JPH07107999B2

JPH07107999B2 - ４相位相復調器

Info

Publication number: JPH07107999B2
Application number: JP61155977A
Authority: JP
Inventors: 富幸久米; 治彦後藤
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1986-07-04
Filing date: 1986-07-04
Publication date: 1995-11-15
Anticipated expiration: 2010-11-15
Also published as: JPS6313552A

Description

【発明の詳細な説明】〔概要〕位相検波出力信号をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル処理により位相同期回路及び自動周波数制御回路を構
成する電圧制御発振器の制御電圧を形成し、電圧制御発
振器の出力信号を再生搬送波信号として４相位相変調信
号を復調するものであり、殆ど無調整で搬送波を再生で
きるようにしたものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、所定位相の搬送波を再生して４相位相変調信
号を復調する４相位相復調器に関する。

４相位相復調器は、受信した４相位相変調信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既に種々提案されている。その
場合、受信４相位相変調信号の搬送波成分周波数と同一
の周波数で、且つ所定の位相の搬送波を得る必要があ
り、簡単な構成で搬送波を再生して復調できるようにす
ることが要望されている。

〔従来の技術〕

従来の４相位相復調器の一例を第５図に示す。同図に於
いて、31はハイブリッド回路、32,33は位相検波器、34,
35は位相差成分を２倍にする絶対値回路、36は微分回路
（d/dt）、37は掛算器としてのミキサ、38,39は低域フ
ィルタ、40は電圧制御発振器、41はπ/2の移相を行う移
相器である。

入力信号の４相位相変調信号は、ハイブリッド回路31に
より分岐されて位相検波器32,33に加えられ、又電圧制
御発振器40からの再生搬送波信号が移相器41により90°
移相され、位相検波器32,33には直交した再生搬送波信
号が加えられることになり、４相位相変調信号の位相検
波が行われる。この位相検波器32,33は、例えば、二重
平衡変調器と同様の構成とすることができるものであ
り、４相位相変調信号をω_iとし、電圧制御発振器40の
出力の再生搬送波信号をω_oとすると、周波数差成分は
ω_i−ω_o＝Δωとなり、θ＝Δωｔとすると、位相検波
器32からsinθ，−sinθ成分信号が出力され、位相検波
器33からcosθ，−cosθ成分信号が出力される。

これらの位相検波出力信号は、絶対値回路34によって周
波数成分（位相差成分）が２逓倍され、sin2θ，−sin2
θ,cos2θ，−cos2θ成分信号となり、次の絶対値回路3
5により更に２逓倍されて、sin4θ，−sin4θ,cos4θ，
−cos4θ成分信号となる。sin4θ成分信号を低域フィル
タ39を介して電圧制御発振器40に位相制御信号として加
える。又sin4θ成分信号を微分回路36により微分してミ
キサ37に加え、このミキサ37に於いてcos4θ成分信号と
混合し、低域フィルタ38を介して電圧制御発振器40に周
波数制御信号として加える。

この場合、sin4θ＝sin4Δωｔの信号は、微分回路36に
より微分されるから、 ∂sin4Δωt/∂ｔ＝４Δωcos4Δωｔ …（１）となる。又ミキサ37によりcos4θ成分信号と混合され
て、４Δωcos4Δωｔ・cos4Δωｔ＝−２Δω（１−cos8Δωｔ） …（２）の信号が出力される。

この２Δωの成分が低域フィルタ38により抽出されて電
圧制御発振器40に加えられる。即ち、周波数差Δωの成
分の制御信号が電圧制御発振器40に加えられるので、入
力された４相位相変調信号の周波数に追従した発振周波
数に制御できることになり、搬送波再生の引込範囲を拡
大することができる。

第６図は絶対値回路34,35の概略構成を示すものであ
り、D1〜D4はダイオード、Q1〜Q4はトランジスタ、R1〜
R24は抵抗で、トランジスタQ1,Q2により一方の差動増幅
器を構成し、トランジスタQ3,Q4により他方の差動増幅
器を構成している。又ダイオードD1〜D4は、半波整流を
行って周波数成分を等価的に自乗するもので、全波整流
回路とした場合も同様に等価的な自乗回路を構成するこ
とができる。又抵抗R21,R22及びR23,R24により加算回路
を構成している。

絶対値回路34の場合は、位相検波出力信号のsinθ,cos
θ，−cosθ成分信号が加えられる。なお、−sinθ成分
信号も用いるものであるが、動作説明上省略することが
できるので、図示を省略している。sinθ成分信号とcos
θ成分信号とはそれぞれダイオードD1,D2により自乗さ
れてトランジスタQ1,Q2のベースに加えられ、例えば、
トランジスタQ2のコレクタからは、（cos²θ−sin²θ）＝cos2θ …（３）の信号が出力される。即ち、周波数成分は２逓倍される
ことになる。同様に、トランジスタQ1のコレクタから
は、−cos2θ成分信号が出力される。

又抵抗R21,R22を介してsinθ成分信号とcosθ成分信号
とが加算され（sinθ＋cosθ）の信号は、ダイオードD3
により自乗されてトランジスタQ3のベースに加えられ
る。又抵抗R23,R24を介してsinθ成分信号と−cosθ成
分信号とが加算され、（sinθ−cosθ）の信号はダイオ
ードD4により自乗されてトランジスタQ4のベースに加え
られる。従って、トランジスタQ4のコレクタから、（sinθ＋cosθ）²−（sinθ−cosθ）²＝4sinθcosθ
＝2sin2θ …（４）の信号が出力され、係数２を消去すると、sin2θとな
る。即ち、周波数成分は２逓倍されることになる。同様
に、トランジスタQ3のコレクタから−sin2θ成分信号が
出力される。

絶対値回路35も同様な構成により、絶対値回路34から出
力されたsin2θ，−sin2θ,cos2θ，−cos2θ成分信号
の周波数成分を２逓倍するから、sin4θ，−sin4θ,cos
4θ，−cos4θ成分が出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述の従来の４相位相復調器は、再生搬送波の位相誤差
信号及び周波数誤差信号をベースバンド信号の処理によ
って得るものであるが、絶対値回路34,35は、アナログ
信号処理によるものであり、それぞれ振幅レベル等を合
わせる為の複数個所の調整が必要となるから、調整時間
が長くなる欠点がある。このように調整個所が多いこと
は、経時変化により再調整の必要が生じる可能性が大き
い欠点がある。又部品点数が多くなることから、大型化
する欠点がある。

本発明は、殆ど無調整で所望の搬送波を再生して４相位
相変調信号を復調することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の４相位相復調器は、第１図を参照して説明する
と、４相位相変調の入力信号を再生搬送波によって位相
検波する位相検波部１と、この位相検波部１に加える再
生搬送波を出力する電圧制御発振器（VCO）２と、位相
検波部１のI,Qチャネルの検波出力信号をディジタル信
号に変換するA/D変換器３と、このA/D変換器３のI,Qチ
ャネルの出力信号の極性を基に、I,Qチャネルの出力信
号が第１象限〜第４象限の何れの象限に位置するかを判
定し、I,Qチャネルの出力信号を第１象限〜第４象限の
中の一つを特定象限とし、その特定象限に置換して、同
一位相変調状態に変換する象限決定部４と、この象限決
定部４の出力信号の少なくとも一方のチャネルの信号
と、象限決定部４の１サンプル前の出力信号との差分を
とるデータ比較部５と、このデータ比較部５の出力信号
を平均化して電圧制御発振器２の発振周波数を制御する
制御電圧とする平均化部６と、象限決定部４の出力信号
を電圧制御発振器２の位相制御用の制御電圧に変換する
D/A変換器７とを備えている。

〔作用〕

象限決定部４は、A/D変換器３のI,Qチャネルのディジタ
ル信号の極性が両方共正極性の時は第１象限、両方共負
極性の時は第３象限、Ｉチャネルのディジタル信号が負
極性でＱチャネルのディジタル信号が正極性の時は第２
象限、Ｉチャネルのディジタル信号が正極性でＱチャネ
ルのディジタル信号が負極性の時は第４象限と判定す
る。そして、例えば、第１象限を特定象限とすると、第
１象限と判定した場合はそのまま出力し、第３象限と判
定した場合は極性を反転して出力する。又第２象限と判
定した場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性を反
転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャネ
ルのディジタル信号の極性をそのままとしてＩチャネル
のディジタル信号として出力する。又第４象限と判定し
た場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性をそのま
まとしてＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャ
ネルのディジタル信号の極性を反転してＩチャネルのデ
ィジタル信号として出力する。

従って、象限決定部４からの出力信号は、第１象限等の
特定象限に置換されるから、同一位相変調状態となる。
即ち、４相位相変調信号を４逓倍して無変調信号とした
場合と等価なディジタル信号を得ることができる。

又D/A変換器７は、象限決定部４からの特定象限に置換
されたディジタル信号を、例えば、変換基準点を用いて
アナログ信号に変換することにより、再生搬送波信号の
位相誤差に相当する信号とすることができるから、その
アナログ信号を電圧制御発振器２の制御電圧として位相
制御を行うものである。ここで、位相制御とは、位相同
期化を行うことを意味するものである。

又データ比較部５は、象限決定部４により特定象限に置
換された少なくとも一方のチャネルのディジタル信号
と、それより１サンプル前のディジタル信号との差分を
とることにより、周波数誤差の正負に対応した信号を得
ることができる。即ち、微分したことに相当する出力信
号が得られる。この出力信号を平均化部６により平均化
してアナログ信号とすることにより、周波数制御用の制
御電圧として電圧制御発振器２に加え、入力された４相
位相変調信号の搬送波周波数と同一の再生搬送波周波数
とするこができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、11はハイ
ブリッド回路、12,13は位相検波器、14,15はA/D変換
器、16は象限決定回路、17はフリップフロップ群（F
F）、18はデータ比較回路、19はデータ保持回路、20は
カウンタ、21はD/A変換器、22は電圧制御発振器、23はD
/A変換器、24はπ/2の移相を行う移相器である。

ハイブリッド回路11と位相検波器12,13と移相器24とに
より、第１図の位相検波部１が構成され、A/D変換器14,
15により第１図のA/D変換器３が構成され、象限決定回
路16が第１図の象限決定部４に対応し、フリップフロッ
プ群17とデータ比較回路18とにより、第１図のデータ比
較部５が構成され、データ保持部19とカウンタ20とD/A
変換器21とにより、第１図の平均化部６が構成され、D/
A変換器23が第１図のD/A変換器７に対応し、電圧制御発
振器22が第１図の電圧制御発振器２に対応する。

４相位相変調信号は、ハイブリッド回路11により分岐さ
れて位相検波器12,13に加えられ、電圧制御発振器22か
らの再生搬送波信号が移相器24により90°移相されるこ
とにより、直交した再生搬送波信号が形成されて位相検
波器12,13に加えられる。従って、位相検波器12,13によ
り４相位相変調信号は位相検波される。

位相検波出力信号は、A/D変換器14,15により複数ビット
構成の例えば３ビットのディジタル信号に変換されて象
限決定回路16に加えられる。象限決定回路16は、入力さ
れたディジタル信号の象限位置を判定して、第１象限〜
第４象限の中の一つの特定象限、例えば第１象限に置換
する。

第３図は本発明の実施例の象限決定を含む動作説明図で
あり、（Ａ）に示すように、各象限に於けるＩチャネル
信号とＱチャネル信号との極性についてみると、第１象
限ではＩ＞0,Q＞０、第２象限ではＩ＜0,Q＞０、第３象
限ではＩ＜0,Q＜０、第４象限ではＩ＞0,Q＜０の関係と
なる。従って、象限決定回路16は、A/D変換器14,15の出
力のディジタル信号の極性から象限位置を判定すること
ができる。

又第１象限を特定象限とすると、この第１象限に他の象
限の信号を置換するものであり、第１象限〜第４象限の
信号ベクトルa,b,c,dについて、第２象限の信号ベクト
ルｂを時計方向に90°回転させると、第１象限の信号ベ
クトルａとなる。又第４象限の信号ベクトルｄを反時計
方向に90°回転させると、第１象限の信号ベクトルａと
なる。又第３象限の信号ベクトルｃを180°回転させる
と、或いは点対称に反転させると、第１象限の信号ベク
トルａとなる。従って、第１象限のＩチャネル信号をΔ
ｘ、Ｑチャネルの信号をΔｙとすると、第２象限〜第４
象限の信号を第１象限に置換する為に、次の表の変換を
行うことになる。

象限決定回路16は、前述のように、A/D変換器14,15のI,
Qチャネルの出力ディジタル信号Δx,Δｙの極性を基に
象限判別を行うものであり、＋Δx,＋Δｙの場合は第１
象限と判別し、−Δx,−Δｙの場合は第３象限と判別す
る。又−Δx,＋Δｙの場合は第２象限、＋Δx,−Δｙの
場合は第４象限と判別する。

そして、判別された象限から特定象限の例えば第１象限
に置換する場合、表に示すような置換処理を行うもので
あり、判別された象限が第１象限の場合はそのまま出力
し、第３象限の場合は極性を反転して出力する。又第２
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号−Δｘの極
性を反転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱ
チャネルのディジタル信号＋Δｙの極性をそのままとし
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。又第４
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号＋Δｘの極
性をそのままとしてＱチャネルのディジタル信号とし、
且つＱチャネルのディジタル信号−Δｙの極性を反転し
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。このよ
うなI,Qチャネルのディジタル信号の極性を基に象限を
判別し、特定象限に置換する為の極性反転やI,Qチャネ
ルのディジタル信号の交換の処理は、論理回路或いはプ
ログラム制御によるプロセッサによって実現することが
できる。

又象限決定回路16により、特定象限の例えば第１象限に
置換することによって、各種の位相変調状態を同一位相
変調状態に変換したことになる。即ち、４相位相変調信
号を４逓倍して無変調信号を得る場合と同様な位相変調
成分を無くしたものとなり、第５図に示す従来例に於け
る２個の絶対値回路により４逓倍する場合と等価とな
る。従って、象限決定回路16の出力信号をD/A変換器23
によりアナログ信号に変換して、位相制御用の制御電圧
とすることができ、この制御電圧によって電圧制御発振
器22を制御する位相同期ループが形成されていることに
なる。

この場合、第３図の（Ｂ）に示すように、特定象限の例
えば第１象限のＰ点が正規の信号点位置とすると、I,Q
チャネルのディジタル信号はΔx,Δｙで表示され、Δｘ
＝Δｙとなる。しかし、再生搬送波位相のずれにより、
この正規の信号点Ｐからずれた信号点Ａとなると、I,Q
チャネルのディジタル信号Δｘ′，Δｙ′は、Δｘ′＜
Δｙ′の関係となり、又信号点Ｂとなると、I,Qチャネ
ルのディジタル信号Δｘ″，Δｙ″は、Δｘ″＞Δｙ″
の関係となる。

従って、Δｘ＝Δｙとなるように、即ち、正規の信号点
ＰへＡ点から、又はＢ点からそれぞれ矢印で示すよう
に、電圧制御発振器22の出力信号位相を制御すれば良い
ことになり、その為のΔｘ−Δｘ′，Δｙ−Δｙ′或い
はΔｘ−Δｘ″，Δｙ−Δｙ″に相当する値を得ること
は容易である。例えば、D/A変換器23に於けるディジタ
ル信号からアナログ信号への変換の基準点をＰ点の値
（Δx,Δｙ）を用い、象限決定回路16からの特定象限に
置換したディジタル信号をアナログ信号に変換すると、
位相差に対応する信号成分を得ることができる。即ち、
前述の位相制御用の制御電圧とすることができる。な
お、ループフィルタ等は必要に応じて接続することがで
きるものであり、簡略化の為に図示を省略している。

象限決定回路16の出力信号は、前述のD/A変換器23と、
フリップフロップ群17とデータ比較回路18とに加えられ
る。フリップフロップ群17は象限決定出力信号を１ダン
プル時間保持するもので、データ比較回路18では、象限
決定出力信号と、それより１サンプル前の象限決定出力
信号とを比較する。比較結果は象限決定出力信号の傾き
方向を示すものとなる。即ち、象限決定出力信号と、そ
れより１サンプル前の象限決定出力信号との差分をと
り、その差分値が正か負かによって傾き方向を識別でき
る。従って、従来例に於ける４逓倍した周波数成分信号
を微分する処理に相当することになる。

データ比較回路18の出力信号は、サンプル周期のもので
あり、これを直ちに電圧制御発振器22の制御電圧として
も、電圧制御発振器22の発振周波数は追従しないから、
ラッチ回路等からなるデータ保持回路19により一時的に
保持し、その出力信号をカウンタ20で所定時間カウント
して時間平均をとり、その結果をD/A変換器21によりア
ナログ信号に変換して、電圧制御発振器22の周波数制御
用の制御電圧とし、自動周波数制御回路を形成する。

第４図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａ）は
４相位相変調信号の搬送波周波数ω_iに対して、電圧制
御発振器22の発振周波数ω_oが低い場合（ω_o＜ω_i）を
示し、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極
性の第１象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性でＱチャ
ネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル信号Ich
とＱチャネル信号Qchとが負極性の第３象限と、Ｉチャ
ネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の第
４象限とが、反時計方向に回転する場合に相当する。

そして、第１象限のＱチャネル信号Qchと、第２象限の
Ｉチャネル信号Ichの極性を反転した信号と、第３象限
のＱチャネル信号Qchの極性を反転した信号と、第４象
限のＩチャネル信号Ichとをそれぞれ選択した場合を、
第４図（ｂ）に示す。即ち、特定象限の例えば第１象限
に置換した状態をアナログ的に示すものであり、象限決
定回路16の出力信号に相当し、統て第１象限に置換する
ことにより、位相変調成分がなくなった信号となる。

又第４図の（ｃ）はサンプリングクロック信号を示し、
サンプリングクロック信号に従ってA/D変換が行われ、
データ比較回路18におけるデータ比較が行われる。この
データ比較回路18に於けるデータ比較は、前述のよう
に、象限決定出力信号とそれより１サンプル前の象限決
定出力信号とを比較するもので、それによって、特定象
限に置換した象限決定出力信号の傾きが判る。第４図の
（ｂ）の場合は、正の傾きを示す比較出力信号が得ら
れ、カウンタ20により平均化されて、D/A変換器21によ
りアナログの制御電圧に変換され、この制御電圧により
電圧制御発振器22の発振周波数ω_oを上昇させて、ω_o＝
ω_iとなるように制御する。

又第４図の（ｄ）は、（ａ）の場合と反対に、４相位相
変調信号の搬送波周波数ω_iに対して電圧制御発振器22
の発振周波数ω_oが高い場合（ω_o＞ω_i）に示し、Ｉチ
ャネル信号Ichが正極性でＱチャネル信号Qchが負極性の
第４象限と、Ｉチャネル信号IchとＱチャネル信号Qchと
が負極性の第３象限と、Ｉチャネル信号Ichが負極性で
Ｑチャネル信号Qchが正極性の第２象限と、Ｉチャネル
信号IchとＱチャネル信号Qchとが正極性の第１象限とが
時計方向に回転する場合に相当する。

そして、前述の（ｂ）の場合と同様に、第４象限のＩチ
ャネル信号Ichと、第３象限のＱチャネル信号Qchの極性
を反転した信号と、第２象限のＩチャネル信号Ichの極
性を反転した信号と、第１象限のＱチャネル信号Qchと
をそれぞれ選択した場合を、第４図の（ｅ）に示す。即
ち、特定象限の例えば第１象限に置換した状態をアナロ
グ的に示し、象限決定回路16の出力信号に相当し、その
傾きは、（ｂ）の場合と反対となる。又（ｆ）は（ｃ）
と同一のサンプリングクロック信号示す。

このように、ω_o＞ω_iの場合は、データ比較によって、
前述のω_o＜ω_iの場合と反対に負の傾きを示す比較出力
信号が得られ、カウンタ20によって平均化され、この傾
きに対応した周波数制御用の制御電圧がD/A変換器21に
よりアナログの制御電圧に変換されて電圧制御発振器22
に加えられ、電圧制御発振器22の発振周波数ω_oを低下
させて、ω_o＝ω_iとなるように制御する。

即ち、位相θ＝ωｔ＋φとすると、データ比較回路18に
よりデータ比較することによって、等価的に微分したこ
とになるから、∂θ／∂ｔ＝ωとなり、周波数成分が抽
出され、それによって、電圧制御発振器22の発振周波数
が制御される。この場合、データ比較回路18に於いて
は、１サンプルの前後の象限決定回路16の出力信号を比
較し、周波数差（ω_o−ω_i）の正負を決定し、カウンタ
20により平均化し、D/A変換器21によりアナログの制御
電圧に変換して電圧制御発振器22を制御することにな
る。

前述の周波数差（ω_o−ω_i）について、第３図の
（Ｃ），（Ｄ）を参照して説明する。第４図の（ａ），
（ｂ）のように、ω_o＜ω_iの場合、周波数差が小さい
と、（Ｃ）に示すものとなり、又周波数差が大きいと
（Ｄ）に示すものとなる。従って、（Ｃ），（Ｄ）に於
いて、時刻t₂に於ける信号と、それより１サンプル前の
時刻t₁に於ける信号とを比較すると、正極性の差分信号
Δd₁，Δd₂となり、Δd₁＜Δd₂の関係となる。即ち、デ
ータ比較回路18に於いて、象限決定出力信号とそれより
１サンプル前の象限決定出力信号との差分をとることに
より、周波数ω_o，ω_iの高低の関係と差分の大きさとを
判定することができる。それに基づいて、周波数差（ω
_o−ω_i）が零となるように電圧制御発振器22を制御する
ことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、４相位相変調信号を位
相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号に変
換し、そのディジタル信号を用いて特定象限に置換する
象限決定を行うことにより、４逓倍した場合と等価な位
相変調成分を含まない象限決定出力信号を得ることがで
きる。又この象限決定出力信号とそれより１サンプル前
の象限決定出力信号とを比較して差分をとることによ
り、微分した場合と等価な周波数差を含む信号を得るこ
とができる。この場合、４相位相変調信号の搬送波周波
数と、電圧制御発振器の発振周波数との大小関係が判る
から、電圧制御発振器の周波数制御用の制御電圧を形成
することができる。従って、ディジタル処理により殆ど
無調整で電圧制御発振器の周波数制御用並びに位相制御
用の制御電圧を形成することができるから、同期引込範
囲を拡大し、且つ安定な搬送波を再生して、４相位相変
調信号を復調することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は本発明の実施例の象限決定
を含む動作説明図、第４図は本発明の実施例の動作説明
図、第５図は従来例のブロック図、第６図は絶対値回路
を示す。１は位相検波部、２は電圧制御発振器（VCO）、３はA/D
変換器、４は象限決定部、５はデータ比較部、６は平均
化部、７はD/A変換器、11はハイブリッド回路、12,13は
位相検波器、14,15はA/D変換器、16は象限決定回路、17
はフリップフロップ群（FF）、18はデータ比較回路、19
はデータ保持回路、20はカウンタ、21はD/A変換器、22
は電圧制御発振器、23はD/A変換器、24は移相器であ
る。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】４相位相変調の入力信号を再生搬送波によ
って位相検波する位相検波部（１）と、該位相検波部（１）に加える前記再生搬送波を出力する
電圧制御発振器（２）と、前記位相検波部（１）のI,Qチャネルの検波出力信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換器（３）と、該A/D変換器（３）のI,Qチャネルの出力信号の極性を基
に、該I,Qチャネルの出力信号が第１象限〜第４象限の
何れの象限に位置するかを判定し、該I,Qチャネルの出
力信号を特定象限に置換して、同一位相変調状態に変換
する象限決定部（４）と、該象限決定部（４）の出力信号の少なくとも一方のチャ
ネルの信号と、該象限決定部（４）の１サンプル前の出
力信号の該一方のチャネルの信号との差分をとるデータ
比較部（５）と、該データ比較部（５）の出力信号を平均化して前記電圧
制御発振器（２）の発振周波数を制御する制御電圧とす
る平均化部（６）と、前記象限決定部（４）の出力信号を前記電圧制御発振器
（２）の位相制御用の制御電圧に変換するD/A変換器
（７）とを備えたことを特徴とする４相位相復調器。