JPH0638625B2 - 給電電流制御回路 - Google Patents
給電電流制御回路Info
- Publication number
- JPH0638625B2 JPH0638625B2 JP62149268A JP14926887A JPH0638625B2 JP H0638625 B2 JPH0638625 B2 JP H0638625B2 JP 62149268 A JP62149268 A JP 62149268A JP 14926887 A JP14926887 A JP 14926887A JP H0638625 B2 JPH0638625 B2 JP H0638625B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bias voltage
- power supply
- current
- circuit
- line
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 給電回路からの給電電流を制御するための給電電流制御
回路であって、給電電流を監視して、これが所定値以上
となったとき、所定値以上の過電流分を検出し、この過
電流分に応じて、給電回路に供給すべきバイアス電圧を
変化させることによって、給電電流が所定値を超えない
ようにするものであり、これにより、加入者までの距離
が短くても給電電流の流れ過ぎが生じないようにする。
回路であって、給電電流を監視して、これが所定値以上
となったとき、所定値以上の過電流分を検出し、この過
電流分に応じて、給電回路に供給すべきバイアス電圧を
変化させることによって、給電電流が所定値を超えない
ようにするものであり、これにより、加入者までの距離
が短くても給電電流の流れ過ぎが生じないようにする。
本発明は給電電流制御回路、特に交換機の加入者回路に
設けられる給電回路からの給電電流を制御するための給
電電流制御回路に関する。
設けられる給電回路からの給電電流を制御するための給
電電流制御回路に関する。
一般に給電回路は交換機側に置かれ、いわゆるＡ線およ
びＢ線（電話線）を通して各加入者の電話機に対し、こ
れを動作させるための直流給電を行うことを目的とす
る。この給電回路は、外部から供給されるＡ線側のバイ
アス電圧およびＢ線側のバイアス電圧を受けこれらのバ
イアス電圧が重畳された給電電流を、Ａ線およびＢ線に
供給する。このバイアス電圧を生成するためにバイアス
回路が設けられる。このバイアス回路は通常、後述する
ように、Ｂ線側をアース（零V）から数V低い値に設定
し、Ａ線側を電源電圧（−４８Ｖ）より数V高い値に設
定するが（この逆の場合もある）、この数Vのバイアス
電圧の存在のため、加入者の電話機までの電話線（Ａ線
およびＢ線）の距離に応じて給電電流を制御しなければ
ならないという必要性が生じた。本発明はこの必要性に
応え得る回路について言及するものである。
びＢ線（電話線）を通して各加入者の電話機に対し、こ
れを動作させるための直流給電を行うことを目的とす
る。この給電回路は、外部から供給されるＡ線側のバイ
アス電圧およびＢ線側のバイアス電圧を受けこれらのバ
イアス電圧が重畳された給電電流を、Ａ線およびＢ線に
供給する。このバイアス電圧を生成するためにバイアス
回路が設けられる。このバイアス回路は通常、後述する
ように、Ｂ線側をアース（零V）から数V低い値に設定
し、Ａ線側を電源電圧（−４８Ｖ）より数V高い値に設
定するが（この逆の場合もある）、この数Vのバイアス
電圧の存在のため、加入者の電話機までの電話線（Ａ線
およびＢ線）の距離に応じて給電電流を制御しなければ
ならないという必要性が生じた。本発明はこの必要性に
応え得る回路について言及するものである。
第５図は一般的な給電系の概念を示す図であり、図中の
ＴＥＬは加入者の電話機、ＲＬは電話機および電話機Ｔ
ＥＬの抵抗、いわゆる負荷抵抗である。この負荷抵抗Ｒ
Ｌに対し給電を行うのが、給電回路であるが、その直流
給電抵抗は例えば220Ωである。なお、図中のＩは直流
給電電流、ＶＢＢは例えば−４８Ｖの電源電圧である。
この第５図においてはバイアス電圧について何ら記載さ
れていないが、原理的にはバイアス電圧なしに、給電は
行える。
ＴＥＬは加入者の電話機、ＲＬは電話機および電話機Ｔ
ＥＬの抵抗、いわゆる負荷抵抗である。この負荷抵抗Ｒ
Ｌに対し給電を行うのが、給電回路であるが、その直流
給電抵抗は例えば220Ωである。なお、図中のＩは直流
給電電流、ＶＢＢは例えば−４８Ｖの電源電圧である。
この第５図においてはバイアス電圧について何ら記載さ
れていないが、原理的にはバイアス電圧なしに、給電は
行える。
ところで、給電回路についてみると、一般に次のことが
言える。この給電回路は上記電話線をなすＡ線およびＢ
線の末端に接続されるために、Ａ線およびＢ線から見た
交流信号に対する入力インピーダンスが所定の値になる
ように設計されなければならない。この入力インピーダ
ンスは２種（ＺＤＴ，ＺＣＴ）に大別され、下記条件を
満足しなければならない。
言える。この給電回路は上記電話線をなすＡ線およびＢ
線の末端に接続されるために、Ａ線およびＢ線から見た
交流信号に対する入力インピーダンスが所定の値になる
ように設計されなければならない。この入力インピーダ
ンスは２種（ＺＤＴ，ＺＣＴ）に大別され、下記条件を
満足しなければならない。
差動信号（音声信号）に対する交流インピーダンスＺ
ＤＴが高いこと、および 同相信号（交流誘導等の有害交流信号）に対する交流
終端インピーダンスＺＣＴが低いことである。また、 直流給電抵抗は、電話機TELが必要とする直流電流を
供給できる値、例えば数100Ωであること。
ＤＴが高いこと、および 同相信号（交流誘導等の有害交流信号）に対する交流
終端インピーダンスＺＣＴが低いことである。また、 直流給電抵抗は、電話機TELが必要とする直流電流を
供給できる値、例えば数100Ωであること。
上記の差動信号に対する交流終端インピーダンスＺＤＴ
は、これを減衰させないようにするため高いのが望まし
く、一方、上記の同相信号に対する交流終端インピーダ
ンスＺＣＴは、これを極力減衰させるようにするため低
いのが望ましいのである。さらにまた、近年は同相信号
に対する条件が厳しくなっており、同相信号電流が直流
給電電流Ｉよりも大きくなったとしても、音声信号に歪
を生じさせないことが要求されている。同相信号が直流
給電電流Ｉよりも大きくなるということは、電流Ｉが通
常の場合と逆向きに流れることがあることを意味するも
のであり、このような逆向きの電流も流し得るよう、バ
イアス電圧を、数V（例えば２Ｖ）内側に設定するとい
うことが行われている（後述）。
は、これを減衰させないようにするため高いのが望まし
く、一方、上記の同相信号に対する交流終端インピーダ
ンスＺＣＴは、これを極力減衰させるようにするため低
いのが望ましいのである。さらにまた、近年は同相信号
に対する条件が厳しくなっており、同相信号電流が直流
給電電流Ｉよりも大きくなったとしても、音声信号に歪
を生じさせないことが要求されている。同相信号が直流
給電電流Ｉよりも大きくなるということは、電流Ｉが通
常の場合と逆向きに流れることがあることを意味するも
のであり、このような逆向きの電流も流し得るよう、バ
イアス電圧を、数V（例えば２Ｖ）内側に設定するとい
うことが行われている（後述）。
第６図は本発明の前提となる一般的な給電系の概念を示
す図であり、上述した、数V内側に設定されるバイアス
電圧は−２Ｖ（Ｂ線側）および＋２Ｖの電池として図解
的に示されている。本図において注意すべき点は、直流
給電抵抗が例えば100Ωとなったことであり、第５図の
無バイアスの場合に比して小さくなっている（220Ω→1
00Ω）。この理由は、バイアス分２Ｖだけ、電話機TEL
への給電電流Ｉが減衰してしまうのを補うべく、抵抗を
低くしなければならないことに基づく。
す図であり、上述した、数V内側に設定されるバイアス
電圧は−２Ｖ（Ｂ線側）および＋２Ｖの電池として図解
的に示されている。本図において注意すべき点は、直流
給電抵抗が例えば100Ωとなったことであり、第５図の
無バイアスの場合に比して小さくなっている（220Ω→1
00Ω）。この理由は、バイアス分２Ｖだけ、電話機TEL
への給電電流Ｉが減衰してしまうのを補うべく、抵抗を
低くしなければならないことに基づく。
第７図は負荷抵抗ＲＬと給電電流Ｉの関係を示すグラフ
である。電話線の距離が長くなればなる程ＲＬは増大す
るが、想定し得る最長距離でのＲＬを例えば1900Ωとす
ると、このときの給電電流の最低保証値は例えば２０mA
に設定される。この２０mAは、第６図において100Ωに
低減せしめられた抵抗によって確保される。ところが、
電話線の距離が短い加入者程、本グラフ中のＲＬは図
中、左側にシフトし、給電電流Ｉは、１／ＲＬに比例し
て急増する（一点鎖線カーブＰ）。このため、近距離の
加入者に対しては給電電流が流れ過ぎるという不都合が
生ずる。そこでこの不都合を解消するため、本グラフ中
の給電電流Ｉの特性を、実線カーブＱのごとく修正する
ことが試みられている。すなわち、近距離の加入者に対
しては、給電電流Ｉを例えば５０mA程度に抑えてしまう
のである。これにより、上述した給電電流の流れ過ぎと
いう不都合はなくなる。
である。電話線の距離が長くなればなる程ＲＬは増大す
るが、想定し得る最長距離でのＲＬを例えば1900Ωとす
ると、このときの給電電流の最低保証値は例えば２０mA
に設定される。この２０mAは、第６図において100Ωに
低減せしめられた抵抗によって確保される。ところが、
電話線の距離が短い加入者程、本グラフ中のＲＬは図
中、左側にシフトし、給電電流Ｉは、１／ＲＬに比例し
て急増する（一点鎖線カーブＰ）。このため、近距離の
加入者に対しては給電電流が流れ過ぎるという不都合が
生ずる。そこでこの不都合を解消するため、本グラフ中
の給電電流Ｉの特性を、実線カーブＱのごとく修正する
ことが試みられている。すなわち、近距離の加入者に対
しては、給電電流Ｉを例えば５０mA程度に抑えてしまう
のである。これにより、上述した給電電流の流れ過ぎと
いう不都合はなくなる。
上記の背景をもとに、負荷抵抗ＲＬの大小に応じて給電
電流Ｉをそれぞれ大きくまたは小さく制御するため、給
電回路内の給電抵抗（第６図の各100Ωに相当）を可変
にすることが従来試みられた。しかしながら、給電回路
内は既述の条件，およびを同時に満足するよう複
雑に構成されており、給電抵抗を変えるという手法は実
際上困難であるという問題がある。
電流Ｉをそれぞれ大きくまたは小さく制御するため、給
電回路内の給電抵抗（第６図の各100Ωに相当）を可変
にすることが従来試みられた。しかしながら、給電回路
内は既述の条件，およびを同時に満足するよう複
雑に構成されており、給電抵抗を変えるという手法は実
際上困難であるという問題がある。
本発明は上記問題点に鑑みなされたもので、上記の５０
mA程度での電流制限を簡単に無理なく行えると共に、こ
れ以外の付加機能（後述するレバース給電やバランス−
アンバランスモード）を容易に兼ね備えることのできる
給電電流制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
mA程度での電流制限を簡単に無理なく行えると共に、こ
れ以外の付加機能（後述するレバース給電やバランス−
アンバランスモード）を容易に兼ね備えることのできる
給電電流制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
第１図は本発明に係る給電電流制御回路の原理構成ブロ
ックとその周辺回路を示す図であり、周辺回路としては
給電回路10、バイアス回路13等が示されている。給電回
路10は、バイアス回路13からのバイアス電圧ＶＢ１，Ｖ
Ｂ２を受けるバイアス入力端Ｂ１，Ｂ２と、Ａ線14およ
びＢ線15を介して、電話機TELに給電電流Ｉを送出する
給電端ＯＵＴ１およびＯＵＴ２を備える。また給電回路
10内の１１および１２は既述の給電抵抗を表す。ただ
し、本来の音声信号の入出力部分（トランス等）につい
ては記載を省略する。
ックとその周辺回路を示す図であり、周辺回路としては
給電回路10、バイアス回路13等が示されている。給電回
路10は、バイアス回路13からのバイアス電圧ＶＢ１，Ｖ
Ｂ２を受けるバイアス入力端Ｂ１，Ｂ２と、Ａ線14およ
びＢ線15を介して、電話機TELに給電電流Ｉを送出する
給電端ＯＵＴ１およびＯＵＴ２を備える。また給電回路
10内の１１および１２は既述の給電抵抗を表す。ただ
し、本来の音声信号の入出力部分（トランス等）につい
ては記載を省略する。
本発明の主題である給電電流制御回路20は、給電電流Ｉ
を検出する検出部２１と、給電電流Ｉが所定値Ｉｔｈ以
上となったとき、その過電流分（Ｉ−Ｉｔｈ）を検出す
る検出部２２と、バイアス回路13からのバイアス電圧Ｖ
Ｂ１，ＶＢ２を、その過電流分（Ｉ−Ｉｔｈ）に応じて
変化させるバイアス電圧制御部23とから構成される。
を検出する検出部２１と、給電電流Ｉが所定値Ｉｔｈ以
上となったとき、その過電流分（Ｉ−Ｉｔｈ）を検出す
る検出部２２と、バイアス回路13からのバイアス電圧Ｖ
Ｂ１，ＶＢ２を、その過電流分（Ｉ−Ｉｔｈ）に応じて
変化させるバイアス電圧制御部23とから構成される。
既述のように従来は、第１図の給電抵抗１１および１２
の抵抗値を変えて給電電流Ｉを変えることを試みたが、
本発明ではバイアス電圧ＶＢ１，ＶＢ２を変えることに
より、給電電流Ｉを変えることとする。この方が、容易
に回路を実現でき、しかも付加機能を実現することも可
能となる。
の抵抗値を変えて給電電流Ｉを変えることを試みたが、
本発明ではバイアス電圧ＶＢ１，ＶＢ２を変えることに
より、給電電流Ｉを変えることとする。この方が、容易
に回路を実現でき、しかも付加機能を実現することも可
能となる。
第２図は本発明に係る作用を説明するためのグラフであ
り、その上半分は第７図のグラフに相当する。その下半
分は、本発明によってバイアス電圧ＶＢが制御されるこ
とを表す。アースＥの電位（零Ｖ）は一点鎖線のＥで示
され、電源電圧ＶＢＢは横軸に一致させてある。加入者
が近距離にある程、負荷抵抗ＲＬは小さくなり、給電電
流Ｉは増大するが、給電電流制御回路20により、Ｉが所
定値Ｉｔｈ以上になったとき、Ｂ線側のバイアス電圧Ｖ
Ｂ２およびＡ線側のバイアス電圧ＶＢ１の少なくとも一
方を相互に近付き合うように変化させ、給電電流Ｉを小
さくする方向に制御する。第２図では、ＶＢ１およびＶ
Ｂ２の双方が近付き合う場合を示す。
り、その上半分は第７図のグラフに相当する。その下半
分は、本発明によってバイアス電圧ＶＢが制御されるこ
とを表す。アースＥの電位（零Ｖ）は一点鎖線のＥで示
され、電源電圧ＶＢＢは横軸に一致させてある。加入者
が近距離にある程、負荷抵抗ＲＬは小さくなり、給電電
流Ｉは増大するが、給電電流制御回路20により、Ｉが所
定値Ｉｔｈ以上になったとき、Ｂ線側のバイアス電圧Ｖ
Ｂ２およびＡ線側のバイアス電圧ＶＢ１の少なくとも一
方を相互に近付き合うように変化させ、給電電流Ｉを小
さくする方向に制御する。第２図では、ＶＢ１およびＶ
Ｂ２の双方が近付き合う場合を示す。
第３図は本発明に係る給電電流制御回路およびその周辺
回路の一実施例を示す図である。まず本図の回路の全体
構成を見ると、給電回路10は、給電抵抗11,12、Ａ線側
演算増幅器OP１（第１図の給電回路10内の下側に示す三
角形に相当）、Ｂ線側演算増幅器OP２（第１図の給電回
路10内の上側に示す三角形に相当）、および給電端OUT
1,OUT2ならびにバイアス入力端Ｂ１，Ｂ２として示され
る。バイアス回路13は、参照番号130〜134，130′〜13
4′，135〜139ならびに33〜35を付した構成要素で表さ
れる。給電電流検出部21は、参照番号211〜215を付した
構成要素で表される。過電流検出部22は、参照番号221
〜224を付した構成要素で表される。またバイアス電圧
制御部23は、参照番号231〜237ならびに36〜39を付した
構成要素で表される。
回路の一実施例を示す図である。まず本図の回路の全体
構成を見ると、給電回路10は、給電抵抗11,12、Ａ線側
演算増幅器OP１（第１図の給電回路10内の下側に示す三
角形に相当）、Ｂ線側演算増幅器OP２（第１図の給電回
路10内の上側に示す三角形に相当）、および給電端OUT
1,OUT2ならびにバイアス入力端Ｂ１，Ｂ２として示され
る。バイアス回路13は、参照番号130〜134，130′〜13
4′，135〜139ならびに33〜35を付した構成要素で表さ
れる。給電電流検出部21は、参照番号211〜215を付した
構成要素で表される。過電流検出部22は、参照番号221
〜224を付した構成要素で表される。またバイアス電圧
制御部23は、参照番号231〜237ならびに36〜39を付した
構成要素で表される。
給電電流検出部21は、給電電流Ｉの大きさが分かれば良
いのであるが、本実施例では、この電流Ｉにより検出抵
抗214および215に生ずる電圧降下を、それぞれ電圧／電
流交換器（ＶＩ）211および212により電流値に変換し、
さらにこれらを電流ミキサ(CMIX)213で合成したもの
を、検出電流ｉとしており、このｉは給電電流Ｉに比例
する。この検出電流ｉがカレントミラー回路222（図の
右端上部）の第１端子224より流出せしめられる。な
お、電圧／電流変換器211,212をＡ線14およびＢ線15側
に設け、かつ、これらをミキサ213で合成するようにし
たのは、既述の同相信号を相殺するためである。
いのであるが、本実施例では、この電流Ｉにより検出抵
抗214および215に生ずる電圧降下を、それぞれ電圧／電
流交換器（ＶＩ）211および212により電流値に変換し、
さらにこれらを電流ミキサ(CMIX)213で合成したもの
を、検出電流ｉとしており、このｉは給電電流Ｉに比例
する。この検出電流ｉがカレントミラー回路222（図の
右端上部）の第１端子224より流出せしめられる。な
お、電圧／電流変換器211,212をＡ線14およびＢ線15側
に設け、かつ、これらをミキサ213で合成するようにし
たのは、既述の同相信号を相殺するためである。
検出電流ｉは、過電流検出部(22)の一部をなす第６カレ
ントミラー回路（ＣＭ６）222の第１端子(224)に印加さ
れる。その第２端子(223)には定電流源221が接続され、
給電電流（Ｉ）の既述の所定値Ｉｔｈに比例する定電流
ｉｔｈが常時流出せしめられる。そして給電電流（Ｉ）
が所定値Ｉｔｈを過電流分（ΔＩ）（＝Ｉ−Ｉｔｈ）だ
け上まわると、これに相当する過電流Δｉ（＝ｉ−ｉ
ｔｈ）が発生する。このΔｉがバイアス電圧制御、すな
わち給電電流制御の制御要因となる。なお、カレントミ
ラー回路を採用しているのは、それ自身高出力インピー
ダンスであり、電源ノイズがバイアス回路側に侵入する
ことを抑えるのに有効だからである。
ントミラー回路（ＣＭ６）222の第１端子(224)に印加さ
れる。その第２端子(223)には定電流源221が接続され、
給電電流（Ｉ）の既述の所定値Ｉｔｈに比例する定電流
ｉｔｈが常時流出せしめられる。そして給電電流（Ｉ）
が所定値Ｉｔｈを過電流分（ΔＩ）（＝Ｉ−Ｉｔｈ）だ
け上まわると、これに相当する過電流Δｉ（＝ｉ−ｉ
ｔｈ）が発生する。このΔｉがバイアス電圧制御、すな
わち給電電流制御の制御要因となる。なお、カレントミ
ラー回路を採用しているのは、それ自身高出力インピー
ダンスであり、電源ノイズがバイアス回路側に侵入する
ことを抑えるのに有効だからである。
上記過電流Δｉは次のように処理され、バイアス電圧を
制御する。まず、バイアス電圧制御部２３の一部をなす
第５カレントミラー回路（ＣＭ５）231の第１端子234
に、過電流Δｉが引き込まれる。このΔｉと等量の電流
が制御電流ｉｃとして、その第２端子232に引き込ま
れ、バイアス回路(13)内の電流・電圧状態を変化させ
る。
制御する。まず、バイアス電圧制御部２３の一部をなす
第５カレントミラー回路（ＣＭ５）231の第１端子234
に、過電流Δｉが引き込まれる。このΔｉと等量の電流
が制御電流ｉｃとして、その第２端子232に引き込ま
れ、バイアス回路(13)内の電流・電圧状態を変化させ
る。
バイアス回路(13)は、電流源をなす第３カレントミラー
回路（ＣＭ３）135とトランジスタ138と抵抗139とバッ
ファ用トランジスタ３３とをバイアス電圧制御部(23)側
に有し、給電回路(10)側には第１カレントミラー回路
（ＣＭ１）130、抵抗133および電圧ホロワ回路134（い
ずれもＡ線用）と、これらと同様の構成要素130′，133
および134′（いずれもＢ線用）とを有する。Ａ線(14)
側についてみると、抵抗133の一端には基準電圧ＶＢＲ
の基準電圧源が接続され、このＶＢＲはアース電位より
２〜３Ｖ低い−２〜−３Ｖの間の一定値に保持される。
ここに抵抗133の抵抗値をＲとすると、ＶＢＲよりＩＢ
×Ｒだけ電圧降下した値がバイアス電圧ＶＢ１となり、
電圧ホロワ回路134を介してバイアス入力端Ｂ１に印加
される。このときの電流ＩＢは、カレントミラー回路13
0の第２端子131に流入する電流であり、その第１端子13
2に流入する電流と等しい。この第１端子132に流入する
電流は、トランジスタ３４（トランジスタ３５はオフ）
および３３を通して、第３カレントミラー回路135の第
２端子136より送出される電流ＩＢであり、この電流は
その第１端子137側で作られる電流と等量である。これ
はトランジスタ138を流れる電流であり、その大きさは
ＶＢＲ／Ｒｒである（Ｒｒは抵抗139の抵抗値）。以上
はＡ線１４側について述べたものであるが、Ｂ線１５側
では、今トランジスタ３５がオフであり、第２カレント
ミラー回路130′の第１端子132′に全く電流が流れない
から、第２端子131′にも電流は流れず、抵抗133′での
電圧降下はなく、電圧ＶＢＲがそのままバイアス電圧Ｖ
Ｂ２となる。この状態は第２図のグラフの下半分におい
て、ＶＢ１とＶＢ２が所定の一定値を保っている状態
（ＩがＩｔｈよりも小のとき）に等しい。
回路（ＣＭ３）135とトランジスタ138と抵抗139とバッ
ファ用トランジスタ３３とをバイアス電圧制御部(23)側
に有し、給電回路(10)側には第１カレントミラー回路
（ＣＭ１）130、抵抗133および電圧ホロワ回路134（い
ずれもＡ線用）と、これらと同様の構成要素130′，133
および134′（いずれもＢ線用）とを有する。Ａ線(14)
側についてみると、抵抗133の一端には基準電圧ＶＢＲ
の基準電圧源が接続され、このＶＢＲはアース電位より
２〜３Ｖ低い−２〜−３Ｖの間の一定値に保持される。
ここに抵抗133の抵抗値をＲとすると、ＶＢＲよりＩＢ
×Ｒだけ電圧降下した値がバイアス電圧ＶＢ１となり、
電圧ホロワ回路134を介してバイアス入力端Ｂ１に印加
される。このときの電流ＩＢは、カレントミラー回路13
0の第２端子131に流入する電流であり、その第１端子13
2に流入する電流と等しい。この第１端子132に流入する
電流は、トランジスタ３４（トランジスタ３５はオフ）
および３３を通して、第３カレントミラー回路135の第
２端子136より送出される電流ＩＢであり、この電流は
その第１端子137側で作られる電流と等量である。これ
はトランジスタ138を流れる電流であり、その大きさは
ＶＢＲ／Ｒｒである（Ｒｒは抵抗139の抵抗値）。以上
はＡ線１４側について述べたものであるが、Ｂ線１５側
では、今トランジスタ３５がオフであり、第２カレント
ミラー回路130′の第１端子132′に全く電流が流れない
から、第２端子131′にも電流は流れず、抵抗133′での
電圧降下はなく、電圧ＶＢＲがそのままバイアス電圧Ｖ
Ｂ２となる。この状態は第２図のグラフの下半分におい
て、ＶＢ１とＶＢ２が所定の一定値を保っている状態
（ＩがＩｔｈよりも小のとき）に等しい。
ここで、負荷抵抗ＲＬが小になり、給電電流（Ｉ）がＩ
ｔｈよりもΔＩだけ大になったとすると、既述の制御電
流ｉｃが、バイアス電圧制御部２３に引き込まれる。し
たがって、カレントミラー（ＣＭ３）135からの電流Ｉ
ＢはＩＢ−ｉｃに減少する。減少した電流ＩＢ−ｉ
ｃは、トランジスタ３４よりカレントミラー回路130に
至り、抵抗133での電圧降下はｉｃ×Ｒだけ以前より小
となる。つまり、バイアス電圧ＶＢ１は、ｉｃ×Ｒだけ
上昇する（第２図のＶＢ１の上昇を参照）。
ｔｈよりもΔＩだけ大になったとすると、既述の制御電
流ｉｃが、バイアス電圧制御部２３に引き込まれる。し
たがって、カレントミラー（ＣＭ３）135からの電流Ｉ
ＢはＩＢ−ｉｃに減少する。減少した電流ＩＢ−ｉ
ｃは、トランジスタ３４よりカレントミラー回路130に
至り、抵抗133での電圧降下はｉｃ×Ｒだけ以前より小
となる。つまり、バイアス電圧ＶＢ１は、ｉｃ×Ｒだけ
上昇する（第２図のＶＢ１の上昇を参照）。
一方、バイアス電圧ＶＢ２側についてみると、第５カレ
ントミラー回路（ＣＭ５）231の第３端子233に、第４カ
レントミラー回路（ＣＭ４）235の第１端子237から流出
した電流（Δｉ、すなわちｉｃに等しい）がトランジス
タ３９（トランジスタ３８はオフ）を介して流入する。
このため、カレントミラー回路235の第２端子236からｉ
ｃが流出し、トランジスタ３６（トランジスタ３７はオ
フ）を通して、バイアス回路(13)内のカレントミラー回
路130′に流入する。このため、抵抗133′（抵抗値Ｒ）
にｉｃ×Ｒとなる電圧降下が生じ、第２図のグラフのＶ
Ｂ２の下降を生じさせる。
ントミラー回路（ＣＭ５）231の第３端子233に、第４カ
レントミラー回路（ＣＭ４）235の第１端子237から流出
した電流（Δｉ、すなわちｉｃに等しい）がトランジス
タ３９（トランジスタ３８はオフ）を介して流入する。
このため、カレントミラー回路235の第２端子236からｉ
ｃが流出し、トランジスタ３６（トランジスタ３７はオ
フ）を通して、バイアス回路(13)内のカレントミラー回
路130′に流入する。このため、抵抗133′（抵抗値Ｒ）
にｉｃ×Ｒとなる電圧降下が生じ、第２図のグラフのＶ
Ｂ２の下降を生じさせる。
以上が本発明の基本的動作である。この他にレバース給
電やバランス−アンバランスモードにも対応できる。レ
バース(Reverse)給電とは、通常、Ｂ線(15)からＡ線(1
4)に向って直流給電電流Ｉを流すのに対し、その電流の
向きを逆（Ａ→Ｂ）にすることを言い、例えば自動着信
等の高度なサービス提供の場合に用いられる。このよう
に電流Ｉを逆転させるため、トランジスタ３４および３
５によりカレントスイッチを形成し、これらをＮ／Ｒ
（Normal／Reverse）入力により択一的にオン、オフす
る。ノーマル（Ｎ）給電時はＮ／Ｒ＝“Ｌ”であり、ト
ランジスタ３４がオン（トランジスタ３５がオフ）であ
り、レバース（Ｒ）給電のときは、トランジスタ３５が
オン（トランジスタ３４がオフ）となり、第２図のグラ
フのＶＢ１とＶＢ２のレベルが逆転する。
電やバランス−アンバランスモードにも対応できる。レ
バース(Reverse)給電とは、通常、Ｂ線(15)からＡ線(1
4)に向って直流給電電流Ｉを流すのに対し、その電流の
向きを逆（Ａ→Ｂ）にすることを言い、例えば自動着信
等の高度なサービス提供の場合に用いられる。このよう
に電流Ｉを逆転させるため、トランジスタ３４および３
５によりカレントスイッチを形成し、これらをＮ／Ｒ
（Normal／Reverse）入力により択一的にオン、オフす
る。ノーマル（Ｎ）給電時はＮ／Ｒ＝“Ｌ”であり、ト
ランジスタ３４がオン（トランジスタ３５がオフ）であ
り、レバース（Ｒ）給電のときは、トランジスタ３５が
オン（トランジスタ３４がオフ）となり、第２図のグラ
フのＶＢ１とＶＢ２のレベルが逆転する。
このレバース給電に対応するため、バイアス電圧制御部
(23)においても、カレントスイッチをなすトランジスタ
３６および３７を形成し、トランジスタ３６を流れる既
述の電流ｉｃは、レバース給電時において、トランジス
タ３７の方に切り替えらえれる（トランジスタ３６はオ
フ）。
(23)においても、カレントスイッチをなすトランジスタ
３６および３７を形成し、トランジスタ３６を流れる既
述の電流ｉｃは、レバース給電時において、トランジス
タ３７の方に切り替えらえれる（トランジスタ３６はオ
フ）。
次にバランス−アンバランスモードとは、バイアス電圧
ＶＢ１とＶＢ２をバランスとするか、アンバランスとす
るかを意味し、上述の動作は全てバランスモードでの説
明である。
ＶＢ１とＶＢ２をバランスとするか、アンバランスとす
るかを意味し、上述の動作は全てバランスモードでの説
明である。
第４図はアンバランスモードを説明するためのグラフで
あり、前述の第２図に対応する。第２図のグラフでは、
バイアス電圧ＶＢ１とＶＢ２が同じように変化せしめら
れているが、第４図のアンバランスモードでは、バイア
ス電圧ＶＢ２はそのままで、バイアス電圧ＶＢ１のみを
上昇せしめて、給電電流（Ｉ）を所定値Ｉｔｈに抑え込
むようにしている。このアンバランスモードを実現する
には、ノーマル給電の場合をもって説明すると、トラン
ジスタ３４を流れる電流を、前述したバランスモードに
おけるＩＢ−ｉｃから、ＩＢ−２ｉｃにすればよい。つ
まり、抵抗133による電圧上昇分をｉｃ×Ｒから２ｉｃ
×Ｒに引き上げてやればよい。一方、Ｂ線側では、前述
したバランスモードにおけるカレントミラー130′への
流入電流がｉｃであったのを０にすればよい。つまり抵
抗133′による電圧降下分を０にすればよい。このため
に、カレントスイッチをなすトランジスタ３８および３
９を設け、これらをＵ／Ｂ（Unbalance／Balance）入力
により択一的にオン、オフする。バランスモードではＵ
／Ｂ入力がＵ／Ｂ＝“Ｌ”であり、トランジスタ３９が
オンであり、トランジスタ３８がオフであって、既述の
動作説明の条件と同じである。一方、Ｕ／Ｂ＝“Ｈ”と
なり、アンバランスモードになると、トランジスタ３８
がオン、トランジスタ３９がオフとなる。トランジスタ
３９がオフとなったことから、カレントミラー回路（Ｃ
Ｍ４）235の第１端子237から流出した既述の電流
（Δｉ、すなわちｉｃと等量）は０となり、カレントス
イッチ（36,37）への供給電流は０となる。これによ
り、上述した、抵抗133′による電圧降下を０にすると
いう条件が満足される。トランジスタ３９のオフととも
にトランジスタ３８がオンになることから、カレントミ
ラー135からの制御電流は、カレントミラー231の第３端
子233に流入するｉｃと、もともとその第２端子232に流
入するｉｃとの和、すなわち２ｉｃに倍増する。このた
め、トランジスタ３３およびトランジスタ３４（ノーマ
ル給電時）を介して流れる電流は、バランスモード時の
ＩＢ−ｉｃから、ＩＢ−２ｉｃへと減少する。これによ
り前述した、ＩＢ−２ｉｃにするという条件が満足さ
れ、アンバランスモードが形成される。アンバランスモ
ードでは、Ａ線のバイアス電圧ＶＢ１と電源電圧ＶＢＢ
との間に相当大きな電圧差を生じさせることができ、第
４図の場合、電源電圧ＶＢＢ（−４８Ｖ）に対し、例え
ば−２４Ｖにまでレベルを上昇させることができる。こ
れはすなわち給電回路等での電力消費の減少をもたら
す。ただし、−４８Ｖから−２４Ｖへの減少（電圧値の
減少）を抵抗分圧で行ったのでは、この分圧抵抗での電
力損失（発熱）が生じ意味がない。したがって−４８Ｖ
から−２４Ｖへの減少は、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバー
タ等の低損失変換器を用いることを要する。
あり、前述の第２図に対応する。第２図のグラフでは、
バイアス電圧ＶＢ１とＶＢ２が同じように変化せしめら
れているが、第４図のアンバランスモードでは、バイア
ス電圧ＶＢ２はそのままで、バイアス電圧ＶＢ１のみを
上昇せしめて、給電電流（Ｉ）を所定値Ｉｔｈに抑え込
むようにしている。このアンバランスモードを実現する
には、ノーマル給電の場合をもって説明すると、トラン
ジスタ３４を流れる電流を、前述したバランスモードに
おけるＩＢ−ｉｃから、ＩＢ−２ｉｃにすればよい。つ
まり、抵抗133による電圧上昇分をｉｃ×Ｒから２ｉｃ
×Ｒに引き上げてやればよい。一方、Ｂ線側では、前述
したバランスモードにおけるカレントミラー130′への
流入電流がｉｃであったのを０にすればよい。つまり抵
抗133′による電圧降下分を０にすればよい。このため
に、カレントスイッチをなすトランジスタ３８および３
９を設け、これらをＵ／Ｂ（Unbalance／Balance）入力
により択一的にオン、オフする。バランスモードではＵ
／Ｂ入力がＵ／Ｂ＝“Ｌ”であり、トランジスタ３９が
オンであり、トランジスタ３８がオフであって、既述の
動作説明の条件と同じである。一方、Ｕ／Ｂ＝“Ｈ”と
なり、アンバランスモードになると、トランジスタ３８
がオン、トランジスタ３９がオフとなる。トランジスタ
３９がオフとなったことから、カレントミラー回路（Ｃ
Ｍ４）235の第１端子237から流出した既述の電流
（Δｉ、すなわちｉｃと等量）は０となり、カレントス
イッチ（36,37）への供給電流は０となる。これによ
り、上述した、抵抗133′による電圧降下を０にすると
いう条件が満足される。トランジスタ３９のオフととも
にトランジスタ３８がオンになることから、カレントミ
ラー135からの制御電流は、カレントミラー231の第３端
子233に流入するｉｃと、もともとその第２端子232に流
入するｉｃとの和、すなわち２ｉｃに倍増する。このた
め、トランジスタ３３およびトランジスタ３４（ノーマ
ル給電時）を介して流れる電流は、バランスモード時の
ＩＢ−ｉｃから、ＩＢ−２ｉｃへと減少する。これによ
り前述した、ＩＢ−２ｉｃにするという条件が満足さ
れ、アンバランスモードが形成される。アンバランスモ
ードでは、Ａ線のバイアス電圧ＶＢ１と電源電圧ＶＢＢ
との間に相当大きな電圧差を生じさせることができ、第
４図の場合、電源電圧ＶＢＢ（−４８Ｖ）に対し、例え
ば−２４Ｖにまでレベルを上昇させることができる。こ
れはすなわち給電回路等での電力消費の減少をもたら
す。ただし、−４８Ｖから−２４Ｖへの減少（電圧値の
減少）を抵抗分圧で行ったのでは、この分圧抵抗での電
力損失（発熱）が生じ意味がない。したがって−４８Ｖ
から−２４Ｖへの減少は、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバー
タ等の低損失変換器を用いることを要する。
以上説明したように本発明によれば、給電回路そのもの
に制御を加えることなく、比較的簡単に給電電流を制御
でき、特に短距離の加入者の場合に生ずる給電電流の流
れ過ぎを抑えることができる。また、レバース給電やバ
ランス−アンバランスモードも容易に実現可能となる。
に制御を加えることなく、比較的簡単に給電電流を制御
でき、特に短距離の加入者の場合に生ずる給電電流の流
れ過ぎを抑えることができる。また、レバース給電やバ
ランス−アンバランスモードも容易に実現可能となる。
第１図は本発明に係る給電電流制御回路の原理構成ブロ
ックとその周辺回路を示す図、 第２図は本発明に係る作用を説明するためのグラフ、 第３図は本発明に係る給電電流制御回路およびその周辺
回路の一実施例を示す図、 第４図はアンバランスモードを説明するためのグラフ、 第５図は一般的な給電系の概念を示す図、 第６図は本発明の前提となる一般的な給電系の概念を示
す図、 第７図は負荷抵抗ＲＬと給電電流Ｉの関係を示すグラフ
である。 １０…給電回路、１３…バイアス回路、 １４…Ａ線、１５…Ｂ線、 ２０…給電電流制御回路、 ２１…給電電流検出部、 ２２…過電流検出部、 ２３…バイアス電圧制御部。
ックとその周辺回路を示す図、 第２図は本発明に係る作用を説明するためのグラフ、 第３図は本発明に係る給電電流制御回路およびその周辺
回路の一実施例を示す図、 第４図はアンバランスモードを説明するためのグラフ、 第５図は一般的な給電系の概念を示す図、 第６図は本発明の前提となる一般的な給電系の概念を示
す図、 第７図は負荷抵抗ＲＬと給電電流Ｉの関係を示すグラフ
である。 １０…給電回路、１３…バイアス回路、 １４…Ａ線、１５…Ｂ線、 ２０…給電電流制御回路、 ２１…給電電流検出部、 ２２…過電流検出部、 ２３…バイアス電圧制御部。
Claims (1)
- 【請求項１】加入者の電話機(TEL)に対しＡ線(14)およ
びＢ線(15)を介して給電回路(10)より供給される給電電
流（Ｉ）に、該Ａ線(14)側用の第１のバイアス電圧（Ｖ
Ｂ１）および該Ｂ線(15)側用の第２のバイアス電圧（Ｖ
Ｂ２）をそれぞれ重畳するためのバイアス回路(13)に接
続され、所定の前記給電電流（Ｉ）を前記給電回路(10)
より供給せしめるように該バイアス回路(13)を制御する
給電電流制御回路(20)において、 前記給電電流（Ｉ）の大きさを検出する給電電流検出部
(21)と、 検出された該給電電流（Ｉ）が予め定めた所定値（Ｉ
ｔｈ）以上になったとき、その過電流分（ΔＩ）を検出
する過電流検出部(22)と、 検出された前記過電流分（ΔＩ）の大きさに応じて、前
記第１のバイアス電圧（ＶＢ１）および前記第２のバイ
アス電圧（ＶＢ２）の相互間のレベルが近付き合うよう
に該第１のバイアス電圧（ＶＢ１）および該第２のバイ
アス電圧（ＶＢ２）の少なくとも一方を変化させるバイ
アス電圧制御部(23)とから前記給電電流制御回路(20)を
構成し、 イ）前記給電電流（Ｉ）を前記Ｂ線(15)から前記Ａ線(1
4)に向かって通電するノーマル給電の場合、前記バイア
ス電圧制御部(23)は、 前記第１のバイアス電圧（ＶＢ１）および前記第２のバ
イアス電圧（ＶＢ２）の双方を変化させるバランスモー
ドのもとでは、検出された前記過電流分（ΔＩ）の大き
さに応じて、前記第１のバイアス電圧（ＶＢ１）および
前記第２のバイアス電圧（ＶＢ２）の各レベルが近付き
合うように該第１のバイアス電圧（ＶＢ１）および該第
２のバイアス電圧（ＶＢ２）の双方を変化させ、また 前記第１のバイアス電圧（ＶＢ１）のみを変化させるア
ンバランスモードのもとでは、検出された前記過電流分
（ΔＩ）の大きさに応じて、前記第１のバイアス電圧
（ＶＢ１）および前記第２のバイアス電圧（ＶＢ２）の
相互間のレベルが近付き合うように該第１のバイアス電
圧（ＶＢ１）のみを変化させるように構成し、 ロ）前記給電電流（Ｉ）を前記Ａ線(14)から前記Ｂ線(1
5)に向かって通電するレバース給電の場合、前記バイア
ス電圧制御部(23)は、 前記バランスモードのもとでは、検出された前記過電流
分（ΔＩ）の大きさに応じて、前記第１のバイアス電圧
（ＶＢ１）および前記第２のバイアス電圧（ＶＢ２）の
各レベルが近付き合うように該第１のバイアス電圧（Ｖ
Ｂ１）および該第２のバイアス電圧（ＶＢ２）の双方を
変化させた上で、また 前記アンバランスモードのもとでは、検出された前記過
電流分（ΔＩ）の大きさに応じて、前記第１のバイアス
電圧（ＶＢ１）および前記第２のバイアス電圧
（ＶＢ２）の相互間のレベルが近付き合うように該第１
のバイアス電圧（ＶＢ１）のみを変化させた上で、前記
第１のバイアス電圧（ＶＢ１）のレベルと前記第２のバ
イアス電圧（ＶＢ２）のレベルとを逆転させるように構
成することを特徴とする給電電流制御回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62149268A JPH0638625B2 (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | 給電電流制御回路 |
| CA000569416A CA1291836C (en) | 1987-06-17 | 1988-06-14 | Battery feed circuit |
| DE3854633T DE3854633T2 (de) | 1987-06-17 | 1988-06-16 | Speiseschaltung. |
| EP88109651A EP0295680B1 (en) | 1987-06-17 | 1988-06-16 | Battery feed circuit |
| CN 88103656 CN1011653B (zh) | 1987-06-17 | 1988-06-17 | 电池供电电路 |
| AU18121/88A AU598139B2 (en) | 1987-06-17 | 1988-06-17 | Battery feed circuit |
| US07/409,701 US4935960A (en) | 1987-06-17 | 1989-09-20 | Battery feed circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62149268A JPH0638625B2 (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | 給電電流制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314061A JPS63314061A (ja) | 1988-12-22 |
| JPH0638625B2 true JPH0638625B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=15471525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62149268A Expired - Fee Related JPH0638625B2 (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | 給電電流制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638625B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6242661A (ja) * | 1985-08-20 | 1987-02-24 | Fujitsu Ltd | 給電電流制限回路 |
-
1987
- 1987-06-17 JP JP62149268A patent/JPH0638625B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6242661A (ja) * | 1985-08-20 | 1987-02-24 | Fujitsu Ltd | 給電電流制限回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63314061A (ja) | 1988-12-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5428682A (en) | Subscriber line interface circuit with reduced on-chip power dissipation | |
| EP0212632B1 (en) | Subscriber line interface circuit | |
| CA1178386A (en) | Active impedance transformer assisted line feed circuit | |
| US5596637A (en) | Power dissipation manager circuit for an interface device feeding a subscriber telephone line | |
| US4935960A (en) | Battery feed circuit | |
| CA1061491A (en) | Electronic telephone network | |
| EP0088777A1 (en) | Balanced current multiplier circuit for a subscriber loop interface circuit | |
| JPH0671343B2 (ja) | ２線式伝送路中の縦及び横方向電流測定回路 | |
| JPH07212505A (ja) | 電話ループに電源を接続する回路 | |
| US4767980A (en) | Inductance multiplier circuit | |
| JPH0638625B2 (ja) | 給電電流制御回路 | |
| US4485341A (en) | Current limiter circuit | |
| US6563924B1 (en) | Subscriber matching circuit for electronic exchange | |
| JPS61214655A (ja) | 定電流ライン回路 | |
| EP0520156B1 (en) | Current limited subscriber interface circuit | |
| GB2193063A (en) | Line circuits | |
| JP3016593B2 (ja) | 直流印加回路 | |
| EP0056810A1 (en) | Loop sensing circuit for use with a subscriber loop interface circuit | |
| CA1151331A (en) | Amplifier for use in a line circuit | |
| GB2066026A (en) | Active speech network for a telephone set | |
| JPH05199317A (ja) | 遠隔通信システム及び給電回路 | |
| JP3002382B2 (ja) | 集積回路、インタフェース回路、ワット損制限回路およびワット損制限方法 | |
| US6091284A (en) | Current control circuit | |
| US5818927A (en) | Circuit for controlling an on-hook voltage by the use of a balanced amplifier without supplying a constant current to the balanced amplifier | |
| KR100391885B1 (ko) | 전전자식 교환기의 가입자 정합 회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |