JPH06132702A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
- Publication number
- JPH06132702A JPH06132702A JP27892392A JP27892392A JPH06132702A JP H06132702 A JPH06132702 A JP H06132702A JP 27892392 A JP27892392 A JP 27892392A JP 27892392 A JP27892392 A JP 27892392A JP H06132702 A JPH06132702 A JP H06132702A
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- JP
- Japan
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- voltage source
- input signal
- phase
- phase shifter
- bias voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、可変容量ダイオードを介して入力
信号の位相を変化させる移相器に関し、簡単な回路を用
いて、入力信号の電力レベルに対して安定な特性を得る
ことを目的とする。 【構成】 所望の移相量に対応した直流のバイアス電圧
を生成する直流電圧源11と、直流電圧源11に直列に
配置されてその直流電圧源の出力抵抗の値を実効的に高
める出力抵抗調整手段13と、直流電圧源11から出力
抵抗調整手段13を介して与えられるバイアス電圧によ
ってバイアスされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の
静電容量が設定される可変容量素子15を含み、その可
変容量素子15に設定された静電容量に応じて入力信号
の位相を所望の移相量シフトさせる移相手段17とを備
えて構成される。
信号の位相を変化させる移相器に関し、簡単な回路を用
いて、入力信号の電力レベルに対して安定な特性を得る
ことを目的とする。 【構成】 所望の移相量に対応した直流のバイアス電圧
を生成する直流電圧源11と、直流電圧源11に直列に
配置されてその直流電圧源の出力抵抗の値を実効的に高
める出力抵抗調整手段13と、直流電圧源11から出力
抵抗調整手段13を介して与えられるバイアス電圧によ
ってバイアスされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の
静電容量が設定される可変容量素子15を含み、その可
変容量素子15に設定された静電容量に応じて入力信号
の位相を所望の移相量シフトさせる移相手段17とを備
えて構成される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、印加される電圧に応じ
て端子間の静電容量が設定される可変容量ダイオードを
介して入力信号の位相をシフトさせる移相器に関する。
て端子間の静電容量が設定される可変容量ダイオードを
介して入力信号の位相をシフトさせる移相器に関する。
【0002】
【従来の技術】マイクロ波帯の信号の位相を連続的に可
変するアナログ型移相器やその位相を所望の位相に調整
する移相器には、例えば、バラクタダイオードのよう
に、バイアス電圧に応じて端子間の静電容量が変化する
素子が用いられる。
変するアナログ型移相器やその位相を所望の位相に調整
する移相器には、例えば、バラクタダイオードのよう
に、バイアス電圧に応じて端子間の静電容量が変化する
素子が用いられる。
【0003】図6は、従来のアナログ型移相器の構成例
を示す図である。図6(a) では、サーキュレータ61の
第一の開口に入力信号が与えられ、その第二の開口は直
流電圧源62によって逆方向にバイアスされたバラクタ
ダイオード63を介して接地される。サーキュレータ6
1の第三の開口には、出力信号が得られる。
を示す図である。図6(a) では、サーキュレータ61の
第一の開口に入力信号が与えられ、その第二の開口は直
流電圧源62によって逆方向にバイアスされたバラクタ
ダイオード63を介して接地される。サーキュレータ6
1の第三の開口には、出力信号が得られる。
【0004】図6(b) では、ブランチライン型の90度
ハイブリッド64の第一の端子に入力信号が与えられ、
その第二の端子および第三の端子は直流電圧源62によ
って並行して逆方向にバイアスされたバラクタダイオー
ド631 、632 をそれぞれ介して接地される。90度
ハイブリッド64の第四の端子には、出力信号が得られ
る。
ハイブリッド64の第一の端子に入力信号が与えられ、
その第二の端子および第三の端子は直流電圧源62によ
って並行して逆方向にバイアスされたバラクタダイオー
ド631 、632 をそれぞれ介して接地される。90度
ハイブリッド64の第四の端子には、出力信号が得られ
る。
【0005】図6(c) に示すアナログ型移相器と図6
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、90度ハイブ
リッド64に代えてラットレース型の 180度ハイブリッ
ド65を配置した点にある。また、このような相違点に
応じて、入力信号は 180度ハイブリッド65のハイブリ
ッドの第一の端子に与えられ、その第三の端子に出力信
号が得られる。さらに、 180度ハイブリッド65の第二
および第四の端子は、直流電圧源62によって逆方向に
バイアスされたバラクタダイオード631、632を介し
て接地される。
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、90度ハイブ
リッド64に代えてラットレース型の 180度ハイブリッ
ド65を配置した点にある。また、このような相違点に
応じて、入力信号は 180度ハイブリッド65のハイブリ
ッドの第一の端子に与えられ、その第三の端子に出力信
号が得られる。さらに、 180度ハイブリッド65の第二
および第四の端子は、直流電圧源62によって逆方向に
バイアスされたバラクタダイオード631、632を介し
て接地される。
【0006】図6(d) に示すアナログ型移相器と図6
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、90度ハイブ
リッド64に代えて3dBカプラ(方向性結合器)66を配
置した点にある。また、このような相違点に応じて、入
力信号は3dBカプラ66の主線路の入力に与えられ、そ
の副線路の進行波出力に出力信号が得られる。さらに、
3dBカプラ66の副線路の反射波出力と主線路の出力と
は、直流電圧源62によって逆方向にバイアスされたバ
ラクタダイオード631 、632 を介して接地される。
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、90度ハイブ
リッド64に代えて3dBカプラ(方向性結合器)66を配
置した点にある。また、このような相違点に応じて、入
力信号は3dBカプラ66の主線路の入力に与えられ、そ
の副線路の進行波出力に出力信号が得られる。さらに、
3dBカプラ66の副線路の反射波出力と主線路の出力と
は、直流電圧源62によって逆方向にバイアスされたバ
ラクタダイオード631 、632 を介して接地される。
【0007】このような構成の各アナログ型移相器で
は、それぞれサーキュレータ61、90度ハイブリッド
64、 180度ハイブリッド65、3dBカプラ66を介し
てバラクタダイオード63(631 、632 )に入力信
号を与えられる。
は、それぞれサーキュレータ61、90度ハイブリッド
64、 180度ハイブリッド65、3dBカプラ66を介し
てバラクタダイオード63(631 、632 )に入力信
号を与えられる。
【0008】図6(a) に示すアナログ型移相器では、こ
のようにしてバラクタダイオード63に与えられた入力
信号は、そのバラクタダイオードに直流電圧源62から
与えられるバイアス電圧に応じて反射され、サーキュレ
ータ61を介して上述した第三の開口に出力信号として
得られる。
のようにしてバラクタダイオード63に与えられた入力
信号は、そのバラクタダイオードに直流電圧源62から
与えられるバイアス電圧に応じて反射され、サーキュレ
ータ61を介して上述した第三の開口に出力信号として
得られる。
【0009】また、図6(b)〜(d)に示す移相器では、直
流電圧源62から並行して与えられるバイアス電圧に応
じてダイオード631 、632 の静電容量がほぼ同じ値
に設定されるので、90度ハイブリッド64、 180度ハ
イブリッド65、3dBカプラ66の通過時の挿入損失が
無視できる程度に小さい場合には、これらのダイオード
から得られる反射信号の全てが出力信号として得られ
る。
流電圧源62から並行して与えられるバイアス電圧に応
じてダイオード631 、632 の静電容量がほぼ同じ値
に設定されるので、90度ハイブリッド64、 180度ハ
イブリッド65、3dBカプラ66の通過時の挿入損失が
無視できる程度に小さい場合には、これらのダイオード
から得られる反射信号の全てが出力信号として得られ
る。
【0010】このようにして得られる出力信号の位相
は、一般に、それぞれサーキュレータ61、90度ハイ
ブリッド64、 180度ハイブリッド65、3dBカプラ6
6の特性インピーダンスによって、バラクタダイオード
631 、632 の静電容量を正規化して得られるリアク
タンスの関数で与えられる。
は、一般に、それぞれサーキュレータ61、90度ハイ
ブリッド64、 180度ハイブリッド65、3dBカプラ6
6の特性インピーダンスによって、バラクタダイオード
631 、632 の静電容量を正規化して得られるリアク
タンスの関数で与えられる。
【0011】したがって、出力信号の位相は、直流電圧
源62から印加されるバイアス電圧に応じて連続的に可
変され、かつそのバイアス電圧に応じてバラクタダイオ
ード63(631 、632 )内では静電容量のみが変化
するので、アナログ型移相器に要求される定振幅動作が
保証される。
源62から印加されるバイアス電圧に応じて連続的に可
変され、かつそのバイアス電圧に応じてバラクタダイオ
ード63(631 、632 )内では静電容量のみが変化
するので、アナログ型移相器に要求される定振幅動作が
保証される。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来のアナログ型移相器では、入力信号として高い電力
のマイクロ波信号が与えられるとバラクタダイオード6
3(631、632)のバイアス電圧−端子間静電容量の
特性が劣化するために、バイアス電圧が一定であっても
移相量に変動が生じた。このような移相量の変動分は、
一般に、上述した端子間静電容量がバイアス電圧に対し
て指数関数的に変化するために、例えば、数ミリボルト
程度の微小なバイアス電圧の変動分に対しても大きな値
となってアナログ型移相器の特性の安定性が阻害される
要因となっていた。
従来のアナログ型移相器では、入力信号として高い電力
のマイクロ波信号が与えられるとバラクタダイオード6
3(631、632)のバイアス電圧−端子間静電容量の
特性が劣化するために、バイアス電圧が一定であっても
移相量に変動が生じた。このような移相量の変動分は、
一般に、上述した端子間静電容量がバイアス電圧に対し
て指数関数的に変化するために、例えば、数ミリボルト
程度の微小なバイアス電圧の変動分に対しても大きな値
となってアナログ型移相器の特性の安定性が阻害される
要因となっていた。
【0013】また、直流電圧源62では、生成すべきバ
イアス電圧の安定化がはかられるが、一般に、このよう
な安定化の処理では、生成されたバイアス電圧の変動分
を検出して目的値制御を行うことにより実現されるため
に、上述した移相量の変動分を許容可能な上限値未満に
抑圧することはできなかった。
イアス電圧の安定化がはかられるが、一般に、このよう
な安定化の処理では、生成されたバイアス電圧の変動分
を検出して目的値制御を行うことにより実現されるため
に、上述した移相量の変動分を許容可能な上限値未満に
抑圧することはできなかった。
【0014】さらに、このようなアナログ型移相器は、
種々の電子機器に搭載されて動作条件も多様にわたるた
めに、必ずしも安定な電圧源の下で稼働するとは限ら
ず、どのような動作条件でも確実に安定動作を行うこと
が要求されていた。
種々の電子機器に搭載されて動作条件も多様にわたるた
めに、必ずしも安定な電圧源の下で稼働するとは限ら
ず、どのような動作条件でも確実に安定動作を行うこと
が要求されていた。
【0015】本発明は、簡単な回路を用いて、入力信号
の電力レベルに対して安定な特性を得ることができる移
相器を提供することを目的とする。
の電力レベルに対して安定な特性を得ることができる移
相器を提供することを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】図1は、請求項1に記載
の発明の原理ブロック図である。本発明は、所望の移相
量に対応した直流のバイアス電圧を生成する直流電圧源
11と、直流電圧源11に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段
13と、直流電圧源11から出力抵抗調整手段13を介
して与えられるバイアス電圧によってバイアスされ、そ
のバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が設定される
可変容量素子15を含み、その可変容量素子15に設定
された静電容量に応じて入力信号の位相を所望の移相量
シフトさせる移相手段17とを備えたことを特徴とす
る。
の発明の原理ブロック図である。本発明は、所望の移相
量に対応した直流のバイアス電圧を生成する直流電圧源
11と、直流電圧源11に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段
13と、直流電圧源11から出力抵抗調整手段13を介
して与えられるバイアス電圧によってバイアスされ、そ
のバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が設定される
可変容量素子15を含み、その可変容量素子15に設定
された静電容量に応じて入力信号の位相を所望の移相量
シフトさせる移相手段17とを備えたことを特徴とす
る。
【0017】図2は、請求項2に記載の発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、所望の移相量に対応した直流
のバイアス電圧を生成する直流電圧源21と、直流電圧
源21によって生成されたバイアス電圧によってバイア
スされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が
設定される可変容量素子23を含み、その可変容量素子
23に設定された静電容量に応じて入力信号の位相を所
望の移相量シフトさせる移相手段25とを備えた移相器
において、直流電圧源21に並列に配置されてその直流
電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する出力抵抗調整
手段27を備えたことを特徴とする移相器。
ック図である。本発明は、所望の移相量に対応した直流
のバイアス電圧を生成する直流電圧源21と、直流電圧
源21によって生成されたバイアス電圧によってバイア
スされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が
設定される可変容量素子23を含み、その可変容量素子
23に設定された静電容量に応じて入力信号の位相を所
望の移相量シフトさせる移相手段25とを備えた移相器
において、直流電圧源21に並列に配置されてその直流
電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する出力抵抗調整
手段27を備えたことを特徴とする移相器。
【0018】
【作用】請求項1に記載の移相器では、出力抵抗調整手
段13は直流電圧源11に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高い値に設定する。した
がって、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起
因して可変容量素子15が有する直流抵抗値がシフトと
しても、その可変容量素子に直流電圧源11から出力抵
抗調整手段13を介して供給されるバイアス電流の値の
変動分は、出力抵抗調整手段13を備えていなかった従
来例に比べて小さな値に抑えられる。
段13は直流電圧源11に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高い値に設定する。した
がって、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起
因して可変容量素子15が有する直流抵抗値がシフトと
しても、その可変容量素子に直流電圧源11から出力抵
抗調整手段13を介して供給されるバイアス電流の値の
変動分は、出力抵抗調整手段13を備えていなかった従
来例に比べて小さな値に抑えられる。
【0019】すなわち、可変容量素子15のバイアス点
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段17で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段17で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。
【0020】請求項2に記載の移相器では、出力抵抗調
整手段27は直流電圧源21に並列に配置されてその直
流電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する。したがっ
て、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起因し
て可変容量素子23が有する直流抵抗値がシフトとして
も、その可変容量素子に直流電圧源21から印加される
バイアス電圧の値の変動分は、出力抵抗調整手段27を
備えていなかった従来例に比べて小さな値に抑えられ
る。
整手段27は直流電圧源21に並列に配置されてその直
流電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する。したがっ
て、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起因し
て可変容量素子23が有する直流抵抗値がシフトとして
も、その可変容量素子に直流電圧源21から印加される
バイアス電圧の値の変動分は、出力抵抗調整手段27を
備えていなかった従来例に比べて小さな値に抑えられ
る。
【0021】すなわち、可変容量素子23のバイアス点
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段25で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段25で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。
【0022】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図3は、請求項1に記載の本発明に
対応した実施例を示す図である。
て詳細に説明する。図3は、請求項1に記載の本発明に
対応した実施例を示す図である。
【0023】図において、(a)〜(d)はそれぞれ図6(a)
〜(d)に示す従来例に請求項1に記載の発明を適用して
構成された実施例を示し、図6に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。
〜(d)に示す従来例に請求項1に記載の発明を適用して
構成された実施例を示し、図6に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。
【0024】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、バラクタダイオード63(631、632 )と直流電
圧源62との間に直列に抵抗器31を付加した点にあ
る。なお、本実施例と図1に示すブロック図との対応関
係については、直流電圧源62は直流電圧源11に対応
し、抵抗器31は出力抵抗調整手段13に対応し、バラ
クタダイオード63(631 、632 )は可変容量素子
15に対応し、サーキュレータ61、90度ハイブリッ
ド64、180度ハッブリッド65および3dBカプラ
66は何れも移相手段17に対応する。
は、バラクタダイオード63(631、632 )と直流電
圧源62との間に直列に抵抗器31を付加した点にあ
る。なお、本実施例と図1に示すブロック図との対応関
係については、直流電圧源62は直流電圧源11に対応
し、抵抗器31は出力抵抗調整手段13に対応し、バラ
クタダイオード63(631 、632 )は可変容量素子
15に対応し、サーキュレータ61、90度ハイブリッ
ド64、180度ハッブリッド65および3dBカプラ
66は何れも移相手段17に対応する。
【0025】本実施例における移相器としての基本動作
については、従来例と同じであるから、以下ではその説
明を省略する。図3(a) に示す実施例では、直流電圧源
62からバラクタダイオード63に対して供給される逆
方向のバイアス電流Iは、その直流電圧源62の起電力
がEボルトであって内部抵抗の値が無視される程度に小
さい場合には、抵抗器31の抵抗値R1 とバイアス電流
Iにおけるバラクタダイオード63の抵抗値Rd とに対
して
については、従来例と同じであるから、以下ではその説
明を省略する。図3(a) に示す実施例では、直流電圧源
62からバラクタダイオード63に対して供給される逆
方向のバイアス電流Iは、その直流電圧源62の起電力
がEボルトであって内部抵抗の値が無視される程度に小
さい場合には、抵抗器31の抵抗値R1 とバイアス電流
Iにおけるバラクタダイオード63の抵抗値Rd とに対
して
【0026】
【数1】
【0027】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器31の抵抗値R1 は R1 ≫Rd … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示すバイアス電流Iは、
は、抵抗器31の抵抗値R1 は R1 ≫Rd … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示すバイアス電流Iは、
【0028】
【数2】
【0029】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、バイアス電流Iの変動分は極めて小さな値に制限さ
れる。
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、バイアス電流Iの変動分は極めて小さな値に制限さ
れる。
【0030】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給されるバイア
ス電流がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく
変化する入力信号に対して安定な特性を有するアナログ
型移相器が実現される。
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給されるバイア
ス電流がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく
変化する入力信号に対して安定な特性を有するアナログ
型移相器が実現される。
【0031】また、図3(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、バイアス電流Iは、上式に対応し
た
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、バイアス電流Iは、上式に対応し
た
【0032】
【数3】
【0033】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器31の抵抗値R1 は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、バイアス電流Iは同様にし
て上述した近似式で与えられる。
例では、抵抗器31の抵抗値R1 は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、バイアス電流Iは同様にし
て上述した近似式で与えられる。
【0034】図4は、請求項2に記載の発明に対応した
実施例を示す図である。図において、(a)〜(d)は、それ
ぞれ図6(a)〜(d)に示す従来例に請求項2に記載の発明
を適用して構成された実施例を示し、図6に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。
実施例を示す図である。図において、(a)〜(d)は、それ
ぞれ図6(a)〜(d)に示す従来例に請求項2に記載の発明
を適用して構成された実施例を示し、図6に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。
【0035】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、直流電圧源62に並列に抵抗器41を配置した点に
ある。なお、本実施例と図2に示すブロック図との対応
関係については、直流電圧源62は直流電圧源21に対
応し、バラクタダイオード63(631、632)は可変
容量素子23に対応し、サーキュレータ61、90度ハ
イブリッド64、180度ハッブリッド65および3d
Bカプラ66は何れも移相手段25に対応し、抵抗器4
1は出力抵抗調整手段27に対応する。
は、直流電圧源62に並列に抵抗器41を配置した点に
ある。なお、本実施例と図2に示すブロック図との対応
関係については、直流電圧源62は直流電圧源21に対
応し、バラクタダイオード63(631、632)は可変
容量素子23に対応し、サーキュレータ61、90度ハ
イブリッド64、180度ハッブリッド65および3d
Bカプラ66は何れも移相手段25に対応し、抵抗器4
1は出力抵抗調整手段27に対応する。
【0036】このような実施例における移相器としての
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図4(a) に示す実施例では、直
流電圧源62からバラクタダイオード63および抵抗器
41に対して供給される電流Iは、直流電圧源62の起
電力がEボルトであって内部抵抗の値が無視される程度
に小さい場合には、抵抗器41の抵抗値R2 と電流Iに
応じてバイアスされたバラクタダイオード63の抵抗値
Rd とに対して
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図4(a) に示す実施例では、直
流電圧源62からバラクタダイオード63および抵抗器
41に対して供給される電流Iは、直流電圧源62の起
電力がEボルトであって内部抵抗の値が無視される程度
に小さい場合には、抵抗器41の抵抗値R2 と電流Iに
応じてバイアスされたバラクタダイオード63の抵抗値
Rd とに対して
【0037】
【数4】
【0038】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器41の抵抗値R2 は R2 ≪Rd … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Iは、
は、抵抗器41の抵抗値R2 は R2 ≪Rd … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Iは、
【0039】
【数5】
【0040】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、電流Iの変動分は極めて小さな値に制限される。
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、電流Iの変動分は極めて小さな値に制限される。
【0041】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給される電流I
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給される電流I
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。
【0042】また、図4(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、上述した電流Iは、上式に対応し
た
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、上述した電流Iは、上式に対応し
た
【0043】
【数6】
【0044】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器41の抵抗値R2 は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、電流Iは同様にして上述し
た近似式で与えられる。
例では、抵抗器41の抵抗値R2 は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、電流Iは同様にして上述し
た近似式で与えられる。
【0045】図5は、本発明の他の実施例を示す図であ
る。図において、(a)〜(d)は、それぞれ図6(a)〜(d)に
示す従来例に請求項1および請求項2に記載の発明を併
せて適用した実施例を示し、図3および図4に示すもの
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。
る。図において、(a)〜(d)は、それぞれ図6(a)〜(d)に
示す従来例に請求項1および請求項2に記載の発明を併
せて適用した実施例を示し、図3および図4に示すもの
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。
【0046】このような実施例における移相器としての
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図5(a) に示す実施例では、直
流電圧源62から抵抗器41およびバラクタダイオード
63(抵抗器31)に対して供給される電流Iは、直流
電圧源62の起電力がEボルトであって内部抵抗の値が
無視される程度に小さい場合には、抵抗器31の抵抗値
R1 、抵抗器41の抵抗値R2 および電流Iに応じてバ
イアスされたバラクタダイオード63の抵抗値Rd とに
対して
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図5(a) に示す実施例では、直
流電圧源62から抵抗器41およびバラクタダイオード
63(抵抗器31)に対して供給される電流Iは、直流
電圧源62の起電力がEボルトであって内部抵抗の値が
無視される程度に小さい場合には、抵抗器31の抵抗値
R1 、抵抗器41の抵抗値R2 および電流Iに応じてバ
イアスされたバラクタダイオード63の抵抗値Rd とに
対して
【0047】
【数7】
【0048】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器31の抵抗値R1 および抵抗器41の抵抗値
R2 は R1 ≫Rd ≫R2 … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Iは、
は、抵抗器31の抵抗値R1 および抵抗器41の抵抗値
R2 は R1 ≫Rd ≫R2 … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Iは、
【0049】
【数8】
【0050】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、電流Iの変動分が極めて小さな値に制限される。
タダイオード63の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Rd が変動しても、近似式に示すよう
に、電流Iの変動分が極めて小さな値に制限される。
【0051】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給される電流I
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード63の
特性が劣化しても直流電圧源62から供給される電流I
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。
【0052】また、図5(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、上述した電流Iは、上式に対応し
た
イオード631 、632 の抵抗値が等しくRd で与えら
れると仮定すると、上述した電流Iは、上式に対応し
た
【0053】
【数9】
【0054】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器31の抵抗値R1 および抵抗器41の抵
抗値R2 は上述した関係式が成立する値に設定される
ので、電流Iは同様にして上述した近似式で与えられ
る。
例では、抵抗器31の抵抗値R1 および抵抗器41の抵
抗値R2 は上述した関係式が成立する値に設定される
ので、電流Iは同様にして上述した近似式で与えられ
る。
【0055】なお、上述した各実施例では、反射型のア
ナログ型移相器に本発明を適用したが、本発明は、この
ような移相器に限定されず、印加される電圧に応じて端
子間静電容量が可変する素子を介して入力信号の位相を
変化させる移相器であれば、例えば、反射型以外の回路
で構成された移相器や移相量が半固定あるい固定の移相
器にも同様に適用することができる。
ナログ型移相器に本発明を適用したが、本発明は、この
ような移相器に限定されず、印加される電圧に応じて端
子間静電容量が可変する素子を介して入力信号の位相を
変化させる移相器であれば、例えば、反射型以外の回路
で構成された移相器や移相量が半固定あるい固定の移相
器にも同様に適用することができる。
【0056】また、上述した各実施例では、抵抗器3
1、41として炭素系や金属系の固定抵抗器を用いた
が、本発明は、このような抵抗器に限定されず、搭載さ
れる電子機器の動作環境、運用携帯、要求される特性の
安定性その他に応じて、例えは、半導体系の固定抵抗器
や可変あるいは半固定の抵抗器を用いて構成することも
できる。
1、41として炭素系や金属系の固定抵抗器を用いた
が、本発明は、このような抵抗器に限定されず、搭載さ
れる電子機器の動作環境、運用携帯、要求される特性の
安定性その他に応じて、例えは、半導体系の固定抵抗器
や可変あるいは半固定の抵抗器を用いて構成することも
できる。
【0057】さらに、上述した各実施例では、移相量を
決定する素子としてバラクタダイオード63(631 、
632 )を用いたが、本発明は、このような素子に限定
されず、直流電圧源62から与えられるバイアス電圧に
応じて端子間静電容量が可変する素子であれば、どのよ
うな素子も用いることができる。
決定する素子としてバラクタダイオード63(631 、
632 )を用いたが、本発明は、このような素子に限定
されず、直流電圧源62から与えられるバイアス電圧に
応じて端子間静電容量が可変する素子であれば、どのよ
うな素子も用いることができる。
【0058】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、入力信
号に与えるべき移相量を決定する可変容量素子から見
て、その可変容量素子にバイアス電圧を与える直流電圧
源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段を
付加することにより、可変容量素子の直流抵抗の値に対
するバイアス電流の値の変化率を抑え、反対に直流電圧
源の出力抵抗の値を低減する出力抵抗調整手段を付加す
ることにより、可変容量素子の直流抵抗の値の変化に応
じたバイアス電圧の変動を抑える。
号に与えるべき移相量を決定する可変容量素子から見
て、その可変容量素子にバイアス電圧を与える直流電圧
源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段を
付加することにより、可変容量素子の直流抵抗の値に対
するバイアス電流の値の変化率を抑え、反対に直流電圧
源の出力抵抗の値を低減する出力抵抗調整手段を付加す
ることにより、可変容量素子の直流抵抗の値の変化に応
じたバイアス電圧の変動を抑える。
【0059】すなわち、入力信号の電力レベルの大幅な
増減に起因して可変容量素子の直流抵抗の値が変化して
もその素子のバイアス点は従来例に比べて安定化される
ので、抵抗素子を用いて簡単に構成可能な出力抵抗調整
手段を介して入力信号の電力レベルに対して安定な特性
を有する移相器が実現される。
増減に起因して可変容量素子の直流抵抗の値が変化して
もその素子のバイアス点は従来例に比べて安定化される
ので、抵抗素子を用いて簡単に構成可能な出力抵抗調整
手段を介して入力信号の電力レベルに対して安定な特性
を有する移相器が実現される。
【0060】したがって、このような本発明にかかわる
移相器を搭載した電子機器では、性能が高められる。
移相器を搭載した電子機器では、性能が高められる。
【図1】請求項1に記載の発明の原理ブロック図であ
る。
る。
【図2】請求項2に記載の発明の原理ブロック図であ
る。
る。
【図3】請求項1に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。
図である。
【図4】請求項2に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。
図である。
【図5】本発明の他の実施例を示す図である。
【図6】従来のアナログ型移相器の構成例を示す図であ
る。
る。
11,21 直流電圧源 13,27 出力抵抗調整手段 15,23 可変容量素子 17,25 移相手段 31,41 抵抗器 61 サーキュレータ 62 直流電圧源 63 バラクタダイオード 64 90度ハイブリッド 65 180度ハイブリッド 66 3dBカプラ
Claims (2)
- 【請求項1】 所望の移相量に対応した直流のバイアス
電圧を生成する直流電圧源(11)と、 前記直流電圧源(11)に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段
(13)と、 前記直流電圧源(11)から前記出力抵抗調整手段(1
3)を介して与えられるバイアス電圧によってバイアス
され、そのバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が設
定される可変容量素子(15)を含み、その可変容量素
子(15)に設定された静電容量に応じて入力信号の位
相を前記所望の移相量シフトさせる移相手段(17)と
を備えたことを特徴とする移相器。 - 【請求項2】 所望の移相量に対応した直流のバイアス
電圧を生成する直流電圧源(21)と、 前記直流電圧源(21)によって生成されたバイアス電
圧によってバイアスされ、そのバイアス電圧に応じて端
子間の静電容量が設定される可変容量素子(23)を含
み、その可変容量素子(23)に設定された静電容量に
応じて入力信号の位相を前記所望の移相量シフトさせる
移相手段(25)とを備えた移相器において、 前記直流電圧源(21)に並列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する出力抵抗調整手
段(27)を備えたことを特徴とする移相器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27892392A JPH06132702A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27892392A JPH06132702A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 移相器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06132702A true JPH06132702A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17603971
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27892392A Withdrawn JPH06132702A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 移相器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06132702A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
JP2008160785A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-07-10 | Kyocera Corp | 整合回路、送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置 |
JP2009032638A (ja) * | 2007-07-05 | 2009-02-12 | Panasonic Corp | マイクロ波処理装置 |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP27892392A patent/JPH06132702A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
JP2008160785A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-07-10 | Kyocera Corp | 整合回路、送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置 |
JP2009032638A (ja) * | 2007-07-05 | 2009-02-12 | Panasonic Corp | マイクロ波処理装置 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000104 |