JPH0646561A - Resonant dc-dc converter - Google Patents
Resonant dc-dc converterInfo
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- JPH0646561A JPH0646561A JP15160892A JP15160892A JPH0646561A JP H0646561 A JPH0646561 A JP H0646561A JP 15160892 A JP15160892 A JP 15160892A JP 15160892 A JP15160892 A JP 15160892A JP H0646561 A JPH0646561 A JP H0646561A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング損失を低
減し、しかも、出力電圧の制御を容易にした共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonance type DC which reduces switching loss and facilitates control of output voltage.
-It relates to a DC converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近来、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の
目的から、スイッチング周波数の高いものが出現してき
ている。この目的のため、現在用いられているスイッチ
ング電源には、ＰＷＭ方式がある。このＰＷＭ方式は、
制御性に富み、システムも簡単で動作解析も容易である
が、スイッチング損失が周波数に比例するという問題が
ある。2. Description of the Related Art Recently, a high switching frequency has appeared for the purpose of downsizing a DC-DC converter. For this purpose, the switching power supply currently used has a PWM system. This PWM system is
It is rich in controllability, the system is simple and the operation analysis is easy, but there is a problem that switching loss is proportional to frequency.
【０００３】このスイッチング損失を著しく低減できる
ものに、共振型電源がある。これは、図４に示すように
構成されたもので、第１のスイッチング素子１１と第２
のスイッチング素子１２とは、発振器１９により、交互
にオン、オフを制御され、それぞれのオン時間の比率
は、同一である。共振用リアクトル１６と共振用コンデ
ンサ９をそれぞれＬ１、Ｃ１とすると、共振周波数ｆ０
＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ１）の周期で充放電電流が流
れ、このエネルギーがトランス１３を介して２次側に転
送される。動作周波数をｆｓ、入力電圧Ｖｉ、出力電圧
Ｖｏ、出力電流Ｉｏとすると、 Ｖｏ＝ｆｓ・Ｃ１・Ｖｉ2／Ｉｏ となり、Ｖｏを一定にするためには、Ｉｏの変化に対し
てｆｓを変化させる必要がある。A resonance type power source is one that can significantly reduce this switching loss. This is configured as shown in FIG. 4, and includes a first switching element 11 and a second switching element 11.
The switching element 12 and the switching element 12 are alternately controlled to be turned on and off by the oscillator 19 and have the same ratio of on time. When the resonance reactor 16 and the resonance capacitor 9 are L1 and C1, respectively, the resonance frequency f0
= 1 / 2π√ (L1 · C1), the charging / discharging current flows, and this energy is transferred to the secondary side via the transformer 13. If the operating frequency is fs, the input voltage Vi, the output voltage Vo, and the output current Io, then Vo = fs · C1 · Vi 2 / Io, and in order to keep Vo constant, fs is changed with respect to the change of Io. There is a need.
【０００４】ここで、発振器１９からの信号で、第１の
スイッチング素子１１がオンしたものとすると、直流電
源１０からトランス１３の１次巻線１４にＶｉが印加さ
れ、２次巻線１５にエネルギーＶｓが伝達される。この
とき、トランス１３に印加される電圧は、図５（ａ）に
示すように、方形波状でオン、オフするが、電圧波形が
オンすると、直流電源１０、第１のスイッチング素子１
１、１次巻線１４、共振用リアクトル１６、共振用コン
デンサ９、コンデンサ１８、直流電源１０の共振回路の
電流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて０から徐々
に上昇してゆき、ターンオン時のスイッチング損失をほ
とんど発生することなくオン状態に移行する。その後、
電流は、共振の弧に沿って減少してゆき、遂には０に達
する。それ以後に、第１のスイッチング素子１１をオフ
し、第２のスイッチング素子１２をオンする。Here, assuming that the first switching element 11 is turned on by the signal from the oscillator 19, Vi is applied from the DC power source 10 to the primary winding 14 of the transformer 13 and is applied to the secondary winding 15. Energy Vs is transmitted. At this time, the voltage applied to the transformer 13 turns on and off in a square wave shape as shown in FIG. 5A, but when the voltage waveform turns on, the DC power supply 10 and the first switching element 1 are turned on.
1, the primary winding 14, the resonance reactor 16, the resonance capacitor 9, the capacitor 18, the current of the resonance circuit of the DC power supply 10 gradually rises from 0 in an arc of resonance as shown in (b). Then, the device turns on with almost no switching loss at turn-on. afterwards,
The current decreases along the arc of resonance until it reaches zero. After that, the first switching element 11 is turned off and the second switching element 12 is turned on.
【０００５】つぎに、第１のスイッチング素子１１がオ
フし、第２のスイッチング素子１２がオンすると、共振
用リアクトル１６に先とは逆方向に電流が流れて、直流
電源１０、コンデンサ１７、共振用コンデンサ９、共振
用リアクトル１６、１次巻線１４、第２のスイッチング
素子１２、直流電源１０の共振回路に電流が流れる。す
ると、りセット時のエネルギーＶｒが、トランス１３を
介して２次側に供給される。このときも前記同様、電圧
波形がオンすると、共振回路の電流は、（ｂ）のよう
に、共振の弧を描いて０から逆向きに徐々に上昇してゆ
き、ターンオン時のスイッチング損失をほとんど発生す
ることなくオン状態に移行する。その後、電流は、共振
の弧に沿って逆向きに減少してゆき、遂には０に達す
る。それ以後に、第２のスイッチング素子１２をオフ
し、第１のスイッチング素子１１をオンする。Next, when the first switching element 11 is turned off and the second switching element 12 is turned on, a current flows in the resonance reactor 16 in the opposite direction to the direction in which the direct current power supply 10, the capacitor 17 and the resonance are generated. A current flows in the resonance circuit of the capacitor 9 for resonance, the resonance reactor 16, the primary winding 14, the second switching element 12, and the DC power supply 10. Then, the energy Vr at the time of resetting is supplied to the secondary side through the transformer 13. At this time as well, when the voltage waveform is turned on, the current in the resonance circuit gradually rises in the opposite direction from 0, drawing an arc of resonance, as shown in (b), and almost no switching loss occurs at turn-on. Transition to the ON state without occurring. The current then decreases in the opposite direction along the arc of resonance until it reaches zero. After that, the second switching element 12 is turned off and the first switching element 11 is turned on.
【０００６】ここで、Ｖｉが低下すると、Ｖｓ＋Ｖｒ＝
Ｖｏにより出力Ｖｏが低下する。逆に、Ｖｉが高くなる
と、Ｖｓ＋Ｖｒ＝Ｖｏにより出力Ｖｏが上昇する。この
結果、従来の回路では、図６の点線の特性のように、動
作周波数が固定の場合、ＶｉとＶｏとは比例して変化す
る。なお、２０は、コンデンサインプット整流回路、２
１は、整流ダイオード、２２は、コンデンサである。Here, when Vi decreases, Vs + Vr =
The output Vo decreases due to Vo. On the contrary, when Vi becomes high, the output Vo rises due to Vs + Vr = Vo. As a result, in the conventional circuit, Vi and Vo change in proportion to each other when the operating frequency is fixed as shown by the dotted line characteristic in FIG. In addition, 20 is a capacitor input rectifier circuit, 2
Reference numeral 1 is a rectifying diode, and 22 is a capacitor.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上述のように、ＰＷＭ
方式は、出力電圧の制御が容易であるという特徴がある
が、スイッチング周波数を上げると、スイッチング損失
による発熱するという問題がある。これに対し、共振型
電源は、スイッチング損失なしで高い周波数のスイッチ
ングが可能であるが、電圧調整に致命的な欠陥を有して
いる。これは、第１のスイッチング素子１１、第２のス
イッチング素子１２を通る電流の時間幅が、ＬＣ共振回
路で決定されるため、ＰＷＭ制御により出力電圧の調整
を行なうことが困難であることによる。このため、電圧
調整は、スイッチング周波数を変化させて行なうことと
なる。この共振型電源は、ＭＨｚのスイッチングが可能
であっても、スイッチング周波数を可変にした場合、電
圧調整のためにかなりの低周波動作まで覚悟しなければ
ならない。したがって、トランス１３、共振用リアクト
ル１６、共振用コンデンサ９などは、低周波動作に対し
設計することが必要であり、電源電圧または負荷変動が
大きい場合には、周波数変動も大きくなり、高周波化に
よる小型化があまり期待できないという問題があった。As described above, the PWM
The method is characterized in that it is easy to control the output voltage, but when the switching frequency is increased, there is a problem that heat is generated due to switching loss. On the other hand, the resonance type power supply is capable of high frequency switching without switching loss, but has a fatal defect in voltage regulation. This is because it is difficult to adjust the output voltage by PWM control because the time width of the current passing through the first switching element 11 and the second switching element 12 is determined by the LC resonance circuit. Therefore, the voltage adjustment is performed by changing the switching frequency. Even if this resonance type power source is capable of switching at MHz, if the switching frequency is variable, it must be prepared for a considerably low frequency operation for voltage adjustment. Therefore, the transformer 13, the resonance reactor 16, the resonance capacitor 9, and the like need to be designed for low-frequency operation, and when the power supply voltage or the load fluctuation is large, the frequency fluctuation is also large, and the high-frequency operation causes There was a problem that miniaturization could not be expected so much.
【０００８】本発明は、ＰＷＭ方式により出力電圧を制
御しながら、共振型の特徴を生かして、スイッチング損
失を低減した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることを
目的とするものである。An object of the present invention is to obtain a resonance type DC-DC converter in which switching loss is reduced by utilizing the characteristics of the resonance type while controlling the output voltage by the PWM method.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明は、鉄芯に、空隙
（ギャップ）を設けてリアクトルを兼用したトランス１
３の１次巻線１４に、直流電源１０と第１のスイッチン
グ素子１１とを直列に接続し、この第１のスイッチング
素子１１と並列に、コンデンサ３０と第２のスイッチン
グ素子１２との直列回路を接続し、前記トランス１３の
２次巻線１５に、２つのＬＣ共振回路としてｎ（ｎ＝
２、３、…）倍電圧整流回路を接続してなることを特徴
とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータである。DISCLOSURE OF THE INVENTION According to the present invention, a transformer 1 in which a void is provided in an iron core and also serves as a reactor.
The DC power supply 10 and the first switching element 11 are connected in series to the primary winding 14 of No. 3, and the series circuit of the capacitor 30 and the second switching element 12 is connected in parallel with the first switching element 11. To the secondary winding 15 of the transformer 13 as two LC resonance circuits (n = n =
2, 3, ...) A resonance type DC-DC converter characterized by being connected with a voltage doubler rectifier circuit.
【００１０】[0010]
【作用】ＰＷＭ制御回路４１からの信号で、第１のスイ
ッチング素子１１がオンすると、直流電源１０からトラ
ンス１３の１次巻線１４に方形波のＶｉが印加されるこ
とにより、トランス１３を介して２次巻線１５にエネル
ギーが伝達される。すると、２次巻線１５の共振回路の
電流は、０から徐々に上昇してゆき、オン状態に移行す
る。その後、電流は、共振の弧に沿って減少してゆき、
遂には０に達する。そして、第１のスイッチング素子１
１のオン時間を、この共振周期よりも短くならない範囲
で制御する。When the first switching element 11 is turned on by the signal from the PWM control circuit 41, the square wave Vi is applied from the DC power supply 10 to the primary winding 14 of the transformer 13 to pass through the transformer 13. Energy is transmitted to the secondary winding 15. Then, the current of the resonance circuit of the secondary winding 15 gradually rises from 0 and shifts to the ON state. After that, the current decreases along the arc of resonance,
It finally reaches 0. Then, the first switching element 1
The ON time of 1 is controlled within a range that does not become shorter than this resonance cycle.
【００１１】つぎに、第２のスイッチング素子１２がオ
ンすると、トランス１３の２次巻線１５に先とは逆方向
に電流が流れて、２次巻線１５のもう１つの共振回路に
電流が流れる。すると、りセット時のエネルギーＶｒ
が、トランス１３を介して２次側に供給される。このと
きも前記同様、ターンオン時のスイッチング損失をほと
んど発生することなくオン状態に移行し、その後、共振
の弧に沿って逆向きに減少してゆき、遂には０に達す
る。そして、第２のスイッチング素子１２のオン時間
を、２次巻線１５のもう１つの共振周期よりも短くなら
ない範囲で制御する。Next, when the second switching element 12 is turned on, a current flows through the secondary winding 15 of the transformer 13 in the opposite direction to the above direction, and the current flows through the other resonance circuit of the secondary winding 15. Flowing. Then, the energy Vr at the time of resetting
Is supplied to the secondary side via the transformer 13. At this time as well, similarly to the above, the switching element shifts to the ON state with almost no switching loss at the time of turn-on, then decreases in the opposite direction along the arc of resonance, and finally reaches 0. Then, the on-time of the second switching element 12 is controlled within a range that does not become shorter than another resonance cycle of the secondary winding 15.
【００１２】ここで、ＶｉまたはＶｏが低下すると、第
１のスイッチング素子１１のオン幅を広げる方向に制御
し、前記Ｖｒを上昇させて一定にする。逆に、Ｖｉまた
はＶｏが高くなると、第１のスイッチング素子１１のオ
ン幅を狭める方向に制御し、前記Ｖｒを下降させて一定
にする。Here, when Vi or Vo decreases, the ON width of the first switching element 11 is controlled to be widened, and the Vr is increased and made constant. On the contrary, when Vi or Vo becomes high, the ON width of the first switching element 11 is controlled to be narrowed, and the Vr is lowered to be constant.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明
する。図１において、１０は、直流電源で、この直流電
源１０から、トランス１３の１次巻線１４、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴからなる第１のスイッチング素子１１のＤ（ドレイ
ン）、Ｓ（ソース）、直流電源１０が順次閉回路に接続
され、また、この第１のスイッチング素子１１と並列
に、第１のコンデンサ３０とＭＯＳ−ＦＥＴからなる第
２のスイッチング素子１２の直列回路が接続されてい
る。前記トランス１３には、鉄芯に空隙（ギャップ）を
設けて２次側の共振回路の共振用リアクトルを兼ねてい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, reference numeral 10 denotes a DC power supply, which is used to connect the primary winding 14 of the transformer 13 and the MOS-F.
The D (drain), S (source), and DC power supply 10 of the first switching element 11 made of ET are sequentially connected in a closed circuit, and the first switching element 11 and the first capacitor 30 are connected in parallel. A series circuit of the second switching elements 12 formed of MOS-FETs is connected. A gap is provided in the iron core of the transformer 13 and also serves as a resonance reactor of the secondary side resonance circuit.
【００１４】前記トランス１３の２次巻線１５には、コ
ンデンサインプット型となるように、整流ダイオード３
１、３２、共振用コンデンサ３３、３４からなる倍電圧
整流回路３５が接続されている。そして、整流ダイオー
ド３１に、順方向の電流が流れるときには、２次巻線１
５から整流ダイオード３１、共振用コンデンサ３３、２
次巻線１５の第１の共振回路が形成され、また、整流ダ
イオード３１に、逆方向の電流が流れるときには、２次
巻線１５から共振用コンデンサ３４、整流ダイオード３
２、２次巻線１５の第２の共振回路が形成される。さら
に、リアクトル２４とコンデンサ２５からなる平滑回路
２３を介して出力端子２６、２７に接続されている。The secondary winding 15 of the transformer 13 has a rectifying diode 3 so as to be a capacitor input type.
A voltage doubler rectifier circuit 35 composed of 1, 32 and resonance capacitors 33, 34 is connected. When a forward current flows through the rectifier diode 31, the secondary winding 1
5 to rectifier diode 31, resonance capacitors 33, 2
When the first resonance circuit of the secondary winding 15 is formed and a reverse current flows through the rectifier diode 31, the secondary winding 15 causes the resonance capacitor 34 and the rectifier diode 3 to pass through.
A second resonant circuit of the secondary winding 15 is formed. Further, it is connected to output terminals 26 and 27 via a smoothing circuit 23 including a reactor 24 and a capacitor 25.
【００１５】前記第１のコンデンサ３０は、第２のスイ
ッチング素子１２がオンのとき、トランス１３を介して
２次側にエネルギーを供給するもので、共振用コンデン
サ３３、３４よりも容量値が充分大きくなるように設定
される。The first capacitor 30 supplies energy to the secondary side through the transformer 13 when the second switching element 12 is turned on, and has a capacitance value more than that of the resonance capacitors 33 and 34. It is set to be large.
【００１６】以上のような回路構成による動作を図２に
より説明する。第１のスイッチング素子１１と第２のス
イッチング素子１２は、ＰＷＭ制御回路４１からの制御
信号により、交互にオン、オフを繰返し、第１のスイッ
チング素子１１のオン時間比で出力電圧Ｖｏが制御され
る。すなわち、ＰＷＭ制御回路４１からの信号で、第１
のスイッチング素子１１がｔ１からｔ２時までオンした
ものとすると、直流電源１０からトランス１３の１次巻
線１４にＶｉが印加されることにより、トランス１３を
介して２次巻線１５にエネルギーが伝達される。このと
き、トランス１３に印加される電圧は、図２（ａ）に示
すように、方形波状でオン、オフするが、電圧波形が立
ち下がると、２次巻線１５、整流ダイオード３１、共振
用コンデンサ３３、２次巻線１５の第１の共振回路の電
流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて０から徐々に
上昇してゆき、ターンオン時のスイッチング損失をほと
んど発生することなくオン状態に移行する。その後、電
流は、共振の弧に沿って減少してゆき、遂には０に達す
る。それ以後に、第１のスイッチング素子１１をオフ
し、第２のスイッチング素子１２をオンする。つまり、
第１のスイッチング素子１１のオン時間を、２次巻線１
５、整流ダイオード３１、共振用コンデンサ３３、２次
巻線１５の第１の共振回路の共振周期よりも短くならな
い範囲で制御する。The operation of the above circuit configuration will be described with reference to FIG. The first switching element 11 and the second switching element 12 are alternately turned on and off repeatedly by the control signal from the PWM control circuit 41, and the output voltage Vo is controlled by the on-time ratio of the first switching element 11. It That is, with the signal from the PWM control circuit 41, the first
Assuming that the switching element 11 is turned on from t1 to t2, by applying Vi from the DC power supply 10 to the primary winding 14 of the transformer 13, energy is transmitted to the secondary winding 15 via the transformer 13. Transmitted. At this time, the voltage applied to the transformer 13 turns on and off in a square wave shape as shown in FIG. 2A, but when the voltage waveform falls, the secondary winding 15, the rectifying diode 31, and the resonance coil are used. The current of the first resonance circuit of the capacitor 33 and the secondary winding 15 draws an arc of resonance and gradually rises from 0 as shown in (b), and almost causes switching loss at turn-on. It goes to the ON state without. The current then decreases along the arc of resonance until it reaches zero. After that, the first switching element 11 is turned off and the second switching element 12 is turned on. That is,
The ON time of the first switching element 11 is set to the secondary winding 1
5, the rectifying diode 31, the resonance capacitor 33, the secondary winding 15 is controlled within a range that does not become shorter than the resonance cycle of the first resonance circuit.
【００１７】つぎに、ｔ２からｔ３時に、第１のスイッ
チング素子１１がオフし、第２のスイッチング素子１２
がオンすると、トランス１３の２次巻線１５に先とは逆
方向に電流が流れて、２次巻線１５、共振用コンデンサ
３４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の共振
回路に電流が流れる。すると、第１のコンデンサ３０に
充電されたりセット時のエネルギーＶｒが、トランス１
３を介して２次側に供給される。このときも前記同様、
電圧波形が立ち上がると、２次巻線１５、共振用コンデ
ンサ３４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の
共振回路の電流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて
０から逆向きに徐々に上昇してゆき、ターンオン時のス
イッチング損失をほとんど発生することなくオン状態に
移行する。その後、電流は、共振の弧に沿って逆向きに
減少してゆき、遂には０に達する。それ以後に、第２の
スイッチング素子１２をオフし、第１のスイッチング素
子１１をオンする。つまり、第２のスイッチング素子１
２のオン時間を、２次巻線１５、共振用コンデンサ３
４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の共振回
路の共振周期よりも短くならない範囲で制御する。Next, from t2 to t3, the first switching element 11 is turned off and the second switching element 12 is turned on.
When is turned on, a current flows through the secondary winding 15 of the transformer 13 in the opposite direction to the previous direction, and the secondary winding 15, the resonance capacitor 34, the rectifying diode 32, and the second resonance circuit of the secondary winding 15 Current flows through. Then, the first capacitor 30 is charged and the energy Vr at the time of setting is
3 is supplied to the secondary side. At this time as well,
When the voltage waveform rises, the current in the secondary winding 15, the resonance capacitor 34, the rectifying diode 32, and the second resonance circuit of the secondary winding 15 draws an arc of resonance as shown in FIG. Then, it gradually rises in the opposite direction, and transitions to the ON state with almost no switching loss at turn-on. The current then decreases in the opposite direction along the arc of resonance until it reaches zero. After that, the second switching element 12 is turned off and the first switching element 11 is turned on. That is, the second switching element 1
2 on-time, secondary winding 15, resonance capacitor 3
4, the rectifying diode 32, and the secondary winding 15 is controlled within a range that does not become shorter than the resonance cycle of the second resonance circuit.
【００１８】ここで、Ｖｏが低下すると、誤差増幅器３
９で検出し、ホトカプラ４０を介してＰＷＭ制御回路４
１へ信号を送り、第１のスイッチング素子１１のオン幅
を広げる方向に制御し、前記Ｖｒを上昇させて、Ｖ２＋
Ｖｒを一定にする。Ｖ２はコンデンサ３３の両端間の電
圧とする。逆に、Ｖｏが高くなると、誤差増幅器３９で
検出し、ホトカプラ４０を介してＰＷＭ制御回路４１へ
信号を送り、図２（ｃ）のように、第１のスイッチング
素子１１のオン幅を狭める方向に制御し、前記Ｖｒを下
降させて、Ｖ２＋Ｖｒを一定にする。When Vo decreases, the error amplifier 3
9 and the PWM control circuit 4 via the photo coupler 40.
1 to control the first switching element 11 to widen the ON width of the first switching element 11 to raise Vr to V2 +
Keep Vr constant. V2 is the voltage across the capacitor 33. On the contrary, when Vo becomes high, it is detected by the error amplifier 39, and a signal is sent to the PWM control circuit 41 via the photocoupler 40 to narrow the ON width of the first switching element 11 as shown in FIG. 2C. Then, the Vr is lowered to keep V2 + Vr constant.
【００１９】前記実施例では、Ｖｏの変動を検出してＰ
ＷＭ制御回路４１へ信号を送って制御したが、これに限
られるものではなく、Ｖｉの変動で制御することもで
き、弧の場合には、図１に鎖線で示したように、直流電
源１０の両端間に、入力電圧検出回路４２を接続して直
流電源１０の変動に拘らずＶｏを一定とするように制御
することもできる。その作用は、前記同様である。In the above embodiment, the fluctuation of Vo is detected to detect P
The signal was sent to the WM control circuit 41 for control, but the control is not limited to this, and it is also possible to control by fluctuation of Vi. In the case of an arc, as shown by the chain line in FIG. It is also possible to connect an input voltage detection circuit 42 between both ends of the control signal so that Vo is kept constant regardless of the fluctuation of the DC power supply 10. The action is the same as described above.
【００２０】前記実施例では、トランス１３の２次側に
２個のコンデンサと、２個のダイオードからなる倍電圧
回路を用いたが、これに限られるものではない。例え
ば、図３（ａ）に示すように、３個のコンデンサと、３
個のダイオードからなる３倍電圧回路を用いることも、
（ｂ）に示すように、４個のコンデンサと、４個のダイ
オードからなる４倍電圧回路を用いることも、（ｃ）に
示すように、ｎ個のコンデンサと、ｎ個のダイオードか
らなるｎ倍電圧回路（コッククロフト・ウォルトン回
路）を用いることもできる。要するに、トランス１３の
２次巻線１５またはリアクトル４３に、電流の流れる方
向が互いに異なる２つのＬＣ共振回路が接続されればよ
い。In the above-described embodiment, the voltage doubler circuit composed of two capacitors and two diodes is used on the secondary side of the transformer 13, but the invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 3A, three capacitors and three capacitors
It is also possible to use a triple voltage circuit consisting of
It is also possible to use a quadruple voltage circuit composed of four capacitors and four diodes as shown in (b), and to use n capacitors composed of n capacitors and n diodes as shown in (c). A voltage doubler circuit (Cockcroft-Walton circuit) can also be used. In short, it suffices to connect the secondary winding 15 of the transformer 13 or the reactor 43 with two LC resonance circuits having different current flowing directions.
【００２１】[0021]
【発明の効果】本発明は、上述のように構成したので、
以下の効果を有する。 （１）ＰＷＭ方式のもつ出力電圧の制御が容易であると
いう特徴をそのまま生かしながら、スイッチング周波数
を上げても、スイッチング損失による発熱するという欠
点がない。 （２）電圧と周波数の変換を必要としないため、制御回
路の構成が簡単で、しかも高周波化による小型化が可能
である。 （３）入力電圧が変化しても、図７の実線特性のよう
に、出力電圧は一定となり、スイッチング電源として有
効である。 （４）ＰＷＭ方式による制御であるため、周波数制御に
比較して、周波数帯域が広くならず、簡単なノイズフィ
ルターで充分である。Since the present invention is configured as described above,
It has the following effects. (1) Even if the switching frequency is increased, there is no disadvantage that heat is generated due to switching loss, while making the best use of the feature that the output voltage of the PWM method is easy to control. (2) Since the conversion of the voltage and the frequency is not required, the structure of the control circuit is simple and the size can be reduced by increasing the frequency. (3) Even if the input voltage changes, the output voltage becomes constant as shown by the solid line characteristic in FIG. 7, which is effective as a switching power supply. (4) Since the control is based on the PWM method, the frequency band is not widened as compared with the frequency control, and a simple noise filter is sufficient.
【図１】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの第
１実施例を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a first embodiment of a resonant DC-DC converter according to the present invention.
【図２】図１の出力波形図である。FIG. 2 is an output waveform diagram of FIG.
【図３】倍電圧整流回路の他の実施例を示す電気回路図
である。FIG. 3 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the voltage doubler rectifier circuit.
【図４】従来の共振型電源を示す電気回路図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a conventional resonant power supply.
【図５】図４の出力波形図である。FIG. 5 is an output waveform diagram of FIG.
【図６】入力電圧と出力電圧の関係を示す特性図であ
る。FIG. 6 is a characteristic diagram showing a relationship between an input voltage and an output voltage.
９…共振用コンデンサ、１０…直流電源、１１…ＭＯＳ
−ＦＥＴからなる第１のスイッチング素子、１２…ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴからなる第２のスイッチング素子、１３…ト
ランス、１４…１次巻線、１５…２次巻線、１６…共振
用リアクトル、１７…コンデンサ、１８…コンデンサ、
１９…発振器、２０…コンデンサインプット型整流回
路、２１…整流ダイオード、２２…コンデンサ、２３…
平滑回路、２４…リアクトル、２５…コンデンサ、２６
…出力端子、２７…出力端子、３０…第１のコンデン
サ、３１…整流ダイオード、３２…整流ダイオード、３
３…共振用コンデンサ、３４…共振用コンデンサ、３５
…倍電圧整流回路、３６…抵抗、３７…抵抗、３８…サ
イリスタ、３９…誤差増幅器、４０…ホトカプラ、４１
…ＰＷＭ制御回路、４２…入力電圧検出回路、４３…リ
アクトル。9 ... Resonance capacitor, 10 ... DC power supply, 11 ... MOS
-First switching element composed of FET, 12 ... MO
Second switching element composed of S-FET, 13 ... Transformer, 14 ... Primary winding, 15 ... Secondary winding, 16 ... Resonance reactor, 17 ... Capacitor, 18 ... Capacitor,
19 ... Oscillator, 20 ... Capacitor input type rectifier circuit, 21 ... Rectifier diode, 22 ... Capacitor, 23 ...
Smoothing circuit, 24 ... Reactor, 25 ... Capacitor, 26
... output terminal, 27 ... output terminal, 30 ... first capacitor, 31 ... rectifier diode, 32 ... rectifier diode, 3
3 ... Resonance capacitor, 34 ... Resonance capacitor, 35
... Double voltage rectifier circuit, 36 ... Resistor, 37 ... Resistor, 38 ... Thyristor, 39 ... Error amplifier, 40 ... Photocoupler, 41
... PWM control circuit, 42 ... Input voltage detection circuit, 43 ... Reactor.
Claims (3)
次巻線１４に、直流電源１０と第１のスイッチング素子
１１とを直列に接続し、この第１のスイッチング素子１
１と並列に、コンデンサ３０と第２のスイッチング素子
１２との直列回路を接続し、前記トランス１３の２次巻
線１５に、２つのＬＣ共振回路としてｎ（ｎ＝２、３、
…）倍電圧整流回路を接続してなることを特徴とする共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。1. A transformer 13 that doubles as a reactor
The DC power supply 10 and the first switching element 11 are connected in series to the secondary winding 14, and the first switching element 1
A parallel circuit of a capacitor 30 and a second switching element 12 is connected in parallel with 1, and the secondary winding 15 of the transformer 13 has two LC resonance circuits n (n = 2, 3,
...) A resonance type DC-DC converter comprising a voltage doubler rectifier circuit connected.
プ）を設けてリアクトルを兼用するようにした請求項１
記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。2. The iron core of the transformer 13 is provided with a gap so as to also serve as a reactor.
The described resonance type DC-DC converter.
たは第２のスイッチング素子１２のオン、オフする時比
率が０〜８０％とし、ＰＷＭ制御を可能とした請求項１
または２記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。3. The PWM control is enabled by setting the duty ratio of turning on and off of the first switching element 11 and / or the second switching element 12 to be 0 to 80%.
Alternatively, the resonance type DC-DC converter described in 2.
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| JP4151608A JP2561201B2 (en) | 1992-05-19 | 1992-05-19 | Resonant DC-DC converter |
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| JPH0646561A true JPH0646561A (en) | 1994-02-18 |
| JP2561201B2 JP2561201B2 (en) | 1996-12-04 |
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|---|---|---|---|---|
| US9106141B2 (en) | 2011-01-26 | 2015-08-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply device |
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| JP2017208991A (en) * | 2016-05-20 | 2017-11-24 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Electric circuit unit, power supply unit with circuit, and fuel battery system |
| US9882498B2 (en) | 2013-05-29 | 2018-01-30 | Sony Corporation | Switching power supply device, switching power supply control method, and electronic apparatus |
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-
1992
- 1992-05-19 JP JP4151608A patent/JP2561201B2/en not_active Expired - Fee Related
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