JPH0479119B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は、放電灯を高周波点灯する放電灯点灯
装置に関するものである。

［背景技術］ 第１２図は従来の高周波放電灯点灯装置の回路
構成を示す図であり、直流電源（交流電源の整流
電圧を含む）Ｅに直列にトランジスタQ₁，Q₂が
接続され、このトランジスタQ₁，Q₂に対し図示
の極性でダイオードD₁，D₂が並列に接続されて
いる（但し、ダイオードD₁，D₂は必ずしも必要
でない）。トランジスタQ₁と並列にコンデンサ
C₁、放電灯ｌを含む共振回路Ａ、可飽和トラン
スからなる駆動トランスT₁の１次巻線n₁の直列
回路が接続されている。このような構成にてハー
フブリツジ形インバータ回路が構成されている。
１次巻線n₁を有する駆動トランスT₁は２次巻線
n₂，n₃を有し、２次巻線n₂はトランジスタQ₁の制
御抵抗R₁に接続してあり、２次巻線n₃はトラン
ジスタQ₂の制御抵抗R₂に接続してある。共振回
路Ａはインダクタンス素子L₁、共振用のコンデ
ンサC₂、放電灯ｌとからなつている。

ここでコンデンサC₁はカツプリング用のコン
デンサで、コンデンサC₂に比べて充分大きな容
量を持ち、インバータ回路の電源として使用され
る。

更に、インバータ回路の起動回路６を設けてい
る。この起動回路６は直列接続した抵抗R₃及び
コンデンサC₃、並びに例えばダイアツクQ₃等か
ら構成されている。抵抗R₃とコンデンサC₃の接
続点はダイアツクQ₃の一端に接続され、その他
端はトランジスタQ₂の制御端子であるベース端
子に接続している。また、抵抗R₃、コンテンサ
C₃の接続点はダイオードD₃のアノードに接続し、
カソードはトランジスタQ₂のコレクタに接続さ
れている。

上述した回路の動作は次の通りである。すなわ
ち、電源スイツチSWがオンすると、コンデンサ
C₃が抵抗R₃を介して充電される。次いで、コン
デンサC₃の電圧がダイアツクQ₃のブレークオー
バー電圧に達するとコンデンサC₃はトランジス
タQ₂のベース・エミツタ接合を介して放電する。
この放電によりトランジスタQ₂が初めて導通す
る。従つて、直流電源Ｅ→コンデンサC₁→共振
回路Ａ→駆動トランスT₁の１次巻線n₁→トラン
ジスタQ₂→直流電源Ｅを介して電流が流れてコ
ンデンサC₁を充電する。この電流は駆動トラン
スT₁の１次巻線n₁を流れるから、２個の２次巻
線n₂，n₃に電圧が誘起する。２次巻線n₃の誘起電
圧はトランジスタQ₂の導通状態を維持する極性
（順電圧）を有する。

トランジスタQ₂に流れる電流は増加し、駆動
トランスT₁の１次巻線n₁に流れる電流も増加し、
やがて駆動トランスT₁は飽和する。よつて駆動
トランスT₁の２次巻線n₂，n₃に誘起される電圧
の極性は反転し、トランジスタQ₁にオン信号、
トランジスタQ₂にはオフ信号が与えられる。す
ると、共振回路Ａ、駆動トランスT₁の１次巻線
n₁とトランジスタQ₁とで閉回路ができてコンデ
ンサC₁を電源としてトランジスタQ₁に電流が流
れる。以後駆動トランスT₁の飽和によりトラン
ジスタQ₁，Q₂は交互にオンオフされ、共振回路
Ａに電流を流し、コンデンサC₂の電圧を放電灯
ｌに印加して放電灯ｌを点灯させるものである。

ところで、このように高周波出力により点灯さ
れる放電灯ｌは正常に点灯している場合は支障が
ないが、放電灯ｌがその寿命末期に至ると、放電
灯ｌの両端のフイラメントが相互にアンバランス
となるため正負アンバランスの直流点灯になつた
り、あるいは放電維持電圧が上昇して点灯が不安
定になつたりして異常発振するものである。すな
わち、放電灯ｌをみた場合、その両端には活性物
質が塗布されたフイラメントが設けられ、このフ
イラメント間で交互に放電が行なわれることによ
り放電灯ｌが点灯するものであるが、寿命末期に
なると一方のフイラメント上の活性物質が完全に
剥がれて、第１３図に示すように一方向のみの放
電による「直流点灯」となつたり、また、一方の
フイラメント上の活性物質が少しだけ残つた場合
にはそのフイラメントの左右のアンバランスによ
り、直流点灯とは少し異なつた異常点灯となつた
りするものである。このように、放電灯ｌのフイ
ラメントがアンバランスになつたときには、トラ
ンジスタQ₁，Q₂には通常の３〜４倍もの大電流
が流れて、スイツチングロスが非常に大きくな
り、これが長時間継続すると、トランジスタQ₁，
Q₂が熱暴走して破壊に至る恐れがあつた。

［発明の目的］ 本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであ
つて、放電灯の寿命末期の検出を確実に行ない、
放電灯の寿命末期の場合にはスイツチング素子の
スイツチング動作を制御してスイツチング素子に
流れる電流が増大するのを軽減し、しかも動作を
不安定にすることのない、信頼性の高い放電灯点
灯装置を提供することを目的としたものである。

［発明の開示］ （構成） 本発明は、直流電源の両端に直列接続された２
個のスイツチング素子と、このスイツチング素子
のいずれか一方と並列に接続され第１のコンデン
サ、インダクタンス素子及び放電灯を含み第１の
コンデンサが直流電源の一方の電極側になるよう
に接続された直列回路と、上記放電灯と並列に接
続された第２のコンデンサとを備え、上記スイツ
チング素子が交互にオンオフして発生する高周波
電圧を放電灯に供給する放電灯点灯装置におい
て、上記第１のコンデンサの非電源側の端子と直
流電源の他方の電極との間の電圧を検出する電圧
検出回路部と、この電圧検出回路部の検出電圧を
放電灯の正常点灯時の電圧検出回路部の検出電圧
よりも高い第１の基準電圧及び放電灯の正常点灯
時の電圧検出回路部の検出電圧よりも低い第２の
基準電圧と比較する比較回路部と、上記電圧検出
回路部の検出電圧が第１の基準電圧以上あるいは
第２の基準電圧以下の場合の比較回路部の出力に
て上記スイツチング素子のスイツチング動作出力
を制限する出力制御部とを備えたことを特徴とす
るものである。

（実施例１） 以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第２図は概略ブロツク図を示すものであり、直流
電源Ｅは交流電源を整流した定電圧電源などによ
つて構成される。ドライブ回路２は２つのスイツ
チング素子であるトランジスタQ₁，Q₂をスイツ
チング動作するためのものであり、また直流電源
Ｅの正極に接続されたコンデンサC₁の非電源側
の端子と直流電源Ｅの負極との間の電圧を検出す
る電圧検出回路部３は、放電灯ｌである負荷回路
１よりも高いインピーダンスの抵抗素子などを用
いた分圧回路などによつて構成されている。比較
回路部４は、電圧検出回路部３の検出電圧を予め
設定した放電灯ｌの正常点灯時よりも高い第１の
基準電圧と低い第２の基準電圧と比較するもので
あり、この比較出力を出力制御部５に送つて該出
力制御部５によつてドライブ回路２の出力を制御
するようにしている。なお、インダクタンス素子
L₁及びコンデンサC₂で構成された直列共振回路
は高周波変換を円滑に行うためのものである。

次に、本発明の基本的な動作を説明する。放電
灯ｌが正常点灯している状態においては、電圧検
出回路部３の出力が「E1」レベルとなり、この
信号が比較回路部４で比較される。この結果はさ
らに出力制御部５に送られ、トランジスタQ₁，
Q₂を連続して駆動するが、放電灯ｌが寿命末期
時には電圧検出回路部３の出力が「E2」または
「Ｌレベル（０）」となり、この信号が比較回路部
４で比較される。この結果をさらに出力制御部５
に送つてトランジスタQ₁，Q₂の動作を抑制ある
いは停止させる。尚、E2とE1とはE2＞E1であ
り、E2≒2E1となる。これについては後述する。

次に、本発明の具体的な実施例を説明する。第
１図は具体回路図を示すものである。直列に接続
されたトランジスタQ₁，Q₂は直流電源Ｅに対し
て電源スイツチSWを介して並列に接続されてお
り、トランジスタQ₁のコレクタとエミツタ間に
はコンデンサC₁を介して負荷抵抗Ｒ（なお、この
負荷抵抗Ｒは放電灯ｌを抵抗と見なした場合の抵
抗を示す）が並列的に接続されている。このコン
デンサC₁は後述するように２つのトランジスタ
Q₁，Q₂が交互にオン、オフ動作した時に負荷抵
抗Ｒに供給する電圧を反転させたり、直流成分を
カツトして負荷抵抗Ｒに交流成分（高周波電力）
を供給する作用をなす。また、負荷抵抗Ｒと並列
にコンデンサC₂が接続され、更にこのコンデン
サC₂と負荷抵抗Ｒとの接続点（コンデンサC₁の
反対側）にはインダクタンス素子L₁が接続され
ている。ここに、２つのコンデンサC₁，C₂はC₁
〓C₂の関係を満たしている。

インダクタンス素子L₁の非負荷側の端子は駆
動トランスT₁の１次巻線n₁を介してトランジス
タQ₁，Q₂の接続点に接続され、更に、駆動トラ
ンスT₁の２次巻線n₂，n₃はそれぞれが抵抗R₁，
R₂を介してトランジスタQ₁，Q₂のベースの各々
に接続されている。また、駆動トランスT₁の２
次巻線n₂，n₃は、その極性を逆にして、トランジ
スタQ₁，Q₂を交互にオン、オフさせる構成とし
ており、この駆動トランスT₁及びその付属回路
をもつてドライブ回路２を構成している。コンデ
ンサC₁の負荷抵抗Ｒとの接続点と、直流電源Ｅ
の負極端子との間には、抵抗R₅とR₆との直列回
路によつて構成された分圧回路が設けられてお
り、これによつて電圧検出回路部３が構成されて
いる。ここに、抵抗R₅とR₆は負荷抵抗Ｒに対し
て高インピーダンス値のものが選ばれている。更
に、抵抗R₅とR₆の接続点はツエナーダイオード
ZD₁と抵抗R₇を介してトランジスタQ₅のベース
に接続されており、トランジスタQ₅のコレクタ
は抵抗R₅とR₆の接続点に接続されている。トラ
ンジスタQ₅のエミツタは直流電源Ｅの負極端子
側に接続してある。トランジスタQ₅、ツエナー
ダイオードZD₁及びその付属回路で比較回路部４
を構成している。

更に、トランジスタQ₄のベースは抵抗R₈を介
してトランジスタQ₅のコレクタと接続され、ト
ランジスタQ₄のコレクタは抵抗R₉を介してサイ
リスタSCRのゲート端子及び抵抗R₄を介してコ
ンデンサC₁の電源側と接続されている。また、
トランジスタQ₄のエミツタはサイリスタSCRの
カソードと共通に直流電源Ｅの負極端子側に接続
されている。そして、サイリスタSCRのアノー
ドは抵抗R₃を介してコンデンサC₁の電源側に接
続されるとともに、駆動トランスT₁の巻線n₄の
一端とダイオードD₅を介してそのアノードと接
続される。駆動トランスT₁の巻線n₄の他端は直
流電源Ｅの負極端子側に接続されている。トラン
ジスタQ₄、サイリスタSCR、駆動トランスT₁の
巻線n₄、ダイオードD₅及びその付属回路で出力
制御部５を構成している。

一方、直流電源Ｅと並列に抵抗R₃とコンデン
サC₃を接続してあり、更にコンデンサC₃と抵抗
R₃の接続点と、トランジスタQ₁，Q₂の接続点と
の間には、ダイオードD₃を接続している。この
ダイオードD₃は図示するようにアノードを抵抗
R₃とコンデンサC₃の接続点に接続している。そ
して、抵抗R₃とコンデンサC₃の接続点とトラン
ジスタQ₂のベースとの間にはダイアツクQ₃を設
けてあり、これらによつてインバータ装置の起動
回路６を構成している。ここに、抵抗R₃とコン
デンサC₃の直列回路はダイアツクQ₃のトリガ回
路を構成し、ダイオードD₃はダイアツクQ₃がブ
レークオーバーした後に、直流電源Ｅから供給さ
れる電流を抵抗R₃を介してトランジスタQ₂に直
接導くバイパス回路を構成する。なお、トランジ
スタQ₁，Q₂の各々には帰還ダイオードD₁，D₂を
逆並列に接続している。

次に動作を説明する。

〈正常点灯時の動作〉 正常点灯時の場合には、等価基本回路は第３図
のように書きあらわせる。この場合、トランジス
タQ₁，Q₂のスイツチング動作によりトランジス
タQ₁，Q₂の両端に現れる電圧e₁，e₂は夫々第４
図ｂ，ｃに示すような矩形波電圧となり、直列共
振回路の両端電圧はコンデンサC₁によつて直流
成分がカツトされた第４図ｅに示すような電圧e₃
が供給される。尚、第４図ａは直流電源電圧Ｅを
示す。ここで、コンデンサC₁は容量がコンデン
サC₂の容量に比べて充分に大きなものであつて、
インバータ回路の電源として動作している。そし
てコンデンサC₁の両端電圧ec₁は、ec₁＝e₁−e₃で
求まり、第４図ｄに示すようにＥ／２となる。
尚、第４図においては、わずかなリツプルが含ま
れているが、このリツプルはコンデンサC₁と負
荷抵抗Ｒの回路の時定数C₁・Ｒの値を大きくす
ることにより小さくなる。更に、電圧検出回路部
３に加わる電圧e₄は、e₄＝e₀−ec₁により、それ
ぞれ求められて、第４図ｆに示した波形となり、
e₄＝Ｅ／２が求まる。

従つて、正常点灯の場合には、電圧検出回路部
３に生じる電圧e₄はＥ／２となる。この電圧は第
１図の分圧抵抗R₅とR₆により分圧され、その分
圧された検出電圧が上述のE1であり、このE1の
電圧は比較回路部４に送られる。すると、比較回
路部４では、ツエナーダイオードZD₁のツエナー
電圧V_ZD1は、 V_ZD1＞E1 と設定されているため、トランジスタQ₅はオフ
になる。従つて、比較回路部４の出力端ａの電圧
は「Ｈレベル」となる。この信号は、さらに出力
制御部５に送られ、トランジスタQ₄をオンさせ
ることによつてサイリスタSCRのゲートに電流
を流さないのでサイリスSCRはオフ状態となる。
この場合、駆動トランスT₁の巻線n₄は巻線n₂，
n₃に帰還される電圧に影響を与えないようにして
あり、従つてトランジスタQ₁，Q₂を通常通り動
作させることができ、インバータ回路の発振動作
が継続して行なわれることになる。

次に、このインバータ回路が発振動作している
ことについて説明する。

第４図は、第３図（第１図の概略回路で、e₁，
e₂，e₃，e₄，ec₁の関係を見やすくした図）の動
作波形図を示し、インバータ回路の自励発振動作
をしているものであり、第１図、第３図等にて発
振動作（振動）の説明をする。すなわち、電源ス
イツチSWがオンすると、コンデンサC₃が抵抗R₃
を介して充電される。次いで、コンデンサC₃の
電圧がダイアツクQ₃のブレークオーバー電圧に
達すると、コンデンサC₃はトランジスタQ₂のベ
ース・エミツタ接合を介して放電する。この放電
によりトランジスタQ₂が初めて導通する。

従つて、直流電源Ｅ→コンデンサC₁→共振回
路Ａ→駆動トランスT₁の１次巻線n₁→トランジ
スタQ₂→直流電源Ｅを介して電流が流れてコン
デンサC₁を充電する。この電流は駆動トランス
T₁の１次巻線n₁を流れるから、２個の２次巻線
n₂，n₃に電圧が誘起する。２次巻線n₂の誘起電圧
はトランジスタQ₂の導通状態を維持する極性
（順電圧）を有する。その後、トランジスタQ₂に
流れる電流は増加し、駆動トランスT₁の１次巻
線n₁に流れる電流も増加するので、駆動トランス
T₁は飽和し、駆動トランスT₁の２次巻線n₂，n₃
に誘起される電圧が反転し、トランジスタQ₁は
オン、トランジスタQ₂はオフとなる。トランジ
スタQ₁がオンすると、共振回路Ａと、駆動トラ
ンスT₁の１次巻線n₁とトランジスタQ₁とで閉回
路ができて、コンデンサC₁を電源として電流が
流れはじめる。この駆動トランスT₁の飽和によ
り、トランジスタQ₁，Q₂は交互にオン、オフさ
れ共振回路Ａに電流を流す。以上のようにコンデ
ンサC₁の充放電による振動電流でトランジスタ
Q₁，Q₂がオン、オフされるのではなく、駆動ト
ランスT₁の飽和がきつかけとなり、オンオフ駆
動されるものである。

第５図は上記インバータ回路の各部の波形図を
示し、同図ａはトランジスタQ₁のコレクタ・エ
ミツタ間電圧VQ₁であり、同図ｂ及びｃはそれぞ
れトランジスタQ₁，Q₂を流れる電流IQ₁，IQ₂で
あり、同図ｄは駆動トランスT₁の１次巻線n₁に
流れる電流In₁である。同図ｅは駆動トランスT₁
の２次巻線n₃に誘起される電圧Vn₃である。同図
ｆ及びｇはそれぞれトランジスタQ₁，Q₂のベー
ス電流In₂，In₃である。

この第５図の波形について更に説明すると、ト
ランジスタQ₂がオン時に電流IQ₂が増加してい
き、駆動トランスT₁が飽和すると、第５図ｅに
示すように、２次巻線n₃に誘起される電圧が反転
するのでトランジスタQ₂はオフ（トランジスタ
Q₁にはオン信号）になる。このとき振動電流In₁
は連続性を保つため、ダイオードD₁がオンし、
コンデンサC₁→共振回路Ａ→駆動トランスT₁の
１次巻線n₁→ダイオードD₁、コンデンサC₁のル
ープで電流ID₁が流れる。ここで振動電流In₁はイ
ンダクタンス素子L₁の右から左を正方向として
いる。この後トランジスタQ₁がオンして電流IQ₁
が流れる。またトランジスタQ₁のオフ後はコン
デンサC₁→直流電源Ｅ→ダイオードD₂→駆動ト
ランスT₁の１次巻線n₁→コンデンサC₁のループ
で電流ID₂が流れる。この後トランジスタQ₂がオ
ンして、電流IQ₂が、直流電源Ｅ→コンデンサC₁
→共振回路Ａ→駆動トランスT₁の１次巻線n₁→
トランジスタQ₂→直流電源Ｅのループで流れる。
尚トランジスタQ₁に流れる電流IQ₁は、コンデン
サC₁→トランジスタQ₁→駆動トランスT₁の１次
巻線n₁→共振回路Ａ→コンデンサC₁のループで流
れる。

以上のように自励発振動作が行われ、各部の電
圧波形は第４図に示すようになる。

〈放電灯寿命末期の動作〉 上記で説明したように放電灯が寿命末期になる
と一方のフイラメント上の活性物質が完全に剥が
れて、一方向のみの放電による「直流点灯」とな
り、その極性により等価基本回路は第６図ａ，ｂ
のようになる。ここで、コンデンサC₁，C₂はC₁，
C₂の関係を満たしているので、コンデンサC₂は
ほとんど動作に影響しない。

(イ) 第６図ａの動作の場合 トランジスタQ₂がオンした場合、ループの
電流が流れ、コンデンサC₁は図示の方向に一挙
に直流電源Ｅの電圧Ｅまで充電される。次に、ト
ランジスタQ₁がオンすると、コンデンサC₁の放
電電流が破線に示すようにコンデンサC₂を通し
てわずかに流れるが、C₁≫C₂であるため、コン
デンサC₁の電位はＥのままを維持する。ここに、
電圧検出回路部３の両端電圧e₄は、 e₄＝e₀−ec₁ で求まるから、e₄の電圧は０レベルとなる。その
ため、電圧検出回路部３の出力も０レベルとな
り、この０レベルが上述のＬレベルに対応するも
のである。従つて、比較回路部４の出力端ａも０
レベルとなり、出力制御部５のトランジスタQ₄
はオフする。すると、サイリスタSCRを抵抗R₄
とR₉を介してゲート電流を与えオンさせること
によつて、駆動トランスT₁の巻線n₄を短絡する
ので、インバータ回路は発振動作を停止すること
になる。

(ロ) 第６図ｂの動作の場合 第６図ｂの場合においては、スイツチSWを閉
じた時、コンデンサC₁はのループによつて電
圧検出回路部３のインピーダンスR₀を通して図
示の方向に充電される（電圧ec₁）。コンデンサC₁
はC₁，R₀で決められる時定数で充電されるが、
電圧検出回路部３のインピーダンスR₀は抵抗負
荷Ｒと比較すると非常に高いインピーダンス値の
ものが選ばれているので、すぐにインバータ装置
が発振を開始し、トランジスタQ₁がオンすると、
ループに電流が流れ、コンデンサC₁は図示の
方向に放電する。この時、放電灯ｌのインピーダ
ンスｒは非常な低インピーダンスであるため、コ
ンデンサC₁は一挙に図示の方向で電圧が零まで
放電する。

ここで、第６図ｂに示すようにコンデンサC₁
はループにより充電されようとするが、電圧検
出回路部３のインピーダンスR₀は、放電灯負荷
Ｒと比較すると非常に高いインピーダンスなの
で、コンデンサC₁はほとんど充電されない。よ
つて、トランジスタQ₁がオンすると、わずかに
充電された電荷は、寿命末期時における放電灯ｌ
の順方向、低インピーダンスのために直ぐに放電
してしまう。これに対し第４図（正常点灯時）の
場合は、コンデンサC₁は、トランジスタQ₂がオ
ンした時、放電灯負荷Ｒ（Ｒ≪Ro）を通して十分
充電され、コンデンサC₁の電圧が約1/2Ｅまで上
昇しているので、トランジスタQ₁がオンしても
すぐには０まで充電されない。

次に、トランジスタQ₂がオンした場合、ルー
プで電流が流れようとするが、放電灯ｌは図示
の極性で直流点灯を行つているので、このループ
は実際は存在しない。さらに、トランジスタ
Q₂がオフし、トランジスタQ₁がオンするまでの
間にコンデサC₁はループによりわずかに充電
されるが、すぐにトランジスタQ₁がオンするの
で、ループによる大きな電流によりコンデンサ
C₁は図示の方向で電圧がほぼ零まで放電する。
このように、第６図ｂの場合コンデンサC₁の両
端電圧ec₁はほぼ零になり、電圧検出回路部３の
両端に生じる電圧e₄はe₀の電圧Ｅにec₁の電圧が
加わるので、e₄＝Ｅとなる。ここで、第１図の検
出用分圧抵抗R₆の電圧E₂は正常点灯時の約２倍
となるので比較回路部４のツエナーダイオード
ZD₁のツエナー電圧V_ZD1を E₂＞V_ZD1＞E₁ （E₂≒2E₁） のものに選んでおけば、ツエナーダイオードZD₁
がオンし、トランジスタQ₅もオンすることにな
る。トランジスタQ₅がオンすれば、比較回路部
４の出力端ａはＬレベルとなるので、出力制御部
５のトランジスタQ₄はオフする。すると、上述
したように、サイリスタSCRがオンするので、
駆動トランスT₁の巻線n₄が短絡され、インバー
タ回路は発振を停止する。

次に、第６図ａ，ｂに示す放電灯ｌの寿命末期
時の動作について補足説明する。第６図ａ，ｂに
示す放電灯ｌの寿命末期時は、一方向はコンデン
サC₁，C₂、インダクタンス素子L₁のみによる無
負荷状態（放電灯ｌがない状態）にほぼ等しくな
るので以下に無負荷の状態について説明する。電
源スイツチSWにより直流電源Ｅが投入され、起
動回路６によりトランジスタQ₂がオンする。ト
ランジスタQ₂がオンすると、直流電源Ｅ→コン
デンサC₁→コンデンサC₂→インダクタンス素子
L₁→駆動トランスT₁の１次巻線n₁→トランジス
タQ₂→直流電源Ｅを介して共振電流が流れる。
駆動トランスT₁の１次巻線n₁に電流が流れると、
２次巻線n₃に電圧が誘起する。２次巻線n₃に誘起
された電圧によつてトランジスタQ₂を順バイア
スするので、トランジスタQ₂の導通が持続する。
やがてトランジスタQ₂に流れる電流が増加し、
駆動トランスT₁が飽和し、２次巻線n₂，n₃に誘
起される電圧が反転し、トランジスタQ₂を逆バ
イアス、トランジスタQ₁を順バイアスをする電
圧が与えられる。以下この動作を繰り返し発振が
継続する。

第７図に共振電流In₁と、各トランジスタQ₁，
Q₂、ダイオードD₁，D₂にどのように電流が流れ
るかを示す。

第８図ａは放電灯ｌが無負荷のコンデンサC₂
の無負荷２次電圧を示し、同図ｂは無負荷時の共
振電流である。ここでインバータ回路の発振周波
数X₁は、インダクタンス素子L₁、コンデンサC₂、
抵抗負荷Ｒよりなる共振回路Ａと、駆動トランス
T₁により決定され、この発振周波数X₁を、無負
荷時（抵抗負荷Ｒがない時）インダクタンス素子
L₁とコンデンサC₂と駆動トランスT₁により決ま
る発振周波数X₀より低く設定してある。この場
合、インバータ回路の負荷は容量性になる。逆の
場合は誘導性となる。今、無負荷時は放電灯ｌを
始動点灯するため、高い２次電圧（コンデンサ
C₂の両端電圧）を得るようにしている。このた
め、共振電流も大きくなり、トランジスタQ₁，
Q₂に流れる電流も大きくなる。この状態が長く
続くとトランジスタQ₁，Q₂が破壊に至る。また、
放電灯ｌの寿命末期時やフイラメント断の時に負
荷が軽くなるので、無負荷時とほぼ同様の動作と
なる。

次に、上述のE1，E2レベルについて説明する。
E1レベルは放電灯ｌの正常点灯時の動作におけ
る第１図の抵抗R₆の両端電圧を示し、E2レベル
は、第６図ｂの動作（寿命末期時）の場合の抵抗
R₆の両端電圧を示す。従つて、このE1とE2の関
係を次式で示される。

E1≒Ｅ／２×R₆／R₅＋R₆ E2≒Ｅ×R₆／R₅＋R₆ 従つて、E2≒2E1となる。

また、Ｌレベルとはグランドレベル（零レベ
ル）のことである。

(ハ) 多灯点灯の場合 多灯点灯の場合、例えば２本の放電灯l₁，l₂が
同時に寿命末期となり、直流点灯になると第９図
のような場合がある。この時、２本の放電灯l₁，
l₂の極性が第９図ａまたはｂのような場合、放電
灯負荷Ｒには電流が流れないので点灯せず、コン
デンサC₂の両端電圧は無負荷と同じ電圧が発生
し、トランジスタQ₁，Q₂にも大電流が流れて破
壊にまで至ることになる。この場合、本発明の構
成では、コンデンサC₂のインピーダンスがコン
デンサC₁のインピーダンスに比べて極めて大き
いので、出力端子は開放とみなすことができ、等
価基本回路は更に第１０図のように書き表され
る。この時、電流はのループで流れ、コンデン
サC₁は図示の方向にＥまで充電されることにな
り、電圧検出回路部３の両端電圧e₄は０レベルと
なる。従つて、第６図の場合と同様にインバータ
回路は発振動作を停止する。

（実施例２） 第１１図は他の実施例を示すものであり、この
実施例の特徴は抵抗R₅，R₆にダイオードD₄を直
列に設けたものである。このような構成とするこ
とにより、インバータ回路の動作時に生じるサー
ジ電圧などのノイズ成分を吸収し、インバータ回
路の動作を安定にするものである。また、抵抗
R₆には並列に平滑コンデンサC₄を接続しており、
このコンデンサC₄により、サージ電圧、リツプ
ル分を吸収して比較回路部４の動作を確実にして
いる。

尚、前述の実施例においては、放電灯寿命末期
時には出力制御部５がトランジスタQ₁，Q₂の作
動を停止させる構成のものを示したに過ぎない
が、本発明はこれらのものに限定されるものでは
ない。例えば、放電灯寿命末期にはトランジスタ
Q₁，Q₂の動作を間欠的に行なうものや、スイツ
チング時の電流を所定値以下に強制的に低下させ
るものでも良く、要は放電灯寿命末期時には出力
を制御し、トランジスタQ₁，Q₂の電流を抑制す
るものであれば良い。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、直流電源の両端に直列
接続された２個のスイツチング素子と、このスイ
ツチング素子のいずれか一方と並列に接続され第
１のコンデンサ、インダクタンス素子及び放電灯
を含み第１のコンデンサが直流電源の一方の電極
側になるように接続された直列回路と、上記放電
灯と並列に接続された第２のコンデンサとを備
え、上記スイツチング素子が交互にオンオフして
発生する高周波電圧を放電灯に供給する放電灯点
灯装置において、上記第１のコンデンサの非電源
側の端子と直流電源の他方の電極との間の電圧を
検出する電圧検出回路部と、この電圧検出回路部
の検出電圧を放電灯の正常点灯時の電圧検出回路
部の検出電圧よりも高い第１の基準電圧及び放電
灯の正常点灯時の電圧検出回路部の検出電圧より
も低い第２の基準電圧と比較する比較回路部と、
上記電圧検出回路部の検出電圧が第１の基準電圧
以上あるいは第２の基準電圧以下の場合の比較回
路部の出力にて上記スイツチング素子のスイツチ
ング動作出力を制限する出力制御部とを備えたも
のであるから、放電灯が寿命末期となつたことを
確実に検出でき、放電灯寿命末期の場合には出力
制御部によりインバータ回路の出力を制限するこ
とにより、スイツチング素子に過大な電流が流れ
てスイツチング素子が破壊したりすることを防止
でき、これにより装置の信頼性を高めることがで
き、また無駄な消費電力を抑えることもできる効
果を奏する。更に、電圧検出回路部は電圧を検出
する方式であり、負荷電流を検出する電流検出方
法を採用していないので、インバータ回路の動作
に影響を与えることが少なくなる効果を奏するも
のである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の具体回路図、第２
図は同上のブロツク図、第３図は同上の放電灯の
正常点灯時の等価基本回路図、第４図は同上の動
作波形図、第５図は同上の動作波形図、第６図
ａ，ｂは同上の夫々放電灯の寿命末期時の等価基
本回路図、第７図は同上の動作波形図、第８図
ａ，ｂは同上の動作説明図、第９図ａは同上の多
灯点灯の場合の等価基本回路図、第９図ｂは同上
の放電灯の等価回路図、第１０図は同上の多灯点
灯の場合の等価基本回路図、第１１図は同上の他
の実施例の具体回路図、第１２図は従来例の具体
回路図、第１３図は同上の一部に等価回路を示し
た回路図である。 １は負荷回路、２はドライブ回路、３は電圧検
出回路部、４は比較回路部、５は出力制御部、ｌ
は放電灯、Ｅは直流電源、Q₁，Q₂はトランジス
タを示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源の両端に直列接続された２個のスイ
   ツチング素子と、このスイツチング素子のいずれ
   か一方と並列に接続され第１のコンデンサ、イン
   ダクタンス素子及び放電灯を含み第１のコンデン
   サが直流電源の一方の電極側になるように接続さ
   れた直列回路と、上記放電灯と並列に接続された
   第２のコンデンサとを備え、上記スイツチング素
   子が交互にオンオフして発生する高周波電圧を放
   電灯に供給する放電灯点灯装置において、上記第
   １のコンデンサの非電源側の端子と直流電源の他
   方の電極との間の電圧を検出する電圧検出回路部
   と、この電圧検出回路部の検出電圧を放電灯の正
   常点灯時の電圧検出回路部の検出電圧よりも高い
   第１の基準電圧及び放電灯の正常点灯時の電圧検
   出回路部の検出電圧よりも低い第２の基準電圧と
   比較する比較回路部と、上記電圧検出回路部の検
   出電圧が第１の基準電圧以上あるいは第２の基準
   電圧以下の場合の比較回路部の出力にて上記スイ
   ツチング素子のスイツチング動作出力を制限する
   出力制御部とを備えたことを特徴とする放電灯点
   灯装置。