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JP7266207B2 - Radar device and radar method - Google Patents

Radar device and radar method Download PDF

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JP7266207B2 JP2019061414A JP2019061414A JP7266207B2 JP 7266207 B2 JP7266207 B2 JP 7266207B2 JP 2019061414 A JP2019061414 A JP 2019061414A JP 2019061414 A JP2019061414 A JP 2019061414A JP 7266207 B2 JP7266207 B2 JP 7266207B2
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Description

本発明は、レーダ装置及びレーダ方法に関する。 The present invention relates to a radar device and a radar method.

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短い信号を用いたレーダ装置の検討が進んでいる。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。 2. Description of the Related Art In recent years, studies have been made on radar systems using short-wavelength signals including microwaves or millimeter waves that can provide high resolution. Further, in order to improve outdoor safety, there is a demand for the development of a radar device (wide-angle radar device) that detects objects (targets) including pedestrians in a wide-angle range in addition to vehicles.

広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、複数のアンテナ（アレーアンテナ）で受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づいてターゲットからの反射波が到来する方向（到来角）を推定する手法（到来角推定手法）がある。到来角推定手法には、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）法が用いられる。また、到来角推定手法には、高い角度分解能が得られる手法として、例えば、Ｃａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）、又は、ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniquesなどが用いられる。 As a configuration of a radar system with a wide-angle detection range, a method of estimating the direction (arrival angle) of a reflected wave from a target based on the reception phase difference with respect to the antenna spacing ( angle of arrival estimation method). An FFT (Fast Fourier Transform) method, for example, is used as the arrival angle estimation method. Also, for the angle-of-arrival estimation method, for example, the Capon method, MUSIC (Multiple Signal Classification), or ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques) is used as a method capable of obtaining high angular resolution.

さらに、受信側だけでなく、送信側にも複数の送信アンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーを用いて、信号処理によってビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダ）も提案されている（例えば、非特許文献１）。 Furthermore, a configuration (MIMO radar) has been proposed in which a plurality of transmitting antennas (array antennas) are provided not only on the receiving side but also on the transmitting side, and beam scanning is performed by signal processing using a transmitting/receiving array (for example, non Patent document 1).

ＭＩＭＯレーダは、複数の送信アンテナから時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信する。ＭＩＭＯレーダは、周辺に位置する物体（ターゲット）で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離する。これにより、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができる。また、ＭＩＭＯレーダは、送受信アンテナの間隔を適切に配置することで、アンテナ開口を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。 MIMO radar transmits signals multiplexed from multiple transmission antennas using time division, frequency division, or code division. A MIMO radar receives signals reflected by objects (targets) located in the vicinity with a plurality of receiving antennas, and separates multiplexed transmission signals from the respective received signals. As a result, the MIMO radar can extract the channel response indicated by the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas. Also, in the MIMO radar, by appropriately arranging the distance between the transmitting and receiving antennas, it is possible to virtually enlarge the antenna aperture and improve the angular resolution.

例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。そして、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を、複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、空間的なＦＦＴ処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。 For example, Patent Document 1 describes a MIMO radar multiplex transmission method using time division multiplex transmission (hereinafter referred to as "time division multiplex MIMO radar") in which signals are transmitted by shifting the transmission time for each transmission antenna. is disclosed. Time division multiplex transmission can be realized with a simpler configuration than frequency multiplex transmission or code multiplex transmission. In addition, time-division multiplex transmission can maintain good orthogonality between transmission signals by sufficiently widening the interval of transmission time. A time-division multiplex MIMO radar outputs a transmission pulse, which is an example of a transmission signal, while sequentially switching transmission antennas at a predetermined period Tr . Then, the time-division multiplex MIMO radar receives the signal of the transmitted pulse reflected by the object with a plurality of receiving antennas, and performs spatial FFT processing (direction of arrival of the reflected wave estimation process).

特開２００８－３０４４１７号公報JP 2008-304417 A 特表２０１１－５２６３７１号公報Japanese Patent Publication No. 2011-526371 特開２０１６－５０７７８号公報JP 2016-50778 A

J. Li, P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Issue: 5, pp.106-114, 2007J. Li, P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Issue: 5, pp.106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823M. Kronauge, H. Rohling, "Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page(s): 64-79Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page(s): 64-79

上述のとおり、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔が長くなる。よって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度の範囲）が低減する。 As described above, the time-division multiplex MIMO radar sequentially switches the transmission antennas for transmitting transmission signals (for example, transmission pulses or radar transmission waves) at a predetermined period Tr . Therefore, time-division multiplexing can take longer to finish transmitting transmission signals from all transmit antennas than frequency-division or code-division transmission. For this reason, for example, as in Patent Document 2, when transmitting transmission signals from each transmission antenna and detecting the Doppler frequency (that is, the relative velocity of the target) from the change in the received phase, in order to detect the Doppler frequency In applying Fourier frequency analysis to Therefore, the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without aliasing (that is, the range of relative velocities of the target that can be detected) is reduced.

また、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射信号が想定される場合、折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じる。例えば、Ｎｔ個の送信アンテナを所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送出する場合、ＴｒＮｔの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をＮｃ回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±１／（２ＴｒＮｔ）となる。したがって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ｎｔが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。 In addition, if the reflected signal from the target exceeds the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without aliasing, it cannot be identified whether it is an aliasing component, and the Doppler frequency (that is, the relative velocity of the target) is ambiguous ( uncertainty, ambiguity). For example, when transmitting a transmission signal (transmission pulse) while sequentially switching Nt transmission antennas at a predetermined period T r , a transmission time of T r N t is required. When such time-division multiplex transmission is repeated Nc times and Fourier frequency analysis is applied to detect the Doppler frequency, the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without aliasing is ±1/(2T r N t ). Therefore, the Doppler frequency range over which the Doppler frequency can be detected without aliasing decreases as the number of transmitting antennas Nt increases, and Doppler frequency ambiguity tends to occur even at lower relative velocities.

本開示の一態様の目的は、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができるレーダ装置を提供することである。 An object of one aspect of the present disclosure is to provide a radar apparatus capable of reducing Doppler frequency ambiguity.

本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数の送信部と、送信信号の送信周期毎に前記複数の送信部のうち前記送信信号を送信する送信部を選択し、前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第１の期間と、前記第１の期間の後であって前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第２の期間と、の間に、前記送信信号を送信しない期間である送信ギャップ期間を設ける制御部と、を備える。 A radar device according to an aspect of the present disclosure selects a plurality of transmission units, a transmission unit that transmits the transmission signal from among the plurality of transmission units for each transmission cycle of a transmission signal, and each of the plurality of transmission units and a second period after the first period in which each of the plurality of transmitters is selected at least once, a period during which the transmission signal is not transmitted and a control unit that provides a transmission gap period of

また、本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数の送信部と、送信周期毎に直交符号の符号要素を巡回的に送信信号に多重して符号多重した送信信号を生成する符号多重部と、を備え、前記複数の送信部は、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第１の期間、送信信号の送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信し、前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間、前記符号要素を符号多重した送信信号を送信せず、前記送信ギャップ期間後、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第２の期間、前記送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信する。 Further, a radar apparatus according to an aspect of the present disclosure includes a plurality of transmitting units, and a code multiplexing unit that cyclically multiplexes code elements of orthogonal codes onto a transmission signal for each transmission cycle to generate a code-multiplexed transmission signal. wherein the plurality of transmission units code-multiplex the code elements for each transmission cycle of the transmission signal during a first period in which the code elements of the cyclically generated orthogonal code are transmitted at least once, and each transmission signal after the first period, for a predetermined transmission gap period, the transmission signal code-multiplexed with the code elements is not transmitted, and after the transmission gap period, at least the code elements of the cyclically generated orthogonal code are transmitted Each transmission signal obtained by code-multiplexing the code elements is transmitted in each transmission cycle during a second period of one-round transmission.

なお、これらの包括的または具体的な態様は、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。 In addition, these general or specific aspects may be realized by devices, methods, integrated circuits, computer programs, or recording media, and any of the systems, devices, methods, integrated circuits, computer programs, and recording media may be implemented. may be implemented in any combination.

本開示の一態様によれば、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができる。 According to one aspect of the present disclosure, Doppler frequency ambiguity can be reduced.

実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示す図である。1 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 1; FIG. レーダ送信信号生成部によって生成される送信信号の例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an example of a transmission signal generated by a radar transmission signal generator; 送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１～＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the timing at which transmission RF units #1 to #3 according to Embodiment 1 transmit transmission signals when the number of transmission antennas N t =3; 送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１～＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the timings at which RF transmission sections #1 to #4 according to Embodiment 1 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =4; 送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１～＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the timings at which RF transmission sections #1 to #5 according to Embodiment 1 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =5; 送信ＲＦ部の送信信号の送信開始時刻に送信遅延を設ける例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an example in which a transmission delay is provided at the transmission start time of the transmission signal of the transmission RF unit; レーダ送信信号生成部の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of a radar transmission signal production|generation part. 送信信号のタイミングと離散時刻の測定範囲を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the timing of a transmission signal and the measurement range of discrete times; 送信アンテナと受信アンテナと仮想受信アンテナとの関係を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between a transmitting antenna, a receiving antenna, and a virtual receiving antenna; レーダ送信部の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of a radar transmission part. 方向推定部においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果の一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an example of a spatial profile result when the beamformer method is used in the direction estimator; 実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 2; 実施の形態２に係る送信チャープパルス信号と反射波信号とを示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a transmitted chirped pulse signal and a reflected wave signal according to Embodiment 2; 実施の形態３に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 3; 実施の形態３に係る送信ＲＦ部＃１～＃Ｎｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining timings at which transmission RF units #1 to #Nt according to Embodiment 3 transmit transmission signals; 実施の形態４に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 4; 送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合に、実施の形態５に係る送信ＲＦ部＃１～＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 12 is a diagram for explaining the timings at which RF transmission sections #1 to #3 according to Embodiment 5 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =3; 実施の形態６に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 6; 実施の形態６に係るレーダ装置の送信タイミングの一例を説明するための図である。FIG. 12 is a diagram for explaining an example of transmission timing of a radar device according to Embodiment 6; FIG. 実施の形態６に係るレーダ装置の送信タイミングの一例を説明するための図である。FIG. 12 is a diagram for explaining an example of transmission timing of a radar device according to Embodiment 6; FIG. 実施の形態７に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a radar device according to Embodiment 7;

以下、図面を適宜参照して、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. However, more detailed description than necessary may be omitted. For example, detailed descriptions of well-known matters and redundant descriptions of substantially the same configurations may be omitted. This is to avoid unnecessary verbosity in the following description and to facilitate understanding by those skilled in the art.

なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。 It should be noted that the accompanying drawings and the following description are provided for a thorough understanding of the present disclosure by those skilled in the art and are not intended to limit the claimed subject matter.

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る時分割多重ＭＩＭＯレーダ装置（以下単に「レーダ装置」という）の構成例を示す。レーダ装置１は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００とを有する。レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナＴｘ＃１～Ｔｘ＃Ｎｔを時分割で切り替えて送信信号を送信する。レーダ受信部２００は、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲット（物体）から反射された反射信号を受信し、ターゲットの方向を推定する。 (Embodiment 1)
FIG. 1 shows a configuration example of a time-division multiplex MIMO radar device (hereinafter simply referred to as “radar device”) according to Embodiment 1. In FIG. The radar device 1 has a radar transmitter 100 and a radar receiver 200 . The radar transmission unit 100 transmits transmission signals by switching among a plurality of transmission antennas Tx#1 to Tx# Nt in a time division manner. The radar receiver 200 receives a reflected signal of the transmission signal transmitted from the radar transmitter 100 and reflected from a target (object), and estimates the direction of the target.

＜レーダ送信部１００＞
次に、レーダ送信部１００について説明する。レーダ送信部１００は、複数のレーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信ＲＦ切替部１０６と、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔと、Ｎｔ個の送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔとを有する。送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔを、送信アレーアンテナ部と呼んでもよい。 <Radar transmitter 100>
Next, the radar transmitter 100 will be explained. Radar transmission section 100 includes a plurality of radar transmission signal generation sections 101, a switching control section 105, a transmission RF switching section 106, N t transmission RF sections 107#1 to #N t , and N t transmission It has antennas Tx#1 to #Nt . The transmission antennas Tx#1 to #Nt may also be called a transmission array antenna section.

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、帯域制限フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１０４とを有する。 Radar transmission signal generation section 101 has code generation section 102 , modulation section 103 , and band limiting filter (LPF: Low Pass Filter) 104 .

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、複数の送信ＲＦ部１０７のうちの１つを選択する。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部から出力されるベースバンドの送信信号を、その選択した送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmission RF switching section 106 selects one of a plurality of transmission RF sections 107 based on a switching control signal output from switching control section 105 . Then, transmission RF switching section 106 outputs the baseband transmission signal output from the radar transmission signal generation section to the selected transmission RF section 107 .

送信ＲＦ切替部１０６によって選択された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ切替部１０６から出力されるベースバンドの送信信号を、所定の無線周波数帯に周波数変換し、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ出力する。 The transmission RF section 107 selected by the transmission RF switching section 106 frequency-converts the baseband transmission signal output from the transmission RF switching section 106 to a predetermined radio frequency band, and is connected to the transmission RF section 107. output to the transmitting antenna Tx.

送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔは、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔにそれぞれ接続されている。送信アンテナＴｘは、送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間に放射する。 The transmission antennas Tx#1 to #Nt are connected to RF transmission sections 107#1 to #Nt , respectively. The transmission antenna Tx radiates the transmission signal output from the transmission RF section 107 into space.

次に、レーダ送信部１００の動作について詳細に説明する。 Next, the operation of radar transmission section 100 will be described in detail.

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号発生器Ｌｏから出力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、その生成したタイミングクロックに基づいて、送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定の送信周期Ｔｒ毎に、送信信号を出力する。送信信号は、ｙ（ｋｔ，Ｍ）＝Ｉ（ｋｔ，Ｍ）＋ｊＱ（ｋｔ，Ｍ）で表される。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｋｔは離散時刻を表し、Ｍは送信周期の序数を表す。また、Ｉ（ｋｔ，Ｍ）及びＱ（ｋｔ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｔにおける、送信信号ｙ（ｋｔ，Ｍ）の同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分）を表す。 The radar transmission signal generator 101 generates a timing clock by multiplying the reference signal output from the reference signal generator Lo by a predetermined number, and generates a transmission signal based on the generated timing clock. Then, the radar transmission signal generator 101 outputs a transmission signal at each predetermined transmission period Tr . The transmitted signal is represented by y(k t ,M)=I(k t ,M)+jQ(k t ,M). Here, j represents the imaginary unit, kt represents the discrete time, and M represents the ordinal number of the transmission period. Also, I(k t ,M) and Q(k t , M ) are the in-phase components (In-Phase component) and orthogonal component (Quadrature component).

符号生成部１０２は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて符号長Ｌの符号系列の符号ａｎ（Ｍ）を生成する（ｎ＝１，…，Ｌ）。符号ａｎ（Ｍ）には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号を用いる。符号系列としては、例えば、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号が挙げられる。 The code generator 102 generates a code sequence a n (M) of a code sequence of code length L in the M-th transmission period T r (n=1, . . . , L). A pulse code that provides low-range sidelobe characteristics is used for the code a n (M). Examples of code sequences include Barker codes, M-sequence codes, and Gold codes.

変調部１０３は、符号生成部から出力された符号ａｎ（Ｍ）に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying））を施す。そして、変調部は、パルス変調を施した信号（変調信号）を、ＬＰＦ１０４へ出力する。 The modulation unit 103 applies pulse modulation (amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase modulation (PSK (Phase Shift Keying)) to the code a n (M) output from the code generation unit. Apply. Then, the modulation section outputs the pulse-modulated signal (modulation signal) to the LPF 104 .

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力された変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を抽出し、ベースバンドの送信信号として送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。 LPF 104 extracts signal components below a predetermined band limit from the modulated signal output from modulating section 103, and outputs them to transmission RF switching section 106 as baseband transmission signals.

図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成される送信信号を示す。 FIG. 2 shows a transmission signal generated by the radar transmission signal generator 101. As shown in FIG.

送信周期Ｔｒの区間うち、符号送信区間Ｔｗは信号が存在し、残りの（Ｔｒ－Ｔｗ）区間は信号が存在しない。つまり、（Ｔｒ－Ｔｗ）区間は、無信号区間である。符号送信区間Ｔｗ内には、パルス符号長Ｌのパルス符号が含まれる。１つのパルス符号にはＬ個のサブパルスが含まれ、サブパルスあたり、Ｎｏ個のサンプルを用いたパルス変調が施される。よって、符号送信区間Ｔｗ内には、Ｎｒ（＝ＮｏＬ）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部におけるサンプリングレートは、（ＮｏＬ）／Ｔｗである。また、無信号区間（Ｔｒ－Ｔｗ）には、Ｎｕ個のサンプルが含まれる。 Among the intervals of the transmission period T r , a signal exists in the code transmission interval T w , and no signal exists in the remaining (T r −T w ) intervals. That is, the (T r −T w ) interval is a no-signal interval. A pulse code having a pulse code length L is included in the code transmission section Tw . One pulse code includes L sub-pulses, and each sub-pulse is pulse-modulated using No samples. Therefore, a signal of N r (=N o L) samples is included in the code transmission interval T w . That is, the sampling rate in the modulation section is (N o L)/T w . Also, the no-signal interval (T r −T w ) includes N u samples.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する（レーダ受信部２００の動作説明を参照）。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。 Switching control section 105 outputs a switching control signal instructing switching of the output destination to transmission RF switching section 106 of radar transmitting section 100 and output switching section 211 of radar receiving section 200 . Instructions for switching the output destination to the output switching unit 211 will be described later (see the description of the operation of the radar receiving unit 200). An instruction to switch the output destination to transmission RF switching section 106 will be described below.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。 The switching control section 105 selects one RF transmission section 107 to be used for transmitting a transmission signal from the RF transmission sections 107 #1 to #Nt for each transmission period Tr . Then, switching control section 105 outputs a switching control signal that instructs transmission RF switching section 106 to switch the output destination to the selected transmission RF section 107 .

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmission RF switching section 106 switches the output destination to one of transmission RF sections 107 # 1 to #N t based on the switching control signal output from switching control section 105 . Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to transmission RF section 107 of the switching destination.

ここで、切替制御部１０５は、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７のうち、少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔が、他の各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔よりも短い切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。なお、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信間隔は、等間隔であってよい。別言すると、切替制御部１０５は、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７を、他の各送信ＲＦ部１０７よりも、短周期に選択する。以下、この短周期に選択される送信ＲＦ部１０７を、「短周期送信ＲＦ部」と呼ぶことがある。また、短周期送信ＲＦ部が送信する送信信号を、「短周期送信信号」と呼ぶことがある。 Here, the switching control section 105 sets the transmission signal transmission interval of at least one transmission RF section 107 out of the N t transmission RF sections 107 to be longer than the transmission signal transmission intervals of the other transmission RF sections 107 . A short switching control signal is output to transmission RF switching section 106 . Note that the transmission interval of the at least one transmission RF unit 107 may be equal intervals. In other words, the switching control section 105 selects the at least one transmission RF section 107 at a shorter cycle than the other transmission RF sections 107 . Hereinafter, the transmission RF section 107 selected for this short period may be referred to as a "short period transmission RF section". Also, a transmission signal transmitted by the short-cycle transmission RF unit may be called a "short-cycle transmission signal".

以下、図３、図４及び図５を参照して具体例を説明する。 A specific example will be described below with reference to FIGS. 3, 4 and 5. FIG.

図３は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１～＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。なお、図３は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 3 is a diagram for explaining timings at which RF transmission sections 107 #1 to #3 transmit transmission signals when the number of transmission antennas N t =3. In FIG. 3, the transmission RF section 107#2 is an example of the short cycle transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, the transmission RF section 107#2 outputs a transmission signal every 2Tr cycles. Transmission RF sections 107#1 and #3 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107#2 does not output a transmission signal. That is, the transmission RF sections 107 #1 and #3 each output a transmission signal every N p =4T r =2(N t −1)T r cycles.

図４は、送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１～＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図４は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 4 is a diagram for explaining timings at which RF transmission sections 107 #1 to #4 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =4. In FIG. 4, the transmission RF section 107#2 is an example of the short cycle transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、それぞれ、Ｎｐ＝６Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, the transmission RF section 107#2 outputs a transmission signal every 2Tr cycles. Transmission RF sections 107 #1, #3, and #4 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 #2 does not output transmission signals. That is, the transmission RF sections 107 #1, #3, and #4 each output a transmission signal every N p =6T r =2(N t −1)T r periods.

図５は、送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１～＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図５は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 5 is a diagram for explaining timings at which RF transmission sections 107 #1 to #5 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =5. In FIG. 5, the transmission RF section 107#2 is an example of the short cycle transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、それぞれ、Ｎｐ＝８Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, the transmission RF section 107#2 outputs a transmission signal every 2Tr cycles. Transmission RF sections 107 #1, #3, #4, and #5 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 #2 does not output transmission signals. That is, the transmission RF sections 107 #1, #3, #4, and #5 each output a transmission signal every N p =8T r =2(N t −1)T r cycles.

切替制御部１０５は、上述の出力先の切替処理について、Ｎｐ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ期間をＮｃ回、繰り返す。このＮｐＮｃ期間において、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）は、２Ｔｒ周期のため、（Ｎｔ－１）Ｎｃ回、送信信号を出力する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の各送信ＲＦ部１０７は、Ｎｐ周期のため、Ｎｃ回、送信信号を出力する。 The switching control unit 105 repeats the period N p =2(N t −1)Tr N c times for the switching process of the output destination described above. In this N p N c period, the transmission RF section 107 #2 (short-cycle transmission RF section) outputs a transmission signal (N t −1)N c times due to the 2T r period. Further, each of the RF transmission units 107 other than the RF transmission unit 107#2 outputs the transmission signal Nc times because of the Np period.

送信ＲＦ切替部１０６から送信信号を出力された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ送信信号を出力する。例えば、送信ＲＦ部１０７は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドの送信信号に対して、周波数変換を施してキャリア周波数（ＲＦ（Radio Frequency））帯の送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して、送信アンテナＴｘへ出力する。 The transmission RF section 107 that has received the transmission signal from the transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal to the transmission antenna Tx connected to the transmission RF section 107 . For example, the transmission RF unit 107 performs frequency conversion on the baseband transmission signal output from the radar transmission signal generation unit 101 to generate a carrier frequency (RF (Radio Frequency)) band transmission signal, and transmits the transmission signal. The amplifier amplifies it to a predetermined transmission power P [dB] and outputs it to the transmission antenna Tx.

送信アンテナＴｘは、当該送信アンテナＴｘに接続されている送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間へ放射する。 The transmission antenna Tx radiates into space a transmission signal output from the transmission RF section 107 connected to the transmission antenna Tx.

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７の送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。つまり、各送信ＲＦ部１０７において、送信信号の出力のタイミングの遅延が異なってもよい。次に、図６を参照してさらに説明する。 It should be noted that the transmission start time of the transmission signal of each transmission RF section 107 does not necessarily have to be synchronized with the period Tr . For example, as shown in FIG. 6 , transmission delays Δ 1 , Δ 2 , . In other words, each RF transmission section 107 may have a different timing delay for outputting a transmission signal. Further description will now be made with reference to FIG.

図６において、送信ＲＦ部１０７＃１の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ１経過後である。同様に、送信ＲＦ部１０７＃２の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ２経過後である。送信ＲＦ部１０７＃３の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ３経過後である。 In FIG. 6, the transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107#1 is after the transmission delay Δ1 has elapsed from the start time of the Tr period. Similarly, the transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107#2 is after the transmission delay Δ2 has elapsed from the start time of the Tr period. The transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107#3 is after the transmission delay Δ3 has elapsed from the start time of the Tr period.

送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設ける場合は、後述するように、レーダ受信部２００の処理において、送信位相補正係数に、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを考慮した補正係数を導入してよい。これにより、ドップラ周波数が異なると位相回転も異なる影響を除去できる（詳細については後述する）。 When providing transmission delays Δ 1 , Δ 2 , . . . , Δ Nt , transmission delays Δ 1 , Δ 2 , . a correction factor may be introduced. As a result, the effect of different phase rotations at different Doppler frequencies can be removed (details will be described later).

また、ターゲットを測定する毎に、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを変えてもよい。これにより、他レーダから干渉を受ける場合、又は、他レーダに干渉を与える場合に、他レーダ間との干渉の影響を互いにランダマイズ化できる。 Also, the transmission delays Δ 1 , Δ 2 , . . . , Δ Nt may be changed each time the target is measured. As a result, when receiving interference from other radars or causing interference with other radars, the effects of interference with other radars can be randomized.

次に、図７を参照して、レーダ送信信号生成部１０１の変形例について説明する。 Next, with reference to FIG. 7, a modification of the radar transmission signal generator 101 will be described.

図７に示すように、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１と、Ｄ／Ａ変換部１１２とを有する構成としてもよい。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２において生成された符号系列をあらかじめ記憶し、当該符号系列を巡回的に読み出す。Ｄ／Ａ変換部１１２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。すなわち、図７に示す構成によれば、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１の出力をアナログのベースバンドの送信信号に変換し、送信ＲＦ部１０７へ出力する。 As shown in FIG. 7, the radar transmission signal generation section 101 may be configured to have a code storage section 111 and a D/A conversion section 112 . The code storage unit 111 preliminarily stores the code sequence generated by the code generation unit 102, and cyclically reads the code sequence. The D/A converter 112 converts the digital signal into an analog signal. That is, according to the configuration shown in FIG.

＜レーダ受信部＞
次に、レーダ受信部２００について説明する。レーダ受信部２００は、Ｎａ個の受信アンテナＲｘ＃１～＃Ｎａと、Ｎａ個のアンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４と、を有する。受信アンテナＲｘ＃１～＃Ｎａを、受信アレーアンテナ部と呼んでもよい。１つの受信アンテナＲｘは、１つのアンテナ系統処理部２０１と対応付けられている。すなわち、受信アンテナＲｘ＃ｚ（ｚ＝１，…，Ｎａ）に対して、アンテナ系統処理部２０１＃ｚが対応付けられている。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。 <Radar receiver>
Next, the radar receiver 200 will be described. Radar receiving section 200 includes N a receiving antennas Rx #1 to #N a , N a antenna system processing sections 201 #1 to #N a , CFAR section 215, and direction estimating section 214. have. The receiving antennas Rx#1 to #N a may be called a receiving array antenna section. One receiving antenna Rx is associated with one antenna system processing section 201 . That is, the antenna system processing unit 201#z is associated with the receiving antenna Rx#z (z=1, . . . , N a ). Each antenna system processing section 201 has a receiving radio section 203 and a signal processing section 207 .

各受信アンテナＲｘは、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲットから反射された反射信号を受信する。受信アンテナＲｘは、その受信した受信信号を、当該受信アンテナＲｘと対応付けられているアンテナ系統処理部２０１の受信無線部２０３へ出力する。受信無線部２０３は、その受信信号を、同じアンテナ系統処理部２０１に属する信号処理部２０７へ出力する。 Each receiving antenna Rx receives a reflected signal that is a transmission signal transmitted from the radar transmission unit 100 and reflected from a target. The receiving antenna Rx outputs the received signal to the receiving radio section 203 of the antenna system processing section 201 associated with the receiving antenna Rx. Receiving radio section 203 outputs the received signal to signal processing section 207 belonging to the same antenna system processing section 201 .

受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換部２０５と、直交検波部２０６とを有する。受信無線部２０３は、受信アンテナＲｘから出力された受信信号に対して、増幅器２０４による信号増幅を行う。そして、受信無線部２０３は、その受信信号を、周波数変換部２０５及び直交検波部２０６により、Ｉ信号成分（In-Phase信号成分）を含むベースバンド受信信号と、Ｑ信号成分（Quadrature信号成分）を含むベースバンド受信信号と、に変換する。 Reception radio section 203 has amplifier 204 , frequency conversion section 205 , and quadrature detection section 206 . The receiving radio section 203 performs signal amplification by the amplifier 204 on the received signal output from the receiving antenna Rx. Then, the reception radio section 203 converts the reception signal into a baseband reception signal containing an I signal component (In-Phase signal component) and a Q signal component (Quadrature signal component) by the frequency conversion section 205 and the quadrature detection section 206 . a baseband received signal containing .

信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２０８と、Ａ／Ｄ変換部２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔとを有する。次に、各機能ブロックについて説明する。 Signal processing section 207 includes A/D conversion section 208, A/D conversion section 209, correlation calculation section 210, output switching section 211, and N t Doppler analysis sections 213#1 to #Nt . have. Next, each functional block will be described.

Ａ／Ｄ変換部２０８は、受信無線部２０３から出力された、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。また、Ａ／Ｄ変換部２０９は、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９のサンプリングレートは、送信信号におけるサブパルス時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたり、Ｎｓ個の離散サンプルを行う。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓ個となる。 A/D conversion section 208 performs sampling at discrete times on the baseband reception signal containing the I signal component output from reception radio section 203 and converts it into digital data. Further, the A/D conversion unit 209 performs sampling at discrete times on the baseband received signal including the Q signal component, and converts it into digital data. Here, the sampling rate of the A/D converters 208 and 209 performs N s discrete samples per sub-pulse time T p (=T w /L) in the transmission signal. That is, the number of oversamples per subpulse is Ns .

なお、以下では、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋの、受信アンテナＲｘ＃ｚが受信した、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｉｚ（ｋ，Ｍ）と、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｑｚ（ｋ，Ｍ）とを、複素数を用いて、ｘｚ（ｋ，Ｍ）＝Ｉｚ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱｚ（ｋ，Ｍ）と表す。ここで、ｊは虚数単位である。 In the following, the baseband received signal I z (k, M) including the I signal component and the Q signal component received by the receiving antenna Rx#z at the discrete time k in the M-th transmission period Tr are The baseband received signal Q z (k, M) including the complex number is expressed as x z (k, M)=I z (k, M)+jQ z (k, M). where j is the imaginary unit.

また、以下では、離散時刻ｋは、送信周期Ｔｒの開始タイミングを基準（ｋ＝１）とする。そして、信号処理部は、送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏまで、周期的に動作する。すなわち、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏとなる。 In the following description, the discrete time k is based on the start timing of the transmission period Tr (k=1). Then, the signal processing unit operates periodically until k=(N r +N u )N s /N o , which is a sample point before the end of the transmission period T r . That is, k=1, . . . , (N r +N u )N s /N o .

なお、受信無線部２０３及び信号処理部２０７の基準クロック信号は、レーダ送信信号生成部１０１と同じ基準信号発生器Ｌｏからのリファレンス信号を所定数倍したものであってよい。これにより、レーダ送信信号生成部１０１と、レーダ受信部２００が有する受信無線部２０３及び信号処理部２０７との動作が同期する。 The reference clock signal of the reception radio section 203 and the signal processing section 207 may be the reference signal from the same reference signal generator Lo as the radar transmission signal generation section 101 multiplied by a predetermined number. As a result, the operation of the radar transmission signal generation section 101 and the reception radio section 203 and the signal processing section 207 of the radar reception section 200 are synchronized.

アンテナ系統処理部２０１＃ｚにおける相関演算部２１０は、送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９から出力される離散サンプル値ｘｚ（ｋ，Ｍ）と、レーダ送信部１００が送信した符号長Ｌのパルス符号ａｎ（Ｍ）と、の相関演算を行う。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ｎ＝１，…，Ｌである。例えば、相関演算部２１０は、以下の式（１）に基づき、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける、離散サンプル値ｘｚ（ｋ，Ｍ）と送信パルス符号ａｎ（Ｍ）とのスライディング相関を演算する。式（１）において、ＡＣｚ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。ここで、ＡＣｚ（ｋ，Ｍ）の演算は、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間にわたり行われる。

Figure 0007266207000001
Correlation calculation section 210 in antenna system processing section 201 #z calculates the discrete sample values x z (k, M) output from A/D conversion sections 208 and 209 and radar transmission section 100 for each transmission cycle Tr . Correlation calculation with the transmitted pulse code a n (M) of code length L is performed. where z=1,...,N a and n=1,...,L. For example, the correlation calculator 210 calculates the sliding correlation between the discrete sample value x z (k, M) and the transmission pulse code a n (M) in the M-th transmission period T r based on the following equation (1). to calculate In Equation (1), AC z (k, M) indicates a correlation calculation value at discrete time k. The asterisk (*) represents the complex conjugate operator. Here, the computation of AC z (k,M) is performed over periods of k=1, . . . , (N r +N u )N s /N o .
Figure 0007266207000001

なお、相関演算部２１０は、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、ターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、相関演算部２１０における演算処理量が低減し得る。例えば、相関演算部２１０は、ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１），…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏ－ＮｓＬに測定レンジを限定してもよい。この場合、図１１に示すように、レーダ装置１は、符号送信区間Ｔｗに相当する時間区間では、測定を行わない。 Correlation calculation section 210 is not limited to performing correlation calculation for k=1, . , k) may be limited. As a result, the amount of calculation processing in correlation calculation section 210 can be reduced. For example, the correlation calculator 210 may limit the measurement range to k=N s (L+1), . . . , (N r +N u )N s /N o −N s L. In this case, as shown in FIG. 11, the radar device 1 does not perform measurement in the time interval corresponding to the code transmission interval Tw .

これにより、レーダ装置１は、送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、送信信号が回り込む期間（少なくとも図８のτ１未満の期間）では相関演算部による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明するドップラ解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に、測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各ブロックでの処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。 As a result, in the radar apparatus 1, even when the transmission signal directly enters the radar receiving unit 200, the processing by the correlation calculation unit is not performed during the period during which the transmission signal enters (at least the period less than τ1 in FIG. 8). Therefore, it is possible to measure without the influence of wraparound. In addition, when the measurement range (range of k) is limited, the processing of limiting the measurement range (range of k) is similarly applied to the processing of the Doppler analysis unit 213 and the direction estimation unit 214 described below. do it. Thereby, the amount of processing in each block can be reduced, and the power consumption in the radar receiving section 200 can be reduced.

出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３のうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０から送信周期Ｔｒ毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 Based on the switching control signal output from the switching control section 105, the output switching section 211 selects one of the Nt Doppler analysis sections 213 for each transmission cycle Tr . Then, output switching section 211 outputs the correlation calculation result output from correlation calculation section 210 at each transmission period Tr to the selected Doppler analysis section 213 .

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The switching control signal in the M-th transmission period T r may be composed of Nt bits [bit 1 (M), bit 2 (M), . . . , bit Nt (M)]. In this case, when the ND-th bit is 1 in the switching control signal of the M-th transmission period Tr , the output switching section 211 selects the ND-th Doppler analysis section 213 as the output destination, and the ND-th bit is In the case of 0, the NDth Doppler analysis unit 213 is not selected as an output destination (not selected). Note that ND=1, . . . , Nt .

送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合、切替制御部１０５は、図３に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ１）に示す３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ１）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１）］＝［０，１，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２）］＝［１，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３）］＝［０，１，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４）］＝［０，０，１］ When the number of transmission antennas N t =3, the switching control section 105 outputs, for example, a 3-bit switching control signal shown in (A1) below to the output switching section so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. 211.
(A1)
[bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1)] = [0, 1, 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2)] = [1, 0, 0]
[bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3)] = [0, 1, 0]
[bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4)] = [0, 0, 1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１（ＯＮ）となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）及びbit３（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ１）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105 sets bit 2 (M) to 1 (ON) every 2Tr cycles, and bit 1 (M) and bit 3 (M) other than bit 2 (M) are set to N p = 4T r =2(N t −1) A switching control signal that sequentially becomes 1 is output for each T r period. The switching control unit 105 repeats one set shown in (A1) above Nc times.

送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合、切替制御部１０５は、図４に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ２）に示す４ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ２）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１），bit４（１）］＝［０，１，０，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２），bit４（２）］＝［１，０，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３），bit４（３）］＝［０，１，０，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４），bit４（４）］＝［０，０，１，０］
［bit１（５），bit２（５），bit３（５），bit４（５）］＝［０，１，０，０］
［bit１（６），bit２（６），bit３（６），bit４（６）］＝［０，０，０，１］ When the number of transmission antennas N t =4, switching control section 105 outputs, for example, a 4-bit switching control signal shown in (A2) below to the output switching section so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. 211.
(A2)
[bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1), bit 4 (1)] = [0, 1, 0, 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2), bit 4 (2)] = [1, 0, 0, 0]
[bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3), bit 4 (3)] = [0, 1, 0, 0]
[bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4), bit 4 (4)] = [0, 0, 1, 0]
[bit 1 (5), bit 2 (5), bit 3 (5), bit 4 (5)] = [0, 1, 0, 0]
[bit 1 (6), bit 2 (6), bit 3 (6), bit 4 (6)] = [0, 0, 0, 1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）、bit３（Ｍ）及びbit４（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝６Ｔｒ＝２（Ｎｔ‐１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ２）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105 sets bit 2 (M) to 1 every 2Tr cycles, and bit 1 (M) other than bit 2 (M), bit 3 (M), and bit 4 (M) are N p =6T r =2(N t -1) Output a switching control signal that sequentially becomes 1 every T r period. The switching control unit 105 repeats one set shown in (A2) above Nc times.

送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合、切替制御信号は、図５に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ３）に示す５ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ３）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１），bit４（１），bit５（１）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２），bit４（２），bit５（２）］＝［１，０，０，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３），bit４（３），bit５（３）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４），bit４（４），bit５（４）］＝［０，０，１，０，０］
［bit１（５），bit２（５），bit３（５），bit４（５），bit５（５）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（６），bit２（６），bit３（６），bit４（６），bit５（６）］＝［０，０，０，１，０］
［bit１（７），bit２（７），bit３（７），bit４（７），bit５（７）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（８），bit２（８），bit３（８），bit４（８），bit５（８）］＝［０，０，０，０，１］ When the number of transmission antennas N t =5, the switching control signal is, for example, a 5-bit switching control signal shown in the following (A3) so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Output to
(A3)
[bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1), bit 4 (1), bit 5 (1)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2), bit 4 (2), bit 5 (2)] = [1, 0, 0, 0, 0]
[bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3), bit 4 (3), bit 5 (3)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4), bit 4 (4), bit 5 (4)] = [0, 0, 1, 0, 0]
[bit 1 (5), bit 2 (5), bit 3 (5), bit 4 (5), bit 5 (5)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit 1 (6), bit 2 (6), bit 3 (6), bit 4 (6), bit 5 (6)] = [0, 0, 0, 1, 0]
[bit 1 (7), bit 2 (7), bit 3 (7), bit 4 (7), bit 5 (7)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit 1 (8), bit 2 (8), bit 3 (8), bit 4 (8), bit 5 (8)] = [0, 0, 0, 0, 1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）、bit３（Ｍ）、bit４（Ｍ）及びbit５（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝８Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ３）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105 sets bit 2 (M) to 1 every 2Tr cycles, and sets bit 1 (M), bit 3 (M), bit 4 (M), and bit 5 ( M) other than bit 2 (M). M) each output a switching control signal that sequentially becomes 1 every N p =8T r =2(N t −1)T r periods. The switching control unit 105 repeats one set shown in (A3) above Nc times.

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。つまり、ドップラ解析部２１３は、各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析する。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（２）及び式（３）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 The signal processing section 207 of the antenna system processing section 201#z has Doppler analysis sections 213#1 to #Nt . The Doppler analysis unit 213 performs Doppler analysis on the correlation calculation result output from the output switching unit 211 at each discrete time k. That is, Doppler analysis section 213 analyzes the Doppler frequency component of each reception signal corresponding to each transmission signal. In Doppler analysis, if Nc is a power-of-two value, FFT processing as shown in Equations (2) and (3) can be applied.

ここで、ＦＴ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの（つまり、受信アンテナＲｘ＃ｚに対応する）信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤからのｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１～Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 Here, FT_CI z ND (k, f s , w) is w th output, which shows the Doppler frequency response of Doppler frequency index f s at discrete time k. Note that ND=1 to N t , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N 0 , and z= 1 , . Also, w is a natural number.

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。 Note that in the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎｔ－１）Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（４Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲はｆｓ＝－（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２である。 When ND=2 (short period received signal), the FFT size of Doppler analysis is (N t −1) N c , and the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/ (4T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−(N t −1)N c /2+1,...,0,...,(Nt-1)Nc/2 .

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛４（Ｎｔ－１）Ｔｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲はｆｕ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 When ND≠2 (not a short-period received signal), the FFT size of Doppler analysis is N c , and the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/{4(N t −1 ) T r }. Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f u is 1/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f u is f u =−N c /2+1, . , . . . , N c /2.

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ－１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ－１）倍に拡大されている。 Comparing the outputs from the Doppler analysis unit 213 when ND=2 and when ND≠2, the Doppler frequency intervals are the same. However, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur when ND=2 is ±(N t −1) times larger than when ND≠2, and the Doppler frequency range is expanded by (N t −1) times. It is

したがって、送信信号を出力する送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、上述のように短周期送信アンテナＴｘ＃２を設定する構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。

Figure 0007266207000002
Figure 0007266207000003
 Therefore, compared to the case where the transmission antennas for outputting transmission signals are sequentially switched like Tx#1, Tx# 2 , . For example, the maximum Doppler frequency at which ND=2 folding does not occur is increased by N t /2 times when the number of transmitting antennas N t is 3 or more. That is, the Doppler frequency range in which aliasing does not occur is expanded in proportion to the number of transmitting antennas Nt .
Figure 0007266207000002
Figure 0007266207000003

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎｔ－１）Ｎｃとし、式（４）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（４）は、上記の式（２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 0007266207000004
In the case of ND≠2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size of the Doppler analysis is set to (N t −1) N c , and the output is virtually zero using equation (4). can be sampled as Equation (4) is the same as Equation (2) above. As a result, the FFT size increases, so the amount of processing increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND=2, conversion processing of the Doppler frequency index, which will be described later, is not required.
Figure 0007266207000004

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理を行う。すなわち、ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理により、ピーク信号を検出する。これにより、ＣＦＡＲ部２１５は、ピーク信号を与える離散時刻インデックスｋ_ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを検出する。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２が周期２Ｔｒの短周期送信信号を出力する例を示している。そのため、ＣＦＡＲ部２１５は、各アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。 The CFAR unit 215 adaptively sets (adjusts) a threshold using the short-cycle received signal and performs peak signal detection processing. That is, CFAR section 215 detects a peak signal by CFAR (Constant False Alarm Rate) processing. Thereby, the CFAR unit 215 detects the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar that give the peak signal. The present embodiment shows an example in which RF transmission section 107#2 outputs a short-cycle transmission signal with a period of 2Tr . Therefore, the CFAR unit 215 uses FT_CI 1 (2) (k, f s , w), . CFAR processing is performed using FT_CI Na (2) (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、式（５）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。ただし、式（５）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、例えば、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

Figure 0007266207000005
CFAR unit 215 receives the w- th output FT_CI 1 (2) (k, f s , w), . . . , FT_CI Na (2) Power sum (k, f s , w). However, ND=2 in equation (5). Then, the CFAR unit 215 performs, for example, CFAR processing combining one-dimensional CFAR processing or two-dimensional CFAR processing on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, for two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative velocity of the target) may be used.
Figure 0007266207000005

或いは、ＣＦＡＲ部２１５は、式（６）に示すように、離散時刻ｋ及びドップラ周波数インデックスｆｓが共通な受信アンテナＲｘ＃１～＃Ｎａからの受信信号に対し、主ビーム方向θとなる指向性ウエイトＷ（θ）＝［ｗ１（θ），ｗ２（θ），…，ｗＮａ（θ）］を乗算する。ただし、式（６）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、複数の指向性ビーム方向毎に、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻ｋの軸とドップラ周波数の軸とが用いられてよい。

Figure 0007266207000006
Alternatively, as shown in equation (6), the CFAR unit 215 sets the main beam direction θ for the received signals from the receiving antennas Rx#1 to #N a having the same discrete time k and Doppler frequency index fs . Multiply the directional weight W(θ)=[w 1 (θ), w 2 (θ), . . . , w Na (θ)]. However, ND=2 in the formula (6). Then, the CFAR unit 215 performs CFAR processing combining one-dimensional CFAR processing or two-dimensional CFAR processing for each of a plurality of directional beam directions. Here, an axis of discrete time k and an axis of Doppler frequency may be used for two-dimensional CFAR processing.
Figure 0007266207000006

ＣＦＡＲ部２１５は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となるＮＤ＝２の離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４に出力する。また、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ周波数範囲の広いＮＤ＝２のドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、ドップラ解析部２１３＃２以外の各ドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるために、インデックス変換を行う。当該インデックス変換は、式（７）及び式（８）によって行われてよい。ＣＦＡＲ部２１５は、インデックス変換後のドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４に出力する。つまり、ＣＦＡＲ部２１５は、受信信号のドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する。 CFAR section 215 adaptively sets a threshold, and outputs discrete time index k _cfar and Doppler frequency index f s_cfar of ND=2, which have received power greater than the threshold, to direction estimating section 214 . In addition, CFAR unit 215 obtains Doppler frequency index f s_cfar of ND=2, which has a wide Doppler frequency range, from Doppler analysis units 213 # 1 , # 3 , . In order to correspond to the Doppler frequency index f u of the th output FT_CI 1 (ND≠2) (k, fu ,w),...,FT_CI Na (ND≠2) (k, fu ,w), index transform I do. The index conversion may be performed according to Equations (7) and (8). CFAR section 215 outputs Doppler frequency index fu_cfar after index conversion to direction estimating section 214 . In other words, CFAR section 215 detects the peak Doppler frequency component, which is the frequency component whose received power is greater than the threshold, from the Doppler frequency component of the received signal.

ここで、ｆｓ＿ｃｆａｒ＝－（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２であり、ｆｕ＿ｃｆａｒ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。

Figure 0007266207000007
Figure 0007266207000008
 where f s_cfar =−(N t −1)N c / 2 + 1 , . . . , 0 , . , N c /2.
Figure 0007266207000007
Figure 0007266207000008

以下、本実施の形態ではＮＤ＝２であるドップラ周波数範囲の広いドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒと表現する。また、本実施の形態ではＮＤ≠２であるドップラ周波数範囲の狭いドップラ周波数インデックスｆｕを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕと表現する。広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させる際には、重複が含まれる可能性がある。 Hereinafter, the Doppler frequency index f s_cfar with a wide Doppler frequency range where ND=2 is expressed as a wide range Doppler frequency index f s_cfar in this embodiment. Further, in the present embodiment, the Doppler frequency index fu with a narrow Doppler frequency range where ND≠2 is expressed as a narrow range Doppler frequency index fu . There may be overlaps in matching the broad Doppler frequency index f s_cfar to the narrow Doppler frequency index f u .

例えば、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、０≦α≦Ｎｃ／２の範囲のドップラ周波数インデックスαが含まれる場合、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、αと変換される。ここで、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、β＝α－Ｎｃも含まれると、βは、－Ｎｃ≦β≦－Ｎｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎｃ＝αと変換される。よって、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換において、重複が発生する。 For example, when the wide range Doppler frequency index f s_cfar includes the Doppler frequency index α in the range of 0≦α≦N c /2, it is converted to α by the index transform corresponding to the narrow range Doppler frequency index fu . Here, if the wide range Doppler frequency index f s_cfar also includes β=α−N c , β is included in the range of −N c ≦β≦−N c /2, so the narrow range Doppler frequency index f The index transformation corresponding to u transforms β+N c =α. Thus, overlap occurs in the index transform that maps the broad Doppler frequency index f s_cfar to the narrow Doppler frequency index f u .

同様に、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、β＝α＋Ｎｃも含まれると、βは、Ｎｃ≦β≦３Ｎｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎｃ＝αと変換される。よって、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、重複が発生する。 Similarly, if the wide range Doppler frequency index f s_cfar also includes β = α + N c , β is included in the range of N c ≤ β ≤ 3N c /2, so it corresponds to the narrow range Doppler frequency index f u The index conversion converts β+N c =α. Thus, the index transform to correspond to the narrow Doppler frequency index f u causes overlap.

このように、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、｜α－β｜がＮｃの整数倍となる関係のα、βが含まれると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させる際に、重複が発生する。 In this way, if the wide range Doppler frequency index f s_cfar includes α and β that have a relationship in which |α−β| Occur.

狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに重複が発生していると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕの信号成分は、異なるドップラ周波数成分の信号が混合された状態となる。混合された信号の電力が近いほど振幅位相成分が変動し、後続の方向推定部２１４における測角の精度が劣化し得る。そこで、本実施の形態では、重複判定処理を導入する。これにより、方向推定部２１４における側角の精度劣化を引き起こす影響を抑制する。次に、この重複判定処理について説明する。 If overlap occurs in the narrow-range Doppler frequency index fu , the signal component of the narrow-range Doppler frequency index fu will be in a state in which signals of different Doppler frequency components are mixed. The closer the power of the mixed signal is, the more the amplitude phase component fluctuates, and the accuracy of the angle measurement in the subsequent direction estimator 214 may be degraded. Therefore, in the present embodiment, duplication determination processing is introduced. This suppresses the influence of degrading the accuracy of the side angle in the direction estimator 214 . Next, this duplication determination process will be described.

＜重複判定処理＞
ＣＦＡＲ処理で抽出した、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒのうち、ドップラ周波数インデックスαとドップラ周波数インデックスβを、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換を行う。変換後のドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒが重複する場合、次の（Ｂ１）～（Ｂ３）の処理を行う。 <Duplicate judgment processing>
Among the wide range Doppler frequency index f s_cfar extracted by the CFAR process, the Doppler frequency index α and the Doppler frequency index β are obtained from the w-th output FT_CI 1 (ND≠2 ) (k, f u , w ) , . If the converted Doppler frequency index f u_cfar overlaps, the following processes (B1) to (B3) are performed.

（Ｂ１）ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ＝２）（ｋ，α，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ＝２）（ｋ，α，ｗ）の電力和と、ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ＝２）（ｋ，β，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ＝２）（ｋ，β，ｗ）の電力和を比較する。 (B1) The CFAR unit 215 outputs the w-th output from the Doppler analysis unit 213#2 FT_CI 1 (ND=2) (k, α, w), ..., FT_CI Na (ND=2) (k, α , w) and FT_CI 1 (ND=2) (k, β, w), . . . , FT_CI Na (ND=2) (k, β, w).

（Ｂ２）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値（例えば６～１０ｄＢ程度に設定）以上の電力差がある場合、ドップラ周波数インデックスαとβのうち、電力の大きい方のドップラ周波数インデックスを有効にして、電力の小さい方のドップラ周波数インデックスを、方向推定部２１４への出力対象から除外する。 (B2) CFAR unit 215, as a result of comparing the power sum in (B1), if there is a power difference equal to or greater than a predetermined value (for example, set to about 6 to 10 dB), CFAR unit 215 determines which of Doppler frequency indexes α and β has the greater power One Doppler frequency index is enabled, and the Doppler frequency index with lower power is excluded from the output target to the direction estimator 214 .

（Ｂ３）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値以上の電力差がない場合、ドップラ周波数インデックスαとβの両方を、方向推定部２１４への出力対象から除外する。 (B3) CFAR unit 215 excludes both Doppler frequency indexes α and β from outputs to direction estimating unit 214 when there is no power difference equal to or greater than a predetermined value as a result of the power sum comparison in (B1). .

方向推定部２１４は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒに基づき、各ドップラ解析部２１３からの出力を用いてターゲットの方向推定処理を行う。具体的には、方向推定部２１４は、式（９）に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 The direction estimation unit 214 estimates the direction of the target using the output from each Doppler analysis unit 213, based on the discrete time index k_cfar , the Doppler frequency index fs_cfar , and the Doppler frequency index fu_cfar output from the CFAR unit 215. process. Specifically, direction estimation section 214 generates a virtual reception array correlation vector h(k, f s , w) as shown in Equation (9), and performs direction estimation processing.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（９）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射信号に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 0007266207000009
Below, the w-th output from the Doppler analysis units 213#1 to #Nt obtained by performing the same processing in each signal processing unit 207 of the antenna system processing units 201#1 to #Na is summarized. is a virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w ) containing N t Na elements, which is the product of the number of transmit antennas N t and the number of receive antennas Na as shown in equation (9) Notation as The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is used in the process of estimating the direction of the reflected signal from the target based on the phase difference between the receive antennas Rx. where z=1,..., Na and ND=1,..., Nt .
Figure 0007266207000009

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal[b] is an array correction value that corrects phase deviation and amplitude deviation between transmitting array antennas and between receiving array antennas. b=1, . . . , N t Na .

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、図３に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝３とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１０）となる。

Figure 0007266207000010
Also, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f), . For example, as shown in FIG. 3, when the number of transmitting antennas N t =3 and the transmitting antenna Tx#2 is used as the reference transmitting antenna, the transmission phase correction coefficient is given by Equation (10).
Figure 0007266207000010

また、図４に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝４、或いは、図５に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝５とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１１）となる。

Figure 0007266207000011
Also, when the number of transmission antennas N t = 4 as shown in FIG. 4 or the number of transmission antennas N t = 5 as shown in FIG. 5 and the transmission antenna Tx#2 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient becomes the formula (11).
Figure 0007266207000011

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻に異なる送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けた場合、送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ（ＮＤ）（ｆ）に、式（１２）に示す補正係数ΔＴｘＣＡＬ （ＮＤ）（ｆ）を乗算したものを、新たな送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ（ＮＤ）（ｆ）としてよい。これにより、ドップラ周波数によって異なる位相回転の影響を除去できる。ここで、Δｒｅｆは、位相基準とする基準送信アンテナ番号の送信遅延を表し、本実施の形態の場合、基準送信アンテナはＴｘ＃２であるので、Δｒｅｆ＝Δ２となる。

Figure 0007266207000012
When different transmission delays Δ 1 , Δ 2 , . may be used as the new transmission phase correction coefficient TxCAL (ND ) (f). This makes it possible to remove the effect of phase rotation that differs depending on the Doppler frequency. Here, Δ ref represents the transmission delay of the reference transmission antenna number used as a phase reference, and in the case of this embodiment, the reference transmission antenna is Tx#2, so Δ ref =Δ 2 .
Figure 0007266207000012

仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルである。 The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is a column vector consisting of N a N r elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 In direction-of-arrival estimation, a spatial profile is calculated by varying the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k — cfar , f s — cfar , w) within a predetermined angle range. Then, for direction-of-arrival estimation, a predetermined number of maximum peaks of the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation direction of each maximum peak is output as an estimated direction-of-arrival value.

方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって算出されてよい。到来方向推定アルゴリズムには、ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ又はＭＵＳＩＣなど、各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。 The direction estimation evaluation function value PH (θ, k_cfar , fs_cfar , w) may be calculated by a direction of arrival estimation algorithm. Direction-of-arrival estimation algorithms include various methods such as the beamformer method, Capon, or MUSIC. For example, an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.

図９に例示するように、ＮｔＮａ個の仮想受信アレーが等間隔ｄＨで直線状に配置される場合（Ｎｔ＝３、Ｎａ＝４）、ビームフォーマ法は、式（１３）及び式（１４）のように表すことができる。ここで、上付き添え字Ｈは、エルミート転置演算子である。ａ（θｕ）は、方位方向θの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。θｕは、到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β１で変化させたものである。例えば、θｕは、以下のように設定される。
θｕ＝θｍｉｎ＋ｕβ１
ただし、ｕ＝０，…，ＮＵであり、ＮＵ＝floor［（θｍａｘ－θｍｉｎ）／β１］＋１である。また、floor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

Figure 0007266207000013
Figure 0007266207000014
 As illustrated in FIG. 9, if N t N a virtual receive arrays are arranged in a straight line with equal spacing d H (N t =3, N a =4), the beamformer method can be written in Eq. (13) ) and equation (14). where the superscript H is the Hermitian transpose operator. a(θ u ) indicates the direction vector of the virtual receiving array for the incoming wave in the azimuth direction θ. θ u is obtained by changing the azimuth range in which direction-of-arrival estimation is performed at a predetermined azimuth interval β 1 . For example, θ u is set as follows.
θ u = θ min + uβ 1
However, u=0, . . . , NU, and NU=floor[(θ max −θ min )/β 1 ]+1. Also, floor(x) is a function that returns the largest integer value that does not exceed the real number x.
Figure 0007266207000013
Figure 0007266207000014

なお、時刻情報（離散時刻）ｋ＿ｃｆａｒは、距離情報に変換して出力されてもよい。例えば、式（１５）を用いて、時刻情報ｋ＿ｃｆａｒを距離情報Ｒ（ｋ＿ｃｆａｒ）に変換する。ここで、Ｔｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ０は光速度を表す。

Figure 0007266207000015
Note that the time information (discrete time) k_cfar may be converted to distance information and output. For example, using equation (15), time information k _cfar is converted into distance information R(k _cfar ). Here, Tw represents the code transmission period, L represents the pulse code length, and C0 represents the speed of light.
Figure 0007266207000015

また、ドップラ周波数情報は、相対速度成分に変換して出力されてもよい。例えば、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒは、式（１６）によって、相対速度成分ｖｄに変換されてよい。ここで、ｄｆは、ドップラ解析部２１３におけるＦＦＴ処理におけるドップラ周波数間隔であり、本実施の形態の場合、ｄｆ＝１／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝である。また、λは、送信ＲＦ部１０７から出力されるＲＦ信号のキャリア周波数の波長である。

Figure 0007266207000016
Also, the Doppler frequency information may be converted into a relative velocity component and output. For example, the Doppler frequency index f s_cfar may be converted to the relative velocity component v d by equation (16). Here, d f is the Doppler frequency interval in the FFT processing in Doppler analysis section 213, and in the case of this embodiment, d f =1/{2(N t −1)N c T r }. λ is the wavelength of the carrier frequency of the RF signal output from RF transmission section 107 .
Figure 0007266207000016

以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１は、短周期送信アンテナ（本実施の形態では送信アンテナＴｘ＃２）の送信周期を２Ｔｒとし、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナの送信周期を２（Ｎｔ－１）Ｔｒとする。これにより、短周期受信信号は、Ｎｔ個の送信アンテナを順次切り替える場合と比べ、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮｔ／２倍に拡大する。 As described above, in the radar apparatus 1 according to Embodiment 1, the transmission period of the short-period transmitting antenna (transmitting antenna Tx#2 in this embodiment) is set to 2Tr , and the transmission period of each transmitting antenna other than the short-period transmitting antenna is Let the transmission period be 2(N t −1) T r . As a result, the maximum Doppler frequency (relative velocity) at which short-cycle reception signals do not occur is increased by N t /2 times compared to the case where N t transmitting antennas are sequentially switched, and the Doppler frequency range at which aliasing does not occur is is enlarged by a factor of N t /2.

また、本実施の形態では、レーダ受信部２００において、短周期受信信号をＣＦＡＲ処理して抽出したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、短周期受信信号以外の受信信号に適用するように変換する。そして、短周期受信信号についてはドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、短周期受信信号以外の受信信号についてはその変換したドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを用いて、方向推定処理を行う。これにより、すべての仮想受信アレーを用いた方向推定処理が可能となる。 In addition, in the present embodiment, radar receiving section 200 converts Doppler frequency index fs_cfar extracted by performing CFAR processing on short-cycle received signals so as to be applied to received signals other than short-cycle received signals. Then, direction estimation processing is performed using the Doppler frequency index fs_cfar for the short-cycle received signal and the converted Doppler frequency index fu_cfar for the received signal other than the short-cycle received signal. This enables direction estimation processing using all virtual receive arrays.

また、本実施の形態では、ＣＦＡＲ処理において、すべての受信信号ではなく、短周期受信信号を用いているが、ドップラ解析部２１３のＦＦＴサイズは（Ｎｔ－１）倍されるため、（Ｎｔ－１）倍のコヒーレント加算利得が得られる。よって、ＣＦＡＲ処理に用いられる受信アンテナ数が少なくなった分のＳＮＲを補うことができる。具体的には、従来手法として、送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔを順次切り替え、全仮想受信アンテナのドップラ解析部２１３の出力を電力合成してＣＦＡＲ処理する場合に比べ、本実施の形態におけるＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、約０．５（Ｎｔ）１／２倍となる（ただしＮｔ≧３）。すなわち、ＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、Ｎｔ＝３の場合は約０．９倍、Ｎｔ＝４以上で同等以上となり、本実施の形態は、従来の手法と比べて、特段の劣化は生じない。 In addition, in the present embodiment, in CFAR processing, short-cycle received signals are used instead of all received signals . A coherent addition gain of t −1) is obtained. Therefore, it is possible to compensate for the SNR corresponding to the reduced number of reception antennas used for CFAR processing. Specifically, as a conventional method, the transmission antennas Tx #1 to #N t are sequentially switched, and compared with the case where the outputs of the Doppler analysis units 213 of all virtual reception antennas are power-combined and CFAR processing is performed, The received SNR during CFAR processing is approximately 0.5(N t ) 1/2 (where N t ≧3). That is, the reception SNR during CFAR processing is about 0.9 times higher when N t =3, and equal or higher when N t =4 or more. does not occur.

なお、本実施の形態は、図１０に示すように、レーダ送信部１００において、送信アンテナ切替部１２１により送信ＲＦ部１０７からの出力を複数の送信アンテナＴｘの１つに択一的に切り替える構成であってもよい。この場合も、上述と同様な効果が得られる。 In this embodiment, as shown in FIG. 10, in the radar transmission section 100, the transmission antenna switching section 121 selectively switches the output from the transmission RF section 107 to one of the plurality of transmission antennas Tx. may be Also in this case, the same effect as described above can be obtained.

また、図９に示すように、複数の仮想受信アンテナの仮想的な配列において中心付近に位置する仮想受信アンテナ（例えば図９の点線内）を形成する送信アンテナが、短周期送信アンテナＴｘとして選択されてよい。これにより、方向推定処理における角度プロファイル上のサイドローブを低減する効果が得られる。次に、具体例を示す。 Also, as shown in FIG. 9, a transmitting antenna forming a virtual receiving antenna positioned near the center in the virtual arrangement of a plurality of virtual receiving antennas (for example, inside the dotted line in FIG. 9) is selected as the short-period transmitting antenna Tx. may be This provides the effect of reducing side lobes on the angular profile in direction estimation processing. A specific example is shown below.

図９は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３、受信アンテナ数Ｎａ＝４の場合のＭＩＭＯレーダのアンテナ配置の例を示す。図１１は、方向推定部２１４においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果（ターゲット方向の真値０度方向）の一例を示す。 FIG. 9 shows an example of MIMO radar antenna arrangement when the number of transmitting antennas N t =3 and the number of receiving antennas N a =4. FIG. 11 shows an example of a spatial profile result (true value direction of 0 degrees of the target direction) when the beamformer method is used in the direction estimator 214 .

図１１（ａ）は、従来の手法である送信アンテナＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、Ｔｘ＃３を順次切り替えた場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ｂ）は、本実施の形態と同様に送信アンテナＴｘ＃２を短周期送信アンテナとした場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ａ）及び（ｂ）に示すように、両者ともに正面方向のターゲットを正しく推定できている。 FIG. 11(a) shows a spatial profile result when sequentially switching transmission antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#3, which is a conventional method. FIG. 11(b) shows a spatial profile result when transmitting antenna Tx#2 is a short-period transmitting antenna as in the present embodiment. As shown in FIGS. 11A and 11B, both can correctly estimate the target in the front direction.

また、図１１（ａ）と（ｂ）を比べると、本実施の形態に対応する図１１（ｂ）において、ビームフォーマ法のサイドローブを低減する効果（３ｄＢ程度）が得られていることが確認できる。これは、次の理由による。すなわち、仮想受信アンテナ（図９におけるＭＩＭＯ ＶＡ＃１～＃１２の配置）において、中心付近に配置されているＭＩＭＯ ＶＡ＃５～＃８は、Ｔｘ＃２からの短周期送信信号を受信する。よって、ＭＩＭＯ ＶＡ＃５～＃８の受信信号レベルは、他のＭＩＭＯ ＶＡ＃１～＃４、＃９～＃１２の受信信号レベルよりも高まることで、空間プロファイルのサイドローブ低減効果が得られる。 Further, comparing FIGS. 11A and 11B, it can be seen that in FIG. 11B corresponding to the present embodiment, the effect of reducing the side lobe of the beamformer method (about 3 dB) is obtained. I can confirm. This is for the following reasons. That is, MIMO VA#5 to #8 arranged near the center of the virtual reception antenna (arrangement of MIMO VA#1 to #12 in FIG. 9) receive the short-cycle transmission signal from Tx#2. Therefore, the received signal levels of MIMO VA #5 to #8 are higher than the received signal levels of other MIMO VA #1 to #4 and #9 to #12, thereby obtaining the spatial profile side lobe reduction effect. .

（実施の形態２）
実施の形態１では、レーダ送信部１００がパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明した。実施の形態２では、チャープパルスのような周波数変調（fast chirp modulation）したパルス圧縮波を用いたレーダ方式にについて説明する。なお、実施の形態２では、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 2)
In the first embodiment, a case has been described in which the radar transmission section 100 uses a pulse compression radar that transmits a pulse train by phase-modulating or amplitude-modulating it. In the second embodiment, a radar system using pulse compression waves subjected to fast chirp modulation such as chirp pulses will be described. In addition, in Embodiment 2, description of the same content as in Embodiment 1 is omitted.

図１２は、レーダ送信においてチャープ（Chirp）パルスを用いるレーダ装置１の構成例を示す。 FIG. 12 shows a configuration example of a radar device 1 that uses chirp pulses in radar transmission.

レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、方向性結合部１２４と、送信ＲＦ部１０７と、送信アンテナ切替部１２１と、複数の送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔと、切替制御部１０５とを有する。レーダ送信信号生成部１０１は、変調信号発生部１２２と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator。電圧制御発振器）１２３とを有する。 The radar transmission unit 100 includes a radar transmission signal generation unit 101, a directional coupling unit 124, a transmission RF unit 107, a transmission antenna switching unit 121, a plurality of transmission antennas Tx#1 to #Nt , and a switching control unit. 105. The radar transmission signal generator 101 has a modulated signal generator 122 and a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 123 .

変調信号発生部１２２は、図１３（ａ）に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をＴｒとする。 The modulation signal generator 122 periodically generates a sawtooth-shaped modulation signal, as shown in FIG. 13(a). Here, the transmission cycle is Tr .

ＶＣＯ１２３は、変調信号発生部１２２からの出力に基づいて、送信信号に対して周波数変調を行い、周波数変調信号（周波数チャープ信号）を生成する。そして、ＶＣＯ１２３は、周波数変調信号を、方向性結合部１２４へ出力する。 The VCO 123 frequency-modulates the transmission signal based on the output from the modulated signal generator 122 to generate a frequency-modulated signal (frequency chirp signal). VCO 123 then outputs the frequency-modulated signal to directional coupling section 124 .

方向性結合部１２４は、ＶＣＯ１２３から出力された周波数変調信号を、送信ＲＦ部１０７へ出力すると共に、周波数変調信号の一部を取り出してレーダ受信部２００の各ミキサ部２２４へ出力する。 Directional coupling section 124 outputs the frequency-modulated signal output from VCO 123 to transmission RF section 107 , extracts part of the frequency-modulated signal, and outputs it to each mixer section 224 of radar reception section 200 .

送信ＲＦ部１０７は、方向性結合部１２４から出力された周波数変調信号を増幅し、送信アンテナ切替部１２１へ出力する。 RF transmission section 107 amplifies the frequency-modulated signal output from directional coupling section 124 and outputs the amplified signal to transmission antenna switching section 121 .

送信アンテナ切替部１２１は、送信ＲＦ部１０７から出力された周波数変調信号を、切替制御部１０５によって切り替えられた送信アンテナＴｘへ出力する。送信アンテナＴｘは、送信アンテナ切替部１２１から出力された送信信号を空間に放射する。 Transmission antenna switching section 121 outputs the frequency modulated signal output from transmission RF section 107 to transmission antenna Tx switched by switching control section 105 . The transmission antenna Tx radiates the transmission signal output from the transmission antenna switching section 121 into space.

レーダ受信部２００は、複数の受信アンテナＲｘ＃１～＃Ｎａと、受信アンテナＲｘ＃１～＃Ｎａにそれぞれ対応するアンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４とを有する。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２２４と、ＬＰＦ２２６とを有する。信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２２８と、Ｒ－ＦＦＴ部２２０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１３とを有する。 The radar receiving unit 200 includes a plurality of receiving antennas Rx#1 to #Na , antenna system processing units 201 #1 to #Na corresponding to the receiving antennas Rx#1 to #Na , respectively, a CFAR unit 215, and a direction estimator 214 . Each antenna system processing section 201 has a receiving radio section 203 and a signal processing section 207 . Receiving radio section 203 has mixer section 224 and LPF 226 . Signal processing section 207 has A/D conversion section 228 , R-FFT section 220 , output switching section 211 , and Doppler analysis section 213 .

レーダ受信部２００は、反射信号を受信アンテナＲｘで受信した受信信号に対し、ミキサ部２２４において送信信号である周波数変調信号とのミキシングをし、ＬＰＦ２２６を通過させることで、送信信号と受信信号との遅延時間に応じた周波数となるビート信号を取り出す。例えば、図１３（ｂ）のように、送信周波数変調波（レーダ送信波）の周波数と受信周波数変調波（レーダ反射波受信信号）の周波数との差分周波数が、ビート周波数として取り出される。 In the radar receiver 200, the reflected signal received by the receiving antenna Rx is mixed with a frequency-modulated signal, which is a transmission signal, in the mixer 224, and passed through the LPF 226 so that the transmission signal and the reception signal are mixed. A beat signal having a frequency corresponding to the delay time of is extracted. For example, as shown in FIG. 13B, the difference frequency between the frequency of the transmission frequency modulated wave (radar transmission wave) and the frequency of the reception frequency modulated wave (radar reflected wave reception signal) is extracted as the beat frequency.

信号処理部２０７のＡ／Ｄ変換部２２８は、受信無線部２０３から出力されるビート信号を、離散サンプルリングデータに変換する。 The A/D conversion section 228 of the signal processing section 207 converts the beat signal output from the reception radio section 203 into discrete sampling data.

Ｒ－ＦＦＴ部２２０は、Ｔｒ周期毎に、所定時間範囲（レンジゲート）で得られたＮｄａｔａ個の離散サンプリングデータを、ＦＦＴ処理する。これにより、受信信号の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓やHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。 The R-FFT unit 220 performs FFT processing on N data pieces of discrete sampling data obtained in a predetermined time range (range gate) for each Tr period. As a result, a frequency spectrum is output in which a peak appears at the beat frequency corresponding to the delay time of the received signal. It should be noted that a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied during FFT processing. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.

ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるＲ－ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数スペクトラム応答を、ＡＣ＿ＲＦＴｚ（ｆｂ，Ｍ）で表す。ここで、ｆｂはＦＦＴのインデックス番号であり、ｆｂ＝０，…，Ｎｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆｂは、当該インデックス番号が小さいほど、受信信号（反射信号）の遅延時間が小さい（すなわち、ターゲットからの距離が近い）ビート周波数を表す。 Here, the beat frequency spectrum response output from R-FFT section 220 in signal processing section 207 of antenna system processing section 201#z obtained by M-th chirp pulse transmission is AC_RFT z (f b , M) Represented by where fb is the FFT index number and fb = 0, ..., Ndata /2. The frequency index fb represents a beat frequency with a smaller delay time of the received signal (reflected signal) (that is, closer to the target) as the index number is smaller.

出力切替部２１１は、実施の形態１の出力切替部２１１と同様の動作を行う。すなわち、出力切替部２１１は、切替制御部１０５からの切替制御信号に基づいて、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔのうち１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、Ｔｒ周期毎に、Ｒ－ＦＦＴ部２２０から出力される周波数スペクトラムを、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 The output switching section 211 operates in the same manner as the output switching section 211 of the first embodiment. That is, output switching section 211 selects (switches) one of N t Doppler analysis sections 213 # 1 to #N t based on the switching control signal from switching control section 105 . Then, output switching section 211 outputs the frequency spectrum output from R-FFT section 220 to the selected Doppler analysis section 213 for each Tr period.

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（未選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The switching control signal in the M-th transmission period T r may be composed of Nt bits [bit 1 (M), bit 2 (M), . . . , bit Nt (M)]. In this case, the output switching unit 211 selects the Doppler analysis unit 213 #ND as the output destination when the ND bit is 1 in the switching control signal of the Mth transmission cycle Tr , and selects the Doppler analysis unit 213 #ND as the output destination when the ND bit is 0 In this case, the Doppler analysis unit 213#ND is not selected as an output destination (not selected). Note that ND=1, . . . , Nt .

切替制御部１０５は、実施の形態１の切替制御部１０５と同様の動作を行う。例えば、送信アンテナＴｘ＃２が短周期送信アンテナである場合、送信アンテナＴｘ＃２を２Ｔｒ周期毎に選択し、送信アンテナＴｘ＃２以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃２、…、＃ＮｔをＮｐ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に選択する。 The switching control section 105 performs the same operation as the switching control section 105 of the first embodiment. For example, when the transmission antenna Tx#2 is a short-period transmission antenna, the transmission antenna Tx#2 is selected every 2Tr periods, and each of the transmission antennas Tx#1, #2, . Choose N t every N p =2(N t −1)T r periods.

なお、実施の形態１で説明したように、各送信アンテナＴｘからの送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信アンテナからの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。 In addition, as explained in Embodiment 1, the transmission start time of the transmission signal from each transmission antenna Tx does not necessarily have to be synchronized with the period Tr . For example, as shown in FIG. 6, transmission delays Δ 1 , Δ 2 , .

切替制御部１０５は、Ｎｐ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ期間の１セットを、Ｎｃ回繰り返す。これにより、ＮｐＮｃ期間において、短周期送信アンテナである送信アンテナＴｘ＃２からは、（Ｎｔ－１）Ｎｃ回、送信信号が送信され、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎｔからは、Ｎｃ回、送信信号が送信される。 The switching control unit 105 repeats one set of N p =2(N t −1)T r periods N c times. As a result, the transmission signal is transmitted (N t −1)N c times from the transmission antenna Tx#2, which is the short-cycle transmission antenna, in the N p N c period, and each transmission antenna Tx other than the short-cycle transmission antenna From #1, #3, . . . , #Nt , the transmission signal is transmitted Nc times.

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される受信信号に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（１７）及び式（１８）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 In the radar receiver 200, the signal processor 207 of the antenna system processor 201#z has Doppler analyzers 213#1 to #Nt . The Doppler analysis section 213 performs Doppler analysis on the received signal output from the output switching section 211 for each beat frequency index fb . In Doppler analysis, if Nc is a power-of-two value, FFT processing as shown in Equations (17) and (18) can be applied.

ここで、ＦＴ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによるｗ番目の出力であり、ビート周波数インデックスｆｂにおけるドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１～Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 Here, FT_CI z ND (f b , f s , w) is the w-th output by the Doppler analysis unit 213 #ND in the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 #z, and at the beat frequency index f b Fig. 4 shows the Doppler frequency response for the Doppler frequency index fs . Note that ND=1 to N t , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N 0 , and z= 1 , . Also, w is a natural number.

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎｔ－１）Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（２Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲はｆｓ＝－（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２である。 When ND=2 (short period received signal), the FFT size of Doppler analysis is (N t −1) N c , and the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/ (2T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 2/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−(N t −1)N c /2+1,...,0,...,(Nt-1)Nc/2 .

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛２（Ｎｔ－１）Ｔｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲はｆｕ＝－Ｎｃ／２＋１…，０，…，Ｎｃ／２である。 When ND≠2 (not a short-period received signal), the FFT size of Doppler analysis is N c , and the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/{2(N t −1 ) T r }. Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f u is 2/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f u is f u =−N c /2+1 . , N c /2.

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合のドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ－１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ－１）倍に拡大されて出力される。 Comparing the output from the Doppler analysis unit 213 when ND=2 and when ND≠2, the Doppler frequency intervals are the same. However, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur when ND=2 is ±(N t −1) times larger than when ND≠2, and the Doppler frequency range is expanded by (N t −1) times. output.

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。 Therefore, compared to the case where the transmission antennas are sequentially switched like Tx#1, Tx# 2 , . is enlarged by N t /2 times when the number of transmit antennas N t is 3 or more. That is, the Doppler frequency range in which aliasing does not occur is expanded in proportion to the number of transmitting antennas Nt .

Figure 0007266207000017
Figure 0007266207000017
Figure 0007266207000018
Figure 0007266207000018

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎｔ－１）Ｎｃとし、式（１９）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（１９）は、上記の式（１７）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 0007266207000019
In the case of ND≠2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size of the Doppler analysis is set to (N t −1) N c , and the output is virtually zero using Equation (19). can be sampled as Note that equation (19) is the same as equation (17) above. As a result, the FFT size increases, so the amount of processing increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND=2, conversion processing of the Doppler frequency index, which will be described later, is not required.
Figure 0007266207000019

以降のＣＦＡＲ部２１５及び方向推定部２１４における処理は、実施の形態１で用いた離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた処理と同一となるため、ここでは説明を省略する。以上の構成及び処理により、実施の形態２は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。 The subsequent processing in the CFAR unit 215 and the direction estimating unit 214 is the same as the processing in which the discrete time k used in Embodiment 1 is replaced with the beat frequency index fb , so the description is omitted here. With the above configuration and processing, the second embodiment can obtain the same effect as the first embodiment.

以降の実施の形態においても同様に送信信号として、周波数チャープ信号を適用することができ、符号化パルス信号を用いた場合と同様な効果が得られる。 A frequency chirp signal can be applied as a transmission signal in the following embodiments as well, and the same effects as in the case of using a coded pulse signal can be obtained.

なお、式（２０）を用いて、ビート周波数インデックスｆｂを距離情報Ｒ（ｆｂ）に変換できる。ここで、Ｂｗは、周波数変調して生成される周波数チャープ信号における周波数変調帯域幅であり、Ｃ０は光速度である。

Figure 0007266207000020
Note that the beat frequency index f b can be converted into distance information R(f b ) using equation (20). where Bw is the frequency modulation bandwidth in the frequency chirp signal generated by frequency modulation, and C0 is the speed of light.
Figure 0007266207000020

（実施の形態３）
図１４は、実施の形態３に係るレーダ装置１の構成例を示す。実施の形態３に係るレーダ装置１は、実施の形態１に係るレーダ装置１と比べて、折り返し判定部２１６をさらに備える。また、実施の形態１と比べて、実施の形態３は、切替制御部１０５、ドップラ解析部２１３、ＣＦＡＲ部２１５、及び、方向推定部２１４の動作が異なる。以下、実施の形態３では、実施の形態１と異なる内容について主に説明し、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 3)
FIG. 14 shows a configuration example of the radar device 1 according to the third embodiment. The radar device 1 according to the third embodiment further includes a turn-around determining section 216, as compared with the radar device 1 according to the first embodiment. Moreover, in the third embodiment, switching control section 105, Doppler analysis section 213, CFAR section 215, and direction estimation section 214 operate differently from the first embodiment. Hereinafter, in the third embodiment, the contents different from those in the first embodiment will be mainly described, and descriptions of the same contents as in the first embodiment will be omitted.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。 Switching control section 105 outputs a switching control signal instructing switching of the output destination to transmission RF switching section 106 of radar transmitting section 100 and output switching section 211 of radar receiving section 200 . Instructions for switching the output destination to the output switching unit 211 will be described later. An instruction to switch the output destination to transmission RF switching section 106 will be described below.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。 The switching control section 105 sequentially selects one of the transmission RF sections 107#1 to #Nt for each transmission period Tr . Then, switching control section 105 outputs to transmission RF switching section 106 a switching control signal that instructs selected transmission RF section 107 to switch the output destination.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmission RF switching section 106 switches the output destination to one of transmission RF sections 107 # 1 to #N t based on the switching control signal output from switching control section 105 . Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to the switched transmission RF section 107 .

図１５は、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。 FIG. 15 is a diagram for explaining timings at which RF transmission sections 107#1 to #Nt transmit transmission signals.

切替制御部１０５は、図１５に示すように、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔを順次、出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、その選択した送信ＲＦ部１０７への切り替えを指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔを、周期Ｎｐ＝ＮｔＴｒで選択する。別言すると、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔは、それぞれ、周期Ｎｐ＝ＮｔＴｒで送信信号を送信する。 As shown in FIG. 15, the switching control section 105 sequentially selects the transmission RF sections 107#1 to #Nt as output destinations for each transmission period Tr . Then, switching control section 105 outputs a switching control signal instructing switching to the selected transmission RF section 107 to transmission RF switching section 106 at each transmission cycle Tr . As a result, transmission RF switching section 106 selects each of transmission RF sections 107#1 to #N t at a cycle of N p =N t T r . In other words, the transmission RF units 107 #1 to #N t each transmit a transmission signal with a cycle of N p =N t T r .

切替制御部１０５は、図１５に示すように、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返した後、送信信号を送出しない期間である送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返す。この処理により、各送信ＲＦ部１０７は、Ｎｃ回、送信信号を送信する。送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ）の１／２に設定されてよい。別言すると、ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／２＝ＮｔＴｒ／２であってよい。 As shown in FIG. 15, the switching control section 105 repeats one set of processing in the period N p =N t Tr N c /2 times, and then sets the transmission gap period TGAP , which is a period during which no transmission signal is transmitted. set up. Then, after the transmission gap period T GAP has passed, the switching control section 105 repeats one set of processing for the period N p =N t Tr again N c /2 times. By this processing, each transmission RF section 107 transmits a transmission signal Nc times. The transmission gap period T GAP may be set to 1/2 of the sampling period (N p =N t Tr ) of Doppler analysis section 213 . In other words, T GAP =N p /2=N t T r /2.

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、Ｔｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔのうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 In the radar receiving unit 200, the output switching unit 211 of the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201#z switches the output switching unit 211 to the Doppler analysis unit 213 every Tr period based on the switching control signal output from the switching control unit 105. Select one of #1 to #Nt . Then, output switching section 211 outputs the correlation calculation result output from correlation calculation section 210 for each Tr period to the selected Doppler analysis section 213 .

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The switching control signal in the M-th transmission period T r may be composed of Nt bits [bit 1 (M), bit 2 (M), . . . , bit Nt (M)]. In this case, when the ND-th bit of the switching control signal is 1 in the M-th transmission period Tr , the output switching section 211 selects the Doppler analyzing section 213 #ND as the output destination, and When the bit is 0, the Doppler analysis unit 213#ND is not selected as the output destination (not selected). Note that ND=1, . . . , Nt .

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ開始前まで、Ｎｐ＝ＮｔＴｒ周期毎に、各ビットを順次１に切り替えて、切替制御信号を出力する。次に、具体例を説明する。 The switching control section 105 sequentially switches each bit to 1 every N p =N t Tr cycles until the start of the transmission gap period T GAP and outputs a switching control signal. Next, a specific example will be described.

まず、切替制御部１０５は、下記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／２回出力する。
（Ｃ１）
［bit１（１），bit２（１），…，bitＮｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（２），bit２（２），…，bitＮｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（Ｎｔ），bit２（Ｎｔ），…，bitＮｔ（Ｎｔ）］＝［０，０，…，１］ First, the switching control section 105 outputs one set (for N p periods) of switching control signals shown in (C1) below N c /2 times.
(C1)
[bit 1 (1), bit 2 (1), ..., bit Nt (1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), ..., bit Nt (2)] = [0, 1, ..., 0]
…
[bit 1 (N t ), bit 2 (N t ), ..., bit Nt (N t )] = [0, 0, ..., 1]

切替制御部１０５は、上記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号をＮｃ／２回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて、下記（Ｃ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｃ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ Switching control section 105 outputs one set (for N p periods) of switching control signals shown in (C1) above N c /2 times, and then, in the transmission gap period T GAP , all the bits shown in (C2) below are Output a zero switching control signal.
(C2)
[bit 1 , bit 2 , . . . , bit Nt ]=[0, 0, .

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後、下記（Ｃ３）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／２回出力する。
（Ｃ３）
［bit１（ＮｔＮｃ／２＋１），bit２（ＮｔＮｃ／２＋１），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／２＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮｔＮｃ／２＋２），bit２（ＮｔＮｃ／２＋２），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／２＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（ＮｔＮｃ），bit２（ＮｔＮｃ），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ）］＝［０，０，…，１］ After the transmission gap period T GAP ends, the switching control section 105 outputs one set (for N p periods) of switching control signals shown in (C3) below N c /2 times.
(C3)
[bit 1 ( NtNc /2+1), bit 2 ( NtNc /2+1), ..., bit Nt ( NtNc / 2 + 1)] = [1 , 0, ..., 0]
[bit 1 ( NtNc /2+2), bit 2 ( NtNc /2+2), ..., bit Nt ( NtNc / 2 +2)] = [0, 1 , ..., 0]
…
[bit 1 ( NtNc ), bit 2 ( NtNc ) , ..., bit Nt ( NtNc )] = [0, 0, ... , 1]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔは、それぞれ、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前のＮｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後のＮｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（２１）及び式（２２）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 The signal processing section 207 of the antenna system processing section 201#z has Doppler analysis sections 213#1 to #Nt . Doppler analysis units 213 #1 to #N t respectively perform correlation calculation results for N c /2 times (first half period) before the start of the transmission gap period T GAP and N c / Doppler analysis is performed on the correlation calculation results for two times (second half period) separately at each discrete time k. In Doppler analysis, if Nc is a power-of-two value, FFT processing as shown in Equations (21) and (22) can be applied.

式（２１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、前半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。 FT_FH_CI z ND (k, f s , w) in equation (21) is the w-th output by the Doppler analysis unit 213 #ND in the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 #z, and at discrete time k The Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s for N c /2 times in the first half period is shown.

式（２２）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、後半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。ここで、ＮＤ＝１～Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 FT_SH_CI z ND (k, f s , w) in equation (22) is the w-th output by Doppler analysis unit 213 #ND in signal processing unit 207 of antenna system processing unit 201 #z, and at discrete time k The Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s for the second half period N c /2 is shown. where ND=1 to N t , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N 0 , and z= 1 , . Also, w is a natural number.

ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃであり、後半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃで、前半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_FH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of N c and zero-padded Nc/2 pieces of data in the latter half. FT_SH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of N c , and zero-padded N c /2 pieces of data in the first half.

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＮｔＴｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛ＮｔＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/(2N t T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/{N t N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−N c /2+1, . Nc /2.

Figure 0007266207000021
Figure 0007266207000021
Figure 0007266207000022
Figure 0007266207000022

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。なお、窓関数係数は、ＦＦＴサイズがＮｃのものを適用し、前半部分のＮｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮｃ／２個の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 Note that in the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. Note that the window function coefficients of FFT size N c are applied, N c /2 window function coefficients in the first half are used when calculating FT_FH_CI z ND (k, f s , w), and the second half N c /2 coefficients are used in calculating FT_SH_CI z ND (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。 CFAR unit 215 receives the w- th output FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k , f s , w) to perform CFAR processing. CFAR processing is performed on a two-dimensional input signal with a discrete time k (corresponding to the distance to the target) and a Doppler frequency index f s (corresponding to the relative velocity of the target).

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（２２ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい電力加算値となる、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。

Figure 0007266207000023
Regarding CFAR processing, for example, as shown in equation (22a), the w- th output FT_FH_CI z ND (k, f s , w ) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w). Then, the CFAR unit 215 performs CFAR processing combining one-dimensional CFAR processing or two-dimensional CFAR processing on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, for two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative velocity of the target) may be used. Then, CFAR section 215 outputs discrete time index k _cfar and Doppler frequency index f s_cfar , which are larger power addition values than the threshold, to direction estimating section 214 and turnaround determining section 216 .
Figure 0007266207000023

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（２３）及び式（２４）によって、当該判定を行う。

Figure 0007266207000024
Figure 0007266207000025
 Based on the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar output from the CFAR unit 215, the aliasing determining unit 216 determines whether or not the output from the Doppler analyzing unit 213 includes the aliasing signal. For example, the turnaround determination unit 216 makes this determination using equations (23) and (24).
Figure 0007266207000024
Figure 0007266207000025

なお、式（２３）及び式（２４）において、

Figure 0007266207000026
Figure 0007266207000027
 である。 Note that in formulas (23) and (24),
Figure 0007266207000026
Figure 0007266207000027
 is.

ここで、式（２５）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（２５）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（２５ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ）の１／２に設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

Figure 0007266207000028
Here, FT_CAL z ND (k, f s , w) shown in Equation ( 25 ) is FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w). In equation (25), the signal with Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP , so the term in equation (25a) is introduced to correct for this phase rotation. ing. Here, since the transmission gap period T GAP is set to 1/2 of the sampling period (N p =N t T r ) of the Doppler analysis unit 213, the sampling period period of the Doppler frequency index (f s_cfar ) The phase rotation corresponding to half (1/2) of the phase change (phase rotation) is corrected.
Figure 0007266207000028

一方、式（２６）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ－Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のときは、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。そこで、式（２６）には、このような送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転を補正するために、式（２６ａ）を導入している。式（２６ａ）は式（２５ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ±Ｎｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

Figure 0007266207000029
On the other hand, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) shown in Equation (26) is FT_FH_CI z ND (k, f s , w ) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w). If the signal at Doppler frequency index f s_cfar contains a (first-order) folding signal, then during the transmission gap period T GAP , the phase change by a Doppler frequency index of (f s_cfar −N c ) when Doppler frequency index f s_cfar ≧0 (phase rotation) occurs. Also, when the Doppler frequency index f s_cfar <0, a phase change (phase rotation) corresponding to the Doppler frequency index of (f s_cfar +N c ) occurs during the transmission gap period T GAP . Therefore, Equation (26a) is introduced into Equation (26) to correct the phase rotation that occurs during such a transmission gap period T GAP . Equation (26a) is obtained by substituting (f s_cfar ±N c ) for f s_cfar in Equation (25a), and is obtained by phase-inverting Equation (25a). Therefore, one of FT_CAL zND (k, fs , w) and FT_ALIAS zND (k, fs , w ) is added in-phase and the other is added in anti-phase, and the signal level difference is The relationship clearly occurs, and even when the SNR of the received signal is low, it is possible to determine the presence or absence of the aliasing signal.
Figure 0007266207000029

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（２３）及び式（２４）の判定方法を適用できる。 That is, from the above, when the signal of the Doppler frequency index f s_cfar contains aliased signals, FT_CAL z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_ALIAS z ND (k, f s , w). . On the other hand, if the signal of Doppler frequency index f s_cfar does not contain aliased signals, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w). For this reason, the determination methods of equations (23) and (24) can be applied.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ－Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃと変換し、出力する。
ここで、DopConv（ｆ）は、折り返し信号の判定に基づくドップラ周波数インデックスｆに対するドップラ周波数インデックスの変換結果を表す。 The aliasing determining unit 216 converts the Doppler frequency index of the signal with the Doppler frequency index fs_cfar determined to include the (primary) aliasing signal as follows, and outputs the result.
If the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, convert DopConv(f s_cfar )=f s_cfar −N c and output.
If the Doppler frequency index f s_cfar <0, convert to DopConv(f s_cfar )=f s_cfar +N c and output.
where DopConv(f) represents the conversion result of the Doppler frequency index to the Doppler frequency index f based on the folding signal determination.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ The aliasing determining unit 216 outputs the signal of the Doppler frequency index fs_cfar determined not to include the aliasing signal without converting the Doppler frequency index as follows.
DopConv(f s_cfar )=f s_cfar

方向推定部２１４は、折り返し判定部からの出力に基づき、式（２７）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 Direction estimating section 214 generates virtual reception array correlation vector h(k, f s , w) shown in Equation (27) based on the output from aliasing determining section, and performs direction estimating processing.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（２７）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 0007266207000030
Figure 0007266207000031
 Below, the w-th output from the Doppler analysis units 213#1 to #Nt obtained by performing the same processing in each signal processing unit 207 of the antenna system processing units 201#1 to #Na is summarized. a virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w ). The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is used in the process of estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the receive antennas Rx. where z=1,..., Na and ND=1,..., Nt .
Figure 0007266207000030
Figure 0007266207000031

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal[b] is an array correction value that corrects phase deviation and amplitude deviation between transmitting array antennas and between receiving array antennas. where b=1, . . . , N t Na .

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させる送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（２９）となる。

Figure 0007266207000032
Also, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL ( 1) (f), . For example, when Tx#1 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is given by Equation (29).
Figure 0007266207000032

この場合、式（２７）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) of Equation (27) is a column vector composed of N a N r elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 In the direction-of-arrival estimation, the spatial profile is calculated by varying the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k — cfar , f s — cfar , w) within a predetermined angle range. Then, for direction-of-arrival estimation, a predetermined number of maximal peak directions of the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation direction of each maximal peak is output as a direction-of-arrival estimation value.

実施の形態３に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて生じる位相変化に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍に拡大できる。 The radar apparatus 1 according to Embodiment 3 switches a plurality of transmission antennas Tx in a time division manner, and transmits a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx. At this time, the radar apparatus 1 provides a transmission gap period T GAP after transmitting the transmission signal N c /2 times from each transmission antenna Tx. Then, in the radar apparatus 1, the aliasing determining section 216 determines whether or not the output signal from the Doppler analyzing section 213 includes the aliasing signal based on the phase change that occurs during the transmission gap period T GAP . As a result, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be doubled compared to the case where the transmission gap period T GAP is not provided.

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮｔＴｒ／２に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、ＮｔＴｒ／２程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 In addition, when the transmission gap period T GAP is set to N t T r /2, the determination performance (accuracy) of whether or not it is a return signal is the highest. However, the transmission gap period T GAP is not limited to this, and may be about N t T r /2 or a period before or after that.

また、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮｃ／２回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Further, in transmitting a transmission signal N c times from each transmission antenna Tx, by providing a transmission gap period T GAP after transmitting a transmission signal N c /2 times from each transmission antenna Tx, whether or not a return signal is included The determination performance (accuracy) of whether or not is the highest. However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be after about N c /2 times of transmission, or after the number of times before or after that.

（実施の形態４）
実施の形態１では、複数の送信アンテナＴｘの少なくとも１つを短周期送信アンテナとする構成について説明した。実施の形態３では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける構成について説明した。実施の形態４では、実施の形態１と実施の形態３との構成の組み合わせ例について説明する。これにより、実施の形態１と比べてさらにドップラ周波数の検出範囲を拡大できる。以下、実施の形態４では、実施の形態１及び３と異なる内容について主に説明し、実施の形態１及び３と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 4)
Embodiment 1 has explained the configuration in which at least one of the plurality of transmitting antennas Tx is a short-period transmitting antenna. Embodiment 3 has explained the configuration in which the transmission gap period T GAP is provided. In Embodiment 4, an example of combination of configurations of Embodiments 1 and 3 will be described. As a result, the Doppler frequency detection range can be further expanded compared to the first embodiment. Hereinafter, in Embodiment 4, the contents different from those in Embodiments 1 and 3 will be mainly described, and descriptions of contents similar to those in Embodiments 1 and 3 will be omitted.

図１６は、実施の形態４に係るレーダ装置１の構成例を示す。 FIG. 16 shows a configuration example of the radar device 1 according to the fourth embodiment.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。 Switching control section 105 outputs a switching control signal instructing switching of the output destination to transmission RF switching section 106 of radar transmitting section 100 and output switching section 211 of radar receiving section 200 . Instructions for switching the output destination to the output switching unit 211 will be described later. An instruction to switch the output destination to transmission RF switching section 106 will be described below.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。 The switching control section 105 selects one RF transmission section 107 to be used for transmitting a transmission signal from the RF transmission sections 107 #1 to #Nt for each transmission period Tr . Then, switching control section 105 outputs a switching control signal that instructs transmission RF switching section 106 to switch the output destination to the selected transmission RF section 107 .

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmission RF switching section 106 switches the output destination to one of transmission RF sections 107 # 1 to #N t based on the switching control signal output from switching control section 105 . Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to the switched transmission RF section 107 .

図１７は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１～＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図１７は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 17 is a diagram for explaining timings at which RF transmission sections 107 #1 to #3 output transmission signals when the number of transmission antennas N t =3. In FIG. 17, the transmission RF section 107#2 is an example of a short cycle transmission RF section.

この場合、切替制御部１０５は、２Ｔｒ周期毎に、送信ＲＦ部１０７＃２を、送信信号の出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、送信信号の出力先に、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を順次選択する。つまり、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒ周期毎に、出力先に選択する。 In this case, the switching control section 105 selects the transmission RF section 107#2 as the output destination of the transmission signal every 2Tr cycles. Then, switching control section 105 sequentially selects transmission RF sections 107 #1 and #3 as output destinations of transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 #2 does not output a transmission signal. In other words, switching control section 105 selects transmission RF sections 107 #1 and #3 as output destinations in each N p =4T r =2(N t −1)T r period.

ここで、切替制御部１０５は、図１７に示すように、期間Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返した後、送信信号を出力しない送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返す。この処理により、短周期送信ＲＦ部である送信ＲＦ部１０７＃２は、（Ｎｔ－１）Ｎｃ回送信信号を送信する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎｃ回、送信信号を送信する。 Here, as shown in FIG. 17, the switching control section 105 repeats one set of processing in the period N p =4 T r =2(N t −1) T r N c /2 times, and then the transmission signal A transmission gap period T_GAP is provided during which the Then, after the transmission gap period T GAP has elapsed, switching control section 105 repeats one set of processing for the period N p =4T r =2(N t −1)T r N c /2 times. By this processing, the transmission RF section 107#2, which is the short-cycle transmission RF section, transmits the transmission signal (N t −1)N c times. Moreover, each of the RF transmission sections 107 #1 and #3 other than the RF transmission section 107 #2 transmits a transmission signal Nc times.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔｒの１／２に設定されてよい。別言すると、ＴＧＡＰ＝Ｔｒであってよい。 The transmission gap period T GAP may be set to 1/2 of the transmission cycle 2Tr of the transmission RF section 107#2 (short-cycle transmission RF section). In other words, T GAP = Tr .

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。 It should be noted that the transmission start time of the transmission signal of each transmission RF section 107 does not necessarily have to be synchronized with the period Tr . For example , as shown in FIG . 6, transmission delays Δ 1 , Δ 2 , .

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づき、Ｔｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔのうちの１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 In radar receiving section 200, output switching section 211 of signal processing section 207 of antenna system processing section 201#z switches Doppler analysis section 213# for each Tr period based on the switching control signal output from switching control section 105. Select (switch) one of 1 to #Nt . Then, output switching section 211 outputs the correlation calculation result output from correlation calculation section 210 for each Tr period to the selected Doppler analysis section 213 .

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The switching control signal in the M-th transmission period T r may be composed of Nt bits [bit 1 (M), bit 2 (M), . . . , bit Nt (M)]. In this case, the output switching unit 211 selects the Doppler analysis unit 213 #ND as the output destination when the ND bit is 1 in the switching control signal of the Mth transmission cycle Tr , and selects the Doppler analysis unit 213 #ND as the output destination when the ND bit is 0 In this case, the Doppler analysis unit 213#ND is not selected as the output destination. where ND=1, . . . , Nt .

切替制御信号は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合、図１７に示す送信信号の出力パターンに対応するように、３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。次に、具体例を説明する。 When the number of transmission antennas N t =3, the switching control signal outputs a 3-bit switching control signal to output switching section 211 so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Next, a specific example will be described.

まず、切替制御部１０５は、ＮｐＮｃ／２期間（前半期間）において、Ｔｒ周期毎に、下記（Ｄ１）に示す各切替制御信号を、繰り返し出力する。なお、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ－１）Ｔｒである。
（Ｄ１）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１）］＝［０，１，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２）］＝［１，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３）］＝［０，１，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４）］＝［０，０，１］ First, the switching control section 105 repeatedly outputs each switching control signal shown in (D1) below for each Tr period in the N p N c /2 period (first half period). Note that N p =4T r =2(N t −1)T r .
(D1)
[bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1)] = [0, 1, 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2)] = [1, 0, 0]
[bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3)] = [0, 1, 0]
[bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4)] = [0, 0, 1]

切替制御部１０５は、上記の前半期間後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて、下記（Ｄ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｄ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，０］ After the first half period, the switching control section 105 outputs a switching control signal in which all bits shown in (D2) below are zero in the transmission gap period TGAP .
(D2)
[bit 1 , bit 2 , . . . , bit Nt ]=[0, 0, 0]

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後、ＮｐＮｃ／２期間（後半期間）において、Ｔｒ周期毎に、下記（Ｄ３）に示す各切替制御信号を出力する。
（Ｄ３）
［bit１（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１），bit２（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１），bit３（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋２），bit２（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋２），bit３（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋２）］＝［１，０，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋３），bit２（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋３），bit３（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋３）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ／２＋１）），bit２（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ／２＋１）），bit３（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ／２＋１））］＝［０，０，１］
…
［bit１（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋１），bit２（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋１），bit３（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋１）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋２），bit２（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋２），bit３（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋２）］＝［１，０，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋３），bit２（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋３），bit３（２（Ｎｔ－１）（Ｎｃ－１）＋３）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ），bit２（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ），bit３（２（Ｎｔ－１）Ｎｃ）］＝［０，０，１］ After the transmission gap period T GAP ends, the switching control section 105 outputs each switching control signal shown in (D3) below for each Tr period in N p N c /2 periods (second half period).
(D3)
[bit 1 (2(N t −1)N c /2+1), bit 2 (2(N t −1) N c /2+1), bit 3 (2(N t −1) N c /2+1)]= [0,1,0]
[bit 1 (2(Nt - 1) Nc /2+2), bit 2 (2(Nt - 1) Nc /2+2), bit 3 (2( Nt -1) Nc /2+2)]= [1,0,0]
[bit 1 (2(Nt - 1) Nc /2+3), bit 2 (2(Nt - 1) Nc /2+3), bit 3 (2( Nt -1) Nc /2+3)]= [0,1,0]
[bit 1 (2(Nt - 1)( Nc /2+1)), bit 2 (2(Nt - 1)( Nc /2+1)), bit 3 (2(Nt - 1)( Nc /2+1))]=[0,0,1]
…
[bit 1 (2(N t −1)(N c −1)+1), bit 2 (2(N t −1)(N c −1)+1), bit 3 (2(N t −1)( N c −1)+1)]=[0,1,0]
[bit 1 (2(N t −1)(N c −1)+2), bit 2 (2(N t −1)(N c −1)+2), bit 3 (2(N t −1)( N c −1)+2)]=[1,0,0]
[bit 1 (2(N t −1)(N c −1)+3), bit 2 (2(N t −1)(N c −1)+3), bit 3 (2(N t −1)( N c −1)+3)]=[0,1,0]
[bit 1 (2(N t −1)N c ), bit 2 (2(N t −1) N c ), bit 3 (2(N t −1) N c )]=[0, 0, 1 ]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果について、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前のＮｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後のＮｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、例えば式（３０）～式（３４）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 The signal processing section 207 of the antenna system processing section 201#z has Doppler analysis sections 213#1 to #Nt . Doppler analysis section 213 compares the correlation calculation results output from output switching section 211 to N c /2 correlation calculation results (first half period) before the start of the transmission gap period T GAP and Doppler analysis is separately performed on the correlation calculation results for the subsequent N c /2 times (second half period) at each discrete time k. In the Doppler analysis, if Nc is a power-of-two value, FFT processing such as shown in Equations (30) to (34) can be applied.

式（３０）及び式（３１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、前半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。 FT_FH_CI z ND (k, f s , w) in equations (30) and (31) is the w-th output by Doppler analysis unit 213 #ND in signal processing unit 207 of antenna system processing unit 201 #z. , the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s at the discrete time k for the first half period N c /2 times.

式（３２）及び式（３３）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、後半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１～Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 FT_SH_CI z ND (k, f s , w) in equations (32) and (33) is the w-th output by Doppler analysis unit 213 #ND in signal processing unit 207 of antenna system processing unit 201 #z. , the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s at the discrete time k for the second half period N c /2 times. Note that ND=1 to N t , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N 0 , and z= 1 , . Also, w is a natural number.

以下、第２の送信ＲＦ部１０７＃２を２Ｔｒ周期の短周期送信ＲＦ部１０７として具体例を説明する。 Hereinafter, a specific example will be described with the second transmission RF section 107#2 as the short-cycle transmission RF section 107 having a 2Tr period.

ＮＤ＝２（短周期受信信号である）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ－１）Ｎｃであり、後段部分の（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ＝２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ－１）Ｎｃであり、前段部分の（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／（４Ｔｒ）である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝－（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２である。 If ND=2 (which is a short-period received signal), FT_FH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of (N t −1)N c and (N t −1) It is obtained by zero-filling N c /2 pieces of data. When ND=2, FT_SH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of (N t −1)N c and (N t −1)N c /2 The data is filled with zeros. The maximum Doppler frequencies at which aliasing does not occur, derived from the sampling theorem, are both ±1/(4T r ). Also, in both cases, the Doppler frequency spacing of the Doppler frequency index f s is 1/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−(N t −1) N c /2 + 1 , . . . , 0, .

ＮＤ≠２（短周期受信信号でない）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃであり、後段部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ≠２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃ／２であり、前段部分の（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／｛４（Ｎｔ－１）Ｔｒ｝である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎｔ－１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲は、ｆｕ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 When ND≠2 (not a short-cycle received signal), FT_FH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of N c and zero-padded N c /2 data in the latter part. be. Also, when ND≠2, FT_SH_CI z ND (k, f s , w) has an FFT size of N c /2, and zero-fills (N t −1)N c /2 data in the previous stage. It is what I did. And the maximum Doppler frequencies at which folding does not occur, derived from the sampling theorem, are both ±1/{4(N t −1)T r }. Also, in both cases, the Doppler frequency spacing of the Doppler frequency index f u is 1/{2(N t −1)N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f u is f u =−N c / 2+1 , . . . , 0, .

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両方のドップラ周波数間隔は同じである。また、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ－１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ－１）倍に拡大されて出力される。 Comparing the output from the Doppler analysis unit 213 when ND=2 and when ND≠2, both Doppler frequency intervals are the same. In addition, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur when ND=2 is ±(N t −1) times that when ND≠2, and the Doppler frequency range is expanded by (N t −1) times. output.

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１，Ｔｘ＃２，…，Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。 Therefore, compared to the case where the transmission antennas are sequentially switched like Tx#1, Tx# 2 , . is enlarged by N t /2 times when the number of transmit antennas N t is 3 or more. That is, the Doppler frequency range in which aliasing does not occur is expanded in proportion to the number of transmitting antennas Nt .

送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前（前半期間）のＮｃ／２回分には式（３０）及び式（３１）を適用する。

Figure 0007266207000033
Figure 0007266207000034
 Equations (30) and (31) are applied to N c /2 times before the start of the transmission gap period T GAP (first half period).
Figure 0007266207000033
Figure 0007266207000034

送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後（後半期間）のＮｃ／２回分には式（３２）及び式（３３）を適用する。

Figure 0007266207000035
Figure 0007266207000036
 Equations (32) and (33) are applied to N c /2 times after the end of the transmission gap period T GAP (second half period).
Figure 0007266207000035
Figure 0007266207000036

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ＦＦＴサイズを（Ｎｔ－１）Ｎｃとし、式（３４）及び式（３５）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（３４）は上記の式（３０）と同一であり、式（３５）は上記の式（３２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 0007266207000037
Figure 0007266207000038
 In the case of ND≠2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size is set to (N t −1)N c , and using equations (34) and (35), virtually Output may be sampled as zero. Note that equation (34) is the same as equation (30) above, and equation (35) is the same as equation (32) above. As a result, the FFT size increases, so the amount of processing increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND=2, conversion processing of the Doppler frequency index, which will be described later, is not required.
Figure 0007266207000037
Figure 0007266207000038

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。ＮＤ＝２の場合、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ－１）Ｎｃの窓関数係数を適用し、当該（Ｎｔ－１）Ｎｃのうち、前半期間の（Ｎｔ－１）Ｎｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 Note that a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied during FFT processing. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. When ND = 2, a window function coefficient with an FFT size of (N t -1) N c is applied, and (N t -1) N c /2 in the first half of the (N t -1) N c window function coefficients are used when calculating FT_FH_CI z ND (k, f s , w), and N c /2 window function coefficients in the second half period are used to calculate FT_SH_CI z ND (k, f s , w) used at times.

また、ＮＤ≠２の場合、ＦＦＴサイズがＮｃの窓関数係数を適用し、当該Ｎｃのうち、前半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 In addition, when ND≠2, window function coefficients with an FFT size of N c are applied, and N c /2 window function coefficients in the first half of the N c are used as FT_FH_CI z ND (k, f s , w), and N c /2 window function coefficients in the second half period are used in calculating FT_SH_CI z ND (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理（ＣＦＡＲ処理）を行う。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期で送信信号を送信する。よって、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）と、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）と、を用いてＣＦＡＲ処理を行う。 The CFAR unit 215 adaptively sets (adjusts) a threshold using the short-cycle received signal and performs peak signal detection processing (CFAR processing). In this embodiment, transmission RF section 107#2 transmits a transmission signal in a 2Tr period. Therefore, the CFAR unit 215 outputs the w-th output from the Doppler analysis unit 213 #2 FT_FH_CI 1 ( 2 ) (k, f s , w), . and FT_SH_CI 1 (2) (k, f s , w), . . . , FT_SH_CI Na (2) (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ処理により、適応的な閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる、ＮＤ＝２の場合における、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、折り返し判定部２１６へ出力する。 The CFAR unit 215 sets an adaptive threshold by CFAR processing, and the discrete time index k _cfar and the Doppler frequency index f s_cfar in the case of ND=2, where the received power is greater than the threshold, is determined by the folding determination unit 216. Output to

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３＃２からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。本実施の形態の場合、折り返し判定部２１６は、ドップラ解析部２１３＃２からの出力に、式（３６）及び（３７）を適用し、折り返し信号を含むか否かを判定する。なお、ＮＤは、短周期送信アンテナＴｘの番号であり、本実施の形態では、ＮＤ＝２である。

Figure 0007266207000039
Figure 0007266207000040
 Based on the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar output from the CFAR unit 215, the aliasing determining unit 216 determines whether or not the output from the Doppler analyzing unit 213#2 includes aliasing signals. In the case of the present embodiment, the aliasing determining section 216 applies equations (36) and (37) to the output from the Doppler analyzing section 213#2 to determine whether or not the output includes the aliasing signal. ND is the number of the short-period transmitting antenna Tx, and ND=2 in this embodiment.
Figure 0007266207000039
Figure 0007266207000040

なお、式（３６）及び式（３７）において、

Figure 0007266207000041
Figure 0007266207000042
 である。 Note that in formulas (36) and (37),
Figure 0007266207000041
Figure 0007266207000042
 is.

ここで、式（３８）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（３８）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔｒの１／２として、すなわちＴＧＡＰ＝Ｔｒに設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

Figure 0007266207000043
Here, FT_CAL z ND (k, f s , w) shown in Equation ( 38 ) is FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w). In equation (38), the signal of Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP , so the term in equation (38a) is introduced to correct for this phase rotation. ing. Here, since the transmission gap period T GAP is set to 1/2 of the transmission period 2Tr of the transmission RF unit 107#2 (short-cycle transmission RF unit), that is, T GAP = Tr , the Doppler frequency The phase rotation corresponding to half (1/2) of the phase change (phase rotation) during the sampling period of index (f s_cfar ) is corrected.
Figure 0007266207000043

一方、式（３９）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ－（Ｎｔ－１）Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋（Ｎｔ－１）Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相回転が生じる。そこで、式（３９）には、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）を位相反転した下記式（３９ａ）を導入している。式（３９ａ）は式（３８ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ±（Ｎｔ－１）Ｎｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

Figure 0007266207000044
On the other hand, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) shown in Equation (39) is equivalent to FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w). If the signal at Doppler frequency index f s_cfar contains a (first-order) folding signal, then during the transmission gap period T GAP , when the Doppler frequency index f s_cfar ≧ 0 , a Doppler A phase change (phase rotation) for the frequency index occurs. Also, when the Doppler frequency index f s_cfar <0, a phase rotation by the Doppler frequency index of (f s_cfar +(N t −1)N c ) occurs during the transmission gap period T GAP . Therefore, in order to correct this phase rotation, the following equation (39a) obtained by phase-inverting the equation (38a) is introduced into the equation (39). Equation (39a) is obtained by substituting (f s_cfar ±(N t −1)N c ) for f s_cfar in Equation (38a), and is obtained by phase-inverting Equation (25a). Therefore, one of FT_CAL zND (k, fs , w) and FT_ALIAS zND (k, fs , w ) is added in-phase and the other is added in anti-phase, and the signal level difference is The relationship clearly occurs, and even when the SNR of the received signal is low, it is possible to determine the presence or absence of the aliasing signal.
Figure 0007266207000044

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（３６）及び式（３７）の判定方法を適用できる。 That is, from the above, when the signal of the Doppler frequency index f s_cfar contains aliased signals, FT_CAL z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_ALIAS z ND (k, f s , w). . On the other hand, if the signal of Doppler frequency index f s_cfar does not contain aliased signals, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w). For this reason, the determination methods of equations (36) and (37) can be applied.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ－（Ｎｔ－１）Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋（Ｎｔ－１）Ｎｃと変換し、出力する。 Folding determining section 216 converts the Doppler frequency index as follows for the signal with Doppler frequency index f s_cfar determined to include the (primary) folding signal, and outputs it to direction estimating section 214 together with discrete time index k _cfar . do.
If the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, convert to DopConv(f s_cfar )=f s_cfar −(N t −1)N c and output.
If the Doppler frequency index f s_cfar <0, convert DopConv(f s_cfar )=f s_cfar +(N t −1)N c and output.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ Folding determining section 216 outputs the signal with Doppler frequency index f s_cfar determined not to include the folding signal to direction estimating section 214 together with discrete time index k _cfar without converting the Doppler frequency index as follows. do.
DopConv(f s_cfar )=f s_cfar

合わせて、折り返し判定部２１６は、ＮＤ＝２の広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを変換したものであるDopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）を、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎｔからのｗ番目の出力の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるために、以下の式（４０）及び式（４１）を用いてインデックス変換を行う。そして、折り返し判定部２１６は、そのインデックス変換後の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４へ出力する。 At the same time, the wrap-around determination unit 216 converts DopConv (f s_cfar ), which is obtained by converting the wide range Doppler frequency index f s_cfar with ND=2, to Doppler analysis units 213 #1, #3, 213 #3 other than the Doppler analysis unit 213 #2. . . , #N t to correspond to the narrow-range Doppler frequency index f u of the w-th output from t, perform an index transform using equations (40) and (41) below. Folding determining section 216 then outputs the index-transformed narrow-range Doppler frequency index fu_cfar to direction estimating section 214 .

Figure 0007266207000045
Figure 0007266207000045
Figure 0007266207000046
Figure 0007266207000046

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒと、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒと、ドップラ周波数インデックスDopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）と、ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒとに基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（４２）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 The direction estimation unit 214 performs the Doppler analysis unit based on the discrete time index k_cfar , the Doppler frequency index fs_cfar , the Doppler frequency index DopConv( fs_cfar ), and the Doppler frequency index fu_cfar output from the aliasing determination unit 216. From the output from 213, a virtual received array correlation vector h(k, f s , w) shown in Equation (42) is generated and direction estimation processing is performed.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａの信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（４２）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 0007266207000047
Figure 0007266207000048
 Below, the w-th output from the Doppler analysis units 213 #1 to #Nt obtained by performing the same processing in the signal processing unit 207 of the antenna system processing units 201 #1 to #N a is summarized. , a virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) containing N t N a elements, which is the product of the number of transmit antennas N t and the number of receive antennas N a as shown in equation (42) Notation as The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is used in the process of estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the receive antennas Rx. where z=1,..., Na and ND=1,..., Nt .
Figure 0007266207000047
Figure 0007266207000048

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal[b] is an array correction value that corrects phase deviation and amplitude deviation between transmitting array antennas and between receiving array antennas. where b=1, . . . , N t Na .

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（４４）となる。

Figure 0007266207000049
Also, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f), . For example, when the transmission antenna Tx#2 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is given by equation (44).
Figure 0007266207000049

この場合、式（４２）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) of Equation (42) is a column vector composed of N a N r elements.

本実施の形態４に係るレーダ装置１は、送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔのうち、送信アンテナ（短周期送信アンテナ）Ｔｘ＃２からの送信信号の送信周期が２Ｔｒであり、それ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎｔからの送信信号の送信周期が２（Ｎｔ－１）Ｔｒである。これにより、送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔを順次切り替えて送信信号を送信する場合と比べ、短周期送信アンテナＴｘ＃２からの短周期送信信号に対応する短周期受信信号において、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮｔ／２倍に拡大する（Ｅ１の効果）。 In the radar apparatus 1 according to Embodiment 4, the transmission cycle of the transmission signal from the transmission antenna (short-cycle transmission antenna) Tx#2 among the transmission antennas Tx#1 to #Nt is 2Tr . , #N t is 2(N t −1)T r . As a result, the short-cycle received signal corresponding to the short-cycle transmission signal from the short-cycle transmission antenna Tx#2 is folded back, compared to the case where the transmission antennas Tx#1 to Tx#1 to #Nt are sequentially switched to transmit the transmission signal. The maximum Doppler frequency (relative velocity) that does not occur increases by N t /2 times, and the Doppler frequency range in which aliasing does not occur is expanded by N t /2 times (effect of E1).

また、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３＃２からのドップラ解析の結果が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲をさらに２倍に拡大できる（Ｅ２の効果）。 Also, the radar apparatus 1 according to the fourth embodiment transmits transmission signals Nc times from each of the transmission antennas Tx#1, #3, . . . , #Nt . At this time, the radar apparatus 1 provides a transmission gap period T GAP after transmitting the transmission signal N c /2 times from each of the transmission antennas Tx#1, #3, . . . , #Nt . Then, in the radar apparatus 1, the aliasing determining section 216 determines whether or not the result of the Doppler analysis from the Doppler analyzing section 213#2 includes the aliasing signal based on the phase rotation occurring during the transmission gap period TGAP . As a result, compared to the case where the transmission gap period T GAP is not provided, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be doubled (effect of E2).

したがって、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、上記（Ｅ１）と（Ｅ２）の２つの効果により、送信アンテナＴｘ＃１～＃Ｎｔを順次切り替える場合に比べ、ドップラ周波数範囲をＮｔ倍（＝Ｎｔ／２倍×２倍）に拡大できる。 Therefore, the radar apparatus 1 according to the fourth embodiment reduces the Doppler frequency range to Nt compared to the case where the transmitting antennas Tx#1 to #Nt are sequentially switched due to the above two effects (E1) and (E2). It can be enlarged twice (=N t /2 times×2 times).

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＴｒに設定した場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、Ｔｒ程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 When the transmission gap period T_GAP is set to Tr , the determination performance (accuracy) of presence/absence of the return signal is the highest. However, the transmission gap period T_GAP is not limited to this, and may be about Tr or a period before or after that.

また、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ／２回送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けた場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Also, in transmitting the transmission signal Nc times from each of the transmission antennas # 1 , #3, . , the performance (accuracy) of determining whether or not there is a return signal is the highest when the transmission gap period T_GAP is provided after transmitting the . However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be after about N c /2 times of transmission, or after the number of times before or after that.

（実施の形態５）
実施の形態３では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを１つ設ける例を説明した。実施の形態５では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮＧＡＰ回設ける例について説明する。なお、レーダ装置１の構成は、実施の形態３の図１４と同様である。しかし、一部の動作が異なるため、以下では、主にその異なる動作ついて説明する。 (Embodiment 5)
Embodiment 3 has described an example in which one transmission gap period T GAP is provided. Embodiment 5 will explain an example in which the transmission gap period T GAP is provided N GAP times. The configuration of the radar device 1 is the same as that shown in FIG. 14 of the third embodiment. However, since some operations are different, the different operations will be mainly described below.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号の指示に基づき、レーダ送信信号生成部１０１からの出力を、その指示された切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmission RF switching section 106 outputs the output from radar transmission signal generation section 101 to transmission RF section 107 of the designated switching destination based on the instruction of the switching control signal output from switching control section 105 .

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔを、周期ＮｔＴｒで、順次出力先に選択する。別言すると、各送信ＲＦ部１０７は、周期ＮｔＴｒで、送信信号を送信する。 The switching control section 105 sequentially selects one of the transmission RF sections 107#1 to #Nt for each transmission period Tr . Then, switching control section 105 outputs to transmission RF switching section 106 a switching control signal that instructs selected transmission RF section 107 to switch the output destination. As a result, transmission RF switching section 106 sequentially selects transmission RF sections 107#1 to #N t as output destinations at a cycle of N t T r . In other words, each transmission RF section 107 transmits a transmission signal at a cycle of N t T r .

切替制御部１０５は、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第１回目の送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１を設ける。 The switching control unit 105 repeats the process for the period N p =N t T r N c /(N GAP +1) times. Thereafter, switching control section 105 provides the first transmission gap period T GAP #1.

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１の経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第２回目の送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２を設ける。 Then, after the transmission gap period T GAP #1 has elapsed, switching control section 105 repeats the process of period N p =N t Tr again N c /(N GAP +1) times. Thereafter, switching control section 105 provides a second transmission gap period T GAP #2.

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２の経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。 Then, after the transmission gap period T GAP #2 has elapsed, switching control section 105 repeats the process of period N p =N t Tr again N c /(N GAP +1) times.

上述の処理によれば、送信ギャップ期間ＴＧＡＰはＮＧＡＰ回設けられ、各送信ＲＦ部１０７＃１～＃Ｎｔは、Ｎｃ回、送信信号を送信する。 According to the above process, the transmission gap period T GAP is provided N GAP times, and each of the transmission RF sections 107 #1 to #N t transmits the transmission signal N c times.

なお、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）が整数とならない場合は、小数点以下を切り下げ又は切り上げし、整数としてよい。 In addition, when N c /(N GAP +1) does not become an integer, digits after the decimal point may be rounded down or rounded up to be an integer.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析のサンプリング周期（送信ＲＦ部１０７＃１～Ｎｔを一巡選択する周期）Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１／（ＮＧＡＰ＋１）倍であってよい。すなわち、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／（ＮＧＡＰ＋１）＝ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）であってよい。 The transmission gap period T GAP may be 1/(N GAP +1) times N p =N t T r of the Doppler analysis sampling period (cycle selection period of transmission RF units 107#1 to N t ). That is, the transmission gap period T GAP =N p /(N GAP +1)=N t Tr /(N GAP +1).

出力切替部２１１は、送信周期Ｔｒ毎に、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを順次選択する。そして、出力切替部２１１は、送信周期Ｔｒ毎に、相関演算部２１０から出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 Output switching section 211 sequentially selects Doppler analysis sections 213#1 to 213# Nt based on a switching control signal output from switching control section 105 for each transmission period Tr . Then, output switching section 211 outputs the correlation calculation result output from correlation calculation section 210 to selected Doppler analysis section 213 at each transmission period Tr .

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The switching control signal in the M-th transmission period T r may be composed of Nt bits [bit 1 (M), bit 2 (M), . . . , bit Nt (M)]. In this case, when the ND-th bit of the switching control signal is 1 in the M-th transmission period Tr , the output switching section 211 selects the Doppler analyzing section 213 #ND as the output destination, and When the bit is 0, the Doppler analysis unit 213#ND is not selected as the output destination (not selected). Note that ND=1, . . . , Nt .

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１の開始前まで、下記（Ｆ１）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ１）
［bit１（１），bit２（１），…，bitＮｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（２），bit２（２），…，bitＮｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（Ｎｔ），bit２（Ｎｔ），…，bitＮｔ（Ｎｔ）］＝［０，０，…，１］ Before the start of the transmission gap period T GAP #1, switching control section 105 outputs one set (N p =N t T r period) of switching control signals shown in (F1) below to N c /(N GAP +1 ) times.
(F1)
[bit 1 (1), bit 2 (1), ..., bit Nt (1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit 1 (2), bit 2 (2), ..., bit Nt (2)] = [0, 1, ..., 0]
…
[bit 1 (N t ), bit 2 (N t ), ..., bit Nt (N t )] = [0, 0, ..., 1]

そして、切替制御部１０５は、上記（Ｆ１）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１において、下記（Ｆ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ Then, switching control section 105 outputs one set of switching control signals shown in (F1) above N c /(N GAP +1) times, and then, in transmission gap period T GAP #1, shown in (F2) below. Outputs a switch control signal with all bits zero.
(F2)
[bit 1 , bit 2 , . . . , bit Nt ]=[0, 0, .

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１の終了後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２の開始前まで、下記（Ｆ３）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ３）
［bit１（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），bit２（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），bit２（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）），bit２（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）），…，bitＮｔ（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１））］＝［０，０，…，１］ Switching control section 105 switches one set (N p =N t T r period) shown in (F3) below from the end of transmission gap period T GAP #1 to the start of transmission gap period T GAP #2. The control signal is output N c /(N GAP +1) times.
(F3)
[bit 1 (N t N c /(N GAP +1) + 1), bit 2 (N t N c /(N GAP + 1) + 1), ..., bit Nt (N t N c /(N GAP + 1) + 1) ]=[1,0,...,0]
[bit 1 (N t N c /(N GAP +1) + 2), bit 2 (N t N c /(N GAP + 1) + 2), ..., bit Nt (N t N c /(N GAP + 1) + 2) ]=[0,1,...,0]
…
[bit 1 (2N t N c /(N GAP +1)), bit 2 (2N t N c /(N GAP +1)), ..., bit Nt (2N t N c /(N GAP +1))] = [ 0,0,...,1]

切替制御部１０５は、上記（Ｆ３）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２において、下記（Ｆ４）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ４）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ After outputting one set of switching control signals shown in (F3) above N c /(N GAP +1) times, switching control section 105 outputs all bits shown in (F4) below in transmission gap period T GAP #2. outputs a switching control signal of zero.
(F4)
[bit 1 , bit 2 , . . . , bit Nt ]=[0, 0, .

以降同様の処理を繰り返し、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃ＮＧＡＰの終了後、下記（Ｆ５）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ５）
［bit１（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），bit２（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），…，bitＮｔ（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），bit２（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），…，bitＮｔ（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…，
［bit１（ＮｔＮｃ），bit２（ＮｔＮｃ），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ）］＝［０，０，…，１］ Thereafter, the same processing is repeated, and after the transmission gap period T GAP #N GAP ends, switching control section 105 outputs one set (for N p =N t T r period) of switching control signals shown in (F5) below. Output N c /(N GAP +1) times.
(F5)
[bit 1 (N GAP N t N c /(N GAP +1) + 1), bit 2 (N GAP N t N c /(N GAP + 1) + 1), ..., bit Nt (N GAP N t N c /( N GAP +1)+1)]=[1,0,...,0]
[bit 1 (N GAP N t N c /(N GAP +1) + 2), bit 2 (N GAP N t N c /(N GAP + 1) + 2), ..., bit Nt (N GAP N t N c /( N GAP +1)+2)]=[0,1,...,0]
…，
[bit 1 ( NtNc ), bit 2 ( NtNc ) , ..., bit Nt ( NtNc )] = [0, 0, ... , 1]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔは、それぞれ、各送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前までのＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果を、別々に、（つまり、（ＮＧＡＰ＋１）回に分けて）、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（４５）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 The signal processing section 207 of the antenna system processing section 201#z has Doppler analysis sections 213#1 to #Nt . Doppler analysis units 213 #1 to #N t separately calculate the correlation calculation results for N c /(N GAP +1) times before the start of each transmission gap period T GAP (that is, (N GAP +1 ) times), and Doppler analysis is performed at each discrete time k. In Doppler analysis, if Nc is a power of 2, FFT processing as shown in Equation (45) can be applied.

式（４５）のＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間で区切られたＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ここで、ｎｇ＝０，…，ＮＧＡＰであり、ｎｇ＝０の場合、最初のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答であり、０＜ｎｇ＜ＮＧＡＰの場合、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃ｎｇの終了後から送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃（ｎｇ＋１）の開始前までの間のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ｎｇ＝ＮＧＡＰの場合、最後のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答である。また、ＮＤ＝１～Ｎｔであり，ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり，ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 FT_GAP_CI z ND (n g , k, f s , w) in equation (45) is the w-th output by Doppler analysis unit 213 #ND in signal processing unit 207 of antenna system processing unit 201 #z, and is discrete The Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s at time k with respect to the correlation calculation results of N c /(N GAP +1) times separated by the transmission gap period is shown. Here, ng = 0, ..., NGAP , and when ng = 0, it is the Doppler frequency response for the first N c /(N GAP +1) correlation calculation results, and 0 < ng < N In the case of GAP , the Doppler frequency for the correlation calculation results of N c /(N GAP +1) times from after the end of the transmission gap period T GAP #n g to before the start of the transmission gap period T GAP #(n g +1) Show response. When n g =N GAP , it is the Doppler frequency response for the last N c /(N GAP +1) correlation calculation results. Also, ND=1 to N t , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N 0 , and z= 1 , . Also, w is a natural number.

ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ解析のＦＦＴサイズがＮｃであり、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算出力以外の部分のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_GAP_CI zND ( ng , k, fs , w) is the FFT size of Doppler analysis is Nc , and the data other than the correlation calculation output of Nc /(N GAP +1) times is zero - filled is.

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＮｔＴｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛ＮｔＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/(2N t T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/{N t N c T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−N c /2+1, . Nc /2.

Figure 0007266207000050
Figure 0007266207000050

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することによりでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。例えば、式（４６）に示すように、ＦＦＴサイズがＮｃの窓関数係数を適用する。ここで、ｗinf（ｘ）は窓関数係数を表し、ｘは窓関数のインデックスを表す（ｘ＝１，…，Ｎｃ）。

Figure 0007266207000051
Note that in the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, the side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. For example, apply window function coefficients with an FFT size of Nc , as shown in equation (46). where winf(x) represents the window function coefficients and x represents the index of the window function (x=1, . . . , N c ).
Figure 0007266207000051

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力に対して、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。 CFAR unit 215 performs FT_GAP_CI z ND (n g , k, f s , w ) to perform CFAR processing. CFAR processing is performed on a two-dimensional input signal with a discrete time k (corresponding to the distance to the target) and a Doppler frequency index f s (corresponding to the relative velocity of the target).

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（４６ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

Figure 0007266207000052
Regarding CFAR processing, for example, as shown in Equation (46a), the w- th output FT_GAP_CI z ND (0, k, f s , w), FT_GAP_CI zND (1, k, f s , w), ..., FT_GAP_CI z ND ( NGAP , k, f s , w). Then, the CFAR unit 215 performs CFAR processing combining one-dimensional CFAR processing or two-dimensional CFAR processing on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, for two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative velocity of the target) may be used.
Figure 0007266207000052

例えば、ＣＦＡＲ部２１５は、非特許文献２に開示されているように適応的な閾値を設定してよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい受信電力となる、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。 For example, the CFAR unit 215 may set adaptive thresholds as disclosed in Non-Patent Document 2. Then, CFAR section 215 outputs discrete time index k _cfar and Doppler frequency index f s_cfar with received power greater than the threshold to direction estimating section 214 and aliasing determining section 216 .

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（４７）及び式（４８）によって、当該判定を行う。

Figure 0007266207000053
Figure 0007266207000054
 Based on the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar output from the CFAR unit 215, the aliasing determining unit 216 determines whether or not the output from the Doppler analyzing unit 213 includes the aliasing signal. For example, the turnaround determination unit 216 makes this determination using equations (47) and (48).
Figure 0007266207000053
Figure 0007266207000054

なお、式（４７）及び式（４８）において、

Figure 0007266207000055
Figure 0007266207000056
 である。 Note that in formulas (47) and (48),
Figure 0007266207000055
Figure 0007266207000056
 is.

ここで、sign（ｘ）は、ｘが正の場合に１、ｘが負の場合に－１を返す関数である。 Here, sign(x) is a function that returns 1 if x is positive and -1 if x is negative.

ここで、式（４９）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（４９）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（４９ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／（ＮＧＡＰ＋１）＝ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）に設定していることから、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）に対して、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）のｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）に相当する位相回転を補正している。

Figure 0007266207000057
Here, FT_CAL z ND (k, f s , w) shown in Equation (49) is equivalent to FT_GAP_CI z ND (0, k , f s , w), FT_GAP_CI zND ( 1, k, f s , w), . . . , FT_GAP_CI z ND ( NGAP , k, f s , w). In equation (49), the signal at Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP , so the term in equation (49a) is introduced to correct for this phase rotation. ing. Here, since the transmission gap period T GAP is set to T GAP =N p /(N GAP +1) =N t Tr /(N GAP +1), FT_GAP_CI z ND (1, k, f s , w), the phase rotation corresponding to ng /(N GAP +1) of the phase change (phase rotation) during the sampling period of the Doppler frequency index (f s_cfar ) is corrected.
Figure 0007266207000057

一方、式（５０）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ―Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０）には、この位相回転を補正するために、式（５０ａ）を導入している。式（５０ａ）は式（４９ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ－ｓｉｇｎ（ｆｓ＿ｃｆａｒ）Ｎｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を加えた式となる。ここで、ＮＧＡＰ＝２のとき、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／３、４π／３｝ある。また、ＮＧＡＰ＝３のとき、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／４、４π／４、６π／４｝ある。このように、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、ｎｇ＝０、…、ＮＧＡＰで位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を加算すると互いに打ち消してゼロとなる位相回転を付与する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算されるとき、もう一方はＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消されて加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となる。

Figure 0007266207000058
On the other hand, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) shown in equation ( 50) is FT_GAP_CI z ND (0, k , f s , w), FT_GAP_CI zND ( 1, k, f s , w), . . . , FT_GAP_CI z ND ( NGAP , k, f s , w). If the signal at Doppler frequency index f s_cfar contains a (first order) folding signal, then during the transmission gap period T GAP , the phase change by a Doppler frequency index of (f s_cfar −N c ) when Doppler frequency index f s_cfar ≧0 (phase rotation) occurs. When the Doppler frequency index f s_cfar <0, there is a phase change of (f s_cfar +N c ) Doppler frequency index during the transmission gap period T GAP . Therefore, equation (50a) is introduced into equation (50) in order to correct this phase rotation. Equation (50a) is obtained by substituting f s_cfar in equation (49a) with (f s_cfar −sign(f s_cfar )N c ), and phase rotation 2π×n g /(N GAP +1) in equation (49a) is added to the formula. Here, when N GAP =2, the phase rotation 2π×n g /(N GAP +1) is {0, 2π/3, 4π/3}. Also, when N GAP =3, the phase rotation 2π×ng/(N GAP +1) is {0, 2π/4, 4π/4, 6π/4}. Thus, the phase rotation 2π×n g / ( N GAP +1) cancels each other to zero when ng = 0, . Give rotation. Therefore, when one of FT_CAL zND ( k, fs , w) and FT_ALIAS zND (k, fs , w) is in-phase added, the other is FT_GAP_CI zND ( ng , k, fs , w) are canceled and added to each other, so that a signal level difference clearly occurs, and even if the SNR of the received signal is low, it is possible to determine the presence or absence of the aliasing signal.
Figure 0007266207000058

したがって、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。
このような理由から、式（４９）及び式（５０）の判定方法が適用できる。 Therefore, if the signal at Doppler frequency index f s_cfar contains (first-order) folding signals, FT_CAL z ND (k, f s , w) will be lower in power than FT_ALIAS z ND (k, f s , w) . On the other hand, if the signal of Doppler frequency index f s_cfar does not contain aliased signals, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w).
For this reason, the determination methods of equations (49) and (50) can be applied.

なお、ＮＧＡＰ数を複数とすることで、より高次の折り返し信号が含まれる場合でも、判定が可能となる効果をさらに有する。例えば、二次の折り返し信号が含まれる場合、折り返し判定部２１６は、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）によって、当該判定を行う。

Figure 0007266207000059
Figure 0007266207000060
Figure 0007266207000061
 By setting the number of N GAPs to a plurality, there is an effect that determination can be made even when higher-order aliasing signals are included. For example, when a secondary aliasing signal is included, the aliasing determination unit 216 performs the determination using equations (50b), (50c), and (50d).
Figure 0007266207000059
Figure 0007266207000060
Figure 0007266207000061

なお、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）において、

Figure 0007266207000062
Figure 0007266207000063
 である。ここで、式（５０ｅ）に示すＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（二次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋２Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に（ｆｓ＿ｃｆａｒ－２Ｎｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０ｅ）には、この位相回転を補正するために、式（５０ｆ）を導入している。式（５０ｆ）は式（４９ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋ｓｉｇｎ（ｆｓ＿ｃｆａｒ）×２Ｎｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）が付与された式となる。例えば、ＮＧＡＰ＝２のとき、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／３、８π／３｝である。また、ＮＧＡＰ＝３のとき、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／４、８π／４、１２π／４｝ある。このように、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、ｎｇ＝０、…、ＮＧＡＰでの位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を付与して加算すると互いに打ち消してゼロとなる性質を有する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）、およびＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、いずれか一つが同相加算され、残りの二つはＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消され、信号レベル差が明確に生じる関係となる。そのため、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となり、さらに（一次）あるいは（二次）折り返し信号が含まれるかの判定も可能となる。 In formulas (50b), (50c) and (50d),
Figure 0007266207000062
Figure 0007266207000063
 is. Here, FT_2ndALIAS z ND (k, f s , w) shown in equation ( 50e ) is equivalent to FT_GAP_CI z ND (0 , k, f s , w), FT_GAP_CI zND ( 1, k, f s , w), . . . , FT_GAP_CI z ND ( NGAP , k, f s , w). When the signal with the Doppler frequency index f s_cfar includes a folding signal, when the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, the phase change (phase rotation) by the Doppler frequency index of ( fs_cfar +2N c ) during the transmission gap period T GAP occurs. When the Doppler frequency index f s_cfar <0, there is a phase change of (f s_cfar −2N c ) Doppler frequency index during the transmission gap period T GAP . Therefore, equation (50f) is introduced into equation (50e) in order to correct this phase rotation. Equation (50f) is obtained by substituting (f s_cfar +sign(f s_cfar )×2N c ) for f s_cfar in equation (49a), and phase rotation 4π×n g /(N GAP +1) in equation (49a) is given. For example, when N GAP =2, the phase rotation 4π×n g /(N GAP +1) is {0, 4π/3, 8π/3}. Also, when N GAP =3, the phase rotation 4π×n g /(N GAP +1) is {0, 4π/4, 8π/4, 12π/4}. Thus, the phase rotation 4π ×n g /(N GAP +1) cancels each other when ng = 0, . It has the property of being zero. Therefore, any one of FT_CAL zND (k, fs , w ) , FT_ALIAS zND (k, fs , w), and FT_2ndALIAS zND (k , fs , w) is in-phase added, and the remaining In the two cases, each term of FT_GAP_CI zND ( ng , k, fs , w) cancels each other, and a signal level difference clearly occurs. Therefore, even if the SNR of the received signal is low, it is possible to determine whether or not there is a folding signal, and furthermore it is possible to determine whether a (primary) or (secondary) folding signal is included.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ－Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃと変換し、出力する。 Folding determining section 216 converts the Doppler frequency index of the signal with Doppler frequency index f s_cfar determined to be the (primary) folding signal as follows, and outputs it to direction estimating section 214 together with discrete time index k _cfar . do.
If the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, convert DopConv(f s_cfar )=f s_cfar −N c and output.
If the Doppler frequency index f s_cfar <0, convert to DopConv(f s_cfar )=f s_cfar +N c and output.

折り返し判定部２１６は、（二次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋２Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ－２Ｎｃと変換し、出力する。 The aliasing determining unit 216 converts the Doppler frequency index of the signal with the Doppler frequency index f s_cfar determined to be the (secondary) aliasing signal as follows, and outputs the signal to the direction estimating unit 214 along with the discrete time index k _cfar . Output.
If the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, convert DopConv(f s_cfar )=f s_cfar +2N c and output.
If the Doppler frequency index f s_cfar <0, convert DopConv(f s_cfar )=f s_cfar −2N c and output.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号でないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ Folding determining section 216 outputs the signal with Doppler frequency index f s_cfar that is determined not to be a folding signal to direction estimating section 214 together with discrete time index k _cfar without converting the Doppler frequency index as follows.
DopConv(f s_cfar )=f s_cfar

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６からの出力に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（５１）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 Direction estimating section 214 generates a virtual received array correlation vector h(k, f s , w) shown in Equation (51) from the output from Doppler analyzing section 213 based on the output from aliasing determining section 216, and the direction Perform estimation processing.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１～＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１～＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（５１）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 0007266207000064
Figure 0007266207000065
 Below, the w-th output from the Doppler analysis units 213#1 to #Nt obtained by performing the same processing in each signal processing unit 207 of the antenna system processing units 201#1 to #Na is summarized. is a virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w ). The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is used in the process of estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the receive antennas Rx. where z=1,..., Na and ND=1,..., Nt .
Figure 0007266207000064
Figure 0007266207000065

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal[b] is an array correction value that corrects phase deviation and amplitude deviation between transmitting array antennas and between receiving array antennas. where b=1, . . . , N t Na .

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（５３）となる。

Figure 0007266207000066
Also, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f), . For example, when Tx#1 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is given by Equation (53).
Figure 0007266207000066

この場合、式（５３）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) of Equation (53) is a column vector composed of N a N r elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 In the direction-of-arrival estimation, the spatial profile is calculated by varying the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k — cfar , f s — cfar , w) within a predetermined angle range. Then, for direction-of-arrival estimation, a predetermined number of maximal peak directions of the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation direction of each maximal peak is output as a direction-of-arrival estimation value.

本実施の形態５に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信する毎に、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。つまり、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮＧＡＰ回設ける。また、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６を設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍以上に拡大できる。 The radar apparatus 1 according to Embodiment 5 switches between a plurality of transmission antennas Tx in a time division manner, and transmits a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx. At this time, the radar apparatus 1 provides a transmission gap period T GAP each time a transmission signal is transmitted N c /(N GAP +1) times from each transmission antenna Tx. That is, the transmission gap period T GAP is provided N GAP times. Further, the radar device 1 is provided with a turn-around determining section 216 . Then, in the radar apparatus 1, the aliasing determining section 216 determines whether or not the output signal from the Doppler analyzing section 213 includes the aliasing signal based on the phase rotation occurring during the transmission gap period TGAP . As a result, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be doubled or more compared to the case where the transmission gap period T GAP is not provided.

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 Note that when the transmission gap period T GAP is set to N t T r /(N GAP +1), the performance (accuracy) of determining whether or not the signal is a return signal is the highest. However, the transmission gap period T GAP is not limited to this, and may be about N t T r /(N GAP +1) or a period before or after that.

また、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回程度、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Further, in transmitting the transmission signal N c times from each transmission antenna Tx, by providing a transmission gap period T GAP after transmitting the transmission signal N c /(N GAP +1) times from each transmission antenna Tx, The determination performance (accuracy) of whether or not a signal is included is the highest. However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be after about N c /(N GAP +1) times of transmission, or after the number of transmissions before or after that.

（実施の形態６）
既述の送信ギャップ期間は、既述の時分割多重ＭＩＭＯレーダ装置に限らず、例えば、複数の送信アンテナＴｘから符号多重を用いて信号を同時送信するＭＩＭＯレーダ装置（以下「符号多重ＭＩＭＯレーダ装置」と称することがある）に適用されてもよい。 (Embodiment 6)
The above-described transmission gap period is not limited to the above-described time-division multiplexing MIMO radar device. ”) may be applied.

符号多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ装置は、例えば特許文献３に記載されている（例えば図１参照）。特許文献３では、送信信号（チャープ信号）の繰り返し送信毎に、送信アンテナ毎に異なる符号列に基づいた位相変調（０°または１８０°）を付与して、複数の送信アンテナから符号多重送信する。 A MIMO radar apparatus using code-multiplexed transmission is described, for example, in Patent Document 3 (see FIG. 1, for example). In Patent Document 3, phase modulation (0° or 180°) based on a code sequence different for each transmitting antenna is applied every time a transmission signal (chirp signal) is repeatedly transmitted, and code-multiplexed transmission is performed from a plurality of transmitting antennas. .

複数の受信アンテナで受信した信号を検波処理することで、符号多重された受信信号の距離情報が抽出される。送信信号の繰り返し送信毎に得られた距離情報に対し、送信アンテナ毎の逆符号列を乗算することで符号多重された受信信号を分離して、速度方向フーリエ変換処理して速度（ドップラ）情報を抽出する。このようにして得られた、受信アンテナ数Ｎaを符号多重数Ｎｔ倍した（Ｎa×Ｎｔ）系統の速度（ドップラ）情報を用いて方位方向フーリエ変換処理を行う。 By performing detection processing on signals received by a plurality of receiving antennas, distance information of code-multiplexed received signals is extracted. The distance information obtained for each repeated transmission of the transmission signal is multiplied by the inverse code sequence for each transmission antenna to separate the code-multiplexed received signal, and velocity direction Fourier transform processing is performed to obtain velocity (Doppler) information. to extract Azimuth direction Fourier transform processing is performed using velocity (Doppler) information of the (N a ×N t ) system obtained by multiplying the number of receiving antennas N a by the number of code multiplexing N t thus obtained.

この構成では、送信信号の繰り返し送信毎に複数送信アンテナから同時送信するため、送信信号の繰り返し送信毎に受信信号をサンプリングできる。そのため、時分割多重方式に比べ、サンプリング定理を満たす（別言すると、周波数の折り返しが発生せず曖昧性（Ambiguity）の生じない）ドップラ速度範囲を拡大できる。 In this configuration, simultaneous transmission is performed from a plurality of transmitting antennas each time the transmission signal is repeatedly transmitted, so that the received signal can be sampled each time the transmission signal is repeatedly transmitted. Therefore, the Doppler velocity range that satisfies the sampling theorem (in other words, frequency aliasing does not occur and ambiguity does not occur) can be expanded compared to the time division multiplexing system.

しかし、速度方向フーリエ変換処理の前に送信アンテナ毎の逆符号列を乗算することで符号多重された信号を分離するため、ターゲット又はレーダ装置が移動することに伴うドップラ変動が受信信号に含まれると符号間の直交性が低下し、符号間干渉が生じる。 However, since the code-multiplexed signal is separated by multiplying the inverse code sequence for each transmitting antenna before velocity direction Fourier transform processing, the received signal contains Doppler fluctuation accompanying the movement of the target or radar equipment. and inter-symbol orthogonality is degraded, resulting in inter-symbol interference.

送信信号の繰り返し送信毎に符号系列を重畳するため、符号間干渉が生じると、速度方向フーリエ変換で得られる速度方向のピークサイドローブ比は、符号多重送信で用いる符号系列間の相互相関特性で定まる理想的なピークサイドローブ比よりも小さくなる。 Since the code sequence is superimposed for each repeated transmission of the transmission signal, if inter-symbol interference occurs, the peak sidelobe ratio in the velocity direction obtained by the velocity direction Fourier transform is the cross-correlation characteristic between the code sequences used in code multiplex transmission. It is smaller than the determined ideal peak sidelobe ratio.

そのため、同一距離に複数のターゲットが存在した場合に、複数のターゲッ反射波間の受信電力レベル差が、速度方向のピークサイドローブ比よりも大きい場合、受信電力が小さい方のターゲットからの反射波は速度方向のサイドローブレベル以下となり、検出されなくなる可能性が高まる。 Therefore, when there are multiple targets at the same distance, and the difference in received power levels among the reflected waves from the targets is greater than the peak sidelobe ratio in the velocity direction, the reflected wave from the target with the smaller received power is It becomes less than the sidelobe level in the speed direction, and the possibility of not being detected increases.

ターゲット又はレーダ装置の移動に伴うドップラ変動が大きいほど、符号間干渉が大きくなり、ピークサイドローブ比がより小さくなり、同一距離に複数のターゲットが存在した場合に未検出となる確率がより増大することになる。 The greater the Doppler variation associated with the movement of the target or radar system, the greater the intersymbol interference, the smaller the peak sidelobe ratio, and the greater the probability that multiple targets at the same distance will go undetected. It will be.

実施の形態６では、符号多重ＭＩＭＯレーダ装置において、実施の形態３で説明した送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けた送信を行う。これにより、既述の実施の形態３と同様に、曖昧性（Ambiguity）の生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。加えて、ターゲット又はレーダ装置１の移動に伴うドップラ変動が受信信号に含まれる場合であっても、符号間干渉の発生を抑えることができる。 In Embodiment 6, the code-multiplexed MIMO radar apparatus performs transmission with the transmission gap period T GAP described in Embodiment 3. This makes it possible to expand the detection range of the Doppler frequency (relative velocity) without causing ambiguity, as in the third embodiment described above. In addition, even if the received signal contains Doppler variations due to the movement of the target or the radar apparatus 1, the occurrence of inter-symbol interference can be suppressed.

図１８は、実施の形態６に係るレーダ装置１の構成例を示す図である。図１８に例示した構成は、符号多重ＭＩＭＯレーダ装置において、実施の形態３（図１４及び図１５）にて説明した送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けた送信を行う構成に相当する。 FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of the radar device 1 according to the sixth embodiment. The configuration illustrated in FIG. 18 corresponds to a configuration in which the code-multiplexed MIMO radar apparatus performs transmission with the transmission gap period T GAP described in Embodiment 3 (FIGS. 14 and 15).

例えば、図１８に示す符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１は、図１４に例示した構成に比して、レーダ送信部１００において、切替制御部１０５及び送信ＲＦ切替部１０６に代えて、直交符号生成部１０８と、第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１＃１～１９１＃Ｎｔを含む符号多重部１０９と、を備える点が異なる。 For example, in the code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 shown in FIG. 18, in the radar transmission section 100, instead of the switching control section 105 and the transmission RF switching section 106, the orthogonal code generation section 108 is used as compared with the configuration illustrated in FIG. and a code multiplexer 109 including first to Nt -th code multipliers 191#1 to 191# Nt .

また、図１８に示すレーダ受信部２００は、図１４に例示した構成に比して、折り返し判定部２１６と方向推定部２１４との間に、符号多重分離部２１７を備える点が異なり、また、直交符号生成部１０８の出力が出力切替部２１１に入力される点が異なる。符号多重分離部２１７は、例えば、折り返し判定部２１６における、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定（又は検出）結果に基づいて、符号多重された受信信号を分離する。 18 differs from the configuration illustrated in FIG. 14 in that a code demultiplexing unit 217 is provided between a turn-around determining unit 216 and a direction estimating unit 214. The difference is that the output of orthogonal code generation section 108 is input to output switching section 211 . The code-multiplexing/demultiplexing unit 217 separates the code-multiplexed received signal, for example, based on the determination (or detection) result of the Doppler frequency folding in the folding determination unit 216 .

図１８に例示した構成を用いることで、ターゲット又はレーダ装置１の移動に伴うドップラ変動が受信信号に含まれる場合であっても、ドップラ変動に起因する位相変動を補正した上で符号多重分離が可能となる。 By using the configuration illustrated in FIG. 18, even if the received signal contains Doppler fluctuations due to the movement of the target or the radar device 1, code demultiplexing can be performed after correcting the phase fluctuations caused by the Doppler fluctuations. It becomes possible.

以下、実施の形態６に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の動作について、実施の形態３とは異なる点に着目して説明する。 The operation of the code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 according to the sixth embodiment will be described below, focusing on the differences from the third embodiment.

レーダ送信部１００は、符号多重を用いたＭＩＭＯレーダ送信を行う。例えば、直交符号生成部１０８は、直交符号長ＬＯＣからなるＮｔ個の直交符号系列ＯＣＳＮＤ＝｛ＯＣＮＤ（1），ＯＣＮＤ（2），…，ＯＣＮＤ（ＬＯＣ）｝を生成する。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 The radar transmission unit 100 performs MIMO radar transmission using code multiplexing. For example, the orthogonal code generator 108 generates N t orthogonal code sequences OCS ND = {OC ND (1), OC ND (2), . do. where ND=1, . . . , Nt .

直交符号生成部１０８は、例えば、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に、直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素を指示する直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを巡回的に可変することで、直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素ＯＣ１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）～ＯＣＮｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１＃１～１９１＃Ｎｔに出力する。また、直交符号生成部１０８は、例えば、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に、要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを、レーダ受信部２００の出力切替部２１１に出力する。 Orthogonal code generation section 108, for example, for each radar transmission period (T r ), by cyclically varying orthogonal code element index OC_INDEX indicating elements of orthogonal code sequences OCS 1 to OCS Nt , generates orthogonal code sequence OCS The elements OC 1 (OC_INDEX) to OC Nt (OC_INDEX) of 1 to OCS Nt are output to the first to Nt- th code multipliers 191#1 to 191# Nt . Further, the orthogonal code generation section 108 outputs the element index OC_INDEX to the output switching section 211 of the radar reception section 200, for example, every radar transmission period (T r ).

ここで、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１，２，…，ＬＯＣであり、Ｍ番目の送信周期において、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ－１，ＬＯＣ）＋１である。ＭＯＤ（ｘ，ｙ）は、モジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。 where OC_INDEX=1, 2 , . MOD(x,y) is a modulo operator, a function that outputs the remainder after dividing x by y.

直交符号生成部１０８が生成する直交符号系列には、例えば、互いに無相関となる符号を用いる。例えば、直交符号生成部１０８は、Ｗａｌｓｈ－Ｈａｄａｍａｒｄ－符号を直交符号系列に用いる。 For the orthogonal code sequence generated by orthogonal code generation section 108, for example, codes that are uncorrelated with each other are used. For example, orthogonal code generation section 108 uses Walsh-Hadamard-codes for orthogonal code sequences.

Ｎｔ＝２の場合、Ｗａｌｓｈ－Ｈａｄａｍａｒｄ－符号の直交符号長ＬＯＣ＝２であるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ１＝｛１，１｝、ＯＣＳ２＝｛１，－１｝となる直交符号系列を生成する。 When N t = 2 , the orthogonal code length of the Walsh-Hadamard code is L OC = 2 . to generate an orthogonal code sequence.

また、Ｎｔ＝４の場合、直交符号長ＬＯＣ＝４であるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ１＝｛１，１，１，１｝、ＯＣＳ２＝｛１，-１，１，-１｝、ＯＣＳ３＝｛１，１，-１，-１｝、ＯＣＳ４＝｛１，-１，-１，１｝となる直交符号系列を生成する。 Also, when N t =4, the orthogonal code length L OC =4, so the orthogonal code generator 108 sets OCS 1 ={1,1,1,1}, OCS 2 ={1,−1,1 , −1}, OCS 3 ={1, 1, −1, −1}, and OCS 4 ={1, −1, −1, 1}.

なお、直交符号系列を構成する要素は実数に限らず、複素数値が含まれてもよい。例えば、次式（６－１）で表される位相回転を用いた直交符号が用いられてもよい。

Figure 0007266207000067
Note that the elements forming the orthogonal code sequence are not limited to real numbers, and may include complex numbers. For example, orthogonal codes using phase rotation represented by the following equation (6-1) may be used.
Figure 0007266207000067

この場合、Ｎｔ=３の場合、直交符号長ＬＯＣ＝Ｎｔであるため、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ１＝｛１，１，１｝、ＯＣＳ２＝｛1，exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝、ＯＣＳ３＝｛1，exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝となる直交符号系列を生成する。 In this case, when N t = 3, since the orthogonal code length L OC =N t , orthogonal code generation section 108 sets OCS 1 ={1, 1, 1}, OCS 2 ={1, exp(j2π/ 3) Generate an orthogonal code sequence that satisfies OCS 3 ={1, exp(-j2π/3), exp(-j4π/3)}, exp(j4π/3)}.

また、Ｎｔ＝４の場合、直交符号長ＬＯＣ＝Ｎｔであるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ１＝｛１，１，１，1｝、ＯＣＳ２＝｛1，j，-1，-j｝、ＯＣＳ３＝｛1，-1，1，-1｝、ＯＣＳ４＝｛1，-j，-1，j｝となる直交符号系列を生成する。 Also, when Nt=4, since the orthogonal code length L OC =N t , orthogonal code generation section 108 sets OCS 1 ={1, 1, 1, 1}, OCS 2 ={1, j, −1 , -j}, OCS 3 ={1, -1, 1, -1}, and OCS 4 ={1, -j, -1, j}.

第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１＃１～１９１＃Ｎｔは、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に直交符号生成部１０８によって生成された直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素ＯＣ１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）～ＯＣＮｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を、図１９Ａ及び図１９Ｂに例示したように、ベースバンドのレーダ送信信号に対し乗算し、それぞれ、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１～１７＃Ｎｔに出力する。 The first to N t -th code multipliers 191#1 to 191#N t are the elements OC 1 of the orthogonal code sequences OCS 1 to OCS Nt generated by the orthogonal code generator 108 for each radar transmission cycle (T r ). (OC_INDEX) to OC Nt (OC_INDEX ) are multiplied by baseband radar transmission signals as illustrated in FIGS . output to

また、図１９Ａに例示したように、送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間において送信信号をＬＯＣ回送信する動作を、Ｎｃ／２回にわたって繰り返した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにわたって送信信号を送信しない。 Further, as illustrated in FIG. 19A, the transmission RF units 107#1 to 107#N t perform the operation of transmitting the transmission signal L OC times in the period N p =L OC ×T r for N c /2 times. After repeating, no transmissions are sent for the transmission gap period T_GAP .

別言すると、各送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、巡回的に生成された直交符号を少なくとも一巡送信する第１の期間（Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間）、送信信号の送信周期Ｔｒ毎に、符号多重した各送信信号を送信し、その後の所定の送信ギャップ期間ＴＧＡＰ、符号多重した送信信号を送信しない。 In other words, each of the transmission RF units 107 # 1 to 107 #N t transmits the cyclically generated orthogonal code at least once during the first period (N p =L OC ×T r period), Each code-multiplexed transmission signal is transmitted in each transmission period Tr , and no code-multiplexed transmission signal is transmitted for a predetermined transmission gap period T GAP thereafter.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰが経過した後、図１９Ｂに例示したように、送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、再び、Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間において送信信号をＬＯＣ回送信する動作を、Ｎｃ／２回にわたって繰り返す。 After the transmission gap period T GAP has elapsed, as illustrated in FIG. 19B, the transmission RF units 107#1 to 107#N t again transmit the transmission signal L OC times in the N p =L OC ×T r period. This operation is repeated N c /2 times.

図１９Ａ及び図１９Ｂに例示したような送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔの送信動作により、第１の送信ＲＦ部１０７＃１から第Ｎｔの送信ＲＦ部～１０７＃Ｎｔの送信信号は、ＬＯＣ×Ｎｃ回送信されることとなる。 By the transmission operations of the transmission RF units 107 # 1 to 107 # Nt as exemplified in FIGS. The signal will be transmitted L OC ×N c times.

別言すると、各送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ後、巡回的に生成された直交符号を少なくとも一巡送信する第２の期間（Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間）、送信周期Ｔｒ毎に、符号多重した各送信信号を送信する。 In other words, each of the transmission RF units 107#1 to 107#N t has a second period (N p =L OC ×T period r ), and each code-multiplexed transmission signal is transmitted every transmission period Tr .

ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３におけるサンプリング周期である直交符号の送信周期Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間の１／２の周期に相当するＮｐ／２に設定する。すなわち、ＴＧＡＰ＝ＬＯＣ×Ｔｒ／２である。 Here, the transmission gap period T GAP is set to N p /2 corresponding to half the period of the orthogonal code transmission period N p =L OC × Tr period, which is the sampling period in Doppler analysis section 213 . That is, T GAP =L OC ×T r /2.

次に、図１８に例示したレーダ受信部２００の動作について説明する。
第ｚ番の信号処理部２０７における出力切替部２１１は、直交符号生成部１０８からの直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを基に、送信周期毎の相関演算部２１０の出力を、ＬＯＣ個のドップラ解析部２１３のうちＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３に選択的に切り替えて出力する。 Next, the operation of the radar receiver 200 illustrated in FIG. 18 will be described.
Based on the orthogonal code element index OC_INDEX from the orthogonal code generation unit 108, the output switching unit 211 in the z-th signal processing unit 207 switches the output of the correlation calculation unit 210 for each transmission cycle to L OC Doppler analysis units. 213, it selectively switches to the OC_INDEX-th Doppler analysis unit 213 for output.

すなわち、出力切替部２１１は、第Ｍ番の送信周期Ｔｒにおいて、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ－１，ＬＯＣ）＋１番目のドップラ解析部２１３を選択する。また、出力切替部２１１は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰでは全てのドップラ解析部２１３を非選択とする。 That is, the output switching unit 211 selects the OC_INDEX=MOD(M−1, L OC )+1st Doppler analysis unit 213 in the Mth transmission cycle T r . Also, the output switching unit 211 deselects all the Doppler analysis units 213 during the transmission gap period T GAP .

第ｚ番の信号処理部２０７において、複数（ＬＯＣ）個のドップラ解析部２１３は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／２回の出力と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了した後の後半部分のＮｃ／２回の出力と、で２回に分けて別々にドップラ解析を行う。Ｎｃが２のべき乗値の場合、ドップラ解析には、式（６－２）および式（６－３）に示すようなＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を適用できる。 In the z-th signal processing unit 207, the plurality of (L OC ) Doppler analysis units 213 output N c /2 times in the first half before the transmission gap period T GAP is started, and the transmission gap period T The Doppler analysis is performed separately by dividing into two times, the output of Nc/2 times in the latter half after the end of the GAP . When N c is a power of 2, FFT (Fast Fourier Transform) processing as shown in Equations (6-2) and (6-3) can be applied for Doppler analysis.

例えば、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６－２）によって表される。

Figure 0007266207000068
For example, the FFT processing for N c /2 outputs in the first half before the start of the transmission gap period T GAP is represented by equation (6-2).
Figure 0007266207000068

また、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了後の後半部分のＮｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６－３）によって表される。

Figure 0007266207000069
Also, the FFT processing for N c /2 outputs in the latter half after the transmission gap period T GAP ends is represented by equation (6-3).
Figure 0007266207000069

ここで、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、離散時刻ｋでのドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。 Here, FT_FH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) represents the w-th output from the OC_INDEX-th Doppler analysis unit 213 in the z-th signal processing unit 207, and represents the Doppler at discrete time k. FIG. 10 shows the Doppler frequency response for N c /2 outputs of the first half of frequency index f s until the start of the transmission gap period T GAP .

また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ)は、第ｚ番目の信号処理部におけるＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、離散時刻ｋでのドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了後の後半部分のＮｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。 FT_SH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) represents the w-th output from the OC_INDEX-th Doppler analysis unit 213 in the z-th signal processing unit, and the Doppler frequency index f at discrete time k s , the Doppler frequency response for N c /2 outputs in the second half after the end of the transmission gap period T GAP .

なお、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１～ＬＯＣであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｗは１以上の整数である。ｊは、虚数単位である。また、ｚ＝１，…，Ｎａである。 OC_INDEX=1 to L OC , k=1, . . . , (N r +N u )N s /N o and w is an integer of 1 or more. j is the imaginary unit. Also, z=1, . . . , Na .

また、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＮｃのＦＦＴサイズにおいて、後半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋め（ゼロパディング）したものである。また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＮｃのＦＦＴサイズにおいて、前半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_FH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) is obtained by zero-filling (zero-padding) N c /2 pieces of data in the latter half of the FFT size of Nc. FT_SH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) is obtained by zero-filling N c /2 pieces of data in the first half of the FFT size of N c .

したがって、サンプリング定理から導出される折り返しの発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＬＯＣ×Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は１／{ＬＯＣ×Ｎｃ×Ｔｒ}であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency without aliasing derived from the sampling theorem is ±1/(2L OC ×T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/{L oc ×N c ×T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−N c /2+1, . , N c /2.

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓といった窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。窓関数係数には、ＦＦＴサイズがＮｃの係数が適用されてよい。例えば、前半部分のＮｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮｃ／２個の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 Note that a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied during FFT processing. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. The coefficients of FFT size Nc may be applied to the window function coefficients. For example, N c /2 window function coefficients in the first half are used when calculating FT_FH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w), and N c /2 coefficients in the second half are used to calculate FT_SH_CI z (OC_INDEX) ( It is used when calculating k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、Ｌｏｃ個のドップラ解析部２１３からの第ｗ番の出力について、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）、及び、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）を用いてＣＦＡＲ処理を行う。 The CFAR unit 215 calculates FT_FH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) and FT_SH_CI z (OC_INDEX) (k, f s , w) for the w-th output from the L oc Doppler analysis units 213 . ) to perform CFAR treatment.

例えば、ＣＦＡＲ部２１５は、式（６－４）で表される電力加算値を算出して、離散時間軸（距離軸に相当）とドップラ周波数軸（相対速度に相当）との２次元のＣＦＡＲ処理、あるいは１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理を行う。２次元のＣＦＡＲ処理あるいは１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理については、例えば非特許文献２に記載の処理が適用されてよい。

Figure 0007266207000070
For example, the CFAR unit 215 calculates the power addition value represented by Equation (6-4), and calculates the two-dimensional CFAR of the discrete time axis (corresponding to the distance axis) and the Doppler frequency axis (corresponding to the relative velocity). processing, or CFAR processing in which one-dimensional CFAR processing is combined. For CFAR processing that combines two-dimensional CFAR processing or one-dimensional CFAR processing, the processing described in Non-Patent Document 2, for example, may be applied.
Figure 0007266207000070

ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ処理を用いて適応的な閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力の離散時刻インデックスｋ_cfar、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarを、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６に指示する。 The CFAR unit 215 sets an adaptive threshold using CFAR processing, and indicates the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar of received power greater than the threshold to the direction estimation unit 214 and the aliasing determination unit 216. .

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から指示された離散時間インデックスｋ_cfar、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarを基に、ドップラ解析部２１３の出力を抽出し、以下の式（６－５）及び式（６－６）を用いた判定方法により、折り返し信号か否かの判定処理を行う。例えば、折り返し判定部２１６は、式（６－５）が成立する場合、折り返し信号でないと判定し、式（６－６）が成立する場合、折り返し信号であると判定する。

Figure 0007266207000071
Folding determination unit 216 extracts the output of Doppler analysis unit 213 based on discrete time index k _cfar and Doppler frequency index f s_cfar indicated by CFAR unit 215, and formula (6-5) and formula (6) below. -6) is used to determine whether or not the signal is a return signal. For example, the return determination unit 216 determines that the signal is not a return signal when the formula (6-5) holds, and determines that the signal is a return signal when the formula (6-6) holds.
Figure 0007266207000071

なお、式（６－５）及び式（６－６）において、

Figure 0007266207000072
である。 In formulas (6-5) and (6-6),
Figure 0007266207000072
 is.

ここで、

Figure 0007266207000073
の項は、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号に対する送信ギャップ期間中の位相回転を補正するために導入されている。 here,
Figure 0007266207000073
 term is introduced to correct for phase rotation during transmission gaps for signals at Doppler frequency index fs_cfar .

この際、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号が、折り返し信号である場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfar≧０のとき、送信ギャップ期間中に（ｆｓ_cfar－Nc）のドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じ、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfar＜０のときは、送信ギャップ期間中に（ｆｓ_cfar＋Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じることから、

Figure 0007266207000074
の項は位相反転された出力、すなわち
Figure 0007266207000075
 となる。 At this time, if the signal with the Doppler frequency index f s_cfar is a folded signal, when the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, a phase change corresponding to the Doppler frequency index of (f s_cfar −Nc) occurs during the transmission gap period, When the Doppler frequency index f s_cfar <0, a phase change corresponding to the Doppler frequency index of (f s_cfar +N c ) occurs during the transmission gap period.
Figure 0007266207000074
 term is the phase-inverted output, i.e.
Figure 0007266207000075
 becomes.

従って、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号が、折り返し信号である場合、

Figure 0007266207000076
は、
Figure 0007266207000077
 よりも電力的に小さくなる。 Therefore, if the signal with Doppler frequency index fs_cfar is a folded signal,
Figure 0007266207000076
 teeth,
Figure 0007266207000077
 less power than

一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号が、折り返し信号でない場合、

Figure 0007266207000078
は、
Figure 0007266207000079
 よりも電力的に小さくなる。 On the other hand, if the signal with the Doppler frequency index fs_cfar is not a folded signal,
Figure 0007266207000078
 teeth,
Figure 0007266207000079
 less power than

このような理由から、上述のような折り返し判定方法の適用が可能である。判定の結果、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号が、折り返し信号であると判定された場合、折り返し判定部２１６は、以下の（１）及び（２）に例示したように、ドップラ周波数インデックスの変換結果を出力する。 For this reason, it is possible to apply the folding determination method as described above. As a result of the determination, when it is determined that the signal with the Doppler frequency index fs_cfar is the aliasing signal, the aliasing determination unit 216 performs conversion of the Doppler frequency index as illustrated in (1) and (2) below. to output

（１）ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfar≧０の場合、DopConv（ｆｓ_cfar）＝ｆｓ_cfar － Nc
（２）ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfar＜０の場合、DopConv（ｆｓ_cfar）＝ｆｓ_cfar ＋ Nc (1) If the Doppler frequency index f s_cfar ≧0, then DopConv(f s_cfar )=f s_cfar − Nc
(2) DopConv(f s_cfar )=f s_cfar + Nc if Doppler frequency index f s_cfar <0

DopConv（ｆ）は、折り返し信号の判定結果に基づくドップラ周波数インデックスｆに対するドップラ周波数インデックスの変換結果を表す。 DopConv(f) represents the conversion result of the Doppler frequency index with respect to the Doppler frequency index f based on the determination result of the folding signal.

一方、判定の結果、ドップラ周波数インデックスｆｓ_cfarの信号が、折り返し信号ではないと判定された場合、折り返し判定部２１６は、以下のようにドップラ周波数インデックスの変換結果を出力する。
DopConv（ｆｓ_cfar）＝ｆｓ_cfar On the other hand, when it is determined that the signal with the Doppler frequency index fs_cfar is not a folding signal, the folding determination unit 216 outputs the conversion result of the Doppler frequency index as follows.
DopConv( fs_cfar ) = fs_cfar

符号多重分離部２１７は、折り返し判定部２１６の出力を基に、直交符号を用いて多重送信した信号を分離する。例えば、第ＮＤ番の送信アンテナＴｘ＃ＮＤから符号多重送信された信号は、式（６－９）及び式（６－１０）に示したように、送信時に用いた直交符号要素を複素共役（＊）して符号要素インデックス毎のドップラ解析結果に乗算して加算することで、分離される。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。なお、式（６－９）のexpの項は、直交符号の送信時間遅れにより生じる位相変動を補正するために設けている。

Figure 0007266207000080
Figure 0007266207000081
 The code demultiplexing section 217 demultiplexes the signals multiplexed and transmitted using orthogonal codes based on the output of the aliasing determination section 216 . For example, the signal code-multiplexed from the ND-th transmitting antenna Tx#ND is a complex conjugate ( *) and the Doppler analysis result for each code element index is multiplied and added to separate. Note that ND=1, . . . , Nt . Note that the term exp in equation (6-9) is provided to correct the phase fluctuation caused by the transmission time delay of the orthogonal code.
Figure 0007266207000080
Figure 0007266207000081

方向推定部２１４は、符号多重分離部２１７の出力を基に、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、当該ベクトルに基づいて方向推定処理を行う。例えば、式（６－１１）で表される送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔ×Ｎａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_cfar，fs_cfar，ｗ）を用いて、ターゲットからの反射波に対して受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う。 Direction estimation section 214 generates virtual reception array correlation vector h(k, f s , w) based on the output of code demultiplexing section 217, and performs direction estimation processing based on this vector. For example , a virtual reception array correlation vector h ( k_cfar , f s_cfar , w) is used to perform direction estimation based on the phase difference between the receiving antennas Rx for the reflected waves from the target.

ここで、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_cfar，fs_cfar，ｗ）は、第１の信号処理部２０７から第Ｎａの信号処理部２０７のそれぞれにおいて得られたドップラ解析部２１３からの第ｗ番の出力をまとめたベクトルに相当する。なお、ｚ＝1，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 0007266207000082
Here, the virtual received array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is the w- th It corresponds to a vector that summarizes the output of the number. Note that z=1, . . . , N a and ND=1, .
Figure 0007266207000082

ここで、ｈ＿ｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。また、ｂ＝１，…，（Ｎｔ×Ｎａ）である。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_cfar，fs_cfar，ｗ）は、Ｎｔ×Ｎａ個の要素からなる列ベクトルとなる。 Here, h_cal [b] is an array correction value for correcting phase deviation and amplitude deviation between transmitting array antennas and between receiving array antennas. Also, b=1, . . . , (N t ×N a ). The virtual receive array correlation vector h( k_cfar , fs_cfar , w) is a column vector consisting of N t ×N a elements.

方向推定部２１４は、方向推定評価関数値ＰH（θ，ｋ_cfar，fs_cfar，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出し、その極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの方位方向を到来方向推定値として出力する。また、レーダ反射波の測位結果として、方位方向と共に極大ピークレベルの情報を出力してもよい。また、レーダ反射波の測位結果として、ｋ＿ｃｆａｒを基に到来時刻情報（距離情報）、ドップラ周波数情報（相対速度情報）として折り返し判定後のDopConv(fs_cfar)を出力する。 The direction estimation unit 214 calculates a spatial profile by varying the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k_cfar , fs_cfar , w) within a predetermined angle range, and increases the maximum peak direction. A predetermined number of signals are sequentially extracted, and the azimuth direction of each maximum peak is output as an arrival direction estimation value. Further, as the positioning result of the radar reflected wave, information on the maximum peak level may be output together with the azimuth direction. Also, as the positioning result of the radar reflected wave, DopConv(f s_cfar ) after aliasing determination is output as arrival time information (distance information) based on k_cfar and Doppler frequency information (relative velocity information).

以上のように、実施の形態６に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１では、レーダ送信部１００において、複数の送信アンテナ１０７および符号多重を用いて、各送信アンテナ１０７から複数（ＬＯＣ×Ｎｃ）回のレーダ送信を行う際に、各送信アンテナ１０７からＬＯＣ×Ｎｃ／２回送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰが設けられる。 As described above, in code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 according to Embodiment 6, radar transmitting section 100 uses a plurality of transmitting antennas 107 and code multiplexing to transmit a plurality of (L OC ×Nc) times from each transmitting antenna 107. , a transmission gap period T GAP is provided after L OC ×Nc/2 times of transmission from each transmission antenna 107 .

レーダ受信部２００では、折り返し判定部２１６において、ドップラ解析部２１３の出力に折り返し信号が含まれるか否かを判定することで、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲を拡大できる。例えば、ＬＯＣをサンプリング周期とした場合のドップラ周波数範囲に対して２倍に拡大できる。 In the radar receiver 200, the aliasing determining unit 216 determines whether or not the output of the Doppler analyzing unit 213 includes an aliasing signal, thereby expanding the Doppler frequency range in which Doppler frequency ambiguity does not occur. For example, the Doppler frequency range can be doubled when LOC is the sampling period.

また、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲の拡大によって、符号多重分離部２１７は、直交符号要素毎にドップラ解析を行った結果を、直交符号要素の複素共役を乗算して加算する際に、折り返し信号であるか否かの判定結果を用いて、直交符号分離処理を行うことができる。 Further, by expanding the Doppler frequency range in which Doppler frequency ambiguity does not occur, the code demultiplexing unit 217 multiplies and adds the result of Doppler analysis performed for each orthogonal code element by the complex conjugate of the orthogonal code element. In addition, orthogonal code separation processing can be performed using the determination result of whether or not the signal is a folded signal.

これにより、直交符号間干渉を抑制しつつ、符号多重信号の分離が可能になる。したがって、時間方向あるいは周波数方向のサイドローブを低減できる。原理的には、ノイズ成分が無い場合、あるいは無視してよい場合、実質的にサイドローブをゼロにできる。 This makes it possible to separate code-multiplexed signals while suppressing orthogonal inter-code interference. Therefore, side lobes in the time direction or frequency direction can be reduced. In principle, side lobes can be substantially zero if there is no noise component, or if it can be ignored.

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにＬＯＣ×Ｔｒ／２を用いることで、折り返し判定性能を最大化できるが、これに限定されない。例えば、ＬＯＣ×Ｔｒ／２程度あるいは、その前後の期間が設定されてもよい。 By using L OC ×T r /2 for the transmission gap period T GAP , the loopback determination performance can be maximized, but the present invention is not limited to this. For example, a period of about L OC ×T r /2 or a period before or after that may be set.

また、各送信アンテナ１０７から複数（ＬＯＣ×Ｎｃ）回のレーダ送信を行う際に、各送信アンテナ１０７からＬＯＣ×Ｎｃ／２回送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることで、折り返し判定性能を最大化できるが、これに限定されない。 Further, when performing radar transmission a plurality of (L OC ×N c ) times from each transmitting antenna 107, by providing a transmission gap period T GAP after transmitting L OC ×N c /2 times from each transmitting antenna 107, The wraparound determination performance can be maximized, but is not limited to this.

例えば、各送信アンテナ１０７からＬＯＣ×Ｎｃ／２回程度、あるいは、その前後の回数を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰが設けられてもよい。例えば、ＳＮＲ（signal-to-noise ratio）の偏りが生じない範囲において不等間隔に設定されてもよい。 For example, the transmission gap period T GAP may be provided after transmitting about L OC ×N c /2 times from each transmitting antenna 107, or the number of times before and after that. For example, they may be set at unequal intervals within a range in which SNR (signal-to-noise ratio) deviation does not occur.

なお、上述した実施の形態６においては、１つの送信ギャップ期間を設ける例について説明したが、実施の形態５において説明したように、複数（ＮＧＡＰ）の送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けてもよい。複数の送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることで、より高次の折り返し信号が受信信号に含まれるか否かを判定できるので、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲を更に拡大する効果が得られる。 In the sixth embodiment described above, an example in which one transmission gap period is provided has been described, but as described in the fifth embodiment, a plurality of (N GAP ) transmission gap periods T GAP may be provided. . By providing a plurality of transmission gap periods TGAP , it is possible to determine whether or not a higher-order aliasing signal is included in the received signal, so that the effect of further expanding the Doppler frequency range in which Doppler frequency ambiguity does not occur can be obtained. be done.

（実施の形態７）
上述した実施の形態６では、レーダ送信部１００においてパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信する符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１について記載した。実施の形態７では、レーダ送信部１００においてチャープ（Chirp）パルスのような周波数変調したパルス圧縮波を用いた符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１について説明する。 (Embodiment 7)
In the sixth embodiment described above, the code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 in which the radar transmission section 100 transmits a pulse train after phase modulation or amplitude modulation has been described. In Embodiment 7, a code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 using frequency-modulated pulse-compressed waves such as chirp pulses in radar transmission section 100 will be described.

図２０は、周波数変調したチャープパルスをレーダ送信信号に用いた符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の構成例を示す図である。図２０に例示した符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１は、実施の形態２（図１２）に例示した構成に比して、レーダ送信部１００において、切替制御部１０５、送信ＲＦ部１０７、及び、送信アンテナ切替部１２１に代えて、直交符号生成部１０８と、第１～第Ｎｔの送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔと、第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１＃１～１９１＃Ｎｔを含む符号多重部１０９と、を備える点が異なる。 FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of a code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 that uses frequency-modulated chirped pulses as radar transmission signals. Code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 illustrated in FIG. 20 includes switching control section 105, transmission RF section 107, and transmission antenna in radar transmission section 100, compared to the configuration illustrated in Embodiment 2 (FIG. 12). Instead of switching section 121, orthogonal code generating section 108, 1st to Nt -th transmission RF sections 107#1 to 107# Nt , and 1st to Nt- th code multiplying sections 191#1 to 191# A code multiplexing unit 109 including Nt is provided.

また、図２０に示すレーダ受信部２００は、図１２に例示した構成に比して、信号処理部２０７と方向推定部２１４との間に、折り返し判定部２１６と符号多重分離部２１７を備える点が異なり、また、直交符号生成部１０８の出力が出力切替部２１１に入力される点が異なる。符号多重分離部２１７は、例えば、折り返し判定部２１６における、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定（又は検出）結果に基づいて、符号多重された受信信号を分離する。 Further, the radar receiving unit 200 shown in FIG. 20 is provided with an aliasing determining unit 216 and a code demultiplexing unit 217 between the signal processing unit 207 and the direction estimating unit 214, compared to the configuration shown in FIG. , and the point that the output of orthogonal code generation section 108 is input to output switching section 211 is different. The code-multiplexing/demultiplexing unit 217 separates the code-multiplexed received signal, for example, based on the determination (or detection) result of the Doppler frequency folding in the folding determination unit 216 .

以下、実施の形態７に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の動作について、実施の形態２とは異なる点に着目して説明する。 The operation of the code-multiplexed MIMO radar apparatus 1 according to the seventh embodiment will be described below, focusing on points different from those of the second embodiment.

レーダ送信部１００において、レーダ送信信号生成部１０１は、実施の形態２にて説明したとおり、変調信号発生部１２２及びＶＣＯ１２３によって、周波数変調信号（周波数チャープ信号）を生成する。生成された周波数チャープ信号は、方向性結合部１２４を介して符号多重部１０９と受信ＲＦ部２０３のミキサ部２２４に入力される。 In radar transmission section 100, radar transmission signal generation section 101 generates a frequency modulation signal (frequency chirp signal) by modulation signal generation section 122 and VCO 123, as described in the second embodiment. The generated frequency chirp signal is input to the code multiplexing section 109 and the mixer section 224 of the receiving RF section 203 via the directional coupling section 124 .

直交符号生成部１０８は、実施の形態６と同様に、直交符号長ＬＯＣからなるＮｔ個の直交符号系列ＯＣＳＮＤ＝｛ＯＣＮＤ（１），ＯＣＮＤ（２），…，ＯＣＮＤ（ＬＯＣ）｝を生成する。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Orthogonal code generation section 108 generates N t orthogonal code sequences OCS ND ={OC ND (1), OC ND (2), . . . , OC ND ( L OC )}. where ND=1, . . . , Nt .

例えば、直交符号生成部１０８は、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に、直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素を指示する直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを巡回的に可変することで、直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素ＯＣ１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）～ＯＣＮｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１＃１～１９１＃Ｎｔに出力する。また、直交符号生成部１０８は、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に、要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸをレーダ受信部２００の信号処理部２０７における出力切替部２１１に出力する。 For example, the orthogonal code generation unit 108 cyclically varies the orthogonal code element index OC_INDEX that indicates the elements of the orthogonal code sequence OCS 1 to OCS Nt for each radar transmission period (T r ), so that the orthogonal code sequence OCS The elements OC 1 (OC_INDEX) to OC Nt (OC_INDEX) of 1 to OCS Nt are output to the first to Nt- th code multipliers 191#1 to 191# Nt . Further, orthogonal code generating section 108 outputs element index OC_INDEX to output switching section 211 in signal processing section 207 of radar receiving section 200 every radar transmission cycle (T r ).

ここで、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１，２，…，ＬＯＣであり、Ｍ番目の送信周期において、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ－１，ＬＯＣ）＋１である。ＭＯＤ（ｘ，ｙ）は、モジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。 where OC_INDEX=1, 2 , . MOD(x,y) is a modulo operator, a function that outputs the remainder after dividing x by y.

第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１は、実施の形態６と同様に、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に直交符号生成部１０８によって生成された直交符号系列ＯＣＳ１～ＯＣＳＮｔの要素ＯＣ１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）～ＯＣＮｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を、ベースバンドのレーダ送信信号（ここでは、周波数チャープ信号）に対し乗算し、それぞれ、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔに出力する。 The 1st to Nt -th code multipliers 191, as in Embodiment 6, generate the elements OC of the orthogonal code sequences OCS 1 to OCS Nt generated by the orthogonal code generator 108 for each radar transmission cycle (T r ). 1 (OC_INDEX) to OC Nt (OC_INDEX) are multiplied by baseband radar transmission signals (here, frequency chirp signals) and output to N t RF transmission units 107#1 to 107#N t , respectively. do.

また、実施の形態６と同様に、送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間において送信信号をＬＯＣ回送信する動作を、Ｎｃ／２回にわたって繰り返した後に、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにわたって送信信号の送信を行わない。 Further, as in the sixth embodiment, the transmission RF units 107#1 to 107#N t perform the operation of transmitting the transmission signal L OC times in the period N p =L OC ×T r for N c /2 times. After the repetition, no transmission signal is transmitted for the transmission gap period T_GAP .

送信ギャップ期間ＴＧＡＰの経過後に、送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔは、再び、Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間において送信信号をＬＯＣ回送信する動作を、Ｎｃ／２回にわたって繰り返す。 After the transmission gap period T GAP has elapsed, the transmission RF units 107#1 to 107#N t again perform the operation of transmitting the transmission signal L OC times in the period N p =L OC ×T r N c /2 times. repeat over.

このような送信ＲＦ部１０７＃１～１０７＃Ｎｔの送信動作により、第１の送信ＲＦ部１０７＃１から第Ｎｔの送信ＲＦ部１０７＃Ｎｔの送信信号は、ＬＯＣ×Ｎｃ回送信されることとなる。 By such transmission operations of the transmission RF sections 107#1 to 107# Nt , the transmission signals of the first transmission RF section 107#1 to the Nt -th transmission RF section 107# Nt are L OC ×N c will be sent twice.

ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３におけるサンプリング周期である直交符号の送信周期Ｎｐ＝ＬＯＣ×Ｔｒ期間の１／２の周期に相当するＮｐ／２とする。すなわち、ＴＧＡＰ＝ＬＯＣ×Ｔｒ／２である。 Here, the transmission gap period T GAP is assumed to be Np/2 corresponding to half the period of the orthogonal code transmission period N p =L OC × Tr period, which is the sampling period in Doppler analysis section 213 . That is, T GAP =L OC ×T r /2.

第１～第Ｎｔの符号乗算部１９１の出力は、送信ＲＦ部１０７により所定の送信電力に増幅され、送信アレーアンテナ部を成す各送信アンテナＴｘ＃１～Ｔｘ＃Ｎｔから空間に放射される。 The outputs of the first to Nt- th code multipliers 191 are amplified to a predetermined transmission power by the transmission RF section 107, and radiated into space from the transmission antennas Tx#1 to Tx# Nt forming the transmission array antenna section. be.

次に、図２０に例示したレーダ受信部２００の動作について説明する。レーダ受信部２００において、受信アレーアンテナ部を成す各受信アンテナＲｘ＃１～Ｒｘ＃Ｎａによる信号受信からＲ－ＦＦＴ部２２０の信号出力に至るまでの動作又は処理は、実施の形態２にて説明した動作又は処理と同様である。 Next, the operation of the radar receiver 200 illustrated in FIG. 20 will be described. In the radar receiving section 200, the operation or processing from signal reception by each of the receiving antennas Rx#1 to Rx#N a forming the receiving array antenna section to signal output of the R-FFT section 220 is described in Embodiment 2. Similar to the described operation or process.

ここで、第Ｍ番のチャープパルス送信によって得られる第ｚ番の信号処理部２０７におけるｚ番目のＲ－ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数スペクトラム応答をＡＣ＿ＲＦＴｚ（ｆｂ，Ｍ）によって表す。ｆｂは、Ｒ－ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数のインデックス番号を表し、ｆｂ＝０，…，Ｎｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆｂが小さいほど反射波の遅延時間が小さい（別言すると、ターゲットとの距離が近い）ビート周波数を表す。 Here, AC_RFT z (f b , M) represents the beat frequency spectrum response output from the z-th R-FFT unit 220 in the z-th signal processing unit 207 obtained by the M-th chirp pulse transmission. f b represents the index number of the beat frequency output from the R-FFT unit 220, where f b =0, . . . , N data /2. The smaller the frequency index fb , the shorter the delay time of the reflected wave (in other words, the closer the distance to the target), the beat frequency.

ｚ番目の信号処理部２０７における出力切替部２１１は、直交符号生成部１０８からの直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを基に、送信周期毎のＲ－ＦＦＴ部２２０からの出力を、ＬＯＣ個のドップラ解析部２１３のうちＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３に選択的に切り替えて出力する。 The output switching unit 211 in the z-th signal processing unit 207 performs L OC Doppler analysis on the output from the R-FFT unit 220 for each transmission cycle based on the orthogonal code element index OC_INDEX from the orthogonal code generation unit 108. It selectively switches to the OC_INDEX-th Doppler analysis unit 213 among the units 213 and outputs it.

例えば、出力切替部２１１は、Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ－１，ＬＯＣ）＋１番目のドップラ解析部２１３を選択する。また、出力切替部２１１は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰでは全てのドップラ解析部２１３を非選択とする。 For example, the output switching unit 211 selects the OC_INDEX=MOD(M−1, L OC )+1st Doppler analysis unit 213 in the Mth transmission cycle T r . Also, the output switching unit 211 deselects all the Doppler analysis units 213 during the transmission gap period T GAP .

ｚ番目の信号処理部２０７における複数（ＬＯＣ）個のドップラ解析部２１３は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／回の出力と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了した後の後半部分のＮｃ／２回の出力とで２回に分けて別々にドップラ解析を行う。Ｎｃが２のべき乗値の場合、ドップラ解析には、式（６－１２）および式（６－１３）で表されるようなＦＦＴ処理を適用できる。 The plurality of (L OC ) Doppler analysis units 213 in the z-th signal processing unit 207 outputs N c / times in the first half before the transmission gap period T GAP is started and when the transmission gap period T GAP ends. Doppler analysis is performed separately by dividing into two times with N c /2 times of output in the latter half. When N c is a power of 2, the Doppler analysis can be applied to FFT processing as expressed in equations (6-12) and (6-13).

例えば、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６－１２）によって表される。 For example, the FFT processing for N c /2 outputs in the first half before the start of the transmission gap period T GAP is represented by equation (6-12).

Figure 0007266207000083
Figure 0007266207000083

一方、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了した後の後半部分のＮｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６－１３）によって表される。

Figure 0007266207000084
On the other hand, the FFT processing for N c /2 outputs in the latter half after the transmission gap period T GAP ends is represented by equation (6-13).
Figure 0007266207000084

ここで、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、周波数インデックスｆｂでのドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。 Here, FT_FH_CI z (OC_INDEX) (f b , f s , w) represents the w-th output from the OC_INDEX-th Doppler analysis unit 213 in the z-th signal processing unit 207, , the Doppler frequency response for N c /2 outputs in the first half until the transmission gap period T GAP starts, with the Doppler frequency index f s of .

また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、周波数インデックスｆｂでのドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間ＴＧＡＰが終了した後の後半部分のＮｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。なお、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１～ＬＯＣ、ｆｂ＝０，…，Ｎｄａｔａ／２であり、ｗは１以上の整数である。ｊは虚数単位である。また、ｚ＝１，…，Ｎａである。 FT_SH_CI z (OC_INDEX) (f b , f s , w) represents the w-th output from the OC_INDEX - th Doppler analysis unit 213 in the z-th signal processing unit 207, FIG. 4 shows the Doppler frequency response for N c /2 outputs of the Doppler frequency index f s in the second half after the transmission gap period T GAP ends. Note that OC_INDEX=1 to L OC , f b =0, . . . , N data /2, and w is an integer of 1 or more. j is the imaginary unit. Also, z=1, . . . , Na .

また、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、ＮｃのＦＦＴサイズにおいて、後半部のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、ＮｃのＦＦＴサイズにおいて、前半部のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_FH_CI z (OC_INDEX) (f b , f s , w) is obtained by zero-filling N c /2 pieces of data in the latter half of the FFT size of N c . FT_SH_CI z (OC_INDEX) (f b , f s , w) is obtained by zero-filling N c /2 data in the first half in an FFT size of N c .

したがって、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＬＯＣ×Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は１／{ＬＯＣ×Ｎｃ×Ｔｒ}であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲はｆｓ＝－Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur derived from the sampling theorem is ±1/(2L OC ×T r ). Also, the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/{L OC ×N c ×T r }, and the range of the Doppler frequency index f s is f s =−N c /2+1, . Nc /2.

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓といった窓関数係数を乗算してもよく、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。窓関数係数は、ＦＦＴサイズがＮｃのものを適用し、前半部分のＮｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ （ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮｃ／２の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 Note that, during FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied, and side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed by applying the window function. As for the window function coefficients, those with an FFT size of Nc are applied. A factor of Nc /2 is used when calculating FT_SH_CIz (OC_INDEX) ( fb , fs , w).

以降のＣＦＡＲ部２１５、折り返し判定部２１６、符号多重分離部２１７、及び、方向推定部２１４における処理は、実施の形態６において用いた離散時刻ｋをビート周波数の周波数インデックスｆｂに置き換えた処理に相当する。 Subsequent processing in the CFAR unit 215, the aliasing determination unit 216, the code demultiplexing unit 217, and the direction estimation unit 214 is performed by replacing the discrete time k used in Embodiment 6 with the frequency index fb of the beat frequency. Equivalent to.

以上の構成及び動作により、実施の形態２において説明した効果あるいは利点に加えて、実施の形態６と同様の効果あるいは利点を得ることができる。 With the above configuration and operation, in addition to the effects or advantages described in the second embodiment, effects or advantages similar to those of the sixth embodiment can be obtained.

以上、本開示に係る複数の実施の形態について説明した。 A plurality of embodiments according to the present disclosure have been described above.

上記の実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。 Each functional block used in the description of the above embodiments is typically implemented as an LSI, which is an integrated circuit. These may be made into one chip individually, or may be made into one chip so as to include part or all of them. Although LSI is used here, it may also be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。 Also, the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure connections and settings of circuit cells inside the LSI may be used.

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。 Furthermore, if an integration technology that replaces the LSI appears due to advances in semiconductor technology or another derived technology, the technology may naturally be used to integrate the functional blocks. Application of biotechnology, etc. is possible.

本開示の一態様は、レーダシステムに有用である。 One aspect of the present disclosure is useful for radar systems.

１ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６ 送信ＲＦ切替部
１０７ 送信ＲＦ部
１０８ 直交符号生成部
１０９ 符号多重部
１９１ 符号乗算部
１１１ 符号記憶部
１１２ Ｄ／Ａ変換部
１２１ 送信アンテナ切替部
１２２ 変調信号発生部
１２３ 電圧制御発振器
１２４ 方向性結合部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換部
２０６ 直交検波部
２０７ 信号処理部
２０８、２０９、２２８ Ａ／Ｄ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１３ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部
２１５ ＣＦＡＲ部
２１６ 折り返し判定部
２１７ 符号多重分離部
２２０ Ｒ－ＦＦＴ部
２２４ ミキサ部
２２６ ＬＰＦ 1 radar device 100 radar transmitter 101 radar transmission signal generator 102 code generator 103 modulator 104 LPF
105 switching control unit 106 transmission RF switching unit 107 transmission RF unit 108 orthogonal code generation unit 109 code multiplexing unit 191 code multiplication unit 111 code storage unit 112 D/A conversion unit 121 transmission antenna switching unit 122 modulation signal generation unit 123 voltage controlled oscillator 124 directional coupling unit 200 radar receiving unit 201 antenna system processing unit 203 reception radio unit 204 amplifier 205 frequency conversion unit 206 quadrature detection unit 207 signal processing unit 208, 209, 228 A/D conversion unit 210 correlation calculation unit 211 output switching unit 213 Doppler analysis unit 214 Direction estimation unit 215 CFAR unit 216 Folding determination unit 217 Code demultiplexing unit 220 R-FFT unit 224 Mixer unit 226 LPF

Claims (7)

送信信号を送信するレーダ送信部と、
前記送信信号が物体で反射された信号を受信し、前記物体の方向を推定するレーダ受信部と、
を備え、
前記レーダ送信部は、
前記送信信号を周期Ｎｐ毎に送信するＮｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信部と、
送信周期Ｔｒ毎に前記Ｎｔ個の送信部のうち前記送信信号を送信する送信部を選択し、前記Ｎｔ個の送信部の各々を一巡選択した前記送信周期ＴｒのＮｔ倍の長さである前記周期Ｎｐを１回以上繰り返す第１の期間と、前記第１の期間の後であって前記Ｎｔ個の送信部の各々を一巡選択した前記送信周期ＴｒのＮｔ倍の長さである前記周期Ｎｐを１回以上繰り返す第２の期間と、の間に、前記送信信号を送信しない期間である送信ギャップ期間を設ける制御部と、
を備え、
前記レーダ受信部は、
前記各送信信号が物体で反射された信号を受信する受信部と、
前記各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析するドップラ解析部と、
前記ドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する検出部と、
前記第１の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分と、前記第２の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分とを比較して、当該ピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定する判定部と、
前記各受信信号の前記ピークドップラ周波数成分に基づいて、前記物体の方向を推定する方向推定部と、
を備える、
レーダ装置。 a radar transmitter that transmits a transmission signal;
a radar receiver that receives a signal of the transmitted signal reflected by an object and estimates the direction of the object;
with
The radar transmitter,
N t (N t is an integer equal to or greater than 2) transmission units that transmit the transmission signal every period N p ;
A transmission unit that transmits the transmission signal is selected from among the Nt transmission units in each transmission cycle Tr , and each of the Nt transmission units is selected in a cycle Nt times the transmission cycle Tr . N t of the transmission period Tr which repeats the period Np of length one or more times, and which is after the first period and roundly selects each of the Nt transmitters . a control unit that provides a transmission gap period, which is a period in which the transmission signal is not transmitted, between a second period in which the cycle Np , which is double the length, is repeated one or more times;
with
The radar receiver is
a receiver that receives a signal of each of the transmission signals reflected by an object;
a Doppler analysis unit for analyzing a Doppler frequency component of each reception signal corresponding to each transmission signal;
A detection unit that detects a peak Doppler frequency component, which is a frequency component with received power greater than a threshold, from the Doppler frequency components;
comparing the peak Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmitted signal in the first period and the peak Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmitted signal in the second period, and determining the peak Doppler frequency component a determination unit that determines whether or not a return signal is included;
a direction estimator that estimates the direction of the object based on the peak Doppler frequency component of each received signal;
comprising
radar equipment. 前記判定部は、
前記折り返し信号が含まれていると判定した場合、前記ピークドップラ周波数成分を変換して前記方向推定部へ出力し、
前記折り返し信号が含まれていないと判定した場合、前記ピークドップラ周波数成分を変換せずに前記方向推定部へ出力する、
請求項１に記載のレーダ装置。 The determination unit is
If it is determined that the aliasing signal is included, converting the peak Doppler frequency component and outputting it to the direction estimation unit;
When it is determined that the aliasing signal is not included, outputting the peak Doppler frequency component to the direction estimation unit without converting it;
The radar device according to claim 1 . 前記制御部は、前記Ｎｔ個の送信部を順次選択し、
前記送信ギャップ期間は、前記制御部が前記Ｎｔ個の送信部を一巡選択する周期の１／２である、
請求項１または２に記載のレーダ装置。 The control unit sequentially selects the N t transmitting units,
The transmission gap period is 1/2 of a cycle in which the control unit selects the N t transmission units once,
The radar device according to claim 1 or 2 . 前記制御部は、前記Ｎｔ個の送信部のうち、第１の送信部を第１の周期で選択し、前記第１の送信部以外の各第２の送信部を前記第１の周期よりも長い第２の周期で選択し、
前記検出部は、前記第１の送信部からの送信信号に対応する受信信号のドップラ周波数成分から、前記ピークドップラ周波数成分を検出し、
前記判定部は、前記第１の送信部からの送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定する、
請求項１に記載のレーダ装置。 The control unit selects a first transmission unit from among the Nt transmission units in a first period, and selects each second transmission unit other than the first transmission unit in the first period. choose with a second period that is longer than
The detection unit detects the peak Doppler frequency component from the Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmission signal from the first transmission unit,
The determination unit determines whether or not a folded signal is included in the peak Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmission signal from the first transmission unit.
The radar device according to claim 1 . 前記送信ギャップ期間は、前記第１の周期の１／２である、
請求項４に記載のレーダ装置。 the transmission gap period is 1/2 of the first period;
The radar device according to claim 4 . 前記制御部は、前記送信ギャップ期間をＮＧＡＰ回設け、
前記送信ギャップ期間は、前記制御部が前記Ｎｔ個の送信部を一巡選択する周期の１／（ＮＧＡＰ＋１）である、
請求項１または２に記載のレーダ装置。 The control unit provides the transmission gap period N GAP times,
The transmission gap period is 1/(N GAP +1) of a period in which the control unit makes a round selection of the N t transmission units.
The radar device according to claim 1 or 2 . レーダ送信部に含まれるＮｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信部の各々が周期Ｎｐ毎に送信信号を送信し、
レーダ受信部が物体で反射された前記送信信号を受信し、前記物体の方向を推定する、
レーダ方法であって、
前記Ｎｔ個の送信部の各々を一巡選択した送信周期ＴｒのＮｔ倍の長さである前記周期Ｎｐを１回以上繰り返す第１の期間に、前記送信周期Ｔｒ毎に、前記Ｎｔ個の送信部の各々が前記送信信号を送信し、
前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間に、前記送信信号を送信せず、
前記送信ギャップ期間後、前記Ｎｔ個の送信部の各々を一巡選択した前記送信周期ＴｒのＮｔ倍の長さである前記周期Ｎｐを１回以上繰り返す第２の期間に、前記送信周期Ｔｒ毎に、前記Ｎｔ個の送信部の各々が前記送信信号を送信し、
前記各送信信号が物体で反射された信号を受信し、
前記各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析し、
前記ドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出し、
前記第１の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分と、前記第２の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分とを比較して、当該ピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定し、
前記各受信信号の前記ピークドップラ周波数成分に基づいて、前記物体の方向を推定する、
レーダ方法。 Each of N t (N t is an integer equal to or greater than 2) transmission units included in the radar transmission unit transmits a transmission signal every period N p ,
a radar receiver receiving the transmitted signal reflected by an object and estimating the direction of the object;
A radar method comprising:
During a first period in which the cycle Np , which is Nt times as long as the transmission cycle Tr in which each of the Nt transmitting units is selected, is repeated once or more, in each of the transmission cycles Tr , the each of N t transmitters transmitting said transmission signal;
not transmitting the transmission signal during a predetermined transmission gap period after the first period;
After the transmission gap period, during a second period in which the period Np , which is Nt times as long as the transmission period Tr in which each of the Nt transmission units are selected, is repeated one or more times, the transmission is performed. each of the N t transmitters transmits the transmission signal at each period Tr ;
receiving a signal in which each of the transmitted signals is reflected by an object;
analyzing the Doppler frequency component of each reception signal corresponding to each transmission signal;
Detecting a peak Doppler frequency component, which is a frequency component with received power greater than a threshold, from the Doppler frequency components,
comparing the peak Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmitted signal in the first period and the peak Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmitted signal in the second period, and determining the peak Doppler frequency component determining whether or not a return signal is included,
estimating the direction of the object based on the peak Doppler frequency component of each of the received signals;
radar method.
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