JPH07163148A - 車両用交流発電機の三相全波整流器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電力損失が少なく冷却が簡単な車両用交流発電
機の三相全波整流器の提供。 【構成及び効果】単結晶ＳｉＣを素材とするＭＯＳパワ
ートランジスタを用いて車両用交流発電機の三相全波整
流器を構成する。車両用交流発電機の三相全波整流器は
高耐圧を要求されるためにＮ⁺ 型基板１０６上のＮ型耐
圧層１０５で耐圧を稼ぐとともに、Ｎ⁺ 型領域１０４を
Ｐ型ウエル領域１０３に短絡してＰ型ウエル領域１０３
に電位を付与する。ソース領域であるＮ⁺ 型基板１０６
からＰ型ウエル領域１０３への電流逆流を寄生ダイオー
ドにより防止する。耐圧層１０５はソース寄生抵抗とな
るが、高耐圧のＳｉＣであるので、その抵抗が小さく、
そのためにＭＯＳパワートランジスタの抵抗がＳｉに比
べ格段に小さくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＭＯＳパワートランジ
スタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器に関す
る。本発明の車両用交流発電機の三相全波整流器は、エ
ンジン駆動のいわゆるオルタネータの他、車両制動時の
運動エネルギを電力として回生する発電電動可能なオル
タネータや電気自動車用走行モータに適用できる。

【０００２】

【従来の技術】車両用交流発電機の三相電機子巻線の各
端とバッテリの高位端及び低位端をそれぞれ個別に接続
するハイサイドの半導体電力素子及びローサイドの半導
体電力素子を有する三相全波整流器と、各半導体電力素
子を同期断続するコントローラとを備え、前記三相全波
整流器は、三相電機子巻線の発電電圧を直流電圧に変換
してバッテリに給電する車両用交流発電機が公知であ
り、例えば特開平４ー１３８０３０号公報は、上記半導
体電力素子としてＭＯＳパワートランジスタを用いるこ
とを開示している。

【０００３】この種のＭＯＳパワートランジスタとして
は、耐圧確保及びオン抵抗低減のためにＮ型シリコン基
板をＭＯＳパワートランジスタの一方の主電極とし、チ
ップの表面部に形成されたＰ型ウエル領域の表面部にも
う一方の主電極をなすＮ⁺ 型の領域を形成する縦型ＭＯ
Ｓパワートランジスタ構造を採用するのが通常である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】このＭＯＳパワートラ
ンジスタを用いた三相全波整流器は、従来の三相全波整
流器のＰＮ接合ダイオードの機能を果たす寄生ダイオー
ドとＭＯＳパワートランジスタを並列接続した構成を有
するので、従来のシリコンダイオードを用いた三相全波
整流器に比較して接合ダイオードの順方向電圧降下が無
い分だけ電力損失を低減できる可能性がある。

【０００５】しかしながら、本発明者らの解析により、
上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器に
は以下の問題があることが判明した。車両用交流発電機
では、三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ
量が大きいために、それが瞬時に放出される事故に対す
る対策として、三相全波整流器の各半導体電力素子の耐
圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の出力整流電
圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定する必要があ
る。

【０００６】また、近時の車載電気負荷（例えばデフロ
スト用ヒータなど）の増大から１００Ａ以上の出力電流
が要望され、このような高耐圧、大電流構造のＭＯＳパ
ワートランジスタの電力損失はダイオードのそれと同程
度となってしまい、ダイオードの代わりにわざわざ構造
複雑なＭＯＳパワートランジスタを用いる意味がなくな
ってしまう。

【０００７】上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相
全波整流器の問題点を図３〜図５を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図３（ａ）、（ｂ）はＭＯＳ
パワートランジスタ式三相全波整流器の一相部分を示す
インバータ回路であり、（ａ）はＮチャンネルの場合、
（ｂ）はＰチャンネルの場合を示す。また、図４及び図
５に典型的なＭＯＳパワートランジスタの断面構造例を
示す。

【０００８】図３（ａ）のＮチャンネルＭＯＳパワート
ランジスタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが
三相交流発電機（図示せず）の一相出力端に接続され、
ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイ
ン電極Ｄがバッテリ（図示せず）の低位端に接続され、
ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース
電極Ｓはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電
時における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。

【０００９】更に、上記ＭＯＳパワートランジスタ１０
１、１０２ではＰ型ウエル領域とソース電極Ｓ又はドレ
イン電極Ｄとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄとが図
示のように生じる。Ｐ型ウエル領域への電位付与の必要
からＰ型ウエル領域とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄ
のどちらかとは接続することが通常行われるが、三相全
波整流器の一相回路としてこのインバータ回路を用いる
場合、図３（ａ）に図示するように、Ｐ型ウエル領域
（例えば図４、図５では１０３）とドレイン電極Ｄ（例
えば図４、図５では１０４）とを接続するすなわちドレ
イン接続側の寄生ダイオードＤｄを短絡する必要があ
る。

【００１０】すなわち、車両用交流発電機の三相全波整
流器では、Ｐ型ウエル領域（例えば図４、図５では１０
３）とソース電極Ｓ（例えば図４、図５では１０６）と
を接続し、ソース接続側の寄生ダイオードＤｓを短絡す
ると、ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタのドレイ
ン電極Ｄに接続される発電電圧がバッテリ電圧より低下
すればドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄを通じて逆
流電流が流れてしまう。同じく、ローサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタのソース電極Ｓに接続される発電電圧
がバッテリ低位端の電位（接地電位）電圧より上昇すれ
ばドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄを通じて逆流電
流が流れてしまう。したがって、このような寄生ダイオ
ードＤｄを通じた電流逆流を防止するためには、Ｐ型ウ
エル領域１０３をドレイン電極に接続して、ソース接続
側の寄生ダイオードＤｓにより上記逆流を阻止する必要
が生じる。

【００１１】結局、車両用交流発電機の三相全波整流器
に用いるＭＯＳパワートランジスタのＰ型ウエル領域
（例えば図４、図５では１０３）はドレイン電極Ｄに接
続する必要がある。このことは図３（ｂ）に示したＰチ
ャンネルＭＯＳパワートランジスタでも同じである。と
ころが、図４、図５に示す従来のＭＯＳパワートランジ
スタ構造では、Ｐ型ウエル領域１０３とその表面部のＮ
⁺ 型領域１０４とを短絡し、Ｐ型ウエル領域１０３とＮ
型エピタキシャル耐圧層１０５との間のＰＮ接合の空乏
層１０７をＮ型エピタキシャル耐圧層側に張り出して耐
圧を稼がざるを得ない。

【００１２】すなわち、上記した図４、図５に示す従来
のＭＯＳパワートランジスタ構造で上記車両用交流発電
機の三相全波整流器を構成する場合、Ｎ⁺ 型基板１０６
をソース領域、Ｎ⁺ 型領域１０４をドレイン領域とせざ
るを得ない。しかしこのようにすると、Ｎ型耐圧層１０
５の大きなソース寄生抵抗Ｒｓが実質的なソース端Ｓ’
とソース電極との間に直列接続されることになる。

【００１３】ＭＯＳトランジスタのドレイン飽和電流Ｉ
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、 Ｉｄｓａｔ＝Ｋ（Ｖｇ−Ｖｓ’）² ＝Ｋ（ΔＶｇｓ−Ｉｄｓａｔ・Ｒｓ）² すなわち、ドレイン飽和電流（所定ゲート電圧印加時の
最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの分だけゲ
ート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことになる。な
お、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も無視す
る。

【００１４】例えばゲート電圧が＋２０Ｖ、ソース（バ
ッテリ）電位が＋１２Ｖ、電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。

【００１５】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。

【００１６】もちろん、図４や図５のＭＯＳパワートラ
ンジスタ構造においてソース寄生抵抗Ｒｓの低減のため
にＮ型耐圧層１０５を薄くすることは可能であるが、上
記したように車両用交流発電機では３００Ｖといった高
耐圧を必要とするので、Ｎ型耐圧層１０５を薄くするこ
とは困難である。すなわち、通常のシリコンＭＯＳパワ
ートランジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約
３０Ｖ／μｍであり、上記３００Ｖの耐圧をＮ型耐圧層
１０５だけで稼ぐとすれば、Ｎ型耐圧層１０５中の電界
強度が一定と仮定しても１０μｍの厚さが必要となる。
Ｎ型耐圧層１０５中の電界強度を約３０Ｖ／μｍとし、
Ｎ型耐圧層１０５が３００Ｖを負担するには、実際には
その厚さを約２０μｍ以上必要とし、その不純物濃度を
約１×１０¹⁵原子／ｃｍ³ 以下とせねばならない。

【００１７】耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純
物濃度をもつＮ型耐圧層１０５を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗
の大幅な増大）を招き、その結果として、上記公報のＭ
ＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途（すなわちリアクタンス負荷分野）におい
て、ＰＮ接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。

【００１８】一方、上記した図４及び図５のＭＯＳパワ
ートランジスタ構造において、Ｎ⁺型領域１０４をソー
ス電極、Ｎ⁺ 型基板１０６をドレイン電極とし、図３
（ａ）のようにＰ型ウエル領域１０３とＮ⁺ 型ドレイン
領域１０６とを短絡することも考えられる。しかしなが
ら、この方式ではＮ⁺ 型領域（ソース電極）１０４とＰ
型ウエル領域１０３との間に上記した３００Ｖもの耐圧
を確保し、ゲート電極とＰ型ウエル領域１０７及びＮ⁺
型領域１０４との間の耐圧も確保することは極めて困難
なことである。

【００１９】本発明者らは、上記説明した理由により車
両用交流発電機の三相全波整流器に用いるＭＯＳパワー
トランジスタは現状のシリコンＭＯＳパワートランジス
タでは実施困難であること、ＭＯＳパワートランジスタ
式三相全波整流器の実現には耐圧層抵抗の格段の低減が
必須であること、そのためには耐圧層の厚さの格段の低
減及び不純物濃度の格段の増大が必須であること、更に
は、このような耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃
度の増大は耐圧層の降伏電界強度の格段の向上を実現し
て始めて可能であるということの解析結果に基づいて、
耐圧層の降伏電界強度の向上が実現できれば、車両用交
流発電機の三相全波整流器の損失及び発熱を著しく低減
できるという発見に基づいている。

【００２０】したがって、本発明の目的は、従来の三相
全波整流器に比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡
単な車両用交流発電機用のＭＯＳパワートランジスタ式
三相全波整流器を提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明の車両用交流発電
機の三相全波整流器は、車両用交流発電機の三相電機子
巻線の各端とバッテリの高位端及び低位端とを接続する
ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ及びローサイド
のＭＯＳパワートランジスタを有し、三相電機子巻線の
発電電圧を直流電圧に変換して前記バッテリに給電する
車両用交流発電機の三相全波整流器において、前記ＭＯ
ＳパワートランジスタはＳｉＣを素材として形成される
ことを特徴としている。

【００２２】好適な態様において、前記三相全波整流器
は、ハイサイド及びローサイドの両方のＭＯＳパワート
ランジスタを有する。好適な態様において、前記三相全
波整流器は、ハイサイド又はローサイドのどちらか一方
のＭＯＳパワートランジスタと、残部の半導体電力素子
を構成するＰＮ接合ダイオードとからなる。

【００２３】好適な態様において、前記ＭＯＳパワート
ランジスタは、ソース電極を構成するＮ⁺ 型の基板と、
前記基板上に形成されたＮ型の耐圧層と、前記耐圧層の
表面部に形成されたＰ型ウエル領域と、前記Ｐ型ウエル
領域の表面部に形成されてドレイン電極を構成するＮ⁺
型のドレイン領域と、前記Ｐ型ウエル領域の表面部に絶
縁膜を介して配設されるとともに前記ドレイン領域及び
前記耐圧層を導通させるＮ型チャンネルを形成するゲー
ト電極とを備える。

【００２４】好適な態様において、前記Ｎ⁺ 型のドレイ
ン領域及び前記Ｐ型ウエル領域は短絡される。好適な態
様において、前記基板はハイサイドの各前記ＭＯＳパワ
ートランジスタの共通のソース領域を構成し、前記基板
上には各相の前記Ｐ型ウエル領域が個別に形成され、前
記各Ｐ型ウエル領域の表面部にはそれぞれ前記Ｎ⁺ 型の
ドレイン領域が個別に形成され、前記各Ｐ型ウエル領域
の表面部には絶縁膜を介して前記各ドレイン領域及び前
記耐圧層を個別に導通させるチャンネルを形成する各ゲ
ート電極が個別に配設される。

【００２５】好適な態様において、前記三相全波整流器
は前記ＭＯＳパワートランジスタをスイッチング制御す
る電圧調整部と同一基板に搭載される。好適な態様にお
いて、前記ＭＯＳパワートランジスタのソース・ドレイ
ン間及びドレイン・ゲート間耐圧は５０Ｖ以上に設定さ
れる。好適な態様において、前記ＭＯＳパワートランジ
スタのソース・ドレイン間及びドレイン・ゲート間耐圧
は１００Ｖ以上に設定される。

【００２６】

【作用及び発明の効果】本発明の車両用交流発電機の三
相全波整流器はＳｉＣを素材とするＭＯＳパワートラン
ジスタを接続してなる。上記したように、車両用交流発
電機では、三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁気エネ
ルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される事故に
対する対策として、三相全波整流器の各半導体電力素子
の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の出力整
流電圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定する必要
がある。

【００２７】また、近時の車載電気負荷の増大から１０
０Ａ以上の大出力電流が要望されている。ここでＳｉＣ
の降伏電界強度は約４００Ｖ／μｍであり、Ｓｉの約１
３倍となっている。このようにＳｉＣの降伏電界強度が
ＳｉＣのそれに比べて格段に高いということは、それを
車両用交流発電機の三相全波整流器の構成素子とした場
合にＭＯＳパワートランジスタの電力損失を格段に低減
できるという効果を奏する。以下、上記降伏電界強度の
差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明する。

【００２８】いま例として上記した図３（ａ）の車両用
交流発電機の三相全波整流器にＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタを用いて耐圧３００Ｖを確保する場合を一例
として考える。簡単のためにＮ型耐圧層１０７（例えば
図４又は図５参照）が３００Ｖを全て負担すると考え
る。簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担
すると考えると、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／ｃ
ｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μｍ、
その不純物濃度は２×１０¹⁶原子／ｃｍ³ 、抵抗率は約
１．２５Ω・ｃｍとなる。一方、上記説明したＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタの３００Ｖ耐圧層の必要厚さは
約２０μｍ、その不純物濃度は１×１０¹⁵原子／ｃ
ｍ³ 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。したがって、Ｓｉ
ＣのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗はＳｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０
７の抵抗に比べて１／２０にまで低減できることにな
る。ただし、Ｎ型耐圧層１０７の不純物濃度はＰ型ウエ
ル領域１０３の不純物濃度との関係で上記値よりもっと
低濃度とすることもできるのは当然である。

【００２９】その結果、本発明のＳｉＣのＭＯＳパワー
トランジスタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流
器は、耐圧層すなわちソース寄生抵抗Ｒｓの抵抗電力損
失自体を大幅に低減できる他、上記ソース抵抗帰還効果
の低減によるチャンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、
それらの相乗効果によりＳｉのＭＯＳパワートランジス
タを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器及びそれ
と同程度の電力損失を有するダイオード式三相全波整流
器に比較して格段に低損失となり、その冷却も極めて簡
単となるという優れた効果を奏する。

【００３０】

【実施例】（実施例１）車両エンジンにより駆動される
本実施例の車両用交流発電機いわゆるオルタネータの全
体構造を図２に基づき説明する。発電機外殻は一対のド
ライブフレーム１とリアフレーム２で構成されており、
複数のスタッドボルト１５等により直接結合されてい
る。

【００３１】前記フレーム１及び２の内周にはステータ
コア３が固定され、ステータコア３には三相電機子巻線
５が巻装されている。フレーム１及び２に固定されたベ
アリング１３及び１４はシャフト９を回転自在に支持し
ており、シャフト９にはステータコア３の内周に位置し
てロータコア６が固定されている。ロータコア６には界
磁コイル１０が巻装されており、ポールコア７、８の両
端面には冷却ファン１１、１２が配設されている。ま
た、リアフレーム２の外部には、三相全波整流器１９内
蔵の電圧調整器１８が取り付けられている。

【００３２】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図１を用いて説明する。電圧調整器１８
は、三相全波整流器１９と電圧調整部２０とで構成され
ている。整流部１９は、単結晶ＳｉＣを素材とするＮチ
ャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｆからなる三相全波整流器であって、
ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電機子
巻線５の各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接続し
ており、ローサイドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆは三
相電機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の低位端と
を接続している。

【００３３】電圧調整部２０は、ブラシ１６、スリップ
リング１７を介して界磁巻線１０と接続されており、三
相全波整流器１９と同一基板（図示せず）上に搭載され
ている。このような三相全波整流器１９と電圧調整部２
０とを同一基板に搭載することは配線短縮を可能とす
る。また電圧調整部２０は、三相電機子巻線５の各相出
力端から各相発電電圧を入力しており、これらの入力信
号に基づいてＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ
の各ゲート電極に印加するゲート電圧を制御している。

【００３４】その電圧制御動作を簡単に説明すると、エ
ンジン（図示せず）によりロータコア６が回転し、電圧
調整器１８の電圧調整部２０がバッテリ２１の電圧を読
み取り、それが一定となるように界磁コイル１０をＯ
Ｎ、ＯＦＦ制御すると、三相電機子巻線５に三相交流電
圧が誘起され、それにより三相全波整流器１９により全
波整流された直流電流がバッテリ２１を充電し、また、
車両電子負荷等で消費される。冷却ファン１１、１２が
回転し、界磁コイル１０、三相電機子巻線５及び電圧調
整器１８などを冷却する。

【００３５】次に、電圧調整部２０による三相全波整流
器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの
開閉制御について説明する。電圧調整部２０は、各相の
三相電機子巻線５の出力端の電位である各相発電電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読み込み、その相間発電電圧Ｖｕ−Ｖ
ｖ，Ｖｕ−Ｖｗ，Ｖｖ−Ｖｕ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖ
ｕ，Ｖｗ−Ｖｖの中から、最も大きい正値でかつバッテ
リ２１の端子電圧より大きい相間発電電圧を選択し、こ
の選択した相間発電電圧がバッテリ２１に印加されるよ
うに、ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｃの中の一つのＭＯＳパワートランジスタと、ロー
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中
の一つのＭＯＳパワートランジスタとをオンさせる。こ
れにより、選択された三相電機子巻線からバッテリ２１
へ充電電流が給電される。

【００３６】また、電圧調整部２０は通常のレギュレー
タと同様に、バッテリ２１の端子電圧を検出し、検出電
圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小に
基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の端子電
圧を目標レベルに維持することは従前通りである。上記
したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートランジスタ式三相全
波整流器の詳細を図３（ａ）及び図５を参照して以下、
更に説明する。ただし、図３（ａ）はこの実施例のＭＯ
Ｓパワートランジスタ式三相全波整流器の一相部分を示
すインバータ回路であり、図５はＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｆの断面構造の一部を示す。

【００３７】図３（ａ）のＮチャンネルＭＯＳパワート
ランジスタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが
三相電機子巻線５の一相出力端に接続され、ローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン電極Ｄが
バッテリ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳ
パワートランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２
１の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Ｓはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。

【００３８】ＭＯＳパワートランジスタ１０１、１０２
では後述のＰ型ウエル領域１０３（すなわちゲート電極
１０１直下の領域）とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄ
との間にソース接続側の寄生ダイオードＤｓとドレイン
接続側の寄生ダイオードＤｄとが図示のように生じる
が、Ｐ型ウエル領域１０３への電位付与の必要からＰ型
ウエル領域１０３とドレイン電極Ｄが短絡される。その
理由については前述した通りである。これにより、ソー
ス接続側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上
記逆流を阻止する。

【００３９】次に、この実施例のＭＯＳパワートランジ
スタの断面構造の一部を図５を参照して説明する。Ｓｉ
ＣのＮ⁺ 型基板１０６上にＮ型耐圧層１０５がエピタキ
シャル成長により形成され、Ｎ型耐圧層１０５の表面部
にＰ型ウエル領域１０３がアルミニウムをイオン注入す
ることにより形成され、更にＰ型ウエル領域１０３の表
面部にＮ⁺型領域１０４が窒素をイオン注入することに
より形成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成予
定領域だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ
周知のＲ．ｉ．Ｅドライエッチングによりトレンチ１０
８が凹設され、その後、トレンチ１０８の表面に熱酸化
法によりシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜１０９を
形成し、その後、トレンチ１０８にドープドポリシリコ
ンからなるゲート電極１１０を形成する。その後、金属
電極１１１をＮ⁺ 型領域（ドレイン電極）及びＰ型ウエ
ル領域の表面１０４にコンタクトし、金属電極１１２を
Ｎ⁺ 型基板（ソース電極）１０６の表面にコンタクトし
て素子を完成する。

【００４０】したがってこの実施例では、ＭＯＳパワー
トランジスタがオフしている場合に高電圧（例えば＋３
００Ｖ）がソース電極１０６とドレイン電極１１１との
間に印加されると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏層を張
り出してこの高電圧に耐えることになる。その結果、こ
のＮ型耐圧層１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとなり、上述
したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増加効果と
の両方の原因により電力損失を発生する。

【００４１】しかし、この実施例では単結晶ＳｉＣを素
材とするので、Ｎ型耐圧層１０５の厚さ及び不純物濃度
を従来のＳｉに比較して大幅に向上することができる。
以下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧を３００Ｖとする場合の
Ｎ型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓｉの場合、そ
の降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、簡単にこの耐
圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担すると考えると、
耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純物濃度は１×
１０¹⁵原子／ｃｍ³ 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。

【００４２】一方、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／
ｃｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０¹⁶原子／ｃｍ³ 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。

【００４３】結局、本実施例のＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉのそ
れに比較して１／２０に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。

【００４４】すなわち、ＳｉＣを採用したことによるＮ
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器１９を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオードとＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図６〜図８に示す。ただしそ
れらの耐圧は２５０Ｖとしている。図６はＳｉダイオー
ドの特性を示し、図７はＳｉのＭＯＳパワートランジス
タの特性を示し、図８はＳｉＣのＭＯＳパワートランジ
スタの試験特性を示す。図６〜図８からわかるように、
出力電流７５Ａの条件において本実施例の三相全波整流
器１９は従来の三相全波整流器に比較して電力損失を９
０％以上削減することが可能となった。

【００４５】図９に、ＭＯＳパワートランジスタの要求
耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の一
例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗とＮ
型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネル
抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図９からわ
かるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記抵抗
が支配的となる。

【００４６】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。

【００４７】次に、同一チップサイズのＳｉＣのＭＯＳ
パワートランジスタ及びＳｉのＭＯＳパワートランジス
タ（比較例）を組込んだ三相全波整流器１９を採用した
本実施例の車両用交流発電機の特性を図１０及び図１１
に示す。出力電流は約１０％（１２極、５０００ｒｐｍ
時）向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので
整流効率も約３〜５％向上できた。

【００４８】更に、三相全波整流器１９の発熱が大きく
下がったことから放熱フィンの小型化が実現でき、三相
全波整流器１９と電圧調整部２０とを一体化することが
できた。更にこれら三相全波整流器１９と電圧調整部２
０とを一体化することにより両者を接続する配線の省
略、及びこの配線から放射される電磁ノイズの低減も実
現することができ、従来の発電機に比べ図１２に示す如
く、冷却風吸入窓を直接カバーで覆うことなく露出で
き、その結果、車両用交流発電機へのこの三相全波整流
器１９の搭載スペースも縮小でき、その分、通風抵抗及
び通風動力も低減できた。

【００４９】また本実施例によれば、図１１に示すよう
に、１２極、１００Ａ仕様の発電機を１００００ｒｐｍ
で回転させた場合において、ＳｉＣの三相全波整流器１
９は従来のＳｉの三相全波整流器に比較して、整流され
た出力電圧に含まれるノイズ電圧が約２０％低減できる
ことが分かった。これは、ＭＯＳパワートランジスタ１
９ａ〜１９ｆの抵抗が小さいので、ＭＯＳパワートラン
ジスタ１９ａ〜１９ｆの開閉に伴う三相電機子巻線５の
両端電位変化が抑止されるためである。

【００５０】更に上記説明した実施例では三相全波整流
器１９内蔵の電圧調整器１８を発電機内部に収容した
が、上記電圧調整器１８を発電機外部に配設することも
でき、三相全波整流器１９及び電圧調整部２０を別々に
構成することもできる。なお、図１２は三相全波整流器
１９内蔵の電圧調整器１８を軸方向から図示した図であ
り、図１３は図１２に図示された三相全波整流器１９内
蔵の電圧調整器１８の内部透視拡大図である。 （実施例２）本発明の他の実施例を図１４を参照して説
明する。

【００５１】この実施例では、三相全波整流器１９のハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタだけをＳｉＣによ
り構成し、ローサイドの半導体電力素子を従来のＳｉか
らなるＰＮダイオードで構成したものである。このよう
にしても実施例１より効果は減少するものの損失低減及
び冷却簡単化という効果を奏することができる。もちろ
ん、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタだけをＳｉ
Ｃにより構成し、ハイサイドの半導体電力素子を従来の
ＳｉからなるＰＮダイオードで構成することもでき、上
記ダイオードの代わりにＳｉからなるＭＯＳパワートラ
ンジスタを採用することもできる。 （実施例３）本発明の他の実施例を図１５を参照して説
明する。

【００５２】この実施例では、Ｎ⁺ 型基板１０６はハイ
サイドの各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの
共通のソース電極Ｓ（図１参照）を構成し、基板１０６
上には各相のＰ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃが互い
にパンチスルー不能な距離だけ充分離れて個別に形成さ
れ、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃの表面部には
それぞれＮ⁺ 型のドレイン領域１０４ａ〜１０４ｃが個
別に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃの
表面部には絶縁膜１０９を介してゲート電極１１０ａ〜
１１０ｃが配設され、各ドレイン領域１０４ａ〜１０４
ｃはゲート電極１１０ａ〜１１０ｃにより耐圧層１０５
に個別に導通される。

【００５３】このようにすれば、１チップ上に３個のハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタからなるハーフブ
リッジをなんら工程を増加することなく集積できるとい
う優れた効果を奏する。また、各ＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｃの電力損失が小さいので、上記集積
により各素子が高温化することも回避できる。（Ｓｉ−
ＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣ−ＭＯＳパワートラ
ンジスタの耐圧と抵抗値との関係の解析） なお、上記した各実施例のＭＯＳパワートランジスタ１
９ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖ
に設計しているが、この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ〜１９ｆを用いた車両用交流発電機用
の三相全波整流器１９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジ
スタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器１９と
の抵抗値の解析結果（図９参照）を以下に理論的に説明
する。ただし、ここではソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効果
によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものとする。
また、回路構造は、図５の縦型構造とし、チップ面積は
等しくする。

【００５４】トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネル抵抗
ｒｃとＮ⁺ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であり、 ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）^-1・（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ）） ｒｂ＝４Ｖｂ² ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。

【００５５】ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０⁵ ，ＳｉＣは３×１０⁶ Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ ² 、Ｖｂはブレークダウン電（耐圧）である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１０
０、ＳｉＣは３７０ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長
Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２２
μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが
５００、ＳｉＣは１００ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）とした。

【００５６】上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。

【００５７】なお上記説明した各実施例では、Ｐ型ウエ
ル領域１０３はイオン注入で形成したが、図５の構造で
は、それをエピタキシャル成長で形成することもでき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】一実施例の車両用交流発電機の回路図である。

【図２】図１の車両用交流発電機の断面図である。

【図３】図１の三相全波整流器の一相分を示すインバー
タ回路の等価回路図である。

【図４】図１の三相全波整流器を構成するＭＯＳパワー
トランジスタの一例を示す一部拡大断面図である。

【図５】図１の三相全波整流器を構成するＭＯＳパワー
トランジスタの一例を示す一部拡大断面図である。

【図６】従来のＳｉを素材とするＰＮダイオードの電圧
−電流特性図である。

【図７】従来のＳｉを素材とするＭＯＳパワートランジ
スタの電圧−電流特性図である。

【図８】本実施例のＳｉＣを素材とするＭＯＳパワート
ランジスタの電圧−電流特性図である。

【図９】図７及び図８のＭＯＳパワートランジスタの耐
圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。

【図１０】Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。

【図１１】Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機のノイズ電圧と
回転数との関係を示す図である。

【図１２】図２の三相全波整流器を透視した車両用交流
発電機のリヤ側の側面図である。

【図１３】図１２の三相全波整流器の内部透視平面図で
ある。

【図１４】実施例２を示す等価回路図である。

【図１５】実施例３を示す断面図である。

【符号の説明】

５は三相電機子巻線、２１がバッテリ、１９ａ〜１９ｃ
はハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜１
９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９は
三相全波整流器、２０は電圧調整部、１８は電圧調整
器。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】車両用交流発電機の三相電機子巻線の各端
   とバッテリの高位端及び低位端とを接続するハイサイド
   のＭＯＳパワートランジスタ又はローサイドのＭＯＳパ
   ワートランジスタを有し、三相電機子巻線の発電電圧を
   直流電圧に変換してバッテリに給電する車両用交流発電
   機の三相全波整流器において、前記ＭＯＳパワートラン
   ジスタはＳｉＣを素材として形成されることを特徴とす
   る車両用交流発電機の三相全波整流器。
2. 【請求項２】前記三相全波整流器は、ハイサイド及びロ
   ーサイドの両方のＭＯＳパワートランジスタを有する請
   求項１記載の車両用交流発電機の三相全波整流器。
3. 【請求項３】前記三相全波整流器は、ハイサイド又はロ
   ーサイドのどちらか一方のＭＯＳパワートランジスタ
   と、残部の半導体電力素子を構成するＰＮ接合ダイオー
   ドとからなる請求項１記載の車両用交流発電機の三相全
   波整流器。
4. 【請求項４】前記ＭＯＳパワートランジスタは、ソース
   電極を構成するＮ⁺ 型の基板と、前記基板上に形成され
   たＮ型の耐圧層と、前記耐圧層の表面部に形成されたＰ
   型ウエル領域と、前記Ｐ型ウエル領域の表面部に形成さ
   れてドレイン電極を構成するＮ⁺ 型のドレイン領域と、
   前記Ｐ型ウエル領域の表面部に絶縁膜を介して配設され
   るとともに前記ドレイン領域及び前記耐圧層を導通させ
   るＮ型チャンネルを形成するゲート電極とを備える請求
   項１記載の車両用交流発電機の三相全波整流器。
5. 【請求項５】前記Ｎ⁺ 型のドレイン領域及び前記Ｐ型ウ
   エル領域は短絡される請求項４記載の車両用交流発電機
   の三相全波整流器。
6. 【請求項６】前記基板はハイサイドの各前記ＭＯＳパワ
   ートランジスタの共通のソース領域を構成し、前記基板
   上には各相の前記Ｐ型ウエル領域が個別に形成され、前
   記各Ｐ型ウエル領域の表面部にはそれぞれ前記Ｎ⁺ 型の
   ドレイン領域が個別に形成され、前記各Ｐ型ウエル領域
   の表面部には絶縁膜を介して前記各ドレイン領域及び前
   記耐圧層を個別に導通させるチャンネルを形成する各ゲ
   ート電極が個別に配設される請求項５記載の車両用交流
   発電機の三相全波整流器。
7. 【請求項７】前記三相全波整流器は前記ＭＯＳパワート
   ランジスタをスイッチング制御する電圧調整部と同一基
   板に搭載される請求項１記載の車両用交流発電機の三相
   全波整流器。
8. 【請求項８】前記ＭＯＳパワートランジスタのソース・
   ドレイン間及びドレイン・ゲート間耐圧は５０Ｖ以上に
   設定される請求項１〜７のどれかに記載の車両用交流発
   電機の三相全波整流器。
9. 【請求項９】前記ＭＯＳパワートランジスタのソース・
   ドレイン間及びドレイン・ゲート間耐圧は１００Ｖ以上
   に設定される請求項１〜７のどれかに記載の車両用交流
   発電機の三相全波整流器。