺作用によって、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキ
ャリアリークをより抑制することができ、変調器９１は
より良好なモードで動作することができる。
【００７１】［第３の実施の形態］次に、本発明の第３
の実施の形態を図１１〜１３に従って説明する。なお、
重複説明を避けるため、図１，２，５，１０において説
明したものと同じ要素については、同じ参照番号が付さ
れている。また、前述した変調器３１との相違点を中心
に説明する。
の実施の形態を図１１〜１３に従って説明する。なお、
重複説明を避けるため、図１，２，５，１０において説
明したものと同じ要素については、同じ参照番号が付さ
れている。また、前述した変調器３１との相違点を中心
に説明する。
【００７２】本形態の変調器１０１も直交変調方式であ
り、周波数逓倍器１０２、前記位相シフタ３３、直交変
調器１０３及びバルーンコイル１０５を備える。図１２
は周波数逓倍器１０２の原理を示す。周波数逓倍器１０
２は、入力用の差動回路１０７、前記エミッタフォロワ
回路４２、アナログ乗算器４３、及び出力用バッファ４
４を備える。
り、周波数逓倍器１０２、前記位相シフタ３３、直交変
調器１０３及びバルーンコイル１０５を備える。図１２
は周波数逓倍器１０２の原理を示す。周波数逓倍器１０
２は、入力用の差動回路１０７、前記エミッタフォロワ
回路４２、アナログ乗算器４３、及び出力用バッファ４
４を備える。
【００７３】差動回路１０７はエミッタ結合された一対
のｎｐｎトランジスタを備え、その一方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにキャリアＬＯが入力され、他方のｎｐ
ｎトランジスタのベースはコンデンサ１０８を介してグ
ランドＧＮＤに接続されている点において、前記差動回
路４１（図２参照）の構成と異なる。差動回路１０７は
キャリアＬＯを増幅した相補の増幅信号をエミッタフォ
ロワ回路４２及びアナログ乗算器４３に出力する。
のｎｐｎトランジスタを備え、その一方のｎｐｎトラン
ジスタのベースにキャリアＬＯが入力され、他方のｎｐ
ｎトランジスタのベースはコンデンサ１０８を介してグ
ランドＧＮＤに接続されている点において、前記差動回
路４１（図２参照）の構成と異なる。差動回路１０７は
キャリアＬＯを増幅した相補の増幅信号をエミッタフォ
ロワ回路４２及びアナログ乗算器４３に出力する。
【００７４】エミッタフォロワ回路４２、アナログ乗算
器４３及び出力用バッファ４４は上記と同様に動作す
る。従って、出力用バッファ４４からはキャリアＬＯの
周波数を２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸが出力
される。
器４３及び出力用バッファ４４は上記と同様に動作す
る。従って、出力用バッファ４４からはキャリアＬＯの
周波数を２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸが出力
される。
【００７５】直交変調器１０３は前記一対の変調用ミキ
サ３５，３６と加算回路１０４とを備える。図１３に示
すように、加算回路１０４は前記差動回路８５，８６
と、出力部としてのエミッタフォロワ回路１１０とを備
える。エミッタフォロワ回路１１０は一対のｎｐｎトラ
ンジスタを備える差動出力構成となっており、一対のｎ
ｐｎトランジスタのエミッタから差動回路８５，８６の
出力信号に基づく相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力す
る。
サ３５，３６と加算回路１０４とを備える。図１３に示
すように、加算回路１０４は前記差動回路８５，８６
と、出力部としてのエミッタフォロワ回路１１０とを備
える。エミッタフォロワ回路１１０は一対のｎｐｎトラ
ンジスタを備える差動出力構成となっており、一対のｎ
ｐｎトランジスタのエミッタから差動回路８５，８６の
出力信号に基づく相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力す
る。
【００７６】バルーンコイル１０５は一次側及び二次側
のコイルを備える。一次側コイルの両端に相補の出力信
号ＭＦ，ＭＦＸが入力され、二次側コイルの一端はグラ
ンドＧＮＤに接続され、他端は出力端子となっている。
バルーンコイル１０５は相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを
合成することにより、二次側コイルから出力信号ＭＦを
出力する。
のコイルを備える。一次側コイルの両端に相補の出力信
号ＭＦ，ＭＦＸが入力され、二次側コイルの一端はグラ
ンドＧＮＤに接続され、他端は出力端子となっている。
バルーンコイル１０５は相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを
合成することにより、二次側コイルから出力信号ＭＦを
出力する。
【００７７】さて、本実施の形態の変調器１０１におい
ては、周波数逓倍器１０２はキャリアＬＯを入力して相
補の出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力し、直交変調器１
０３の加算回路１０４は相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを
出力する。従って、変調器１０１の全体に潜在するキャ
リアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリークとの相殺作
用によって、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキャリアリークを
より抑制することができ、変調器１０１はより良好なモ
ードで動作することができる。
ては、周波数逓倍器１０２はキャリアＬＯを入力して相
補の出力信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力し、直交変調器１
０３の加算回路１０４は相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを
出力する。従って、変調器１０１の全体に潜在するキャ
リアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリークとの相殺作
用によって、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキャリアリークを
より抑制することができ、変調器１０１はより良好なモ
ードで動作することができる。
【００７８】［第４の実施の形態］次に、本発明の第４
の実施の形態を図１４に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図２において説明したものと同じ要素
については、同じ参照番号が付されている。また、前述
した周波数逓倍器３２との相違点を中心に説明する。
の実施の形態を図１４に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図２において説明したものと同じ要素
については、同じ参照番号が付されている。また、前述
した周波数逓倍器３２との相違点を中心に説明する。
【００７９】本形態は前記直交変調器１０１に使用され
る別の周波数逓倍器１１２の原理を示す。この周波数逓
倍器１１２は、入力回路１１３、アナログ乗算器１１
４、及び前記出力用バッファ４４を備える。
る別の周波数逓倍器１１２の原理を示す。この周波数逓
倍器１１２は、入力回路１１３、アナログ乗算器１１
４、及び前記出力用バッファ４４を備える。
【００８０】入力回路１１３は、ｎｐｎトランジスタ１
１４，１１５を備える。ｎｐｎトランジスタ１１４は電
源ＶCCに接続されたコレクタと、定電流源を介してグラ
ンドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記キャリアＬＯ
を入力するベースとを備える。ｎｐｎトランジスタ１１
５は電源ＶCCに接続されたコレクタと、定電流源を介し
てグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記ｎｐｎ
トランジスタ１１４のコレクタに接続されたベースとを
備える。
１４，１１５を備える。ｎｐｎトランジスタ１１４は電
源ＶCCに接続されたコレクタと、定電流源を介してグラ
ンドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記キャリアＬＯ
を入力するベースとを備える。ｎｐｎトランジスタ１１
５は電源ＶCCに接続されたコレクタと、定電流源を介し
てグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、前記ｎｐｎ
トランジスタ１１４のコレクタに接続されたベースとを
備える。
【００８１】入力回路１１３はｎｐｎトランジスタ１１
５，１１６によってキャリアＬＯの電位を変換した信号
をアナログ乗算器１１４に出力する。アナログ乗算器１
１４は、前記第１〜第３の差動回路４５，４６，４７を
備えている。各差動回路４５，４６における一方のｎｐ
ｎトランジスタのベースには基準信号が入力されるとと
もに、コンデンサ１１８を介してｎｐｎトランジスタ１
１６の出力信号が入力され、各差動回路４５，４６にお
ける他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号が
入力されるとともに、コンデンサ１１９を介してグラン
ドＧＮＤに接続されている。
５，１１６によってキャリアＬＯの電位を変換した信号
をアナログ乗算器１１４に出力する。アナログ乗算器１
１４は、前記第１〜第３の差動回路４５，４６，４７を
備えている。各差動回路４５，４６における一方のｎｐ
ｎトランジスタのベースには基準信号が入力されるとと
もに、コンデンサ１１８を介してｎｐｎトランジスタ１
１６の出力信号が入力され、各差動回路４５，４６にお
ける他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号が
入力されるとともに、コンデンサ１１９を介してグラン
ドＧＮＤに接続されている。
【００８２】差動回路４７の一方のｎｐｎトランジスタ
は直列に接続された抵抗１２０及びコンデンサ１２１を
介してｎｐｎトランジスタ１１６の出力信号を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号が入力
されるとともに、コンデンサ１２２を介してグランドＧ
ＮＤに接続されている。
は直列に接続された抵抗１２０及びコンデンサ１２１を
介してｎｐｎトランジスタ１１６の出力信号を入力し、
他方のｎｐｎトランジスタのベースには基準信号が入力
されるとともに、コンデンサ１２２を介してグランドＧ
ＮＤに接続されている。
【００８３】アナログ乗算器４３及び出力用バッファ４
４は上記と同様に動作する。従って、出力用バッファ４
４からはキャリアＬＯに基づいてキャリアＬＯの周波数
を２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力するこ
とができる。
４は上記と同様に動作する。従って、出力用バッファ４
４からはキャリアＬＯに基づいてキャリアＬＯの周波数
を２逓倍した相補の信号２ＬＯ，２ＬＯＸを出力するこ
とができる。
【００８４】［第５の実施の形態］次に、本発明の第５
の実施の形態を図１５に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図８において説明したものと同じ要素
については、同じ参照番号が付されている。また、前述
した直交変調器９１との相違点を中心に説明する。
の実施の形態を図１５に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図８において説明したものと同じ要素
については、同じ参照番号が付されている。また、前述
した直交変調器９１との相違点を中心に説明する。
【００８５】本形態は、前記変調器９１の出力側に送信
ミキサ１２５を組み合わせた間接変調型変調器である。
送信ミキサ１２５は差動構成の入力部と、差動構成の出
力部とを備えている。送信ミキサ１２５の入力部は相補
の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力する変調器９１に対して
差動結合されている。送信ミキサ１２５は出力信号Ｍ
Ｆ，ＭＦＸと第２のキャリアＬＯ２とを掛け合わせるこ
とにより、出力信号ＭＦ，ＭＦＸとキャリアＬＯ２とを
合成した相補の信号を出力するようになっている。
ミキサ１２５を組み合わせた間接変調型変調器である。
送信ミキサ１２５は差動構成の入力部と、差動構成の出
力部とを備えている。送信ミキサ１２５の入力部は相補
の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力する変調器９１に対して
差動結合されている。送信ミキサ１２５は出力信号Ｍ
Ｆ，ＭＦＸと第２のキャリアＬＯ２とを掛け合わせるこ
とにより、出力信号ＭＦ，ＭＦＸとキャリアＬＯ２とを
合成した相補の信号を出力するようになっている。
【００８６】さて、本形態は、変調器９１及び送信ミキ
サ１２５にて構成される間接変調型変調器の全体に潜在
するキャリアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリークと
の相殺作用によって、送信ミキサ１２５の出力信号にお
けるキャリアリークを抑制することができ、間接変調型
変調器は良好なモードで動作することができる。
サ１２５にて構成される間接変調型変調器の全体に潜在
するキャリアＬＯのリークとキャリアＬＯＸのリークと
の相殺作用によって、送信ミキサ１２５の出力信号にお
けるキャリアリークを抑制することができ、間接変調型
変調器は良好なモードで動作することができる。
【００８７】［第６の実施の形態］次に、本発明の第６
の実施の形態を図１６に従って説明する。本形態は、デ
ジタル移動通信機としてのＰＤＣ（personal digital c
ellular）方式のデジタル携帯電話のフロントエンド部
を示す。このフロントエンド部は前記変調器３１（図１
参照）を使用している。
の実施の形態を図１６に従って説明する。本形態は、デ
ジタル移動通信機としてのＰＤＣ（personal digital c
ellular）方式のデジタル携帯電話のフロントエンド部
を示す。このフロントエンド部は前記変調器３１（図１
参照）を使用している。
【００８８】モデム（modulator-demodulator ）１３１
は音声信号をアナログ−デジタル変換した後、パラレル
のデジタル信号をシリアル変換することにより、９０度
位相がずれたベースバンド信号Ｉ，Ｑを変調器３１に出
力する。
は音声信号をアナログ−デジタル変換した後、パラレル
のデジタル信号をシリアル変換することにより、９０度
位相がずれたベースバンド信号Ｉ，Ｑを変調器３１に出
力する。
【００８９】ＰＬＬシンセサイザ１４４は図示しない水
晶発振器から出力される発振信号ＯＳＣと電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１４６から出力されるキャリアＬＯ，ＬＯ
Ｘとに基づいてキャリアＬＯの周波数を所定の値にすべ
く電圧信号ＤＯ１を出力する。
晶発振器から出力される発振信号ＯＳＣと電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１４６から出力されるキャリアＬＯ，ＬＯ
Ｘとに基づいてキャリアＬＯの周波数を所定の値にすべ
く電圧信号ＤＯ１を出力する。
【００９０】ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４５はＰＬ
Ｌシンセサイザ１４４から出力される電圧信号ＤＯ１を
平滑化することにより制御電圧信号ＶＴ１を発振周波数
の補正値としてＶＣＯ１４６に出力する。ＶＣＯ１４６
は制御電圧信号ＶＴ１の電圧値に応じた周波数の相補の
キャリアＬＯ，ＬＯＸを変調器３１及び受信ミキサ１３
８に出力する。
Ｌシンセサイザ１４４から出力される電圧信号ＤＯ１を
平滑化することにより制御電圧信号ＶＴ１を発振周波数
の補正値としてＶＣＯ１４６に出力する。ＶＣＯ１４６
は制御電圧信号ＶＴ１の電圧値に応じた周波数の相補の
キャリアＬＯ，ＬＯＸを変調器３１及び受信ミキサ１３
８に出力する。
【００９１】変調器３１はキャリアＬＯとベースバンド
信号Ｉ，Ｑとを合成した出力信号ＭＦを出力する。バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３２は、変調器３１の出力
信号ＭＦにおける所定の周波数帯域の信号を通過させ
る。
信号Ｉ，Ｑとを合成した出力信号ＭＦを出力する。バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３２は、変調器３１の出力
信号ＭＦにおける所定の周波数帯域の信号を通過させ
る。
【００９２】ドライバアンプ１３３はＢＰＦ１３２の出
力信号を増幅し、パワーアンプ１３４はドライバアンプ
１３３の出力信号をさらに増幅する。パワーアンプ１３
４の出力信号はスイッチ１３５の送信側ＴＸを経てアン
テナ１４３を介して送信される。
力信号を増幅し、パワーアンプ１３４はドライバアンプ
１３３の出力信号をさらに増幅する。パワーアンプ１３
４の出力信号はスイッチ１３５の送信側ＴＸを経てアン
テナ１４３を介して送信される。
【００９３】アンテナ１４３を介して受信された信号
は、スイッチ１３５の受信側ＲＸを経てローノイズアン
プ（ＬＡ）１３６に伝えられる。受信信号はＬＡ１３６
によって増幅される。ＢＰＦ１３７はＬＡ１３６の出力
信号における所定の周波数帯域の信号を通過させる。
は、スイッチ１３５の受信側ＲＸを経てローノイズアン
プ（ＬＡ）１３６に伝えられる。受信信号はＬＡ１３６
によって増幅される。ＢＰＦ１３７はＬＡ１３６の出力
信号における所定の周波数帯域の信号を通過させる。
【００９４】受信ミキサ１３８はＢＰＦ１３７の出力信
号からキャリアＬＯを引くことにより、受信信号の周波
数を低下させる。ＢＰＦ１３９は受信ミキサ１３８の出
力信号における所定の周波数帯域の信号を通過させるこ
とにより、ノイズを除去する。
号からキャリアＬＯを引くことにより、受信信号の周波
数を低下させる。ＢＰＦ１３９は受信ミキサ１３８の出
力信号における所定の周波数帯域の信号を通過させるこ
とにより、ノイズを除去する。
【００９５】ＰＬＬシンセサイザ１４７は前記発振信号
ＯＳＣとＶＣＯ１４９から出力される発振信号ＬＯ３と
に基づいて発振信号ＬＯ３の周波数を所定の値にすべく
電圧信号ＤＯ３を出力する。
ＯＳＣとＶＣＯ１４９から出力される発振信号ＬＯ３と
に基づいて発振信号ＬＯ３の周波数を所定の値にすべく
電圧信号ＤＯ３を出力する。
【００９６】ＬＰＦ１４８はＰＬＬシンセサイザ１４７
から出力される電圧信号ＤＯ３を平滑化することにより
制御電圧信号ＶＴ３を発振周波数の補正値としてＶＣＯ
１４９に出力する。ＶＣＯ１４９は制御電圧信号ＶＴ３
の電圧値に応じた周波数の発振信号ＬＯ３を受信中間ミ
キサ１４０に出力する。
から出力される電圧信号ＤＯ３を平滑化することにより
制御電圧信号ＶＴ３を発振周波数の補正値としてＶＣＯ
１４９に出力する。ＶＣＯ１４９は制御電圧信号ＶＴ３
の電圧値に応じた周波数の発振信号ＬＯ３を受信中間ミ
キサ１４０に出力する。
【００９７】受信中間ミキサ１４０はＢＰＦ１３９の出
力信号の周波数から発振信号ＬＯ３の周波数を引くこと
により受信信号の周波数をさらに低下させる。ＢＰＦ１
４１は受信中間ミキサ１４０の出力信号における所定の
周波数帯域の信号を通過させる。
力信号の周波数から発振信号ＬＯ３の周波数を引くこと
により受信信号の周波数をさらに低下させる。ＢＰＦ１
４１は受信中間ミキサ１４０の出力信号における所定の
周波数帯域の信号を通過させる。
【００９８】アンプ１４２はＢＰＦ１４１の出力信号を
増幅してモデム１３１に出力する。モデム１３１はアン
プ１４２の出力信号を復調することにより、９０度位相
がずれたベースバンド信号Ｉ，Ｑを出力する。
増幅してモデム１３１に出力する。モデム１３１はアン
プ１４２の出力信号を復調することにより、９０度位相
がずれたベースバンド信号Ｉ，Ｑを出力する。
【００９９】さて、本形態のＰＤＣ方式のデジタル携帯
電話は、出力信号ＭＦにおけるキャリアリークＣＬを抑
制できる変調器３１を使用しているので、良好な通話を
行うことができる。
電話は、出力信号ＭＦにおけるキャリアリークＣＬを抑
制できる変調器３１を使用しているので、良好な通話を
行うことができる。
【０１００】［第７の実施の形態］次に、本発明の第７
の実施の形態を図１７に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図１６において説明したものと同じ要
素については、同じ参照番号が付されている。また、前
述したＰＤＣ方式のデジタル携帯電話との相違点を中心
に説明する。
の実施の形態を図１７に従って説明する。なお、重複説
明を避けるため、図１６において説明したものと同じ要
素については、同じ参照番号が付されている。また、前
述したＰＤＣ方式のデジタル携帯電話との相違点を中心
に説明する。
【０１０１】本形態は、デジタル移動通信機としてのＰ
ＨＳ（personal handyphone system）方式の携帯電話の
フロントエンド部を示す。このフロントエンド部は前記
間接変調型変調器（図１５参照）を使用している。
ＨＳ（personal handyphone system）方式の携帯電話の
フロントエンド部を示す。このフロントエンド部は前記
間接変調型変調器（図１５参照）を使用している。
【０１０２】フロントエンド部はＰＬＬシンセサイザ１
４４，ＬＰＦ１４５及びＶＣＯ１４６を備え、ＶＣＯ１
４６は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸを変調器９１に出力
する。変調器９１はキャリアＬＯとベースバンド信号
Ｉ，Ｑとを合成した相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力
する。
４４，ＬＰＦ１４５及びＶＣＯ１４６を備え、ＶＣＯ１
４６は相補のキャリアＬＯ，ＬＯＸを変調器９１に出力
する。変調器９１はキャリアＬＯとベースバンド信号
Ｉ，Ｑとを合成した相補の出力信号ＭＦ，ＭＦＸを出力
する。
【０１０３】ＰＬＬシンセサイザ１５１は図示しない水
晶発振器の発振信号ＯＳＣとＶＣＯ１５３から出力され
る第２のキャリアＬＯ２とに基づいてキャリアＬＯ２の
周波数を所定の値にすべく電圧信号ＤＯ２を出力する。
晶発振器の発振信号ＯＳＣとＶＣＯ１５３から出力され
る第２のキャリアＬＯ２とに基づいてキャリアＬＯ２の
周波数を所定の値にすべく電圧信号ＤＯ２を出力する。
【０１０４】ＬＰＦ１５２はＰＬＬシンセサイザ１５１
から出力される電圧信号ＤＯ２を平滑化することにより
制御電圧信号ＶＴ２を発振周波数の補正値としてＶＣＯ
１５３に出力する。
から出力される電圧信号ＤＯ２を平滑化することにより
制御電圧信号ＶＴ２を発振周波数の補正値としてＶＣＯ
１５３に出力する。
【０１０５】ＶＣＯ１５３は制御電圧信号ＶＴ２の電圧
値に応じた周波数の第２のキャリアＬＯ２を送信ミキサ
１２５に出力するとともに、キャリアＬＯ２をＢＰＦ１
５４を介して受信ミキサ１５５に出力する。
値に応じた周波数の第２のキャリアＬＯ２を送信ミキサ
１２５に出力するとともに、キャリアＬＯ２をＢＰＦ１
５４を介して受信ミキサ１５５に出力する。
【０１０６】送信ミキサ１２５は出力信号ＭＦ，ＭＦＸ
と第２のキャリアＬＯ２とを合成した相補の出力信号を
出力する。ＢＰＦ１３２は、送信ミキサ１２５の出力信
号における所定の周波数帯域の信号を通過させる。ＢＰ
Ｆ１３２の出力信号はドライバアンプ１３３及びパワー
アンプ１３４によって増幅され、その増幅された信号は
スイッチ１３５の送信側ＴＸを経てアンテナ１４３を介
して送信される。
と第２のキャリアＬＯ２とを合成した相補の出力信号を
出力する。ＢＰＦ１３２は、送信ミキサ１２５の出力信
号における所定の周波数帯域の信号を通過させる。ＢＰ
Ｆ１３２の出力信号はドライバアンプ１３３及びパワー
アンプ１３４によって増幅され、その増幅された信号は
スイッチ１３５の送信側ＴＸを経てアンテナ１４３を介
して送信される。
【０１０７】アンテナ１４３を介して受信された信号
は、スイッチ１３５の受信側ＲＸを経てＬＡ１３６に伝
えられ、ＬＡ１３６によって増幅される。ＢＰＦ１３７
はＬＡ１３６の出力信号における所定の周波数帯域の信
号を通過させる。
は、スイッチ１３５の受信側ＲＸを経てＬＡ１３６に伝
えられ、ＬＡ１３６によって増幅される。ＢＰＦ１３７
はＬＡ１３６の出力信号における所定の周波数帯域の信
号を通過させる。
【０１０８】受信ミキサ１５５はＢＰＦ１３７の出力信
号からＢＰＦ１５４の出力信号ＬＯ２を引くことによ
り、受信信号の周波数を低下させる。ＢＰＦ１３９は受
信ミキサ１５５の出力信号における所定の周波数帯域の
信号を通過させることにより、ノイズを除去する。
号からＢＰＦ１５４の出力信号ＬＯ２を引くことによ
り、受信信号の周波数を低下させる。ＢＰＦ１３９は受
信ミキサ１５５の出力信号における所定の周波数帯域の
信号を通過させることにより、ノイズを除去する。
【０１０９】受信中間ミキサ１５６はＢＰＦ１３９の出
力信号から発振信号ＬＯ４を引くことにより、受信信号
の周波数をさらに低下させる。受信中間ミキサ１４０の
出力信号における所定の周波数帯域の信号はＢＰＦ１４
１を通過し、ＢＰＦ１４１の出力信号はアンプ１４２に
よって増幅されてモデム１３１に出力される。
力信号から発振信号ＬＯ４を引くことにより、受信信号
の周波数をさらに低下させる。受信中間ミキサ１４０の
出力信号における所定の周波数帯域の信号はＢＰＦ１４
１を通過し、ＢＰＦ１４１の出力信号はアンプ１４２に
よって増幅されてモデム１３１に出力される。
【０１１０】モデム１３１はアンプ１４２の出力信号を
復調することにより、９０度位相がずれたベースバンド
信号Ｉ，Ｑを出力する。さて、本形態のＰＨＳ方式のデ
ジタル携帯電話は、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキャリアリ
ークをより抑制できる変調器９１を使用しているので、
より良好な通話を行うことができる。
復調することにより、９０度位相がずれたベースバンド
信号Ｉ，Ｑを出力する。さて、本形態のＰＨＳ方式のデ
ジタル携帯電話は、出力信号ＭＦ，ＭＦＸのキャリアリ
ークをより抑制できる変調器９１を使用しているので、
より良好な通話を行うことができる。
【０１１１】［第８の実施の形態］次に、本発明の第８
の実施の形態を図１８，１９に従って説明する。図１８
はデジタル移動体通信機に使用される変調器１６１を示
す。変調器１６１は直交変調方式であり、周波数逓倍器
１６２、フリップフロップよりなる位相シフタ１６３、
及び直交変調器１６４を備える。
の実施の形態を図１８，１９に従って説明する。図１８
はデジタル移動体通信機に使用される変調器１６１を示
す。変調器１６１は直交変調方式であり、周波数逓倍器
１６２、フリップフロップよりなる位相シフタ１６３、
及び直交変調器１６４を備える。
【０１１２】周波数逓倍器１６２は、信号変換回路１６
６とアナログ乗算器１６７とを備える。信号変換回路１
６６は電圧信号としてのキャリアＬを入力して、キャリ
アＬの周波数と同一の周波数を持ち、かつ、位相差が互
いに９０度となる第１及び第２の信号をアナログ乗算器
１６７に出力する。
６とアナログ乗算器１６７とを備える。信号変換回路１
６６は電圧信号としてのキャリアＬを入力して、キャリ
アＬの周波数と同一の周波数を持ち、かつ、位相差が互
いに９０度となる第１及び第２の信号をアナログ乗算器
１６７に出力する。
【０１１３】アナログ乗算器１６７は信号変換回路１６
６から出力される第１及び第２の信号に基づいて前記キ
ャリアＬの周波数を２逓倍した相補の信号Ｄ，Ｄバーを
位相シフタ１６３に出力する。
６から出力される第１及び第２の信号に基づいて前記キ
ャリアＬの周波数を２逓倍した相補の信号Ｄ，Ｄバーを
位相シフタ１６３に出力する。
【０１１４】位相シフタ１６３は、出力信号Ｄの周波数
を２分の１に分周することにより、位相が互いに９０度
ずつずれたキャリアＬ0 ，Ｌ90，Ｌ180 ，Ｌ270 を直交
変調器１６４に出力する。キャリアＬ0 ，Ｌ180 は互い
に相補となり、キャリアＬ90，Ｌ270 は互いに相補とな
る。
を２分の１に分周することにより、位相が互いに９０度
ずつずれたキャリアＬ0 ，Ｌ90，Ｌ180 ，Ｌ270 を直交
変調器１６４に出力する。キャリアＬ0 ，Ｌ180 は互い
に相補となり、キャリアＬ90，Ｌ270 は互いに相補とな
る。
【０１１５】直交変調器１６４は一対の変調用ミキサ１
６９，１７０と加算回路１７１とを備える。変調用ミキ
サ１６９は変調用信号としてのベースバンド信号Ｉとキ
ャリアＬ0，Ｌ180 とを掛け合わせることにより、ベー
スバンド信号ＩとキャリアＬ0 ，Ｌ 180 とを合成した変
調信号Ｖ１１を出力する。変調用ミキサ１７０は変調用
信号としてのベースバンド信号ＱとキャリアＬ90，Ｌ
270 とを掛け合わせることにより、ベースバンド信号Ｑ
とキャリアＬ90，Ｌ270 とを合成した変調信号Ｖ１２を
出力する。
６９，１７０と加算回路１７１とを備える。変調用ミキ
サ１６９は変調用信号としてのベースバンド信号Ｉとキ
ャリアＬ0，Ｌ180 とを掛け合わせることにより、ベー
スバンド信号ＩとキャリアＬ0 ，Ｌ 180 とを合成した変
調信号Ｖ１１を出力する。変調用ミキサ１７０は変調用
信号としてのベースバンド信号ＱとキャリアＬ90，Ｌ
270 とを掛け合わせることにより、ベースバンド信号Ｑ
とキャリアＬ90，Ｌ270 とを合成した変調信号Ｖ１２を
出力する。
【０１１６】加算回路１７１は両変調用ミキサ１６９，
１７０の変調信号Ｖ１１，Ｖ１２を加算し、出力信号Ｍ
Ｆ１を出力する。図１９は上記周波数逓倍器１６２とし
て用いられる周波数逓倍器２０１を示す。この周波数逓
倍器２０１は、信号変換回路としてのハイパスフィルタ
（以下、ＨＰＦという）２０２及びローパスフィルタ
（以下、ＬＰＦという）２０３と、アナログ乗算器２０
４（ギルバートセルミキサ）とを備える。周波数逓倍器
２０１は電圧信号としてのキャリアＬ１の周波数を２逓
倍した相補の出力信号Ｄ１，Ｄ１バーを出力する。
１７０の変調信号Ｖ１１，Ｖ１２を加算し、出力信号Ｍ
Ｆ１を出力する。図１９は上記周波数逓倍器１６２とし
て用いられる周波数逓倍器２０１を示す。この周波数逓
倍器２０１は、信号変換回路としてのハイパスフィルタ
（以下、ＨＰＦという）２０２及びローパスフィルタ
（以下、ＬＰＦという）２０３と、アナログ乗算器２０
４（ギルバートセルミキサ）とを備える。周波数逓倍器
２０１は電圧信号としてのキャリアＬ１の周波数を２逓
倍した相補の出力信号Ｄ１，Ｄ１バーを出力する。
【０１１７】すなわち、ＨＰＦ２０２はコンデンサＣ１
及び抵抗Ｒ１からなる微分回路であり、そのカットオフ
周波数は１／（２π・Ｃ１・Ｒ１）ヘルツとなる。ＬＰ
Ｆ２０３は抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる積分回
路であり、そのカットオフ周波数は１／（２π・Ｃ２・
Ｒ２）ヘルツとなる。ＨＰＦ２０２及びＬＰＦ２０３の
カットオフ周波数が等しくなるように、コンデンサＣ
１，Ｃ２の値及び抵抗Ｒ１，Ｒ２の値が設定されてい
る。
及び抵抗Ｒ１からなる微分回路であり、そのカットオフ
周波数は１／（２π・Ｃ１・Ｒ１）ヘルツとなる。ＬＰ
Ｆ２０３は抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる積分回
路であり、そのカットオフ周波数は１／（２π・Ｃ２・
Ｒ２）ヘルツとなる。ＨＰＦ２０２及びＬＰＦ２０３の
カットオフ周波数が等しくなるように、コンデンサＣ
１，Ｃ２の値及び抵抗Ｒ１，Ｒ２の値が設定されてい
る。
【０１１８】ＨＰＦ２０２はカットオフ周波数以上のキ
ャリアＬ１を通過させ、キャリアＬ１の位相よりも位相
が進んだ電圧信号Ｌ１１をアナログ乗算器２０４に入力
する。ＬＰＦ２０３はカットオフ周波数以下のキャリア
Ｌ１を通過させ、キャリアＬ１の位相よりも位相が遅れ
た電圧信号Ｌ１２をアナログ乗算器２０４に入力する。
ャリアＬ１を通過させ、キャリアＬ１の位相よりも位相
が進んだ電圧信号Ｌ１１をアナログ乗算器２０４に入力
する。ＬＰＦ２０３はカットオフ周波数以下のキャリア
Ｌ１を通過させ、キャリアＬ１の位相よりも位相が遅れ
た電圧信号Ｌ１２をアナログ乗算器２０４に入力する。
【０１１９】今、キャリアＬ１の周波数がＨＰＦ２０２
及びＬＰＦ２０３のカットオフ周波数であるとすると、
電圧信号Ｌ１１の位相はキャリアＬ１の位相よりも４５
度進み、電圧信号Ｌ１２の位相はキャリアＬ１の位相よ
りも４５度遅れる。従って、電圧信号Ｌ１１の位相と電
圧信号Ｌ１２の位相との位相差は９０度となる。
及びＬＰＦ２０３のカットオフ周波数であるとすると、
電圧信号Ｌ１１の位相はキャリアＬ１の位相よりも４５
度進み、電圧信号Ｌ１２の位相はキャリアＬ１の位相よ
りも４５度遅れる。従って、電圧信号Ｌ１１の位相と電
圧信号Ｌ１２の位相との位相差は９０度となる。
【０１２０】アナログ乗算器２０４は一対の第１の差動
回路２０５，２０６、第２の差動回路２０７、定電流回
路２０８、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４を備える。各第１の差動
回路２０５，２０６のｎｐｎトランジスタＴ１，Ｔ４は
そのベースに電圧信号Ｌ１１を入力するとともに、抵抗
Ｒ１を介して基準信号ＶＢ１１を入力している。ｎｐｎ
トランジスタＴ２，Ｔ３はそのベースに抵抗Ｒ５を介し
て基準信号ＶＢ１１を入力している。
回路２０５，２０６、第２の差動回路２０７、定電流回
路２０８、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４を備える。各第１の差動
回路２０５，２０６のｎｐｎトランジスタＴ１，Ｔ４は
そのベースに電圧信号Ｌ１１を入力するとともに、抵抗
Ｒ１を介して基準信号ＶＢ１１を入力している。ｎｐｎ
トランジスタＴ２，Ｔ３はそのベースに抵抗Ｒ５を介し
て基準信号ＶＢ１１を入力している。
【０１２１】第２の差動回路２０７のｎｐｎトランジス
タＴ５はそのベースにコンデンサＣ３を介して電圧信号
Ｌ１２を入力するとともに、抵抗Ｒ７を介して基準信号
ＶＢ１２を入力している。ｎｐｎトランジスタＴ６はそ
のベースに抵抗Ｒ６を介して基準信号ＶＢ１２を入力し
ている。
タＴ５はそのベースにコンデンサＣ３を介して電圧信号
Ｌ１２を入力するとともに、抵抗Ｒ７を介して基準信号
ＶＢ１２を入力している。ｎｐｎトランジスタＴ６はそ
のベースに抵抗Ｒ６を介して基準信号ＶＢ１２を入力し
ている。
【０１２２】第２の差動回路２０７は電圧信号Ｌ１２に
基づいて第１及び第２の差動回路２０５，２０６を交互
に活性化させる。第１の差動回路２０５のｎｐｎトラン
ジスタＴ１，Ｔ２は電圧信号Ｌ１１に基づいて交互に動
作し、第１の差動回路２０６のｎｐｎトランジスタＴ
３，Ｔ４は電圧信号Ｌ１１に基づいて交互に動作する。
基づいて第１及び第２の差動回路２０５，２０６を交互
に活性化させる。第１の差動回路２０５のｎｐｎトラン
ジスタＴ１，Ｔ２は電圧信号Ｌ１１に基づいて交互に動
作し、第１の差動回路２０６のｎｐｎトランジスタＴ
３，Ｔ４は電圧信号Ｌ１１に基づいて交互に動作する。
【０１２３】その結果、ｎｐｎトランジスタＴ２，Ｔ４
のコレクタから電圧信号Ｌ１１と電圧信号Ｌ１２とを掛
け合わせた、すなわちキャリアＬ１の周波数を２逓倍し
た信号Ｄ１が出力される。また、ｎｐｎトランジスタＴ
１，Ｔ３のコレクタから電圧信号Ｌ１１と電圧信号Ｌ１
２とを掛け合わせた、すなわちキャリアＬ１の周波数を
２逓倍した信号Ｄ１が出力される。
のコレクタから電圧信号Ｌ１１と電圧信号Ｌ１２とを掛
け合わせた、すなわちキャリアＬ１の周波数を２逓倍し
た信号Ｄ１が出力される。また、ｎｐｎトランジスタＴ
１，Ｔ３のコレクタから電圧信号Ｌ１１と電圧信号Ｌ１
２とを掛け合わせた、すなわちキャリアＬ１の周波数を
２逓倍した信号Ｄ１が出力される。
【０１２４】［第９の実施の形態］次に、本発明の第９
の実施の形態を図２０〜２３に従って説明する。図２０
は上記変調器１６１に用いられる、より好ましい周波数
逓倍器２１１の原理を示す。この周波数逓倍器２１１も
信号変換回路２１２と、アナログ乗算器２１３とを備え
る。
の実施の形態を図２０〜２３に従って説明する。図２０
は上記変調器１６１に用いられる、より好ましい周波数
逓倍器２１１の原理を示す。この周波数逓倍器２１１も
信号変換回路２１２と、アナログ乗算器２１３とを備え
る。
【０１２５】信号変換回路２１２は、電圧信号としての
所定の周波数を持つキャリアＬ２を第１の信号として出
力するとともに、キャリアＬ２を該キャリアよりも位相
が進んだ第２の信号としての電流信号Ｌ２２に変換する
ものである。
所定の周波数を持つキャリアＬ２を第１の信号として出
力するとともに、キャリアＬ２を該キャリアよりも位相
が進んだ第２の信号としての電流信号Ｌ２２に変換する
ものである。
【０１２６】信号変換回路２１２は、ダイオード２１７
とコンデンサ２１８とを備える。ダイオード２１７はキ
ャリアＬ２を該キャリアＬ２よりもベース・エミッタ間
電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２１を出力する。
とコンデンサ２１８とを備える。ダイオード２１７はキ
ャリアＬ２を該キャリアＬ２よりもベース・エミッタ間
電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２１を出力する。
【０１２７】コンデンサ２１８はＡＣ（交流）的な電圧
信号Ｌ２１をその位相よりも９０度位相が進んだ電流信
号Ｌ２２に変換してアナログ乗算器２４に出力する。ア
ナログ乗算器２１３は、キャリアＬ２に基づいて動作す
る一対の第１の差動回路２１４，２１５と、電流信号Ｌ
２２に基づいて一対の差動回路２１４，２１５を交互に
活性化するための第２の差動回路２１６とを有する。ア
ナログ乗算器２１３は電圧信号Ｌ２と電流信号Ｌ２２と
を掛け合わせることにより電圧信号の周波数を２逓倍し
た相補の信号Ｄ２，Ｄ２バーを出力する。
信号Ｌ２１をその位相よりも９０度位相が進んだ電流信
号Ｌ２２に変換してアナログ乗算器２４に出力する。ア
ナログ乗算器２１３は、キャリアＬ２に基づいて動作す
る一対の第１の差動回路２１４，２１５と、電流信号Ｌ
２２に基づいて一対の差動回路２１４，２１５を交互に
活性化するための第２の差動回路２１６とを有する。ア
ナログ乗算器２１３は電圧信号Ｌ２と電流信号Ｌ２２と
を掛け合わせることにより電圧信号の周波数を２逓倍し
た相補の信号Ｄ２，Ｄ２バーを出力する。
【０１２８】次に、図２０の周波数逓倍器２１１をより
詳細にした周波数逓倍器２２１を図２１〜２３に従って
説明する。周波数逓倍器２２１は信号変換回路２２３
と、アナログ乗算器２２４とを備える。信号変換回路２
２３は、電圧信号としてのキャリアＬ２を第１の信号と
して出力するとともに、キャリアＬ２を該キャリアより
も位相が進んだ第２の信号としての電流信号Ｌ２２に変
換するものである。信号変換回路２２３は、エミッタホ
ロワ回路としてのｎｐｎトランジスタＴ１１と、ｎｐｎ
トランジスタＴ１２と、コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１
１とを備える。
詳細にした周波数逓倍器２２１を図２１〜２３に従って
説明する。周波数逓倍器２２１は信号変換回路２２３
と、アナログ乗算器２２４とを備える。信号変換回路２
２３は、電圧信号としてのキャリアＬ２を第１の信号と
して出力するとともに、キャリアＬ２を該キャリアより
も位相が進んだ第２の信号としての電流信号Ｌ２２に変
換するものである。信号変換回路２２３は、エミッタホ
ロワ回路としてのｎｐｎトランジスタＴ１１と、ｎｐｎ
トランジスタＴ１２と、コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１
１とを備える。
【０１２９】ｎｐｎトランジスタＴ１１は高電位電源Ｖ
CCに接続されたコレクタと、コンデンサＣ１１に接続さ
れたエミッタと、信号源２２８に接続されたベースとを
備える。ｎｐｎトランジスタＴ１１のエミッタはｎｐｎ
トランジスタＴ１２のコレクタにも接続されている。ｎ
ｐｎトランジスタＴ１１は信号源２２８から出力される
キャリアＬ２をベースに入力している。信号源２２８は
低電位電源としてのグランドＧＮＤに接続されている。
CCに接続されたコレクタと、コンデンサＣ１１に接続さ
れたエミッタと、信号源２２８に接続されたベースとを
備える。ｎｐｎトランジスタＴ１１のエミッタはｎｐｎ
トランジスタＴ１２のコレクタにも接続されている。ｎ
ｐｎトランジスタＴ１１は信号源２２８から出力される
キャリアＬ２をベースに入力している。信号源２２８は
低電位電源としてのグランドＧＮＤに接続されている。
【０１３０】ｎｐｎトランジスタＴ１１はダイオードと
して動作し、そのエミッタからキャリアＬ２よりもベー
ス・エミッタ間電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２１を
出力する。なお、ｎｐｎトランジスタＴ１１には出力イ
ンピーダンスが存在するため、図２３に示すように、電
圧信号Ｌ２１のベクトルの位相はキャリアＬ２のベクト
ルの位相よりも遅れたものとなる。
して動作し、そのエミッタからキャリアＬ２よりもベー
ス・エミッタ間電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２１を
出力する。なお、ｎｐｎトランジスタＴ１１には出力イ
ンピーダンスが存在するため、図２３に示すように、電
圧信号Ｌ２１のベクトルの位相はキャリアＬ２のベクト
ルの位相よりも遅れたものとなる。
【０１３１】ｎｐｎトランジスタＴ１２は抵抗Ｒ１１を
介して低電位電源ＧＮＤに接続されたエミッタと、基準
信号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態にお
いて、ｎｐｎトランジスタＴ１２と抵抗Ｒ１１とにより
調整回路が構成されている。調整回路は基準信号ＶＢ１
３の電圧を増減させてｎｐｎトランジスタＴ１２のコレ
クタ電流を増減させることにより、ｎｐｎトランジスタ
Ｔ１１の出力インピーダンスを調整し、キャリアＬ２に
対する電圧信号Ｌ２１の遅れを調整できる。ｎｐｎトラ
ンジスタＴ１２のコレクタ電流を増加させることによ
り、ｎｐｎトランジスタＴ１１の出力インピーダンスを
低下させることができる。逆に、ｎｐｎトランジスタＴ
１２のコレクタ電流を減少させることにより、ｎｐｎト
ランジスタＴ１１の出力インピーダンスは増加する。
介して低電位電源ＧＮＤに接続されたエミッタと、基準
信号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態にお
いて、ｎｐｎトランジスタＴ１２と抵抗Ｒ１１とにより
調整回路が構成されている。調整回路は基準信号ＶＢ１
３の電圧を増減させてｎｐｎトランジスタＴ１２のコレ
クタ電流を増減させることにより、ｎｐｎトランジスタ
Ｔ１１の出力インピーダンスを調整し、キャリアＬ２に
対する電圧信号Ｌ２１の遅れを調整できる。ｎｐｎトラ
ンジスタＴ１２のコレクタ電流を増加させることによ
り、ｎｐｎトランジスタＴ１１の出力インピーダンスを
低下させることができる。逆に、ｎｐｎトランジスタＴ
１２のコレクタ電流を減少させることにより、ｎｐｎト
ランジスタＴ１１の出力インピーダンスは増加する。
【０１３２】コンデンサＣ１１はＡＣ（交流）的な電圧
信号Ｌ２１をその位相よりも９０度位相が進んだ電流信
号Ｌ２２に変換してアナログ乗算器２２４に出力する。
図２２（ａ），（ｂ）に示すように、コンデンサＣ１１
は半導体基板２４５上に絶縁層２４６を介して形成され
た第１の電極２４７と、第１の電極２４７上に絶縁層２
４６を介して形成された第２の電極２４８とからなる。
第１及び第２の電極２４７，２４８はポリシリコン又は
アルミニウムにより形成される。
信号Ｌ２１をその位相よりも９０度位相が進んだ電流信
号Ｌ２２に変換してアナログ乗算器２２４に出力する。
図２２（ａ），（ｂ）に示すように、コンデンサＣ１１
は半導体基板２４５上に絶縁層２４６を介して形成され
た第１の電極２４７と、第１の電極２４７上に絶縁層２
４６を介して形成された第２の電極２４８とからなる。
第１及び第２の電極２４７，２４８はポリシリコン又は
アルミニウムにより形成される。
【０１３３】コンデンサＣ１１は半導体基板上に集積化
された場合には、電流Ｉ１の流れる方向において長さＬ
Ｎ１を持つため、寄生抵抗が存在する。そのため、図２
３に示すように、電流信号Ｌ２２のベクトルの位相は、
電圧信号Ｌ２１のベクトルの位相よりも９０度位相が進
んだ破線で示すベクトルの位相よりも若干遅れたものと
なり、電流信号Ｌ２２のベクトルの位相はキャリアＬ２
のベクトルの位相に対してほぼ９０度進んだものとな
る。
された場合には、電流Ｉ１の流れる方向において長さＬ
Ｎ１を持つため、寄生抵抗が存在する。そのため、図２
３に示すように、電流信号Ｌ２２のベクトルの位相は、
電圧信号Ｌ２１のベクトルの位相よりも９０度位相が進
んだ破線で示すベクトルの位相よりも若干遅れたものと
なり、電流信号Ｌ２２のベクトルの位相はキャリアＬ２
のベクトルの位相に対してほぼ９０度進んだものとな
る。
【０１３４】電流信号Ｌ２２の遅れを低減するために
は、図２２（ｃ）に示すように第１及び第２の電極２４
９，２５０とを備え、第２の電極２５０の電流Ｉ１の流
れる方向の長さをＬＮ２（＜ＬＮ１）としたコンデンサ
Ｃ１１１を用いればよい。
は、図２２（ｃ）に示すように第１及び第２の電極２４
９，２５０とを備え、第２の電極２５０の電流Ｉ１の流
れる方向の長さをＬＮ２（＜ＬＮ１）としたコンデンサ
Ｃ１１１を用いればよい。
【０１３５】また、第１及び第２の電極２４７，２４８
をアルミニウムにて形成すれば、コンデンサＣ１１の寄
生抵抗を低減でき、電流信号Ｌ２２の遅れを低減でき
る。なお、コンデンサＣ１１１の容量をコンデンサＣ１
１と等しくしたければ、第２の電極２５０の面積を第２
の電極２４８と等しくすればよい。
をアルミニウムにて形成すれば、コンデンサＣ１１の寄
生抵抗を低減でき、電流信号Ｌ２２の遅れを低減でき
る。なお、コンデンサＣ１１１の容量をコンデンサＣ１
１と等しくしたければ、第２の電極２５０の面積を第２
の電極２４８と等しくすればよい。
【０１３６】アナログ乗算器２２４は、キャリアＬ２に
基づいて動作する一対の第１の差動回路２２５，２２６
と、電流信号Ｌ２２に基づいて第１の差動回路２２５，
２２６を交互に活性化させるための第２の差動回路２２
７と、ｎｐｎトランジスタＴ１９と、抵抗Ｒ１２，Ｒ１
３，Ｒ１４とを備える。
基づいて動作する一対の第１の差動回路２２５，２２６
と、電流信号Ｌ２２に基づいて第１の差動回路２２５，
２２６を交互に活性化させるための第２の差動回路２２
７と、ｎｐｎトランジスタＴ１９と、抵抗Ｒ１２，Ｒ１
３，Ｒ１４とを備える。
【０１３７】第１の差動回路２２５はエミッタ結合され
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１４を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１４はそれぞれ抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４を介して電源Ｖccに接続されたコレクタを有
する。
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１４を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１４はそれぞれ抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４を介して電源Ｖccに接続されたコレクタを有
する。
【０１３８】第１の差動回路２２６はエミッタ結合され
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６はそれぞれ抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４を介して電源Ｖccに接続されたコレクタを有
する。
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６はそれぞれ抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４を介して電源Ｖccに接続されたコレクタを有
する。
【０１３９】ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１６はそれ
らのベースに第１の信号としてキャリアＬ２を入力して
いる。ｎｐｎトランジスタＴ１４，Ｔ１５はコンデンサ
Ｃ１２を介してグランドＧＮＤに接続されたベースを備
え、それらのベースに抵抗Ｒ１５を介して基準信号ＶＢ
１１を入力している。
らのベースに第１の信号としてキャリアＬ２を入力して
いる。ｎｐｎトランジスタＴ１４，Ｔ１５はコンデンサ
Ｃ１２を介してグランドＧＮＤに接続されたベースを備
え、それらのベースに抵抗Ｒ１５を介して基準信号ＶＢ
１１を入力している。
【０１４０】第２の差動回路２２７はエミッタ結合され
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１７，Ｔ１８を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１７は第１の差動回路２２５に接
続されたコレクタと、ｎｐｎトランジスタＴ１９のコレ
クタに接続されたエミッタと、抵抗Ｒ１７及びコンデン
サＣ１３を介してグランドＧＮＤに接続されたベースと
を有する。ｎｐｎトランジスタＴ１８は第１の差動回路
２２６に接続されたコレクタと、ｎｐｎトランジスタＴ
１９のコレクタに接続されたエミッタと、コンデンサＣ
１３を介してグランドＧＮＤに接続されたベースとを有
する。
た一対のｎｐｎトランジスタＴ１７，Ｔ１８を備える。
ｎｐｎトランジスタＴ１７は第１の差動回路２２５に接
続されたコレクタと、ｎｐｎトランジスタＴ１９のコレ
クタに接続されたエミッタと、抵抗Ｒ１７及びコンデン
サＣ１３を介してグランドＧＮＤに接続されたベースと
を有する。ｎｐｎトランジスタＴ１８は第１の差動回路
２２６に接続されたコレクタと、ｎｐｎトランジスタＴ
１９のコレクタに接続されたエミッタと、コンデンサＣ
１３を介してグランドＧＮＤに接続されたベースとを有
する。
【０１４１】ｎｐｎトランジスタＴ１７はそのベースに
電流信号Ｌ２２を入力するとともに、抵抗Ｒ１７を介し
て基準信号ＶＢ１２を入力している。ｎｐｎトランジス
タＴ１８はそのベースに抵抗Ｒ１６を介して基準信号Ｖ
Ｂ１２を入力している。
電流信号Ｌ２２を入力するとともに、抵抗Ｒ１７を介し
て基準信号ＶＢ１２を入力している。ｎｐｎトランジス
タＴ１８はそのベースに抵抗Ｒ１６を介して基準信号Ｖ
Ｂ１２を入力している。
【０１４２】ｎｐｎトランジスタＴ１９は抵抗Ｒ１２を
介してグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、基準信
号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態におい
て、ｎｐｎトランジスタＴ１９と抵抗Ｒ１２とにより定
電流回路が構成されている。ｎｐｎトランジスタＴ１９
は基準信号ＶＢ１３に基づいてオンし、第２の差動回路
２２７を活性化する。
介してグランドＧＮＤに接続されたエミッタと、基準信
号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態におい
て、ｎｐｎトランジスタＴ１９と抵抗Ｒ１２とにより定
電流回路が構成されている。ｎｐｎトランジスタＴ１９
は基準信号ＶＢ１３に基づいてオンし、第２の差動回路
２２７を活性化する。
【０１４３】第２の差動回路２２７は活性化されると、
電流信号Ｌ２２と基準信号ＶＢ１２に基づく電流との差
に基づいて一対の第１の差動回路２２５，２２６を交互
に活性化させる。
電流信号Ｌ２２と基準信号ＶＢ１２に基づく電流との差
に基づいて一対の第１の差動回路２２５，２２６を交互
に活性化させる。
【０１４４】第１の差動回路２２５のｎｐｎトランジス
タＴ１３，Ｔ１４はキャリアＬ２の電圧と基準信号ＶＢ
１１の電圧との高低に基づいて交互にオンオフ動作す
る。第１の差動回路２２６のｎｐｎトランジスタＴ１
４，Ｔ１６もキャリアＬ２の電圧と基準信号ＶＢ１１の
電圧との高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
タＴ１３，Ｔ１４はキャリアＬ２の電圧と基準信号ＶＢ
１１の電圧との高低に基づいて交互にオンオフ動作す
る。第１の差動回路２２６のｎｐｎトランジスタＴ１
４，Ｔ１６もキャリアＬ２の電圧と基準信号ＶＢ１１の
電圧との高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
【０１４５】その結果、ｎｐｎトランジスタＴ１４，Ｔ
１６のコレクタからキャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ２が出力されるととも
に、ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１５のコレクタから
キャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ２バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
２，Ｄ２バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ２
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
１６のコレクタからキャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ２が出力されるととも
に、ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１５のコレクタから
キャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ２バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
２，Ｄ２バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ２
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
【０１４６】さて、本実施の形態は、以下の効果があ
る。 （１）信号変換回路２２３は、キャリアＬ２を入力して
電圧信号Ｌ２１を出力するｎｐｎトランジスタＴ１１
と、電圧信号Ｌ２１を電流信号Ｌ２２に変換するコンデ
ンサＣ１１と設けた。電圧信号Ｌ２１の位相はキャリア
Ｌ２の位相よりも遅れはするものの、コンデンサＣ１１
は電圧信号Ｌ２１の周波数に係わらず、電圧信号Ｌ２１
をその位相よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号Ｌ２
２に変換でき、電流信号Ｌ２２の位相はキャリアＬ２の
位相に対してほぼ９０度進んだものとすることができ
る。従って、周波数逓倍器２２１の出力信号Ｄ２は若干
のスプリアス成分を含むが、広帯域のキャリアＬ２に関
して安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができる。
る。 （１）信号変換回路２２３は、キャリアＬ２を入力して
電圧信号Ｌ２１を出力するｎｐｎトランジスタＴ１１
と、電圧信号Ｌ２１を電流信号Ｌ２２に変換するコンデ
ンサＣ１１と設けた。電圧信号Ｌ２１の位相はキャリア
Ｌ２の位相よりも遅れはするものの、コンデンサＣ１１
は電圧信号Ｌ２１の周波数に係わらず、電圧信号Ｌ２１
をその位相よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号Ｌ２
２に変換でき、電流信号Ｌ２２の位相はキャリアＬ２の
位相に対してほぼ９０度進んだものとすることができ
る。従って、周波数逓倍器２２１の出力信号Ｄ２は若干
のスプリアス成分を含むが、広帯域のキャリアＬ２に関
して安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができる。
【０１４７】（２）ｎｐｎトランジスタＴ１２のコレク
タ電流を増加させることによってｎｐｎトランジスタＴ
１１の出力インピーダンスを低減でき、キャリアＬ２の
位相に対する電圧信号Ｌ２１の遅れを低減できる。よっ
て、電流信号Ｌ２２の位相とキャリアＬ２の位相との差
をより９０度に近づけることにより出力信号Ｄ２のスプ
リアス成分をより低減でき、広帯域のキャリアＬ２に関
してより安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができ
る。
タ電流を増加させることによってｎｐｎトランジスタＴ
１１の出力インピーダンスを低減でき、キャリアＬ２の
位相に対する電圧信号Ｌ２１の遅れを低減できる。よっ
て、電流信号Ｌ２２の位相とキャリアＬ２の位相との差
をより９０度に近づけることにより出力信号Ｄ２のスプ
リアス成分をより低減でき、広帯域のキャリアＬ２に関
してより安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができ
る。
【０１４８】（３）信号変換回路２２３のコンデンサＣ
１１はその容量値に関係なく電圧信号Ｌ２１をその位相
よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号Ｌ２２に変換で
きるので、製造プロセスのばらつきによりコンデンサの
素子定数にばらつきが生じても、広帯域のキャリアＬ２
に関して安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができ
る。
１１はその容量値に関係なく電圧信号Ｌ２１をその位相
よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号Ｌ２２に変換で
きるので、製造プロセスのばらつきによりコンデンサの
素子定数にばらつきが生じても、広帯域のキャリアＬ２
に関して安定度の高い周波数逓倍動作を行うことができ
る。
【０１４９】（４）安定度の高い周波数逓倍器２２１を
用いた変調器１６１は、広帯域のキャリアＬ２に関して
良好な直交変調を行うことができる。 （５）信号変換回路２２３はｎｐｎトランジスタＴ１１
とコンデンサＣ１１という簡単な構成とすることができ
るため、デジタル移動通信用ＩＣの集積度を向上でき
る。
用いた変調器１６１は、広帯域のキャリアＬ２に関して
良好な直交変調を行うことができる。 （５）信号変換回路２２３はｎｐｎトランジスタＴ１１
とコンデンサＣ１１という簡単な構成とすることができ
るため、デジタル移動通信用ＩＣの集積度を向上でき
る。
【０１５０】［第１０の実施の形態］次に、第１０の実
施の形態を図２４に従って説明する。なお、重複説明を
避けるため、図２１において説明したものと同じ要素に
ついては、同じ参照番号が付されている。また、前述し
た周波数逓倍器２２１との相違点を中心に説明する。
施の形態を図２４に従って説明する。なお、重複説明を
避けるため、図２１において説明したものと同じ要素に
ついては、同じ参照番号が付されている。また、前述し
た周波数逓倍器２２１との相違点を中心に説明する。
【０１５１】本形態は、前記変調器１６１に使用される
別の周波数逓倍器２３１を示す。信号源２２８は低電位
電源ＧＮＤに接続されておらず、信号源２２８は電圧信
号として相補のキャリアＬ２，Ｌ２バーを出力する。
別の周波数逓倍器２３１を示す。信号源２２８は低電位
電源ＧＮＤに接続されておらず、信号源２２８は電圧信
号として相補のキャリアＬ２，Ｌ２バーを出力する。
【０１５２】周波数逓倍器２３１は、信号変換回路２３
２と、前記アナログ乗算器２２４とを備え、相補のキャ
リアＬ２，Ｌ２バーを入力してキャリアＬ２の周波数を
２逓倍した相補の信号Ｄ２，Ｄ２バーを出力する。
２と、前記アナログ乗算器２２４とを備え、相補のキャ
リアＬ２，Ｌ２バーを入力してキャリアＬ２の周波数を
２逓倍した相補の信号Ｄ２，Ｄ２バーを出力する。
【０１５３】信号変換回路２３２は、エミッタホロワ回
路としてのｎｐｎトランジスタＴ１１，Ｔ２１と、ｎｐ
ｎトランジスタＴ１２，Ｔ２２と、コンデンサＣ１１，
Ｃ１６と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１９とを備える。
路としてのｎｐｎトランジスタＴ１１，Ｔ２１と、ｎｐ
ｎトランジスタＴ１２，Ｔ２２と、コンデンサＣ１１，
Ｃ１６と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１９とを備える。
【０１５４】ｎｐｎトランジスタＴ２１は高電位電源Ｖ
CCに接続されたコレクタと、コンデンサＣ１６に接続さ
れたエミッタと、信号源２２８に接続されたベースとを
備える。ｎｐｎトランジスタＴ２１のエミッタはｎｐｎ
トランジスタＴ２２のコレクタにも接続されている。ｎ
ｐｎトランジスタＴ２１は信号源２２８から出力される
キャリアＬ２バーをベースに入力している。
CCに接続されたコレクタと、コンデンサＣ１６に接続さ
れたエミッタと、信号源２２８に接続されたベースとを
備える。ｎｐｎトランジスタＴ２１のエミッタはｎｐｎ
トランジスタＴ２２のコレクタにも接続されている。ｎ
ｐｎトランジスタＴ２１は信号源２２８から出力される
キャリアＬ２バーをベースに入力している。
【０１５５】ｎｐｎトランジスタＴ２１はダイオードと
して動作し、そのエミッタからキャリアＬ２バーよりも
ベース・エミッタ間電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２
１バーを出力する。なお、ｎｐｎトランジスタＴ２１に
は出力インピーダンスが存在するため、図２３に示すよ
うに、電圧信号Ｌ２１バーのベクトルの位相はキャリア
Ｌ２バーのベクトルの位相よりも遅れたものとなる。
して動作し、そのエミッタからキャリアＬ２バーよりも
ベース・エミッタ間電圧分だけ電位の低い電圧信号Ｌ２
１バーを出力する。なお、ｎｐｎトランジスタＴ２１に
は出力インピーダンスが存在するため、図２３に示すよ
うに、電圧信号Ｌ２１バーのベクトルの位相はキャリア
Ｌ２バーのベクトルの位相よりも遅れたものとなる。
【０１５６】ｎｐｎトランジスタＴ２２は抵抗Ｒ１９を
介して低電位電源ＧＮＤに接続されたエミッタと、基準
信号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態にお
いて、ｎｐｎトランジスタＴ２２と抵抗Ｒ１９とにより
ｎｐｎトランジスタＴ２１用の調整回路が構成されてい
る。この調整回路も基準信号ＶＢ１３の電圧を増減させ
てｎｐｎトランジスタＴ２２のコレクタ電流を増減させ
ることにより、ｎｐｎトランジスタＴ２１の出力インピ
ーダンスを調整し、キャリアＬ２バーに対する電圧信号
Ｌ２１バーの遅れを調整できる。
介して低電位電源ＧＮＤに接続されたエミッタと、基準
信号ＶＢ１３を入力するベースとを備える。本形態にお
いて、ｎｐｎトランジスタＴ２２と抵抗Ｒ１９とにより
ｎｐｎトランジスタＴ２１用の調整回路が構成されてい
る。この調整回路も基準信号ＶＢ１３の電圧を増減させ
てｎｐｎトランジスタＴ２２のコレクタ電流を増減させ
ることにより、ｎｐｎトランジスタＴ２１の出力インピ
ーダンスを調整し、キャリアＬ２バーに対する電圧信号
Ｌ２１バーの遅れを調整できる。
【０１５７】コンデンサＣ１６はＡＣ（交流）的な電圧
信号Ｌ２１バーをその位相よりも９０度位相が進んだ電
流信号Ｌ２２バーに変換してアナログ乗算器２２４に出
力する。コンデンサＣ１６もコンデンサＣ１１と同様に
構成されている。
信号Ｌ２１バーをその位相よりも９０度位相が進んだ電
流信号Ｌ２２バーに変換してアナログ乗算器２２４に出
力する。コンデンサＣ１６もコンデンサＣ１１と同様に
構成されている。
【０１５８】第１の差動回路２２５のｎｐｎトランジス
タＴ１４及び第１の差動回路２２６のｎｐｎトランジス
タＴ１５はそれらのベースに第１の信号としてキャリア
Ｌ２バーを入力している。
タＴ１４及び第１の差動回路２２６のｎｐｎトランジス
タＴ１５はそれらのベースに第１の信号としてキャリア
Ｌ２バーを入力している。
【０１５９】第２の差動回路２２７のｎｐｎトランジス
タＴ１８はそのベースに第２の信号として電流信号Ｌ２
２バーを入力するとともに、抵抗Ｒ１６を介して基準信
号ＶＢ１２を入力している。
タＴ１８はそのベースに第２の信号として電流信号Ｌ２
２バーを入力するとともに、抵抗Ｒ１６を介して基準信
号ＶＢ１２を入力している。
【０１６０】第２の差動回路２２７は活性化されると、
電流信号Ｌ２２，Ｌ２２バーの電流差に基づいて一対の
第１の差動回路２２５，２２６を交互に活性化させる。
第１の差動回路２２５のｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ
１４はキャリアＬ２，Ｌ２バーの電圧の高低に基づいて
交互にオンオフ動作する。第１の差動回路２２６のｎｐ
ｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６もキャリアＬ２，Ｌ２バ
ーの電圧の高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
電流信号Ｌ２２，Ｌ２２バーの電流差に基づいて一対の
第１の差動回路２２５，２２６を交互に活性化させる。
第１の差動回路２２５のｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ
１４はキャリアＬ２，Ｌ２バーの電圧の高低に基づいて
交互にオンオフ動作する。第１の差動回路２２６のｎｐ
ｎトランジスタＴ１５，Ｔ１６もキャリアＬ２，Ｌ２バ
ーの電圧の高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
【０１６１】その結果、ｎｐｎトランジスタＴ１４，Ｔ
１６のコレクタからキャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ２が出力されるととも
に、ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１５のコレクタから
キャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ２バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
２，Ｄ２バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ２
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
１６のコレクタからキャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ２が出力されるととも
に、ｎｐｎトランジスタＴ１３，Ｔ１５のコレクタから
キャリアＬ２と電流信号Ｌ２２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ２バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
２，Ｄ２バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ２
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
【０１６２】さて、本実施の形態は、第９の実施の形態
の効果に加えて、以下の効果がある。 （１）各第１の差動回路２２５，２２６への入力を相補
のキャリアＬ２，Ｌ２バーとし、第２の差動回路２２７
への入力を相補の電流信号Ｌ２２，Ｌ２２バーとした。
そのため、キャリアＬ２，Ｌ２バーの振幅を小さくして
も周波数逓倍器２３１を効率よく動作させることができ
るとともに、周波数逓倍器２３１の出力側へのキャリア
Ｌ２のリークを抑制できる。
の効果に加えて、以下の効果がある。 （１）各第１の差動回路２２５，２２６への入力を相補
のキャリアＬ２，Ｌ２バーとし、第２の差動回路２２７
への入力を相補の電流信号Ｌ２２，Ｌ２２バーとした。
そのため、キャリアＬ２，Ｌ２バーの振幅を小さくして
も周波数逓倍器２３１を効率よく動作させることができ
るとともに、周波数逓倍器２３１の出力側へのキャリア
Ｌ２のリークを抑制できる。
【０１６３】［第１１の実施の形態］次に、第１１の実
施の形態を図２５に従って説明する。本形態は、前記変
調器１６１に使用される別の周波数逓倍器２３５を示
す。信号源２４１は低電位電源ＧＮＤに接続されておら
ず、信号源２４１は電圧信号として相補のキャリアＬ
３，Ｌ３バーを出力する。
施の形態を図２５に従って説明する。本形態は、前記変
調器１６１に使用される別の周波数逓倍器２３５を示
す。信号源２４１は低電位電源ＧＮＤに接続されておら
ず、信号源２４１は電圧信号として相補のキャリアＬ
３，Ｌ３バーを出力する。
【０１６４】周波数逓倍器２３５は、ｐｎｐトランジス
タにより構成された信号変換回路２３６と、ｐｎｐトラ
ンジスタにより構成されたアナログ乗算器２３７とを備
え、相補のキャリアＬ３，Ｌ３バーを入力してキャリア
Ｌ３の周波数を２逓倍した相補の信号Ｄ３，Ｄ３バーを
出力する。
タにより構成された信号変換回路２３６と、ｐｎｐトラ
ンジスタにより構成されたアナログ乗算器２３７とを備
え、相補のキャリアＬ３，Ｌ３バーを入力してキャリア
Ｌ３の周波数を２逓倍した相補の信号Ｄ３，Ｄ３バーを
出力する。
【０１６５】信号変換回路２３２は、エミッタホロワ回
路としてのｐｎｐトランジスタＴ３１，Ｔ３３と、ｐｎ
ｐトランジスタＴ３２，Ｔ３４と、コンデンサＣ１７，
Ｃ１８と、抵抗Ｒ２６，Ｒ２７とを備える。
路としてのｐｎｐトランジスタＴ３１，Ｔ３３と、ｐｎ
ｐトランジスタＴ３２，Ｔ３４と、コンデンサＣ１７，
Ｃ１８と、抵抗Ｒ２６，Ｒ２７とを備える。
【０１６６】ｐｎｐトランジスタＴ３１，Ｔ３３はダイ
オードとして動作し、それらのエミッタからキャリアＬ
３，Ｌ３バーよりもベース・エミッタ間電圧分だけ電位
の高い電圧信号Ｌ３１，Ｌ３１バーを出力する。
オードとして動作し、それらのエミッタからキャリアＬ
３，Ｌ３バーよりもベース・エミッタ間電圧分だけ電位
の高い電圧信号Ｌ３１，Ｌ３１バーを出力する。
【０１６７】ｐｎｐトランジスタＴ３２，Ｔ３４及び抵
抗Ｒ２６，Ｒ２７によりｐｎｐトランジスタＴ３１，Ｔ
３３用の調整回路が構成されている。基準信号ＶＢ１５
の電圧を増減させてｐｎｐトランジスタＴ３２，Ｔ３４
のコレクタ電流を増減させることにより、ｐｎｐトラン
ジスタＴ３１，Ｔ３３の出力インピーダンスを調整し、
キャリアＬ３，Ｌ３バーに対する電圧信号Ｌ３１，Ｌ３
１バーの遅れを調整できる。
抗Ｒ２６，Ｒ２７によりｐｎｐトランジスタＴ３１，Ｔ
３３用の調整回路が構成されている。基準信号ＶＢ１５
の電圧を増減させてｐｎｐトランジスタＴ３２，Ｔ３４
のコレクタ電流を増減させることにより、ｐｎｐトラン
ジスタＴ３１，Ｔ３３の出力インピーダンスを調整し、
キャリアＬ３，Ｌ３バーに対する電圧信号Ｌ３１，Ｌ３
１バーの遅れを調整できる。
【０１６８】コンデンサＣ１７，Ｃ１８はＡＣ（交流）
的な電圧信号Ｌ３１，Ｌ３１バーをその位相よりも９０
度位相が進んだ電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーに変換して
アナログ乗算器２３７に出力する。コンデンサＣ１７，
Ｃ１８も前記コンデンサＣ１１と同様に構成されてい
る。
的な電圧信号Ｌ３１，Ｌ３１バーをその位相よりも９０
度位相が進んだ電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーに変換して
アナログ乗算器２３７に出力する。コンデンサＣ１７，
Ｃ１８も前記コンデンサＣ１１と同様に構成されてい
る。
【０１６９】アナログ乗算器２３７は、第１の信号とし
てのキャリアＬ３，Ｌ３バーに基づいて動作する一対の
第１の差動回路２３８，２３９と、第２の信号としての
電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーに基づいて第１の差動回路
２３８，２３９を交互に活性化させるための第２の差動
回路２４０と、ｐｎｐトランジスタＴ４１と、抵抗Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｒ２８とを備える。
てのキャリアＬ３，Ｌ３バーに基づいて動作する一対の
第１の差動回路２３８，２３９と、第２の信号としての
電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーに基づいて第１の差動回路
２３８，２３９を交互に活性化させるための第２の差動
回路２４０と、ｐｎｐトランジスタＴ４１と、抵抗Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｒ２８とを備える。
【０１７０】第１の差動回路２３８の一対のｐｎｐトラ
ンジスタＴ３５，Ｔ３６はそれらのベースにキャリアＬ
３，Ｌ３バーをそれぞれ入力している。第１の差動回路
２３９の一対のｐｎｐトランジスタＴ３７，Ｔ３８はそ
れらのベースにキャリアＬ３バー，Ｌ３をそれぞれ入力
している。
ンジスタＴ３５，Ｔ３６はそれらのベースにキャリアＬ
３，Ｌ３バーをそれぞれ入力している。第１の差動回路
２３９の一対のｐｎｐトランジスタＴ３７，Ｔ３８はそ
れらのベースにキャリアＬ３バー，Ｌ３をそれぞれ入力
している。
【０１７１】第２の差動回路２４０のｐｎｐトランジス
タＴ３９はそのベースに電流信号Ｌ３２を入力するとと
もに、抵抗Ｒ２４を介して基準信号ＶＢ１４を入力して
いる。ｐｎｐトランジスタＴ４０はそのベースに電流信
号Ｌ３２バーを入力するとともに、抵抗Ｒ２３を介して
基準信号ＶＢ１４を入力している。
タＴ３９はそのベースに電流信号Ｌ３２を入力するとと
もに、抵抗Ｒ２４を介して基準信号ＶＢ１４を入力して
いる。ｐｎｐトランジスタＴ４０はそのベースに電流信
号Ｌ３２バーを入力するとともに、抵抗Ｒ２３を介して
基準信号ＶＢ１４を入力している。
【０１７２】ｐｎｐトランジスタＴ４１は高電位電源Ｖ
ccに接続されたエミッタと、基準信号ＶＢ１５を入力す
るベースとを備える。本形態において、ｐｎｐトランジ
スタＴ４１及び抵抗Ｒ２８により定電流回路が構成され
ている。ｐｎｐトランジスタＴ４１は基準信号ＶＢ１５
に基づいてオンし、第２の差動回路２４０を活性化す
る。
ccに接続されたエミッタと、基準信号ＶＢ１５を入力す
るベースとを備える。本形態において、ｐｎｐトランジ
スタＴ４１及び抵抗Ｒ２８により定電流回路が構成され
ている。ｐｎｐトランジスタＴ４１は基準信号ＶＢ１５
に基づいてオンし、第２の差動回路２４０を活性化す
る。
【０１７３】第２の差動回路２４０は活性化されると、
電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーの電流差に基づいて一対の
第１の差動回路２３８，２３９を交互に活性化させる。
第１の差動回路２３８のｐｎｐトランジスタＴ３５，Ｔ
３６はキャリアＬ３，Ｌ３バーの電圧の高低に基づいて
交互にオンオフ動作する。第１の差動回路２３９のｐｎ
ｐトランジスタＴ３７，Ｔ３８もキャリアＬ３，Ｌ３バ
ーの電圧の高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
電流信号Ｌ３２，Ｌ３２バーの電流差に基づいて一対の
第１の差動回路２３８，２３９を交互に活性化させる。
第１の差動回路２３８のｐｎｐトランジスタＴ３５，Ｔ
３６はキャリアＬ３，Ｌ３バーの電圧の高低に基づいて
交互にオンオフ動作する。第１の差動回路２３９のｐｎ
ｐトランジスタＴ３７，Ｔ３８もキャリアＬ３，Ｌ３バ
ーの電圧の高低に基づいて交互にオンオフ動作する。
【０１７４】その結果、ｐｎｐトランジスタＴ３６，Ｔ
３８のコレクタからキャリアＬ３と電流信号Ｌ３２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ３が出力されるととも
に、ｐｎｐトランジスタＴ３５，Ｔ３７のコレクタから
キャリアＬ３と電流信号Ｌ３２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ３バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
３，Ｄ３バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ３
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
３８のコレクタからキャリアＬ３と電流信号Ｌ３２とを
掛け合わせて合成された信号Ｄ３が出力されるととも
に、ｐｎｐトランジスタＴ３５，Ｔ３７のコレクタから
キャリアＬ３と電流信号Ｌ３２とを掛け合わせて合成さ
れた信号Ｄ３バーが出力される。これらの出力信号Ｄ
３，Ｄ３バーはスプリアス成分が少なく、キャリアＬ３
の周波数をほぼ２逓倍したものとなる。
【０１７５】さて、本実施の形態も、第１０の実施の形
態と同様の効果がある。なお、本発明は次のように任意
に変更して具体化することも可能である。 （１）第５の実施の形態の間接変調型変調器において
は、変調器９１の周波数逓倍器２２の入力部を差動とす
るとともに直交変調器９２の出力部を差動としたが、直
交変調器９２の出力部のみを差動とし周波数逓倍器の入
力部はキャリアＬＯのみを入力する間接変調型変調器に
実施してもよい。この場合にも、キャリアリークを抑制
でき、間接変調型変調器は良好なモードで動作すること
ができる。
態と同様の効果がある。なお、本発明は次のように任意
に変更して具体化することも可能である。 （１）第５の実施の形態の間接変調型変調器において
は、変調器９１の周波数逓倍器２２の入力部を差動とす
るとともに直交変調器９２の出力部を差動としたが、直
交変調器９２の出力部のみを差動とし周波数逓倍器の入
力部はキャリアＬＯのみを入力する間接変調型変調器に
実施してもよい。この場合にも、キャリアリークを抑制
でき、間接変調型変調器は良好なモードで動作すること
ができる。
【０１７６】（２）デジタル移動通信機としてのＧＳＭ
（global system for mobile communication）方式のデ
ジタル自動車電話に具体化してもよい。 （３）第１０の実施の形態の周波数逓倍器２３１におけ
る信号変換回路２３２に代えて、ｐｎｐトランジスタよ
りなる信号変換回路２３６を用いるようにしてもよい。
また、第１１の実施の形態の周波数逓倍器２３５におけ
る信号変換回路２３６に代えて、ｎｐｎトランジスタよ
りなる信号変換回路２３２を用いるようにしてもよい。
（global system for mobile communication）方式のデ
ジタル自動車電話に具体化してもよい。 （３）第１０の実施の形態の周波数逓倍器２３１におけ
る信号変換回路２３２に代えて、ｐｎｐトランジスタよ
りなる信号変換回路２３６を用いるようにしてもよい。
また、第１１の実施の形態の周波数逓倍器２３５におけ
る信号変換回路２３６に代えて、ｎｐｎトランジスタよ
りなる信号変換回路２３２を用いるようにしてもよい。
【０１７７】上記の各実施の形態から把握できる請求項
以外の技術的思想について、以下に記載する。 （イ）前記アナログ乗算器の第１及び第２の差動回路
は、ｎｐｎトランジスタによって構成されている請求項
５〜１１のいずれか一項に記載の周波数逓倍器。
以外の技術的思想について、以下に記載する。 （イ）前記アナログ乗算器の第１及び第２の差動回路
は、ｎｐｎトランジスタによって構成されている請求項
５〜１１のいずれか一項に記載の周波数逓倍器。
【０１７８】（ロ）前記アナログ乗算器の第１及び第２
の差動回路は、ｐｎｐトランジスタによって構成されて
いる請求項５〜１１のいずれか一項に記載の周波数逓倍
器。
の差動回路は、ｐｎｐトランジスタによって構成されて
いる請求項５〜１１のいずれか一項に記載の周波数逓倍
器。
【０１７９】
【発明の効果】以上詳述したように、請求項１及び２の
発明は、変調器の全体に潜在する相補のキャリアのリー
クの一部を互いに相殺して、キャリアリークを抑制する
ことができる。
発明は、変調器の全体に潜在する相補のキャリアのリー
クの一部を互いに相殺して、キャリアリークを抑制する
ことができる。
【０１８０】請求項３の発明は、変調器のキャリアリー
クをより抑制することができる。請求項４の発明は、間
接変調型変調器のキャリアリークを抑制することができ
る。
クをより抑制することができる。請求項４の発明は、間
接変調型変調器のキャリアリークを抑制することができ
る。
【０１８１】請求項５の発明は、位相差が互いに９０度
となる第１及び第２の信号によって低スプリアスの周波
数逓倍動作を行うことができる。請求項６の発明は、電
圧信号と該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流
信号とによって、広帯域の周波数の電圧信号に関して低
スプリアスの周波数逓倍動作を行うことができる。
となる第１及び第２の信号によって低スプリアスの周波
数逓倍動作を行うことができる。請求項６の発明は、電
圧信号と該電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流
信号とによって、広帯域の周波数の電圧信号に関して低
スプリアスの周波数逓倍動作を行うことができる。
【０１８２】請求項７の発明は、コンデンサによって電
圧信号をほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換でき、
電流信号による電圧信号の位相の影響をダイオードによ
って遮断できる。
圧信号をほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換でき、
電流信号による電圧信号の位相の影響をダイオードによ
って遮断できる。
【０１８３】請求項８の発明は、相補の電圧信号を用い
ているため、電圧信号の振幅を小さくしても周波数逓倍
器を効率よく動作させることができる。請求項９の発明
は、２つのコンデンサによって相補の電圧信号をほぼ９
０度位相が進んだ相補の電流信号に変換でき、相補の電
流信号による相補の電圧信号の位相の影響を２つのダイ
オードによって遮断できる。
ているため、電圧信号の振幅を小さくしても周波数逓倍
器を効率よく動作させることができる。請求項９の発明
は、２つのコンデンサによって相補の電圧信号をほぼ９
０度位相が進んだ相補の電流信号に変換でき、相補の電
流信号による相補の電圧信号の位相の影響を２つのダイ
オードによって遮断できる。
【０１８４】請求項１０の発明は、ダイオードがエミッ
タホロワ回路であるため、電圧信号の位相の遅れを小さ
くすることができる。請求項１１の発明は、ダイオード
の出力インピーダンスを低下させて電圧信号の位相の遅
れをより小さくすることができる。
タホロワ回路であるため、電圧信号の位相の遅れを小さ
くすることができる。請求項１１の発明は、ダイオード
の出力インピーダンスを低下させて電圧信号の位相の遅
れをより小さくすることができる。
【０１８５】請求項１２の発明は、広帯域の周波数の電
圧信号に関して良好な直交変調を行うことができる。
圧信号に関して良好な直交変調を行うことができる。
【図１】第１の形態の変調器を示す回路図
【図２】図１の周波数逓倍器の原理を示す回路図
【図３】図１の位相シフタを示す回路図
【図４】図１の変調用ミキサを示す回路図
【図５】図１の加算回路を示す回路図
【図６】図１の変調器の作用を示す各波形図
【図７】図１の変調器の出力のＳＳＢスペクトラム波形
図
図
【図８】第２の形態の変調器を示す回路図
【図９】図８の変調用ミキサを示す回路図
【図１０】図８の加算回路を示す回路図
【図１１】第３の形態の変調器を示す回路図
【図１２】図１１の周波数逓倍器の原理を示す回路図
【図１３】図１１の加算回路を示す回路図
【図１４】第４の形態の周波数逓倍器の原理を示す回路
図
図
【図１５】第５の形態の間接変調型変調器を示す回路図
【図１６】第６の形態のデジタル携帯電話のフロントエ
ンド部の回路図
ンド部の回路図
【図１７】第７の形態のデジタル携帯電話のフロントエ
ンド部の回路図
ンド部の回路図
【図１８】第８の形態の変調器を示す回路図
【図１９】図１８の周波数逓倍器を示す回路図
【図２０】第９の形態の周波数逓倍器の原理を示す回路
図
図
【図２１】図１９の周波数逓倍器の詳細な回路図
【図２２】図２１の周波数逓倍器に用いられるコンデン
サを示す説明図であって、（ａ）はコンデンサの平面
図、（ｂ）は図２２（ａ）におけるＡ−Ａ断面図、
（ｃ）は別のコンデンサを示す平面図
サを示す説明図であって、（ａ）はコンデンサの平面
図、（ｂ）は図２２（ａ）におけるＡ−Ａ断面図、
（ｃ）は別のコンデンサを示す平面図
【図２３】図２１の周波数逓倍器の作用を示すベクトル
図
図
【図２４】第１０の形態の周波数逓倍器を示す回路図
【図２５】第１１の形態の周波数逓倍器を示す回路図
【図２６】従来の変調器を示す回路図
【図２７】一般的な変調器の出力のＳＳＢスペクトラム
波形図
波形図
【図２８】図２６の変調器の作用を示す各波形図
【図２９】図２８の波形図に対応するＳＳＢスペクトラ
ム波形図
ム波形図
【図３０】図２６の変調器の作用を示す各波形図
【図３１】図３０の波形図に対応するＳＳＢスペクトラ
ム波形図
ム波形図
【図３２】従来の別の変調器を示す回路図
３２，１０２，１１２，１６２，２１１，２２１，２３
１，２３５ 周波数逓倍器 ３３ 位相シフタ ３４，９２ 直交変調器 ４１ 入力用の差動回路 ８７ 出力部としてのエミッタフォロワ回路 １２５ 送信ミキサ １６３ 位相シフタ １６４ 直交変調器 １６６，２１２，２２３，２３２，２３６ 信号変換回
路 １６７，２１３，２２４，２３７ アナログ乗算器 ２１４，２１５，２２５，２２６ 第１の差動回路 ２１６，２２７，２４０ 第２の差動回路 ２１７ ダイオード ２１８ コンデンサ Ｃ１１，Ｃ１６，Ｃ１７，Ｃ１８ コンデンサ Ｉ 入力信号及び変調用信号としてのベースバンド信号 Ｌ２，Ｌ２バー，Ｌ３，Ｌ３バー 電圧信号としてのキ
ャリア（第１の信号） Ｌ２２，Ｌ２２バー，Ｌ３，Ｌ３バー 電流信号（第２
の信号） ＬＯ，ＬＯＸ，ＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270
キャリア ＬＯ２ 第２のキャリア ２ＬＯ，２ＬＯＸ 出力信号 Ｑ 入力信号及び変調用信号としてのベースバンド信号 Ｒ１１，Ｒ１９，Ｒ２６，Ｒ２７ 調整回路を構成する
抵抗 Ｔ１１，Ｔ２１ ダイオードとしてのｎｐｎトランジス
タ Ｔ１２，Ｔ２２ 調整回路を構成するｐｎｐトランジス
タ Ｔ３１，Ｔ３３ ダイオードとしてのｐｎｐトランジス
タ Ｔ３２，Ｔ３４ 調整回路を構成するｐｎｐトランジス
タ
１，２３５ 周波数逓倍器 ３３ 位相シフタ ３４，９２ 直交変調器 ４１ 入力用の差動回路 ８７ 出力部としてのエミッタフォロワ回路 １２５ 送信ミキサ １６３ 位相シフタ １６４ 直交変調器 １６６，２１２，２２３，２３２，２３６ 信号変換回
路 １６７，２１３，２２４，２３７ アナログ乗算器 ２１４，２１５，２２５，２２６ 第１の差動回路 ２１６，２２７，２４０ 第２の差動回路 ２１７ ダイオード ２１８ コンデンサ Ｃ１１，Ｃ１６，Ｃ１７，Ｃ１８ コンデンサ Ｉ 入力信号及び変調用信号としてのベースバンド信号 Ｌ２，Ｌ２バー，Ｌ３，Ｌ３バー 電圧信号としてのキ
ャリア（第１の信号） Ｌ２２，Ｌ２２バー，Ｌ３，Ｌ３バー 電流信号（第２
の信号） ＬＯ，ＬＯＸ，ＬＯ0 ，ＬＯ90，ＬＯ180 ，ＬＯ270
キャリア ＬＯ２ 第２のキャリア ２ＬＯ，２ＬＯＸ 出力信号 Ｑ 入力信号及び変調用信号としてのベースバンド信号 Ｒ１１，Ｒ１９，Ｒ２６，Ｒ２７ 調整回路を構成する
抵抗 Ｔ１１，Ｔ２１ ダイオードとしてのｎｐｎトランジス
タ Ｔ１２，Ｔ２２ 調整回路を構成するｐｎｐトランジス
タ Ｔ３１，Ｔ３３ ダイオードとしてのｐｎｐトランジス
タ Ｔ３２，Ｔ３４ 調整回路を構成するｐｎｐトランジス
タ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 塚原 正大 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 (72)発明者 水野 守明 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 (72)発明者 ▲高▼木 稔 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内
Claims (12)
- 【請求項１】 キャリアの周波数を２逓倍した相補の信
号を出力する周波数逓倍器と、 前記周波数逓倍器の出力信号を２分の１に分周して位相
が９０度ずつずれた複数のキャリアを出力する位相シフ
タと、 入力信号と前記位相シフタから出力されるキャリアとを
入力し、該入力信号とキャリアとを合成した信号を出力
する直交変調器とを備えた変調器において、 前記周波数逓倍器の入力部を差動とし、該差動入力部に
は相補のキャリアを入力した変調器。 - 【請求項２】 キャリアの周波数を２逓倍した相補の信
号を出力する周波数逓倍器と、 前記周波数逓倍器の出力信号を２分の１に分周して位相
が９０度ずつずれた複数のキャリアを出力する位相シフ
タと、 入力信号と前記位相シフタから出力されるキャリアとを
入力し、該入力信号とキャリアとを合成した信号を出力
する直交変調器とを備えた変調器において、 前記直交変調器の出力部を差動とした変調器。 - 【請求項３】 キャリアの周波数を２逓倍した相補の信
号を出力する周波数逓倍器と、 前記周波数逓倍器の出力信号を２分の１に分周して位相
が９０度ずつずれた複数のキャリアを出力する位相シフ
タと、 入力信号と前記位相シフタから出力されるキャリアとを
入力し、該入力信号とキャリアとを合成した信号を出力
する直交変調器とを備えた変調器において、 前記周波数逓倍器の入力部を差動とし、該差動入力部に
は相補のキャリアを入力し、 前記直交変調器の出力部を差動とした変調器。 - 【請求項４】 請求項２又は３に記載の変調器と、 前記変調器の出力信号と第２のキャリアとを入力し、第
２のキャリアと前記変調器の出力信号とを合成した信号
を出力する送信ミキサとを備えた間接変調型変調器にお
いて、 前記変調器と送信ミキサとを差動結合するとともに、前
記送信ミキサの出力部を差動とした間接変調型変調器。 - 【請求項５】 入力された電圧信号の周波数を２逓倍し
た信号を出力するための周波数逓倍器であって、 前記電圧信号を位相差が互いに９０度となる第１及び第
２の信号に変換する信号変換回路と、 前記第１の信号に基づいて動作する一対の第１の差動回
路と、前記第２の信号に基づいて前記一対の第１の差動
回路を交互に活性化するための第２の差動回路とを有
し、前記第１の信号と第２の信号とを掛け合わせること
により前記電圧信号の周波数を２逓倍した信号を出力す
るアナログ乗算器とを備える周波数逓倍器。 - 【請求項６】 前記信号変換回路は、前記電圧信号を第
１の信号として出力するとともに、前記電圧信号を該電
圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換し
て第２の信号として出力する請求項５に記載の周波数逓
倍器。 - 【請求項７】 前記信号変換回路は、前記電圧信号を入
力するダイオードと、 前記ダイオードと前記第２の差動回路との間に接続さ
れ、かつ、前記ダイオードから出力される電圧信号を該
電圧信号よりもほぼ９０度位相が進んだ電流信号に変換
するためのコンデンサとを備える請求項６に記載の周波
数逓倍器。 - 【請求項８】 前記電圧信号は相補の信号であり、 前記信号変換回路は前記相補の電圧信号を該相補の電圧
信号よりも位相がそれぞれ進んだ相補の電流信号に変換
し、 前記各第１の差動回路には前記第１の信号として相補の
電圧信号を入力し、前記第２の差動回路には前記第２の
信号として前記相補の電流信号を入力した請求項６に記
載の周波数逓倍器。 - 【請求項９】 前記信号変換回路は、前記相補の電圧信
号をそれぞれ入力する２つのダイオードと、 前記２つのダイオードと前記第２の差動回路の２つの入
力部との間に接続され、かつ、前記各ダイオードから出
力される電圧信号を該電圧信号よりもほぼ９０度位相が
進んだ電流信号に変換するための２つのコンデンサとを
備える請求項８に記載の周波数逓倍器。 - 【請求項１０】 前記ダイオードは、エミッタホロワ回
路である請求項７又は９に記載の周波数逓倍器。 - 【請求項１１】 前記ダイオードの出力インピーダンス
を調整するための調整回路を備える請求項７，９，１０
のいずれか一項に記載の周波数逓倍器。 - 【請求項１２】 請求項５〜１１のいずれか一項に記載
の周波数逓倍器と、 前記周波数逓倍器の出力信号を２分の１に分周して位相
が９０度ずつずれた複数のキャリアを出力する位相シフ
タと、 変調用の信号と前記位相シフタのキャリアとを入力し、
該変調用信号とキャリアとを合成した信号を出力する直
交変調器とを備えた変調器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8029516A JPH09153741A (ja) | 1995-09-13 | 1996-02-16 | 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器 |
| US08/674,506 US5708399A (en) | 1995-09-13 | 1996-07-02 | Modulator and frequency multiplier for use therein |
| EP96111281A EP0763885A3 (en) | 1995-09-13 | 1996-07-12 | Modulator and frequency multiplier for use therein |
| KR1019960033133A KR100193329B1 (ko) | 1995-09-13 | 1996-08-09 | 변조기, 간접 변조형 변조기 및 주파수 체배기 |
| CN96111386A CN1074607C (zh) | 1995-09-13 | 1996-09-10 | 调制器及其使用的频率倍增器 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23582995 | 1995-09-13 | ||
| JP7-235829 | 1995-09-29 | ||
| JP7-254165 | 1995-09-29 | ||
| JP25416595 | 1995-09-29 | ||
| JP8029516A JPH09153741A (ja) | 1995-09-13 | 1996-02-16 | 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09153741A true JPH09153741A (ja) | 1997-06-10 |
Family
ID=27286609
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8029516A Withdrawn JPH09153741A (ja) | 1995-09-13 | 1996-02-16 | 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器 |
Country Status (5)
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|---|---|
| US (1) | US5708399A (ja) |
| EP (1) | EP0763885A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09153741A (ja) |
| KR (1) | KR100193329B1 (ja) |
| CN (1) | CN1074607C (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6347221B1 (en) | 1997-11-25 | 2002-02-12 | Fujitsu Limited | Orthogonal modulator having a modulation mixer |
| KR100486262B1 (ko) * | 2002-09-17 | 2005-05-03 | 삼성전자주식회사 | 단일 측파대 믹서 및 단일 측파대 신호 추출 방법 |
| CN109951157A (zh) * | 2017-12-20 | 2019-06-28 | 格芯公司 | 用于毫米波装置的二倍频器的方法、设备及系统 |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100243489B1 (ko) * | 1995-11-22 | 2000-02-01 | 니시무로 타이죠 | 주파수 변환기 및 이를 이용한 무선 수신기 |
| US5832370A (en) * | 1996-09-26 | 1998-11-03 | Motorola, Inc. | Current mode transceiver circuit and method |
| US6442382B1 (en) * | 1997-06-27 | 2002-08-27 | Agere Systems Guardian Corp. | Filter switching system and method |
| US6084890A (en) * | 1997-11-25 | 2000-07-04 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for combining carrier signals |
| US6714260B1 (en) * | 1998-07-23 | 2004-03-30 | Conexant Systems, Inc. | Monolithic generation of RF for wireless transmission of video |
| DE19901751B4 (de) * | 1999-01-18 | 2005-11-24 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Mehrfachüberlagerungsstufe für einen Empfänger oder Spektrumanalysator |
| US6424194B1 (en) | 1999-06-28 | 2002-07-23 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS logic family |
| JP3510556B2 (ja) * | 2000-03-30 | 2004-03-29 | Ｎｅｃ化合物デバイス株式会社 | イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機 |
| US6766157B1 (en) * | 2001-01-03 | 2004-07-20 | Kyocera Wireless Corp. | Reducing LO leakage in a direct conversion receiver quadrature stage |
| JP4780865B2 (ja) * | 2001-07-19 | 2011-09-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 周波数逓倍装置 |
| JP2003060441A (ja) * | 2001-08-10 | 2003-02-28 | Toshiba Corp | ダブルバランスミキサー回路とそれを用いた直交復調回路 |
| US6480046B1 (en) * | 2001-08-16 | 2002-11-12 | Ericsson Inc. | Transmitter apparatus and methods using frequency doubling modulation |
| GB0125788D0 (en) * | 2001-10-26 | 2001-12-19 | Pa Consulting Services | Radio frequency amplifier |
| US7019639B2 (en) * | 2003-02-03 | 2006-03-28 | Ingrid, Inc. | RFID based security network |
| US7283048B2 (en) * | 2003-02-03 | 2007-10-16 | Ingrid, Inc. | Multi-level meshed security network |
| US7421259B2 (en) * | 2004-04-16 | 2008-09-02 | Broadcom Corporation | RF mixer with high local oscillator linearity using multiple local oscillator phases |
| US20060042051A1 (en) * | 2004-08-27 | 2006-03-02 | Irwin Jere F | Strips of clips and clip |
| US20060045202A1 (en) * | 2004-08-31 | 2006-03-02 | Aslam Rafi | Matching I and Q portions of a device |
| WO2006035509A1 (en) * | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Nec Corporation | Error calculation circuit for mixer |
| US7509110B2 (en) * | 2005-03-14 | 2009-03-24 | Broadcom Corporation | High-order harmonic rejection mixer using multiple LO phases |
| US7362174B2 (en) * | 2005-07-29 | 2008-04-22 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS (C3MOS) wideband input data amplifier for reduced differential and common-mode reflection |
| US7598811B2 (en) * | 2005-07-29 | 2009-10-06 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS (C3MOS) fully differential integrated wideband amplifier/equalizer with adjustable gain and frequency response without additional power or loading |
| US7598788B2 (en) * | 2005-09-06 | 2009-10-06 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS (C3MOS) fully differential integrated delay cell with variable delay and high bandwidth |
| TWI311855B (en) * | 2006-04-17 | 2009-07-01 | Via Tech Inc | Harmonic-rejection modulating devices and methods |
| CN1838525B (zh) * | 2006-04-18 | 2012-06-27 | 威盛电子股份有限公司 | 调制装置 |
| JP2008236135A (ja) * | 2007-03-19 | 2008-10-02 | Toshiba Corp | 周波数コンバータ |
| US8615205B2 (en) * | 2007-12-18 | 2013-12-24 | Qualcomm Incorporated | I-Q mismatch calibration and method |
| US8970272B2 (en) * | 2008-05-15 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | High-speed low-power latches |
| US8712357B2 (en) * | 2008-11-13 | 2014-04-29 | Qualcomm Incorporated | LO generation with deskewed input oscillator signal |
| US8718574B2 (en) | 2008-11-25 | 2014-05-06 | Qualcomm Incorporated | Duty cycle adjustment for a local oscillator signal |
| US8847638B2 (en) * | 2009-07-02 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | High speed divide-by-two circuit |
| US8791740B2 (en) | 2009-07-16 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for reducing average current consumption in a local oscillator path |
| US20110090020A1 (en) * | 2009-10-15 | 2011-04-21 | Reeser Glen O | Voltage Controlled SAW Oscillator with Phase Shifter |
| JP5216162B2 (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-19 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
| US8854098B2 (en) | 2011-01-21 | 2014-10-07 | Qualcomm Incorporated | System for I-Q phase mismatch detection and correction |
| US9154077B2 (en) | 2012-04-12 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Compact high frequency divider |
| CN102790587B (zh) * | 2012-07-30 | 2015-04-08 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 倍频器电路及系统 |
| JP6428341B2 (ja) * | 2015-02-13 | 2018-11-28 | 三菱電機株式会社 | 周波数逓倍器 |
| CN104702217B (zh) * | 2015-03-31 | 2017-10-31 | 中国科学院空间科学与应用研究中心 | 一种内嵌偏置电路的太赫兹倍频器 |
| US11675046B2 (en) * | 2019-08-31 | 2023-06-13 | Globalfoundries U.S. Inc. | Transmitter unit suitable for millimeter wave devices |
| KR102423265B1 (ko) * | 2021-05-17 | 2022-07-19 | 동아대학교 산학협력단 | 멀티 레벨 pam 방식 기반의 초고주파 신호 송신 장치 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3569732A (en) * | 1969-12-15 | 1971-03-09 | Shell Oil Co | Inductanceless igfet frequency doubler |
| JPS5742206A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Quadrature detector |
| JPS5911009A (ja) * | 1982-07-12 | 1984-01-20 | Pioneer Electronic Corp | クオドラチヤ検波回路 |
| JPS59152705A (ja) * | 1983-02-18 | 1984-08-31 | Sony Corp | 和又は差周波数信号発生回路 |
| JP2801389B2 (ja) * | 1990-11-02 | 1998-09-21 | キヤノン株式会社 | 信号処理装置 |
| US5319267A (en) * | 1991-01-24 | 1994-06-07 | Nec Corporation | Frequency doubling and mixing circuit |
| JPH05130156A (ja) * | 1991-11-08 | 1993-05-25 | Nec Corp | 直交変調器 |
| US5392460A (en) * | 1993-04-23 | 1995-02-21 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Dual mode radiotelephone terminal selectively operable for frequency modulated or phase modulated operation |
| US5373265A (en) * | 1993-07-06 | 1994-12-13 | At&T Corp. | Modulator having oscillator for generating IF and RF signals by division and up-conversion |
-
1996
- 1996-02-16 JP JP8029516A patent/JPH09153741A/ja not_active Withdrawn
- 1996-07-02 US US08/674,506 patent/US5708399A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-12 EP EP96111281A patent/EP0763885A3/en not_active Ceased
- 1996-08-09 KR KR1019960033133A patent/KR100193329B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-09-10 CN CN96111386A patent/CN1074607C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6347221B1 (en) | 1997-11-25 | 2002-02-12 | Fujitsu Limited | Orthogonal modulator having a modulation mixer |
| KR100486262B1 (ko) * | 2002-09-17 | 2005-05-03 | 삼성전자주식회사 | 단일 측파대 믹서 및 단일 측파대 신호 추출 방법 |
| CN109951157A (zh) * | 2017-12-20 | 2019-06-28 | 格芯公司 | 用于毫米波装置的二倍频器的方法、设备及系统 |
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