JPH05103498A - 電動機制御装置 - Google Patents
電動機制御装置Info
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- JPH05103498A JPH05103498A JP3256173A JP25617391A JPH05103498A JP H05103498 A JPH05103498 A JP H05103498A JP 3256173 A JP3256173 A JP 3256173A JP 25617391 A JP25617391 A JP 25617391A JP H05103498 A JPH05103498 A JP H05103498A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【構成】 電動機３の制御装置において、直流電圧を交
流電圧に変換するインバータ手段２と、インバータ手段
２の直流側部分の電流を検出する電流検出手段２５と、
この出力を基に力率を演算する手段２６と、力率演算手
段２６からの出力を基に、Ｖ／Ｆ制御量を演算するＶ／
Ｆ演算手段２７と、電流検出手段２５からの出力を基
に、Ｖ／Ｆ演算手段２７からの出力の補償量を演算する
補償手段２９と、このＶ／Ｆ演算手段２７からの出力と
補償手段２９からの出力を基に、インバータ手段２のス
イッチング素子を制御する制御手段２８とを有する。 【効果】 直流電流の変化から過渡的な負荷変動をとら
え、これを補償するように制御し、特別なセンサを用い
ず負荷変動に対応ができる。
流電圧に変換するインバータ手段２と、インバータ手段
２の直流側部分の電流を検出する電流検出手段２５と、
この出力を基に力率を演算する手段２６と、力率演算手
段２６からの出力を基に、Ｖ／Ｆ制御量を演算するＶ／
Ｆ演算手段２７と、電流検出手段２５からの出力を基
に、Ｖ／Ｆ演算手段２７からの出力の補償量を演算する
補償手段２９と、このＶ／Ｆ演算手段２７からの出力と
補償手段２９からの出力を基に、インバータ手段２のス
イッチング素子を制御する制御手段２８とを有する。 【効果】 直流電流の変化から過渡的な負荷変動をとら
え、これを補償するように制御し、特別なセンサを用い
ず負荷変動に対応ができる。
Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、回転子と、この回転子
に回転力を与えるべく磁界を作用させる複数相の固定子
巻線を有する固定子とを備える電動機を駆動制御する電
動機制御装置に関する。
に回転力を与えるべく磁界を作用させる複数相の固定子
巻線を有する固定子とを備える電動機を駆動制御する電
動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、機械的な整流機構がないブラシレ
スモータで、モータの固定子巻線と磁石回転子との相対
的な位置をホール素子などの機械的な位置検出素子を用
いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を利用する方式が行
われるようになってきた。
スモータで、モータの固定子巻線と磁石回転子との相対
的な位置をホール素子などの機械的な位置検出素子を用
いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を利用する方式が行
われるようになってきた。
【０００３】例えば、この方式のものは、一般に図７に
示されるような構成になっている。この図では、１は直
流電源、２はスイッチング素子、３はモータ、４は固定
子巻線、５は磁石回転子、６は誘起電圧処理回路、７は
制御回路、８，９，１０は一次遅れフィルタ、１１，１
２，１３は抵抗、１４は比較器である。
示されるような構成になっている。この図では、１は直
流電源、２はスイッチング素子、３はモータ、４は固定
子巻線、５は磁石回転子、６は誘起電圧処理回路、７は
制御回路、８，９，１０は一次遅れフィルタ、１１，１
２，１３は抵抗、１４は比較器である。
【０００４】図７に示されたように、三相の固定子巻線
４と直流電源１との間に直列に６個のスイッチング素子
２を接続してある。磁石回転子５の回転により固定子巻
線４に誘起される誘起電圧を含む端子電圧を一次遅れフ
ィルタ８，９，１０と抵抗１１，１２，１３と比較器１
４とから成る誘起電圧処理回路６を介して制御回路７に
よってスイッチング素子２をオン・オフさせる信号に交
換し、この信号でモータ３を回転させるようにしてい
る。
４と直流電源１との間に直列に６個のスイッチング素子
２を接続してある。磁石回転子５の回転により固定子巻
線４に誘起される誘起電圧を含む端子電圧を一次遅れフ
ィルタ８，９，１０と抵抗１１，１２，１３と比較器１
４とから成る誘起電圧処理回路６を介して制御回路７に
よってスイッチング素子２をオン・オフさせる信号に交
換し、この信号でモータ３を回転させるようにしてい
る。
【０００５】次に、誘起電圧処理回路６の動作を図８を
用いて具体的に述べると、誘起電圧を含む端子電圧波形
ａには転流時にスイッチング素子２のターンオフ以降、
対アーム還流ダイオードの導通により生じるスパイク状
の電圧成分が含まれる。この影響をなくすため図７に示
した一次遅れフィルタを用いて端子電圧波形ａを９０°
位相シフトし（図８中ｂ）、その後、位相シフトした３
相電圧における中性点電圧波形ｃを図５に示した抵抗１
１，１２，１３より作成し、この両波形ｂ，ｃとを比較
器１４によって比較し、位置検出信号ｄを得る。同様に
して、他の相についても端子電圧波形により位置検出信
号ｅ、ｆを得る。これらｄ，ｅ，ｆはそれぞれ電気角で
１８０°通電の１２０°位相が異なる信号となり、制御
回路７によって６つの信号に変換され、６個のスイッチ
ング素子を順次オン・オフさせモータを回転させてい
る。
用いて具体的に述べると、誘起電圧を含む端子電圧波形
ａには転流時にスイッチング素子２のターンオフ以降、
対アーム還流ダイオードの導通により生じるスパイク状
の電圧成分が含まれる。この影響をなくすため図７に示
した一次遅れフィルタを用いて端子電圧波形ａを９０°
位相シフトし（図８中ｂ）、その後、位相シフトした３
相電圧における中性点電圧波形ｃを図５に示した抵抗１
１，１２，１３より作成し、この両波形ｂ，ｃとを比較
器１４によって比較し、位置検出信号ｄを得る。同様に
して、他の相についても端子電圧波形により位置検出信
号ｅ、ｆを得る。これらｄ，ｅ，ｆはそれぞれ電気角で
１８０°通電の１２０°位相が異なる信号となり、制御
回路７によって６つの信号に変換され、６個のスイッチ
ング素子を順次オン・オフさせモータを回転させてい
る。
【０００６】しかしながら、上記構成のブラシレスモー
タの駆動装置では、９０°遅れ要素たるフィルタ回路が
設けられているので、加減速中に通電のタイミングのず
れを生じやすく、特に急激な加減速時には、追従が困難
であり、低速領域での検出が不可能になったり、さらに
は、特定周波数の外乱に対して共振を起こす電流が増大
する事により、通電タイミングにずれが生じる等、加減
速や負荷応答に対する安定性に問題が多々ある。
タの駆動装置では、９０°遅れ要素たるフィルタ回路が
設けられているので、加減速中に通電のタイミングのず
れを生じやすく、特に急激な加減速時には、追従が困難
であり、低速領域での検出が不可能になったり、さらに
は、特定周波数の外乱に対して共振を起こす電流が増大
する事により、通電タイミングにずれが生じる等、加減
速や負荷応答に対する安定性に問題が多々ある。
【０００７】そこで、従来においては、上記のような問
題点を解決するものとして、直流から交流に変換するイ
ンバータ部の直流リンクに流れる直流電流を電流検出手
段により検出し、この電流検出からブラシレスモータの
巻線の通電を制御する電動機制御装置が提案されてい
る。
題点を解決するものとして、直流から交流に変換するイ
ンバータ部の直流リンクに流れる直流電流を電流検出手
段により検出し、この電流検出からブラシレスモータの
巻線の通電を制御する電動機制御装置が提案されてい
る。
【０００８】すなわち、この電動機制御装置にあって
は、誘起電圧を利用していないので、一次遅れフィルタ
による安定性の問題が解決されるほか、従来のスイッチ
ング素子の過電流保護を目的とする電流センサと共用で
きるため特別なセンサを追加する事もなく、制御するこ
とができるようにしている。
は、誘起電圧を利用していないので、一次遅れフィルタ
による安定性の問題が解決されるほか、従来のスイッチ
ング素子の過電流保護を目的とする電流センサと共用で
きるため特別なセンサを追加する事もなく、制御するこ
とができるようにしている。
【０００９】又、このような駆動装置として、図９に示
すような構成が考えられる。すなわち、三相交流電源２
１を整流子２２及びコンデンサ２３により直流に変換
し、この直流をスイッチング素子２により交流に変換し
てモータ３を駆動する構成になっている。この時、直流
リンクに流れる電流を電流センサ２４により検出し、電
流検出手段２５に入力され、その後、力率演算手段２６
を介してＶ／Ｆ演算手段２７に入力されるようになって
いる。ここで、指令値に従った電圧、周波数と上記の力
率演算手段２６の出力に従うフィードバック成分により
電圧，周波数が制御され、ベースドライブ手段２８を介
して、スイッチング素子２をオン・オフし、モータを駆
動する。次に、上記力率演算手段２６の動作を図１０を
用いて述べる。
すような構成が考えられる。すなわち、三相交流電源２
１を整流子２２及びコンデンサ２３により直流に変換
し、この直流をスイッチング素子２により交流に変換し
てモータ３を駆動する構成になっている。この時、直流
リンクに流れる電流を電流センサ２４により検出し、電
流検出手段２５に入力され、その後、力率演算手段２６
を介してＶ／Ｆ演算手段２７に入力されるようになって
いる。ここで、指令値に従った電圧、周波数と上記の力
率演算手段２６の出力に従うフィードバック成分により
電圧，周波数が制御され、ベースドライブ手段２８を介
して、スイッチング素子２をオン・オフし、モータを駆
動する。次に、上記力率演算手段２６の動作を図１０を
用いて述べる。
【００１０】図１０は、図９における直流リンク部の直
流電流をセンサ２４で検出を行い、電流検出２５で、増
幅及び成形した出力波形のである。図１０（ａ）は力率
が遅れたときの直流電流を、（ｂ）は力率がほぼ１に等
しい時、（ｃ）は力率が進んだ時の直流電流Ｉｄｃをそ
れぞれ示しており、駆動装置の出力周波数の電気角６０
°毎に繰り返す波形になっている。
流電流をセンサ２４で検出を行い、電流検出２５で、増
幅及び成形した出力波形のである。図１０（ａ）は力率
が遅れたときの直流電流を、（ｂ）は力率がほぼ１に等
しい時、（ｃ）は力率が進んだ時の直流電流Ｉｄｃをそ
れぞれ示しており、駆動装置の出力周波数の電気角６０
°毎に繰り返す波形になっている。
【００１１】従って、この６０°毎の点（０°，６０
°，１２０°，１８０°・・・）に着目し、その６０°
直前（Ａ点）と直後（Ｂ点）の直流電流の差（ＩＢ−Ｉ
Ａ）を検出し、この値が零，すなわち、直前（Ａ点）と
直後（Ｂ点）の値が等しくなるように制御する事で、図
１０（ｂ）のように力率がほぼ１になる運転ができるよ
うになっているものである。
°，１２０°，１８０°・・・）に着目し、その６０°
直前（Ａ点）と直後（Ｂ点）の直流電流の差（ＩＢ−Ｉ
Ａ）を検出し、この値が零，すなわち、直前（Ａ点）と
直後（Ｂ点）の値が等しくなるように制御する事で、図
１０（ｂ）のように力率がほぼ１になる運転ができるよ
うになっているものである。
【００１２】上記の如く、力率演算手段２６では直流電
流の変化を力率としてとらえ、後段のＶ／Ｆ演算手段２
７で演算を行い、モータを力率がほぼ１になるように制
御する構成となっている。
流の変化を力率としてとらえ、後段のＶ／Ｆ演算手段２
７で演算を行い、モータを力率がほぼ１になるように制
御する構成となっている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電動機制御装置においては、インバータの直流電流
を所定の電気角（例えば、６０°）に１回の検出で、力
率の演算を行い制御を行っているので、過渡的な負荷の
変動に対して充分追従することができず、制御の安定性
に欠ける問題があった。
来の電動機制御装置においては、インバータの直流電流
を所定の電気角（例えば、６０°）に１回の検出で、力
率の演算を行い制御を行っているので、過渡的な負荷の
変動に対して充分追従することができず、制御の安定性
に欠ける問題があった。
【００１４】又、低速領域においては、この安定性の問
題が顕著に現われ制御ゲインを単に上げるとシステム全
体が不安定となり、最悪の場合、脱調状態に陥る恐れが
あった。
題が顕著に現われ制御ゲインを単に上げるとシステム全
体が不安定となり、最悪の場合、脱調状態に陥る恐れが
あった。
【００１５】そこで、本発明は、上記の事情に鑑みてな
されたもので、その目的は特別なセンサを設ける事な
く、安定性を確保し、脱調が発生しない電動機制御装置
を提供することにある。 ［発明の構成］
されたもので、その目的は特別なセンサを設ける事な
く、安定性を確保し、脱調が発生しない電動機制御装置
を提供することにある。 ［発明の構成］
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、回転子と、この回転子に回転力を与える
べく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を有する固定
子とを備える電動機を駆動制御する電動機制御装置にお
いて、スイッチング素子を有して直流電源からの直流電
圧を交流電圧に変換して上記電動機に供給するインバー
タ手段と、このインバータ手段の直流側部分の電流を検
出する電流検出手段と、この電流手段の出力を基に力率
を演算手段と、この力率演算手段からの出力を基に、Ｖ
／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手段と、上記電流検出
手段からの出力を基に、上記Ｖ／Ｆ演算手段からの出力
の補償量を演算する補償手段と、このＶ／Ｆ演算手段か
らの出力と前記補償手段からの出力を基に、上記インバ
ータ手段のスイッチング素子を制御する制御手段とを備
えた電動機制御装置を提供する。
に、本発明は、回転子と、この回転子に回転力を与える
べく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を有する固定
子とを備える電動機を駆動制御する電動機制御装置にお
いて、スイッチング素子を有して直流電源からの直流電
圧を交流電圧に変換して上記電動機に供給するインバー
タ手段と、このインバータ手段の直流側部分の電流を検
出する電流検出手段と、この電流手段の出力を基に力率
を演算手段と、この力率演算手段からの出力を基に、Ｖ
／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手段と、上記電流検出
手段からの出力を基に、上記Ｖ／Ｆ演算手段からの出力
の補償量を演算する補償手段と、このＶ／Ｆ演算手段か
らの出力と前記補償手段からの出力を基に、上記インバ
ータ手段のスイッチング素子を制御する制御手段とを備
えた電動機制御装置を提供する。
【００１７】
【作用】以上のように構成された本発明においては、電
動機に印加される電圧の周波数の所定電動機毎における
直前と直後に流れる直流電流の差を力率演算手段から力
率として得ることができ、この力率と外部指令値によっ
て定まる電圧値をＶ／Ｆ演算手段で求めるとともに直流
電流を検出する電流検出手段の出力を基に、Ｖ／Ｆ演算
手段からの出力の補償量を演算し、この演算した補償量
を考慮してＶ／Ｆ演算手段からの出力を基に、電動機を
制御する。これにより、特別なセンサを設ける事なく、
過渡的な負荷変動に対しても安定な制御を行うことがで
き、これにより脱調防止を行うこともできる。
動機に印加される電圧の周波数の所定電動機毎における
直前と直後に流れる直流電流の差を力率演算手段から力
率として得ることができ、この力率と外部指令値によっ
て定まる電圧値をＶ／Ｆ演算手段で求めるとともに直流
電流を検出する電流検出手段の出力を基に、Ｖ／Ｆ演算
手段からの出力の補償量を演算し、この演算した補償量
を考慮してＶ／Ｆ演算手段からの出力を基に、電動機を
制御する。これにより、特別なセンサを設ける事なく、
過渡的な負荷変動に対しても安定な制御を行うことがで
き、これにより脱調防止を行うこともできる。
【００１８】
【実施例】以上、本発明の第１の実施例を図面を用いて
説明する。なお、図１中、図１０と同一部分について
は、同一符号を付し、その説明は省略する。
説明する。なお、図１中、図１０と同一部分について
は、同一符号を付し、その説明は省略する。
【００１９】図１に示すように、直流から交流に直流リ
ンク部に流れる電流を電流センサ２４により検出し、電
流検出手段２５へ入力され、増幅及びサンプル＆ホール
ド等により、電流波形に成形を行う。力率をほぼ１にな
る様に電動機３を運転するには、直流電流の差（ＩＢ−
ＩＡ）が零になるように、制御する必要がある。そこ
で、力率演算手段２６では、この電流の差を力率として
演算を行い、Ｖ／Ｆ演算手段２７へ出力する。Ｖ／Ｆ演
算手段２７では、上記力率の値と外部からの指令値Ｗ*
が入力され、指令値Ｗ* により周波数に比例した出力電
圧Ｖ* が決定され、これに力率がほぼ１，すなわち電流
の差が零になるような演算、例えば（１）（２）式のよ
うなＰＩ制御が施された電圧出力と加算して出力電圧Ｖ
が決定される。 Ｖ＝Ｖ* ＋Ｇｐ×（ＩＢ−ＩＡ）＋Ｖｉ ……（１） Ｖｉ＝Ｖｉ＋Ｇｉ×（ＩＢ−ＩＡ） ……（２） （Ｇｐ：比例ゲイン，Ｇｉ：積分ゲイン，Ｖｉ：積分
値）
ンク部に流れる電流を電流センサ２４により検出し、電
流検出手段２５へ入力され、増幅及びサンプル＆ホール
ド等により、電流波形に成形を行う。力率をほぼ１にな
る様に電動機３を運転するには、直流電流の差（ＩＢ−
ＩＡ）が零になるように、制御する必要がある。そこ
で、力率演算手段２６では、この電流の差を力率として
演算を行い、Ｖ／Ｆ演算手段２７へ出力する。Ｖ／Ｆ演
算手段２７では、上記力率の値と外部からの指令値Ｗ*
が入力され、指令値Ｗ* により周波数に比例した出力電
圧Ｖ* が決定され、これに力率がほぼ１，すなわち電流
の差が零になるような演算、例えば（１）（２）式のよ
うなＰＩ制御が施された電圧出力と加算して出力電圧Ｖ
が決定される。 Ｖ＝Ｖ* ＋Ｇｐ×（ＩＢ−ＩＡ）＋Ｖｉ ……（１） Ｖｉ＝Ｖｉ＋Ｇｉ×（ＩＢ−ＩＡ） ……（２） （Ｇｐ：比例ゲイン，Ｇｉ：積分ゲイン，Ｖｉ：積分
値）
【００２０】さらに、この電圧Ｖは平均電流演算手段２
９から得られるΔＶとの加算が行われ、最終的な電圧値
Ｖｏｕｔとしてベースドライブ回路２８に入力される。
出力周波数においては、指令値Ｗ* によっ決定されるＦ
ｏｕｔがＶ／Ｆ演算手段２７から出力され、そのままベ
ースドライブ回路２８に入力される。ここで、平均電流
演算手段２９の動作について述べる。
９から得られるΔＶとの加算が行われ、最終的な電圧値
Ｖｏｕｔとしてベースドライブ回路２８に入力される。
出力周波数においては、指令値Ｗ* によっ決定されるＦ
ｏｕｔがＶ／Ｆ演算手段２７から出力され、そのままベ
ースドライブ回路２８に入力される。ここで、平均電流
演算手段２９の動作について述べる。
【００２１】この平均電流演算手段２９は電流検出手段
２５の出力が入力され、直流電流の波形から電流の平均
値を演算し、この電流値に比例した補償電圧を演算す
る。すなわち、過渡的な負荷変動により、この直流リン
ク部の直流電流も変化するので、この電流値に比例した
補償電圧ΔＶを演算し、Ｖ／Ｆ演算手段２７で得られた
電圧Ｖに加算して、Ｖｏｕｔとし、電圧制御を行うもの
である。
２５の出力が入力され、直流電流の波形から電流の平均
値を演算し、この電流値に比例した補償電圧を演算す
る。すなわち、過渡的な負荷変動により、この直流リン
ク部の直流電流も変化するので、この電流値に比例した
補償電圧ΔＶを演算し、Ｖ／Ｆ演算手段２７で得られた
電圧Ｖに加算して、Ｖｏｕｔとし、電圧制御を行うもの
である。
【００２２】図２（ａ）は、上記平均電流演算手段２９
を設ける前の電動機制御装置で負荷ｃ1 が過渡的に変化
した時の直流リンク部電流波形ａ1 と、出力電圧ｂ1 及
び永久磁石形電動機３の出力トルク波形ｄ1 を示すもの
で、負荷ｃ1 が過渡的に変化した時、制御が不安定にな
り、出力トルクｄ1 が負荷ｃ1 に追従できず脱調状態に
陥り、直流電流ａ1 が増大する。又、出力電圧ｂ1 は電
気角６０°毎に１回しか力率演算を行わないので負荷変
動による追従が遅れ、あまり変化しない。
を設ける前の電動機制御装置で負荷ｃ1 が過渡的に変化
した時の直流リンク部電流波形ａ1 と、出力電圧ｂ1 及
び永久磁石形電動機３の出力トルク波形ｄ1 を示すもの
で、負荷ｃ1 が過渡的に変化した時、制御が不安定にな
り、出力トルクｄ1 が負荷ｃ1 に追従できず脱調状態に
陥り、直流電流ａ1 が増大する。又、出力電圧ｂ1 は電
気角６０°毎に１回しか力率演算を行わないので負荷変
動による追従が遅れ、あまり変化しない。
【００２３】これに対し、平均電流演算手段２９では直
流リンク部電流を連続的に取り込み、平均化（例えば
（３）式）を行い連続的な電流の変化としてとらえ補償
電圧値ΔＶ´を求める。 ΔＶ´＝Ｇｖ×Ｆ1 （Ｉｄｃ） ……（３） （Ｇｖゲイン，Ｆ1 ：直流リンク部電流を平均化するた
めの関数）
流リンク部電流を連続的に取り込み、平均化（例えば
（３）式）を行い連続的な電流の変化としてとらえ補償
電圧値ΔＶ´を求める。 ΔＶ´＝Ｇｖ×Ｆ1 （Ｉｄｃ） ……（３） （Ｇｖゲイン，Ｆ1 ：直流リンク部電流を平均化するた
めの関数）
【００２４】この補償電圧値ΔＶ´は、下式（４）
（５）に示すように、ノイズに強化するために任意の周
波数領域をもつフィルタ要素に取り込んだ後、最終的に
Ｖ／Ｆ演算手段２７から得られた電圧ＶにΔＶとして加
算される。 ΔＶ＝Ｆ2 （ΔＶ´）（Ｆ2 ：フィルタ要素をもつ関数）……（４） Ｖｏｕｔ＝Ｖ＋ΔＶ ……（５）
（５）に示すように、ノイズに強化するために任意の周
波数領域をもつフィルタ要素に取り込んだ後、最終的に
Ｖ／Ｆ演算手段２７から得られた電圧ＶにΔＶとして加
算される。 ΔＶ＝Ｆ2 （ΔＶ´）（Ｆ2 ：フィルタ要素をもつ関数）……（４） Ｖｏｕｔ＝Ｖ＋ΔＶ ……（５）
【００２５】上述のように、平均電流演算手段２９は、
直流リンク部電流から電流の変動，すなわち負荷の急激
な変動を連続的にとらえ、力率演算手段２６で得られた
電気角６０°毎に１回演算されるとともに、指令値Ｗ*
から得られる電圧Ｖに、補償電圧ΔＶをさらに加算し、
負荷の過渡的な変動に対応できるようにしたものであ
る。
直流リンク部電流から電流の変動，すなわち負荷の急激
な変動を連続的にとらえ、力率演算手段２６で得られた
電気角６０°毎に１回演算されるとともに、指令値Ｗ*
から得られる電圧Ｖに、補償電圧ΔＶをさらに加算し、
負荷の過渡的な変動に対応できるようにしたものであ
る。
【００２６】図２（ｂ）は、この平均電流演算手段２９
を用いた実施例で制御した時のもので、過渡的な負荷変
動に対し、安定な制御を行ったことを示す波形である。
前述と同様に、負荷ｃ2 が過渡的に変化した時直流電流
ａ2 が変化する平均電流演算手段２９で演算された補償
電圧ΔＶ（ｅ2）が得られ、出力電圧ｂ2 にこのΔＶが
含まれることにより、永久磁石形電動機の発生トルクｄ
2 が負荷ｃ2 に追従し、安定な制御が行われ、直流電流
ａ2 が発散することなく安定に得られている。尚、上記
した実施例においては、ハードウェア，ソフトウェアの
どちらでも実現可能であるとともに平均電流演算手段２
９の入力は電流検出手段２５から直接得てもよい。
を用いた実施例で制御した時のもので、過渡的な負荷変
動に対し、安定な制御を行ったことを示す波形である。
前述と同様に、負荷ｃ2 が過渡的に変化した時直流電流
ａ2 が変化する平均電流演算手段２９で演算された補償
電圧ΔＶ（ｅ2）が得られ、出力電圧ｂ2 にこのΔＶが
含まれることにより、永久磁石形電動機の発生トルクｄ
2 が負荷ｃ2 に追従し、安定な制御が行われ、直流電流
ａ2 が発散することなく安定に得られている。尚、上記
した実施例においては、ハードウェア，ソフトウェアの
どちらでも実現可能であるとともに平均電流演算手段２
９の入力は電流検出手段２５から直接得てもよい。
【００２７】なお、第１の実施例では平均化した電流を
補償電圧ΔＶ´に変換し、ノイズ防止のためにフィルタ
要素を介してΔＶを求めていたが、第２の実施例とし
て、平均化した電流の変化分のみを演算してΔＶとして
もよい。すなわち、フィルタ要素を用い直流成分も除去
することにより、直流電流の変化分に応じたΔＶを求め
るものである。
補償電圧ΔＶ´に変換し、ノイズ防止のためにフィルタ
要素を介してΔＶを求めていたが、第２の実施例とし
て、平均化した電流の変化分のみを演算してΔＶとして
もよい。すなわち、フィルタ要素を用い直流成分も除去
することにより、直流電流の変化分に応じたΔＶを求め
るものである。
【００２８】図３に、第２の実施例で得られる図２
（ｂ）と同様の波形を示す。ここで、フィルタ要素によ
り、ノイズ及び直流成分を除去した直流電流の変化分の
波形をｆ2 に示し、このｆ2 によって求められたΔＶを
加算した出力電圧波形をｃ2 に示す。前述同様、安定な
制御が行うことができる。
（ｂ）と同様の波形を示す。ここで、フィルタ要素によ
り、ノイズ及び直流成分を除去した直流電流の変化分の
波形をｆ2 に示し、このｆ2 によって求められたΔＶを
加算した出力電圧波形をｃ2 に示す。前述同様、安定な
制御が行うことができる。
【００２９】更に、第３の実施例として平均化した電流
の変化分のみを演算してΔＦとし、、Ｖ／Ｆ演算手段２
７から得られる周波数出力Ｆｏｕｔに加算して、周波数
に対しても、補償を加えるようにした。
の変化分のみを演算してΔＦとし、、Ｖ／Ｆ演算手段２
７から得られる周波数出力Ｆｏｕｔに加算して、周波数
に対しても、補償を加えるようにした。
【００３０】図４に、第３の実施例で得られる図２
（ｂ）と同様の波形を示す。ここで、上記した周波数の
補償分ΔＦの波形をｇ2 に示す。前述同様、安定な制御
が行うことができる。
（ｂ）と同様の波形を示す。ここで、上記した周波数の
補償分ΔＦの波形をｇ2 に示す。前述同様、安定な制御
が行うことができる。
【００３１】また、第４の実施例として、第２の実施例
での補償分ΔＶと第３の実施例での周波数補償分ΔＦと
を組み合わせてもよく、この場合も同等の効果が得られ
る。次に本発明の第５の実施例を図面を用いて説明す
る。
での補償分ΔＶと第３の実施例での周波数補償分ΔＦと
を組み合わせてもよく、この場合も同等の効果が得られ
る。次に本発明の第５の実施例を図面を用いて説明す
る。
【００３２】図５に示すように、直流から交流に変換さ
れる直流リンク部に流れる電流を電流センサ２４により
検出し、電流検出手段２５へ加算され、増幅及びサンプ
ル＆ホールド等により電流波形に成形を行う。力率をほ
ぼ１に運転するには、直流電流の差（ＩＢ−ＩＡ）が零
になるように制御する必要がある。
れる直流リンク部に流れる電流を電流センサ２４により
検出し、電流検出手段２５へ加算され、増幅及びサンプ
ル＆ホールド等により電流波形に成形を行う。力率をほ
ぼ１に運転するには、直流電流の差（ＩＢ−ＩＡ）が零
になるように制御する必要がある。
【００３３】そこで、力率演算手段２６では、この電流
の差を力率として演算を行いＶ／Ｆ演算手段２７へ出力
する。Ｖ／Ｆ演算手段２７では上記、力率の値と外部か
らの指令値Ｗ* が入力され、指令値Ｗ* により周波数に
比例した出力電圧Ｖ* が決定され、これに力率がほぼ
１、すなわち電流差が零になるような演算、例えば
（６）（７）式のようなＰＩ制御が施されれた電圧出力
と加算して出力電圧Ｖが決定される。 Ｖ＝Ｖ* ＋Ｇｐ×（ＩＢ−ＩＡ）＋Ｖｉ ……（６） Ｖｉ＝Ｖｉ＋Ｇｉ（ＩＢ−ＩＡ） ……（７） （Ｇｐ：比例ゲイン，Ｇｉ：積分ゲイン，Ｖｉ：積分
値）さらに、この電圧Ｖは、電圧加算手段３０から得ら
れるΔＶとの加算が行われ、最終的な電圧値Ｖｏｕｔと
して、ベースドライブ回路２８に入力される。出力周波
数においては指令値Ｗ* によって決定されるＦｏｕｔ
が、そのままベースドライブ回路２８に入力される。
の差を力率として演算を行いＶ／Ｆ演算手段２７へ出力
する。Ｖ／Ｆ演算手段２７では上記、力率の値と外部か
らの指令値Ｗ* が入力され、指令値Ｗ* により周波数に
比例した出力電圧Ｖ* が決定され、これに力率がほぼ
１、すなわち電流差が零になるような演算、例えば
（６）（７）式のようなＰＩ制御が施されれた電圧出力
と加算して出力電圧Ｖが決定される。 Ｖ＝Ｖ* ＋Ｇｐ×（ＩＢ−ＩＡ）＋Ｖｉ ……（６） Ｖｉ＝Ｖｉ＋Ｇｉ（ＩＢ−ＩＡ） ……（７） （Ｇｐ：比例ゲイン，Ｇｉ：積分ゲイン，Ｖｉ：積分
値）さらに、この電圧Ｖは、電圧加算手段３０から得ら
れるΔＶとの加算が行われ、最終的な電圧値Ｖｏｕｔと
して、ベースドライブ回路２８に入力される。出力周波
数においては指令値Ｗ* によって決定されるＦｏｕｔ
が、そのままベースドライブ回路２８に入力される。
【００３４】ここで、電圧加算手段３０の動作について
述べる。電圧加算手段３０は、電流検出手段２５の出力
が入力されるが、この入力波形は図１０のように、電気
角６０°の間では、電流の変化を生じているため、ある
１点を基準にとらえ、全体の直流電流の変化を知る必要
がある。そこで、電気角６０°のうちＡ点（ＩＡ）のみ
を検出し、このＩＡの値の変化を制御に用いる（特にＡ
点の電流に限る必要はなく、その他の点の電流でもかま
わないが、本実施例は、Ａ点の電流とした）。すなわ
ち、過渡的な負荷変動により、この直流リンク部の直流
電流も変化するのでこの直流電流の変化分だけ電圧加算
値ΔＶを演算し、Ｖ／Ｆ演算手段２７で得られた電圧Ｖ
に加算して、Ｖｏｕｔとし、電圧制御を行うものであ
る。電圧加算手段３０では、図１０に示したＡ点の電流
を取り込み、例えば下式（８）を用いて電流の変化をと
らえて電圧加算値を求める。 ΔＶ´＝Ｇｖ×（ＩＡ´−ＩＡ-1） ……（８） （Ｇｖ：ゲイン，ＩＡ´：今回のＡ点における直流電
流：ＩＡ-1：前回のＡ点における直流電流）
述べる。電圧加算手段３０は、電流検出手段２５の出力
が入力されるが、この入力波形は図１０のように、電気
角６０°の間では、電流の変化を生じているため、ある
１点を基準にとらえ、全体の直流電流の変化を知る必要
がある。そこで、電気角６０°のうちＡ点（ＩＡ）のみ
を検出し、このＩＡの値の変化を制御に用いる（特にＡ
点の電流に限る必要はなく、その他の点の電流でもかま
わないが、本実施例は、Ａ点の電流とした）。すなわ
ち、過渡的な負荷変動により、この直流リンク部の直流
電流も変化するのでこの直流電流の変化分だけ電圧加算
値ΔＶを演算し、Ｖ／Ｆ演算手段２７で得られた電圧Ｖ
に加算して、Ｖｏｕｔとし、電圧制御を行うものであ
る。電圧加算手段３０では、図１０に示したＡ点の電流
を取り込み、例えば下式（８）を用いて電流の変化をと
らえて電圧加算値を求める。 ΔＶ´＝Ｇｖ×（ＩＡ´−ＩＡ-1） ……（８） （Ｇｖ：ゲイン，ＩＡ´：今回のＡ点における直流電
流：ＩＡ-1：前回のＡ点における直流電流）
【００３５】この電圧加算値ΔＶ´は、下式（９）（１
０）に示すように、直流分をカットするためや、ノイズ
に強くするために、任意の周波数領域をもつフィルタ要
素に取り込んだ後、最終的にＶ／Ｆ演算手段２７から得
られた電圧値ＶにΔＶとして加算される。 ΔＶ＝Ｆ（ΔＶ´） ……（９） （Ｆ：フィルタ要素をもつ関数） Ｖｏｕｔ＝Ｖ＋ΔＶ ……（１０）
０）に示すように、直流分をカットするためや、ノイズ
に強くするために、任意の周波数領域をもつフィルタ要
素に取り込んだ後、最終的にＶ／Ｆ演算手段２７から得
られた電圧値ＶにΔＶとして加算される。 ΔＶ＝Ｆ（ΔＶ´） ……（９） （Ｆ：フィルタ要素をもつ関数） Ｖｏｕｔ＝Ｖ＋ΔＶ ……（１０）
【００３６】上述のように、電圧加算手段３０は直流電
流波形から電流の変動、すなわち負荷の急激な変動を検
出し、力率演算手段２６で得られた電圧とともに指令値
Ｗ* から得られる電圧Ｖに電圧をさらに加算し、負荷の
過渡的な変動に、対応できるようにしたものである（も
ちろん負荷変動がなくなり、定常状態になればΔＶは零
となり、従来の力率演算による力率 １運転を行うこと
になる）。
流波形から電流の変動、すなわち負荷の急激な変動を検
出し、力率演算手段２６で得られた電圧とともに指令値
Ｗ* から得られる電圧Ｖに電圧をさらに加算し、負荷の
過渡的な変動に、対応できるようにしたものである（も
ちろん負荷変動がなくなり、定常状態になればΔＶは零
となり、従来の力率演算による力率 １運転を行うこと
になる）。
【００３７】図６は、この電圧加算手段３０を用いた第
５の実施例で制御した時のもので、過渡的な負荷変動に
対し、安定な制御を行ったことを示す波形である。前述
と同様に負荷ｃ2 が過渡的に変化したとき、直流電流ａ
2が変化するが、電圧加算手段３０で演算された電圧Δ
Ｖ（ｅ2 ）が得られ、出力電圧ｂ2 に、このΔＶが含ま
れることにより、永久磁石形電動機の発生トルクｄ2 が
負荷ｃ2 に追従し、安定な制御が行われ、直流電流ａ2
が発散することなく安定に得られている。尚、先の実施
例と同様に、本実施例においてもハードウェア，ソフト
ウェアどちらでも実現可能であることは言うまでもな
い。
５の実施例で制御した時のもので、過渡的な負荷変動に
対し、安定な制御を行ったことを示す波形である。前述
と同様に負荷ｃ2 が過渡的に変化したとき、直流電流ａ
2が変化するが、電圧加算手段３０で演算された電圧Δ
Ｖ（ｅ2 ）が得られ、出力電圧ｂ2 に、このΔＶが含ま
れることにより、永久磁石形電動機の発生トルクｄ2 が
負荷ｃ2 に追従し、安定な制御が行われ、直流電流ａ2
が発散することなく安定に得られている。尚、先の実施
例と同様に、本実施例においてもハードウェア，ソフト
ウェアどちらでも実現可能であることは言うまでもな
い。
【００３８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、過
渡的な負荷変動に対し、直流電流に対し、直流電流の変
化からこの変動をとらえ、この変動を補償するように制
御することにより、出力電圧を変化させ制御の安定化を
図ることができる。又、特別なセンサを用いなくても負
荷変動に対応できる優れた効果を奏するものである。
渡的な負荷変動に対し、直流電流に対し、直流電流の変
化からこの変動をとらえ、この変動を補償するように制
御することにより、出力電圧を変化させ制御の安定化を
図ることができる。又、特別なセンサを用いなくても負
荷変動に対応できる優れた効果を奏するものである。
【図１】本発明の第１の実施例を示す概要構成図。
【図２】本発明の第１の実施例及び従来例における過渡
的に負荷が変化した場合の直流電流、出力電圧、電動機
発生トルク、印加トルクの波形を示す図で（ａ）は従来
例、（ｂ）は本発明の第１の実施例を示す。
的に負荷が変化した場合の直流電流、出力電圧、電動機
発生トルク、印加トルクの波形を示す図で（ａ）は従来
例、（ｂ）は本発明の第１の実施例を示す。
【図３】本発明の第２の実施例における各波形を示す
図。
図。
【図４】本発明の第３の実施例における各波形を示す
図。
図。
【図５】本発明の第５の実施例を示す概要構成図。
【図６】本発明の第５の実施例における各波形を示す
図。
図。
【図７】従来のフィルタを用いた電動機制御装置を示す
概要構成図。
概要構成図。
【図８】図７に示した従来例における各動作を示す図。
【図９】従来のフィルタを用いていない電動機の制御装
置を示す概要構成図。
置を示す概要構成図。
【図１０】図９に示した従来例における電流波形を示す
図。
図。
２…スイッチング ３…モータ ４…固定子巻線 ５…磁石回転子 ２１…三相交流電源 ２２…整流素子 ２３…コンデンサ ２４…電流検出セン
サ ２５…電流検出手段 ２６…力率演算手段 ２７…Ｖ／Ｆ演算手段 ２８…ベースドライ
ブ手段 ２９…平均電流演算手段 ３０…電圧加算手段
サ ２５…電流検出手段 ２６…力率演算手段 ２７…Ｖ／Ｆ演算手段 ２８…ベースドライ
ブ手段 ２９…平均電流演算手段 ３０…電圧加算手段
Claims (1)
- 【請求項１】 回転子と、この回転子に回転力を与える
べく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を有する固定
子とを備える電動機を駆動制御する電動機制御装置にお
いて、スイッチング素子を有して直流電源からの直流電
圧を交流電圧に変換して前記電動機に供給するインバー
タ手段と、このインバータ手段の直流側部分の電流を検
出する電流検出手段と、この電流手段の出力を基に力率
を演算手段と、この力率演算手段からの出力を基に、Ｖ
／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手段と、この前記電流
検出手段からの出力を基に、前記Ｖ／Ｆ演算手段からの
出力の補償量を演算する補償手段と、このＶ／Ｆ演算手
段からの出力と前記補償手段からの出力を基に、前記イ
ンバータ手段のスイッチング素子を制御する制御手段と
を具備したことを特徴とする電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256173A JPH05103498A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256173A JPH05103498A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電動機制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05103498A true JPH05103498A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=17288927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3256173A Pending JPH05103498A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05103498A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006203963A (ja) * | 2005-01-18 | 2006-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動用インバータ制御装置 |
| JP2006288083A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Fujitsu General Ltd | 同期モータの制御方法 |
| JP2008199706A (ja) * | 2007-02-08 | 2008-08-28 | Fujitsu General Ltd | 位相検出方法、位相検出装置、同期モータの制御方法、および同期モータの制御装置 |
| JP2008306808A (ja) * | 2007-06-06 | 2008-12-18 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2009124872A (ja) * | 2007-11-15 | 2009-06-04 | Meidensha Corp | 同期電動機のＶ／ｆ制御装置 |
| JP2009124812A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| KR20190136500A (ko) * | 2018-05-31 | 2019-12-10 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 시스템에서 역률 모니터링 장치 |
-
1991
- 1991-10-03 JP JP3256173A patent/JPH05103498A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006203963A (ja) * | 2005-01-18 | 2006-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動用インバータ制御装置 |
| JP2006288083A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Fujitsu General Ltd | 同期モータの制御方法 |
| JP2008199706A (ja) * | 2007-02-08 | 2008-08-28 | Fujitsu General Ltd | 位相検出方法、位相検出装置、同期モータの制御方法、および同期モータの制御装置 |
| US8319459B2 (en) | 2007-02-08 | 2012-11-27 | Fujitsu General Limited | Synchronous motor control method |
| JP2008306808A (ja) * | 2007-06-06 | 2008-12-18 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2009124812A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2009124872A (ja) * | 2007-11-15 | 2009-06-04 | Meidensha Corp | 同期電動機のＶ／ｆ制御装置 |
| KR20190136500A (ko) * | 2018-05-31 | 2019-12-10 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 시스템에서 역률 모니터링 장치 |
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