JP7104209B2 - 電力変換装置、及びこれを備える空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置等に関する。

電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置、コンバータ）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。

例えば、特許文献１には、直列接続された２つのダイオードと、直列接続された２つの半導体素子と、が並列接続されてなる整流回路と、交流電源から整流回路に流れる電流の検出値の極性に同期させて半導体スイッチをスイッチングする制御部と、を備える直流電源装置について記載されている。

特開２０１４－９０５７０号公報

特許文献１に記載の整流回路は、前記したように、直列接続された２つのダイオードと、直列接続された２つの半導体素子と、が並列接続された構成になっている。したがって、半導体スイッチのオン・オフに関わらず、２つのダイオードのいずれかに電流が流れる。このように２つのダイオードに電流が流れるぶん損失が大きくなるため、さらに高効率化を図る余地がある。

そこで、本発明は、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明は、ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、前記ブリッジ回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、前記ブリッジ回路及び前記平滑コンデンサを介した電流経路を流れる電流を検出する第１電流検出部と、前記平滑コンデンサを介さずに前記ブリッジ回路及び前記リアクトルを介した短絡経路を流れる短絡電流を検出する第２電流検出部と、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記第１電流検出部は、前記電流経路に設けられる第１シャント抵抗を有し、前記第２電流検出部は、前記短絡経路に設けられる第２シャント抵抗を有し、前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第２シャント抵抗の抵抗値よりも大きく、前記制御部は、前記第１電流検出部又は前記第２電流検出部の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路に過電流が流れていると判定した場合、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させることを特徴とする。

本発明によれば、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供できる。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 ダイオード整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 ダイオード整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの回路電流ｉｓの流れを示す説明図である。 同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 交流電源電圧ｖｓが正の極性の半サイクルにおいて、力率改善動作を行ったときの電流の流れを示す説明図である。 交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける部分スイッチング制御の説明図である。 高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、高速スイッチング制御でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。 高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとの関係を示す説明図である。 高速スイッチング制御において、リアクトルによる電流位相の遅れを考慮しない場合と、電流位相の遅れを考慮した場合と、におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。 （ａ）は部分スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図であり、（ｂ）は高速スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。 電力変換装置の制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 電力変換装置の制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 電力変換装置の制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 電力変換装置の制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 第４実施形態に係る電力変換装置において、（ａ）は交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図であり、（ｂ）は交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図である。 本発明の第５実施形態に係る空気調和機が備える室内機、室外機、及びリモコンの正面図である。 空気調和機の構成図である。 負荷の大きさ、動作モード、及び機器の運転領域の関係を示す説明図である。 電力変換装置の制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 本発明の第１の変形例に係る電力変換装置の構成図である。 本発明の第２の変形例に係る電力変換装置の構成図である。 本発明の第３の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第４の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の５の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第６の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第７の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第８の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第９の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の第１０の変形例に係る電力変換装置において、高速スイッチング整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 本発明の他の変形例に係る電力変換装置の制御モードの切替えに関する説明図である。

≪第１実施形態≫
＜電力変換装置の構成＞
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成図である。
電力変換装置１は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

図１に示すように、電力変換装置１は、ブリッジ回路１０と、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、交流電圧検出部１２と、直流電圧検出部１３と、負荷検出部１４と、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１シャント抵抗）と、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２（第２シャント抵抗）と、増幅回路Ａ１，Ａ２と、制御部１５と、を備えている。

ブリッジ回路１０は、ブリッジ形に接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備えている。ブリッジ回路１０は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、制御部１５によってオン・オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチングを高速で行えるという利点がある。

また、スイッチング素子Ｑ１は、その内部に寄生ダイオードＤ１を有している。寄生ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。

なお、スイッチング素子Ｑ１の飽和電圧（オン状態におけるドレイン・ソース間電圧）は、寄生ダイオードＤ１の順方向の電圧降下よりも低いことが好ましい。これによって、寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインに電流を流すほうが電圧降下が小さくなり、ひいては、導通損失を低減できるからである。わかりやすくいうと、オフ状態のスイッチング素子Ｑ１において寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、オン状態のスイッチング素子Ｑ１に電流を流すほうが導通損失が小さくなるようにしている。なお、他のスイッチング素子Ｑ２～Ｑ４についても同様のことがいえる。

図１に示すように、ブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されてなる第１レグＪ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてなる第２レグＪ２と、が並列接続された構成になっている。

第１レグＪ１において、スイッチング素子Ｑ１のソースと、スイッチング素子Ｑ２のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ１は、配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ１に接続されている。

第２レグＪ２において、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ２に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレインと、スイッチング素子Ｑ３のドレインと、は互いに接続され、その接続点Ｎ３は、配線ｈｃを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｃは、その一端が負荷Ｈに接続され、他端が前記した接続点Ｎ３に接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のソースと、スイッチング素子Ｑ４のソースとは、後記するシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２を介して接続されている。また、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２とスイッチング素子Ｑ２のソースとの接続点Ｎ４は、配線ｈｄを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｄは、その一端がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続され、他端が負荷Ｈに接続されている。

リアクトルＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、このエネルギを放出することで昇圧や力率の改善を行うものである。リアクトルＬ１は、交流電源Ｇとブリッジ回路１０とを接続する配線ｈａに設けられている。

平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ回路１０から印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介してブリッジ回路１０の出力側に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１は、その正極が配線ｈｃを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインに接続され、負極が配線ｈｄを介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続されている。

電流検出部１１（第５電流検出部）は、ブリッジ回路１０に流れる電流を実効値（平均電流）として検出するものである。電流検出部１１は、例えば、カレントトランスであり、１次側・２次側のコイルを有するトランス１１ａを備えるとともに、トランス１１ａの２次側から接地側に向けて順次に接続される保護ダイオードＤ５、負荷抵抗Ｒ、及びコンデンサＣ２を備えている。
交流電圧検出部１２は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。

直流電圧検出部１３は、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。なお、直流電圧検出部１３の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

負荷検出部１４は、負荷Ｈに供給される電流を検出するものであり、この負荷Ｈに設置されている。負荷検出部１４として、例えば、シャント抵抗を用いることができる。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１４によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値を推定するようにしてもよい。

シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路（図３、図５の破線矢印を参照）を流れる電流の瞬時値（瞬時電流）を検出するための抵抗であり、配線ｈｄに設けられている。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端が平滑コンデンサＣ１の負極に接続されている。

増幅回路Ａ１は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の両端の電圧を増幅するオペアンプであり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の両端に接続されている。なお、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路を流れる電流（回路電流ｉｓ）を検出する「第１電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１と、増幅回路Ａ１と、を含んで構成される。

図１に示すように、増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）は、配線ｈｄにおいて平滑コンデンサＣ１の負極と同電位の位置に接続されている。この電位を基準として、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れる電流が検出される。また、増幅回路Ａ１の反転入力端子（－）は、前記した接続点Ｎ４と同電位の位置に接続されている。そして、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１及び増幅回路Ａ１によって、平滑コンデンサＣ１の負極から接続点Ｎ４に向かう電流を検出するようになっている。

シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、平滑コンデンサＣ１を介さない短絡経路（図７の破線矢印を参照）を流れる短絡電流ｉｓｐを検出するための抵抗であり、前記した短絡経路に設けられている。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端がスイッチング素子Ｑ４のソースに接続されている。

増幅回路Ａ２は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の両端の電圧を増幅するオペアンプであり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の両端に接続されている。なお、交流電源Ｇの電圧が正の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずにリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐ（図７の破線矢印を参照）を検出する「第２電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２と、増幅回路Ａ２と、を含んで構成される。

詳細については後記するが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、主に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを切り替える制御に用いられる。他方のシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、ブリッジ回路１０に過電流が流れているか否かの判定に用いられる。したがって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の抵抗値よりも大きいことが好ましい。これによって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１におけるＳＮ比が十分に確保されるため、増幅回路Ａ１からコンバータ制御部１５ｄに出力される信号の雑音を低減できる。つまり、平滑コンデンサＣ１を介して流れる回路電流ｉｓ（図５参照）を高精度で検出できるため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを適切に制御できる。

図１に示すように、増幅回路Ａ２の非反転入力端子（＋）は、前記した接続点Ｎ４と同電位の位置に接続されている。この電位を基準として、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２に流れる電流が検出される。また、増幅回路Ａ２の反転入力端子（－）は、スイッチング素子Ｑ４のソースと同電位の位置に接続されている。つまり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２及び増幅回路Ａ２によって、接続点Ｎ４からスイッチング素子Ｑ４のソースに向かう電流を検出するようになっている。

制御部１５は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。制御部１５は、前記したように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する機能を有している。

図１に示すように、制御部１５は、ゼロクロス判定部１５ａと、昇圧比制御部１５ｂと、ゲイン制御部１５ｃと、コンバータ制御部１５ｄと、を備えている。

ゼロクロス判定部１５ａは、交流電圧検出部１２の検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖｓの正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロスに達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１５ａは、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘０’の信号を出力する。

昇圧比制御部１５ｂは、負荷検出部１４の検出値に基づいて、直流電圧Ｖｄの昇圧比を設定し、その昇圧比をゲイン制御部１５ｃ及びコンバータ制御部１５ｄに出力する機能を有している。
ゲイン制御部１５ｃは、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの実効値と、直流電圧Ｖｄの昇圧比と、に基づいて、電流制御ゲインを設定する機能を有している。

コンバータ制御部１５ｄは、電流検出部１１、直流電圧検出部１３、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２、ゼロクロス判定部１５ａ、昇圧比制御部１５ｂ、及びゲイン制御部１５ｃから入力される情報に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する。なお、コンバータ制御部１５ｄが実行する処理については後記する。

＜電力変換装置の制御モード＞
次に、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）の大きさに基づいて切り替えられる制御モードについて説明する。前記した制御モードには、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。

（１．ダイオード整流制御）
ダイオード整流制御は、４つの寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を用いて全波整流を行う制御モードである。ダイオード整流制御は、例えば、負荷の大きさが比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。

図２は、ダイオード整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
なお、図２（ａ）は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）の波形であり、図２（ｂ）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）の波形である。図２（ｃ）～（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスである。

図２（ｃ）～（ｆ）に示すように、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の全てをオフ状態で維持することで、次に説明するように、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を介して回路電流ｉｓを流す。

図３は、ダイオード整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの回路電流ｉｓの流れを示す説明図である。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では、図３の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→寄生ダイオードＤ４→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→寄生ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。なお、回路電流ｉｓの波形は、図２（ｂ）に示すとおりである。

このようなダイオード整流制御を低負荷時に行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４におけるスイッチング損失を低減できる。

（２．同期整流制御）
同期整流制御は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する制御モードである。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、前記した「電流経路」は、図５の破線矢印で示す経路である。

本実施形態では、一例として、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替えるとともに（図４（ｄ）、（ｆ）参照）、回路電流ｉｓが流れているか否かによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替えるようにしている（図４（ｃ）、（ｅ）参照）。なお、同期整流制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。

図４は、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
同期整流制御においてコンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１によって検出される回路電流ｉｓに同期させて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替える。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れているときには（図４（ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオン状態とし（図４（ｃ）参照）、回路電流ｉｓが流れていないときには、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持される（図４（ｅ）参照）。

また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性の変化に同期させて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替える。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にし（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図４（ｆ）参照）。なお、交流電源電圧ｖｓの極性は、ゼロクロス判定部１５ａによって判定（特定）される。

このように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、回路電流ｉｓが流れているか否かによってオン・オフが切り替えられ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン・オフが切り替えられる。これは、次に説明するように、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側への逆流電流を防ぐためである。

仮に、直流電圧Ｖｄが交流電源電圧ｖｓよりも高いときに、回路電流ｉｓが通流していない状態でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を両方ともオン状態にすると、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側に逆流電流が流れてしまう。
これに対して本実施形態では、前記した状態においてスイッチング素子Ｑ１をオフにするため（図４（ｃ）参照）、逆流電流が流れること防止できる。また、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持されるため（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を介して逆流電流がループすることもない。

なお、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなった直後の所定時間ｄｔ（図４（ｂ）参照）では、リアクトルＬ１のインダクタンスによって回路電流ｉｓが流れ続ける。ここで、前記した所定時間ｄｔは、以下の（数式１）で表される。

本実施形態では、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）に示すように、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってからも所定時間ｄｔは、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１（交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ３）をオン状態で維持するようにしている。これによって、所定時間ｄｔにおいてもスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインを介して回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも損失が小さくなるため、高効率で電力変換を行うことができる。なお、所定時間ｄｔは、事前の実験に基づいて計算してもよいし、また、リアルタイムで計算してもよい。

図５は、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図５の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、オフ状態で維持される（図４（ｄ）、（ｅ）参照）。

また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、オフ状態で維持される（図４（ｃ）、（ｆ）参照）。

このように同期整流制御では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４には積極的に電流を流し、寄生ダイオードＤ１，Ｄ４にはほとんど電流を流さないようにしている。これによって、高効率で電力変換を行うことができる。また、後記する部分スイッチング制御や高速スイッチング制御と比較して、同期整流制御ではスイッチングの回数が少なくて済む。したがって、適度な力率を保ちながらもスイッチング損失を低減できるため、高効率で電力変換を行うことができる。

（３．部分スイッチング制御）
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、例えば、負荷Ｈの定格運転中に実行されるが、これに限定されるものではない。

図６は、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの正・負が切り替わった直後に（図６（ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う（図６（ｃ）、（ｄ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフを制御する（図６（ｅ）、（ｆ）参照）。

以下では、部分スイッチング制御ついてわかりやすく説明するために、この部分スイッチング制御を「力率改善動作」と「同期整流動作」とに分けて説明する。

前記した「力率改善動作」とは、平滑コンデンサＣ１を介さずにリアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７の破線矢印を参照）が流れる短絡経路において、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで、力率を改善する動作である。
なお、前記した短絡経路においてリアクトルＬ１に接続されている「スイッチング素子」とは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ２であり（図７参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ１である。

前記した「同期整流動作」とは、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する動作である。
なお、前記した電流経路において平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている「スイッチング素子」とは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ１であり（図５参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ３である。

ちなみに、前記した同期整流モード（図４、図５参照）は、「同期整流動作」を継続的に行う制御モードである。

詳細については後記するが、部分スイッチング制御では、前記した「同期整流動作」と「力率改善動作」とが交互に所定回数行われる。

まず、「力率改善動作」について説明する。
例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態で維持するとともに（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図６（ｆ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、ブリッジ回路１０に電流が流れ始める所定の区間ｔｆにおいて、スイッチング素子Ｑ２をオン（図６（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフにする（図６（ｃ）参照）。このときに流れる短絡電流ｉｓｐの経路について、図７を参照して説明する。

図７は、交流電源電圧ｖｓが正の極性の半サイクルにおいて、力率改善動作を行ったときの電流の流れを示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の極性のときに力率改善動作を行うと、図７の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ２→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。このときリアクトルＬ１には、以下の（数式２）で表されるエネルギが蓄えられる。なお、（数式２）に示すＩ_ｓｐは、短絡電流ｉｓｐの実効値である。

このように短絡電流ｉｓｐを流すことで、電流波形の歪みを小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図６（ｂ）参照）。したがって、電力変換装置１の力率を改善できるとともに、高調波電流に伴う高調波を抑制できる。

なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性である期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。

次に、「同期整流動作」について説明する。
図６（ｄ）に示す所定の区間ｔｆにおいて「力率改善動作」を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｇにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるとともに（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオンからオフに切り替える（図６（ｄ）参照）。なお、区間ｔｇにおいてもスイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持され（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４はオン状態で維持される（図６（ｆ）参照）。

このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が制御されることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出され、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。なお、同期整流動作における電流経路は、前記した同期整流モードにおける電流経路（図５の破線矢印を参照）と同様である。

部分スイッチング制御では、前記したように、「力率改善動作」と「同期整流動作」とが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに交互に所定回数行われる。このような制御を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れている区間ｔｈにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態で維持する（図６（ｄ））。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１電流検出部）の検出値に基づいて、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってから所定時間ｔｄは、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子Ｑ１をオン状態とする同期整流動作を継続する。これによって、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなってからも、図５に示す電流経路で回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減し、高効率化を図ることができる。

例えば、負荷Ｈがモータである場合、回転速度の上昇に伴ってモータの誘起電圧が高くなり、モータが駆動しにくくなることがあるが、前記した「力率改善動作」及び「同期整流動作」を交互に行って昇圧することで、モータの回転速度の許容限度を高めることができる。

ちなみに、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１は、１ショット目の前の区間ｔａ、及び、同期整流動作が継続される区間ｔｈの後の区間ｔｂでは、オフ状態にされる。これは、前述した平滑コンデンサＣ１から逆流電流が流れることを防止するためである。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする際のタイミングや回数は、適宜設定できる。

次に、部分スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの設定について、さらに詳しく説明する。

図８は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける部分スイッチング制御の説明図である。
なお、図８（ａ）～（ｆ）の横軸は、時間である。図８（ａ）は、正の半サイクルにおける交流電源電圧ｖｓである。図８（ｂ）は、回路電流ｉｓ、短絡電流ｉｓｐ、及び正弦波状の理想電流である。図８（ｃ）、（ｄ）（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１の駆動パルスである。図８の「理想電流」に示すように、正弦波状の回路電流ｉｓが交流電源電圧ｖｓに対して同相で流れることが理想的である。この理想電流は、例えば、電流検出部１１（図７参照）の検出値と、ゼロクロス判定部１５ａ（図７参照）の判定結果と、に基づいて、ゲイン制御部１５ｃ（図７参照）によって求められる。

例えば、理想電流上の点Ｐ１（図８（ｂ）参照）に関して、この点Ｐ１での傾きをdi(P1)/dtとおく。回路電流ｉｓがゼロの状態から、スイッチング素子Ｑ２を時間ton1_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff1_Q2に亘ってオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。ここで、傾きdi(ton1_Q2)/dtと、傾きdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が、点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。

また、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、スイッチング素子Ｑ２を時間ton2_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff2_Q2に亘ってスイッチング素子Ｑ２をオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、傾きdi(ton2_Q2)/dtと、傾きdi(toff2_Q2)/dtと、の平均値が、点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。交流電源電圧ｖｓが正の半周期において、このような処理が所定回数繰り返される。なお、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、回路電流ｉｓを理想的な正弦波状の波形に近づけることができるが、スイッチング損失を考慮してスイッチング回数を設定することが望ましい。

なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性の半サイクルについても、前記と同様にしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御される。

（４．高速スイッチング制御）
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。言い換えると、高速スイッチング制御は、前記した同期整流動作と力率改善動作とを所定周期で交互に繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的大きい高負荷時に実行されるが、これに限定されるものではない。

図９は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
高速スイッチング制御では、部分スイッチング制御で説明した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。

力率改善動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｋにおいてスイッチング素子Ｑ２をオン状態（図９（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする（図９（ｃ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図９（ｆ）参照）。これによって、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れるため、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。

次に、同期整流動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、例えば、前記した区間ｔｋの後の区間ｔｍにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。これによって、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されるため、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄが昇圧される。また、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合と比べて導通損失が低減されるため、電力変換を高効率で行うことができる。なお、同期整流動作時における電流経路は、図５と同様である。

また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおいても、同様にして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフされる（図９（ｃ）、（ｄ）参照）。また、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３がオン状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４がオフ状態にされる（図９（ｆ）参照）。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるように適宜設定される。

また、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルの初期において、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低い区間ｔｊ（図９（ｃ）参照）では、逆流電流を防止するためにスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持される。
また、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回ってから所定時間ｄｔが経過するまでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが継続される（図９（ｃ）、（ｄ））。これによって寄生ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流を抑制し、高効率で電力変換を行うことができる。そして、前記した所定時間ｄｔが経過した後の区間ｔｎでは、逆流電流が流れないように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態にされる（図９（ｃ）参照）。

なお、高負荷時には比較的大きな回路電流ｉｓが流れるため、それに伴って高調波が発生しやすくなる。本実施形態では、高負荷時に高速スイッチング制御を行うことで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるようにしている。これによって、高調波を抑制できるとともに、力率を改善できる。

以下では、部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を含めて「スイッチング制御」という。この「スイッチング制御」は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする制御である。

次に、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御におけるデューティの設定について説明する。
電力変換装置１における回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の（数式３）で表される。ここで、Ｖｓは交流電源電圧ｖｓの実効値であり、Ｋｐは電流制御ゲインであり、Ｖｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。

上記の（数式３）を整理すると、以下の（数式４）になる。

また、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流Ｉｓ（実効値）と、の関係は、以下の（数式５）で表される。前記したように、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１によって検出され、回路電流Ｉｓ（実効値）は電流検出部１１によって検出される。

（数式４）を変形して（数式５）に代入すると、電流制御ゲインＫｐは、以下の（数式６）で表される。なお、ａは昇圧比である。

ここで、（数式６）から、昇圧比ａの逆数を右辺に移項すると、以下の（数式７）の関係が成り立つ。

また、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ（通流率）は、以下の（数式８）で表される。なお、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄについても同様である。

以上より、（数式７）に示したＫｐ・Ｉｓを制御することで、直流電圧Ｖｄを交流電源電圧Ｖｓ（実効値）のａ倍に昇圧できる。そのときのスイッチング素子Ｑ２（又は、スイッチング素子Ｑ１）のオンデューティｄは、（数式８）で与えられる。
なお、昇圧比ａは、負荷検出部１４によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部１５ｂ（図７参照）によって設定される。例えば、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。

図１０は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、高速スイッチング制御でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。
なお、図１０の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける時間（正の半サイクルの開始時からの経過時間）であり、縦軸は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ１，ｄ_Ｑ２である。

また、図１０の破線は、デッドタイムｄｔｘを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。実線は、デッドタイムｄｔｘを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。二点鎖線は、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２である。

破線で示すスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、例えば、交流電源電圧Ｖｓに比例するように設定されている。二点鎖線で示すスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、１．０からスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１を減算した値として設定される。

（数式８）で説明したように、回路電流ｉｓが大きいほど、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は小さな値に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は大きな値に設定される。言い換えると、同期整流動作でオンされるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、力率改善動作でオンされるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２に対して逆特性になっている。

なお、ブリッジ回路１０における上下短絡を回避するために、図１０の実線で示すように、デッドタイムｄｔｘを考慮した制御を行うことが望ましい。所定のデッドタイムｄｔｘ（図示せず）を付与すると、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、このデッドタイムｄｔｓ分だけ小さくなる。

図１１は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとの関係を示す説明図である。
図１１の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）及び回路電流ｉｓ（瞬時値）である。

図１１に示すように、高速スイッチング制御を行うことで、交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓが正弦波状の波形になっており、また、交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとが同相になっている。つまり、高速スイッチング制御を行うことで、力率が改善されていることがわかる。このような正弦波状の回路電流ｉｓを流すために、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、以下の（数式９）で設定される。また、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、以下の（数式１０）で設定される。

図１２は、高速スイッチング制御において、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合と、電流位相の遅れ分を考慮した場合と、におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２を示す説明図である。
図１２の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。

また、実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。図１２の破線で示すように、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを設定することで、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、正弦波状の回路電流ｉｓを流すことができる。

＜制御モードの切替えについて＞
コンバータ制御部１５ｄ（図１参照）は、例えば、負荷が比較的小さい低負荷領域では同期整流制御を行い、定格運転領域では部分スイッチング制御を行い、負荷が比較的大きい高負荷領域では高速スイッチング制御を行う。なお、負荷が非常に小さいときにダイオード整流制御を行ってもよいし、また、ダイオード整流を行わないようにしてもよい。

図１３（ａ）は、部分スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。なお、図１３（ａ）に示すピーク値ｉｓ１は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。

図１３（ｂ）は、高速スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。
なお、図１３（ｂ）に示すピーク値ｉｓ２は、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。図１３（ｂ）に示すように、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２よりも小さくなっている。

仮に、前記したピーク値ｉｓ１，ｉｓ２が略同一となるように制御すると、部分スイッチング制御よりも高速スイッチング制御のほうが力率が高いため、高速スイッチング制御において直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまう。これに対して本実施形態では、ピーク値ｉｓ１＞ピーク値ｉｓ２となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが調整される。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に切り替える際、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄの変動を抑制するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調整する。これによって、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に移行する際、直流電圧Ｖｄの変動を抑制できる。

また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロス（正・負の切り替わり）のタイミングで、制御モードの切替えを行うことが好ましい。例えば、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロスのタイミングで、部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える。これによって、制御モードの切替時に、制御が不安定になったり、直流電圧Ｖｄが変動したりすることを抑制できる。

＜電流の検出値に基づくスイッチング＞
次に、前記した同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御における制御部１５の処理について説明する。

図１４は、電力変換装置１の制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１を参照）。
なお、図１４の「ＳＴＡＲＴ」において制御部１５は、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの大きさに基づいて、同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御のいずれかを実行しているものとする。

ステップＳ１０１において制御部１５は、現時点で同期整流動作を実行しているか否かを判定する。例えば、「同期整流制御」では、前記したように、同期整流動作が継続的に行われる（図４参照）。したがって、図１４の「ＳＴＡＲＴ」時において「同期整流制御」が行われている場合には、ステップＳ１０１の判定結果が常に「Ｙｅｓ」になる。

また、「部分スイッチング制御」や「高速スイッチング制御」では、前記したように、力率改善動作と同期整流動作とが交互に繰り返される。したがって、図１４の「ＳＴＡＲＴ」において「部分スイッチング制御」又は「高速スイッチング制御」が行われている場合、力率改善動作中にはステップＳ１０１の判定結果が「Ｎｏ」になり、同期整流動作中にはステップＳ１０１の判定結果が「Ｙｅｓ」になる。
ステップＳ１０１において現時点で同期整流動作を実行している場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０２に進む。

ステップＳ１０２において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れている電流（図５の破線矢印で示す回路電流ｉｓ）の検出値Ｉ１を読み込む。

ステップＳ１０３において制御部１５は、ステップＳ１０２で読み込んだ検出値Ｉ１が所定閾値Ｉ_Ａ以上であるか否かを判定する。この所定閾値Ｉ_Ａは、平滑コンデンサＣ１を介した回路電流ｉｓが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。ステップＳ１０３において検出値Ｉ１が所定閾値Ｉ_Ａ未満である場合（Ｓ１０３：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０４に進む。

ステップＳ１０４において制御部１５は、ステップＳ１０２で読み込んだ検出値Ｉ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。例えば、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて回路電流ｉｓが流れ続けている間は、リアクトルＬ１に接続されたスイッチング素子Ｑ１をオン状態にする（図４（ｂ）、（ｃ）参照）。これによって、前記したように、寄生ダイオードＤ１ではなくスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインを介して回路電流ｉｓが流れるため、高効率で電力変換を行うことができる。

なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、回路電流ｉｓ（図４（ｂ）参照）が流れ続けている期間の少なくとも一部でスイッチング素子Ｑ１をオン状態にするようにしてもよい。交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルについても同様である。また、前記した制御は、同期整流制御（図４参照）のみではなく、部分スイッチング制御（図６参照）や高速スイッチング制御（図９参照）にも適用できる。
ステップＳ１０４の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

また、ステップＳ１０３において検出値Ｉが所定閾値Ｉ_Ａ以上である場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路（図５の破線矢印を参照）に過大な回路電流ｉｓが流れていると判定する。

ちなみに、同期整流動作では、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクル（図５参照）であっても、負の半サイクル（図示せず）であっても、回路電流ｉｓは平滑コンデンサＣ１の負極からシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に向けて流れる。したがって、交流電源電圧ｖｓが正・負の半サイクルのいずれであっても、そのときに流れている回路電流ｉｓをシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を用いて検出できる。

ステップＳ１０６において制御部１５は、電力変換装置１や負荷Ｈを保護するための保護制御を実行する。制御部１５は、例えば、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、ブリッジ回路１０に過電流が流れることを防止できる。ステップＳ１０６の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

また、ステップＳ１０１において現時点で同期整流動作を実行していない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０７に進む。つまり、現時点で力率改善動作を実行している場合、制御部１５の処理はステップＳ１０７に進む。

ステップＳ１０７において制御部１５は、現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が正であるか否かを、ゼロクロス判定部１５ａによって判定する。現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が正である場合（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０８に進む。一方、現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が負である場合（Ｓ１０７：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

ステップＳ１０８において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２に流れている電流（図７の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ２を読み込む。
ステップＳ１０９において制御部１５は、ステップＳ１０８で読み込んだ検出値Ｉ２が所定閾値Ｉ_Ｂ以上であるか否かを判定する。この所定閾値Ｉ_Ｂは、短絡電流ｉｓｐが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。

ステップＳ１０９において検出値Ｉ２が所定閾値Ｉ_Ｂ以上である場合（Ｓ１０９：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルにおいて、リアクトルＬ１を介した短絡経路（図７の破線矢印を参照）に過大な短絡電流ｉｓｐが流れていると判定する。

ステップＳ１０６において制御部１５は、前記した保護制御を実行する。これによって、力率改善動作中に保護制御を開始できる。例えば、図１４の「ＳＴＡＲＴ」の時点で、同期整流動作と力率改善動作とを交互に行う高速スイッチング制御を行っている場合において、力率改善動作中に過大な短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れたときには、その瞬間に（つまり、同期整流動作に切り替わるよりも早く）保護制御を開始できる。このように早いタイミングで過電流を抑えることができるため、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。

また、ステップＳ１０９において検出値Ｉ２が所定閾値Ｉ_Ｂ未満である場合（Ｓ１０９：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。このようにして、図１４に示す一連の処理が繰り返される。

＜効果＞
本実施形態よれば、低負荷時には同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に積極的に電流を流すようにしている。これによって、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４での損失を抑制し、電力変換を高効率で行うことができる。

また、定格運転時には部分スイッチング制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が所定回数、交互にスイッチングされる。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。また、高速スイッチング制御と比べてスイッチング回数が少ないため、スイッチング損失を低減できる。

また、高負荷時には高速スイッチング制御を行って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定周期で交互にスイッチングするようにしている。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。高速スイッチング制御では、前記したように、回路電流ｉｓが正弦波状になるため（図９（ｂ）参照）、特に力率の改善や高調波の抑制に効果がある。

また、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を流れる電流の検出値Ｉ１に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御することで、前記したように、高効率で電力変換を行うことができる。
さらに、同期整流動作中に過大な回路電流ｉｓ（図５参照）が流れている場合や（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、力率改善動作中に過大な短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れている場合（Ｓ１０９：Ｙｅｓ）、保護制御が実行される（Ｓ１０６）。これによって、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、スイッチング素子Ｑ２（図１５参照）を介して接続点Ｎ１（図１５参照）に向かう短絡電流ｉｓｐを検出するシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（図１５参照）を設けている点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

＜電力変換装置の構成＞
図１５は、第２実施形態に係る電力変換装置１Ａの構成図である。
図１５に示すように、電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した構成（図１参照）に加えて、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（第３シャント抵抗）を備えている。このシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２の接続点Ｎ４に接続されている。

また、図１５では図示を省略したが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３の両端に接続され、このシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れる短絡電流ｉｓｐの値をコンバータ制御部１５ｄに出力する増幅回路が設置されている。そして、前記した増幅回路及びシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３によって、接続点Ｎ４から接続点Ｎ１に向かう短絡電流ｉｓｐを検出するようになっている。

なお、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずに、平滑コンデンサＣ１の負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４、及びリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐを検出する「第３電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３と、前記した増幅回路と、を含んで構成される。

また、図１５に示すシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１シャント抵抗）の抵抗値は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（第３シャント抵抗）の抵抗値よりも大きいことが好ましい。これによって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１におけるＳＮ比を十分に確保し、回路電流ｉｓ（瞬時値）を高精度で検出できるからである。

＜制御部が実行する処理＞
図１６は、電力変換装置１Ａの制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１５を参照）。なお、図１６に示すステップＳ１０１～Ｓ１０９については、第１実施形態（図１４参照）と同様であるから、説明を省略する。
ステップＳ１０１において同期整流動作を実行しておらず、前記した力率改善動作を実行している場合において（Ｓ１０１：Ｎｏ）、現時点での交流電源電圧ｖｓが負であるとき（Ｓ１０７：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ２０１に進む。

ステップＳ２０１において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れている電流（図１５の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ３を読み込む。

ステップＳ２０２において制御部１５は、ステップＳ２０１で読み込んだ検出値Ｉ３が所定閾値Ｉ_Ｃ以上であるか否かを判定する。この所定閾値Ｉ_Ｃは、制御部１５が誤動作しているか否かの判定基準となる閾値である。

例えば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルで力率改善動作を行う場合において、本来ならばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンされるべきところを（図５（ｃ）、（ｅ）参照）、誤ってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンされると、図１５の破線矢印で示す経路に短絡電流ｉｓｐが流れる。この短絡電流ｉｓｐが流れているか否か（つまり、制御部１５が誤動作しているか否か）を判定するために、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３が設けられている。

ステップＳ２０２において検出値Ｉ３が所定閾値Ｉ_Ｃ以上である場合（Ｓ２０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ２０３に進む。一方、検出値Ｉ３が所定閾値Ｉ_Ｃ未満である場合（Ｓ２０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
ステップＳ２０３において制御部１５は、誤動作が生じていると判定する。つまり、制御部は、自身によるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤りがあると判定する。

ステップＳ２０４において制御部１５は、保護制御を実行する。例えば、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止し、電力変換装置１や負荷Ｈを保護できる。
ステップＳ２０４の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

＜効果＞
本実施形態によれば、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れている電流の検出値Ｉ３に基づき、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤動作が生じていると判定された場合には（Ｓ２０２：Ｙｅｓ、Ｓ２０３）、保護制御が実行される（Ｓ２０４）。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止できるため、第１実施形態よりも電力変換装置１Ａの信頼性を第１実施形態よりもさらに高めることができる。

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、力率改善動作を行っている場合において、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルのときに流れる短絡電流ｉｓｐを検出する短絡電流検出部３１（図１７参照）を設けている点が、第２実施形態とは異なっている。なお、その他については第２実施形態と同様である。したがって、第２実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

＜電力変換装置の構成＞
図１７は、第３実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成図である。
図１７に示すように、電力変換装置１Ｂは、第２実施形態で説明した構成（図１５参照）に加えて、短絡電流検出部３１（第４電流検出部）を備えている。この短絡電流検出部３１は、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずに、平滑コンデンサＣ１の正極側に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３、及びリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐを検出する機能を有している。

図１７に示すように、短絡電流検出部３１は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５と、発光ダイオードＤ６と、ダイオードＤ７と、フォトトランジスタＱ５と、を備えている。
シャント抵抗ＳＨ_Ｒ５は、配線ｈｃに設けられ、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、他端がスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続されている。

互いに直列接続されたシャント抵抗ＳＨ_Ｒ４及び発光ダイオードＤ６は、図１７に示すように、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ５に並列接続されている。そして、破線矢印で示すように、スイッチング素子Ｑ３、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４、発光ダイオードＤ５、及びスイッチング素子Ｑ１を順次に介して短絡電流ｉｓｐが流れると、それに伴って発光ダイオードＤ６が発光するようになっている。なお、発光ダイオードＤ６には、保護用のダイオードＤ７が逆並列に接続されている。
フォトトランジスタＱ５は、発光ダイオードＤ６から受光した光を電気信号に変換し、この電気信号をコンバータ制御部１５ｄに出力する素子である。

＜制御部が実行する処理＞
図１８Ａ，図１８Ｂは、電力変換装置１Ｂの制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１７を参照）。
なお、図１８Ａ，図１８Ｂに示すステップＳ１０１～Ｓ１０９については第１実施形態（図１４参照）と同様であり、ステップＳ２０１～Ｓ２０４については第２実施形態（図１６参照）と同様であるから、説明を省略する。

図１８ＡのステップＳ１０１において同期整流動作を実行しておらず、前記した力率改善動作を実行している場合において（Ｓ１０１：Ｎｏ）、交流電源電圧ｖｓの極性が負である場合（Ｓ２０１：Ｎｏ）、制御部１５の処理は、図１８ＢのステップＳ３０１に進む。

ステップＳ３０１において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４に流れている電流（図１７の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ４を読み込む。
ステップＳ３０２において制御部１５は、ステップＳ３０１で読み込んだ検出値Ｉ４が所定閾値Ｉ_Ｄ以上であるか否かを判定する。この所定閾値Ｉ_Ｄは、短絡電流ｉｓｐが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。

ステップＳ３０２において検出値Ｉ４が所定閾値Ｉ_Ｄ以上である場合（Ｓ３０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ３０３に進む。
ステップＳ３０３において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓの負の半サイクルにおいて、リアクトルＬ１を介した短絡経路（図７の破線矢印を参照）に過大な短絡電流ｉｓｐが流れていると判定する。

ステップＳ３０４において制御部１５は、保護制御を実行する。例えば、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、ブリッジ回路１０に過電流が流れることを防止できる。つまり、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたときには、ステップＳ３０１～Ｓ３０４の処理によって、その瞬間に（つまり、同期整流動作に切り替わるよりも早く）保護制御を開始できる。したがって、早いタイミングで過電流を抑えることができるため、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。

ちなみに、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたか否かは、第１実施形態で説明したように、ステップＳ１０９（図１８Ａ参照）の処理で判定される。

ステップＳ３０４の処理を行った後、制御部１５の処理は、図１８Ａの「ＳＴＡＲＴ」に戻る（図１８Ａの「ＲＥＴＵＲＮ」）。また、図１８ＢのステップＳ３０２において検出値Ｉ４が所定閾値Ｉ_Ｄ未満である場合（Ｓ３０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ２０１に進む。なお、ステップＳ２０１～Ｓ２０１の処理は、第２実施形態で説明したとおりである。

＜効果＞
本実施形態によれば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたときには（Ｓ３０２：Ｙｅｓ、Ｓ３０３）、次の同期整流動作に切り替わる前に保護制御を開始できる（Ｓ３０４）。これによって、電力変換装置１Ｂの信頼性を第２実施形態よりもさらに高めることができる。

≪第４実施形態≫
第４実施形態は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を流れる電流の検出値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤りがあるか否かを判定する点が第１実施形態とは異なっている。なお、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１９（ａ）は、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃにおいて、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図である。
電力変換装置１Ｃは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を用いて、平滑コンデンサＣ１の負極から接続点Ｎ４に向かう電流を検出するとともに、これとは逆向きの電流も検出できるようになっている。第１実施形態（図１参照）で説明した構成に、前記した逆向きの電流を検出するための増幅回路（図示せず）が追加することで、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を介した双方向の電流検出が可能になる。

例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間での力率改善動作中に、誤ってスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、図１９（ａ）に示す短絡電流ｉｓｃが流れる。このような短絡電流ｉｓｃがシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れた場合、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる保護制御を行う。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止できる。

図１９（ｂ）は、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図である。
例えば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルで力率改善動作中に、誤ってスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、図１９（ｂ）に示す短絡電流ｉｓｃが流れる。このような場合でも、前記した保護制御を行うことで、誤ったスイッチングが継続されることを防止できる。

≪第５実施形態≫
第５実施形態は、電流検出部１１の検出値Ｉと所定の閾値Ｉ_Ｅ，Ｉ_Ｆとの大小を比較し、その比較結果に基づいて制御モードを切り替える点が、第１実施形態とは異なっている。また、第５実施形態では、電力変換装置１の負荷Ｈが、空気調和機Ｗ（図２１参照）の圧縮機４１のモータ４１ａである点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の構成（図１に示す電力変換装置１の構成や、各制御モードの内容）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

＜空気調和機の構成＞
図２０は、第５実施形態に係る空気調和機Ｗが備える室内機Ｕ１、室外機Ｕ２、及びリモコンＲｅの正面図である。
空気調和機Ｗは、冷媒回路４（図２１参照）において周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、空調（冷房運転、暖房運転、除湿運転等）を行う機器である。図２０に示すように、空気調和機Ｗは、室内機Ｕ１と、室外機Ｕ２と、リモコンＲｅと、を備えている。

室内機Ｕ１は、次に説明する室内熱交換器４４（図２１参照）、室内ファンＦ２等を備えている。
室外機Ｕ２は、次に説明する圧縮機４１（図２１参照）、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室外ファンＦ１等を備えている。
なお、室内機Ｕ１と室外機Ｕ２とは、冷媒が通流する配管ｋを介して接続されるとともに、図示はしないが、通信線を介して接続されている。
リモコンＲｅは、室内機Ｕ１との間で所定の信号（運転／停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更等）を送受信するものである。

図２１は、空気調和機Ｗの構成図である。
図２１に示すように、空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、冷媒回路４と、を備えている。なお、電力変換装置１の構成については、第１実施形態（図１参照）で説明したとおりである。

インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。
冷媒回路４は、圧縮機４１と、室外熱交換器４２と、膨張弁４３と、室内熱交換器４４と、が配管ｋを介して環状に順次接続された構成になっている。

圧縮機４１は、モータ４１ａの駆動によって冷媒を圧縮する機器である。なお、モータ４１ａは、インバータ２から印加される交流電圧によって駆動する。

室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
膨張弁４３は、室外熱交換器４２又は室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて減圧する減圧器である。

室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
そして、圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、及び室内熱交換器４４が配管ｋを介して環状に順次接続されてなる冷媒回路４においてヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。

なお、空気調和機Ｗは、冷房用であってもよいし、また、暖房用であってもよい。また、冷房時と暖房時とで冷媒の流れる向きを切り替える四方弁（図示せず）を設けてもよい。
次に、電力変換装置１が備える電流検出部１１（図１参照）の検出値（負荷）に基づいて、電力変換装置１の制御モードを切り替える処理について説明する。

図２２は、負荷の大きさ、動作モード、及び機器の運転領域の関係を示す説明図である。
図２２に示す「中間運転領域」は、負荷（つまり、電流検出部１１の検出値：図１参照）が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ_Ｅ未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにしている。

図２２に示す「定格運転領域」は、前記した「中間運転領域」よりも負荷が大きく、圧縮機４１のモータ４１ａ（つまり、図１に示す負荷Ｈ）を定格運転できる領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ_Ｅ以上かつ閾値Ｉ_Ｆ未満である場合に「部分スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。

図２２に示す「高負荷領域」は、負荷の大きさが比較的大きい領域である。例えば、外気温が非常に低いときに暖房運転を行う場合や、外気温が非常に高いときに冷房運転を行う場合の運転領域が「高負荷領域」に相当する。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ_Ｆ以上である場合に「高速スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。なお、閾値Ｉ_Ｅ，Ｉ_Ｆの大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて適宜設定される。

＜電力変換装置の動作＞
図２３は、電力変換装置１の制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１を参照）。なお、図２３の「ＳＴＡＲＴ」時において、モータ４１ａ（図２１参照）が駆動しているものとする。
ステップＳ４０１において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。

ステップＳ４０２において制御部１５は、ステップＳ４０１で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｅ（第１閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「中間運転領域」（図２２参照）に含まれるか否かを判定する。

電流の検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｅ未満である場合（Ｓ４０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ４０３に進む。
ステップＳ４０３において制御部１５は、同期整流制御を実行する。このように中間運転領域において同期整流制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、電力変換を高効率で行うことができる。

また、ステップＳ４０２において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｅ以上である場合（Ｓ４０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ４０４に進む。
ステップＳ４０４において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｆ（第２閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「定格運転領域」（図２２参照）に含まれるか否かを判定する。ちなみに、前記した閾値Ｉ_Ｆは、閾値Ｉ_Ｅよりも大きな値である（図２２参照）。

電流の検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｆ未満である場合（Ｓ４０４：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ４０５に進む。
ステップＳ４０５において制御部１５は、部分スイッチング制御を実行する。このように定格運転領域において部分スイッチング制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。

また、ステップＳ４０４において電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ_Ｆ以上である場合（Ｓ４０４：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ４０６に進む。
ステップＳ４０６において制御部１５は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、高負荷運転領域で大きな回路電流ｉｓが流れたとしても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
ステップＳ４０３，Ｓ４０５，Ｓ４０６のいずれかの処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。

なお、電流の検出値Ｉが非常に小さい場合に、第１実施形態で説明したダイオード整流制御（図２，３参照）を行うようにしてもよい。

＜効果＞
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替えることで、電力変換装置１の高効率化を図るとともに、高調波を抑制できる。このような電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が高く、省エネ化を図った空気調和機Ｗを提供できる。

≪変形例≫
以上、本発明に係る電力変換装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。

≪第１の変形例≫
図２４は、第１の変形例に係る電力変換装置１Ｄの構成図である。
図２４に示す電力変換装置１Ｄは、第１実施形態で説明した電力変換装置１（図１参照）にリアクトルＬ２を追加した構成になっている。リアクトルＬ２は、接続点Ｎ２と交流電源Ｇとを接続する配線ｈｂに設けられている。このようにリアクトルＬ２を設けることで、第１実施形態で説明した「力率改善動作」に伴うノイズを低減できる。

≪第２の変形例≫
図２５は、第２の変形例に係る電力変換装置１Ｅの構成図である。
図２５に示す電力変換装置１Ｅは、接続点Ｎ１を介してリアクトルＬ１に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＭＯＳＦＥＴではなく、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）を用いている点が、第１実施形態（図１参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＩＧＢＴを用いても、第１実施形態と同様の効果が奏される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＦＲＤ（Fast-Recovery-Diode）を用いてもよい。

その他、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（ＳＪＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。特に、逆回復時間（time of reverse recovery：ｔｒｒ）が比較的短い高速ｔｒｒタイプのものを用いることが好ましい。前記した「逆回復時間」とは、逆回復電流が流れる時間であり、「逆回復電流」とは、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４に印加される電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り替わった瞬間に流れる電流である。例えば、逆回復時間が３００ｎｓｅｃ以下のＳＪＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として用いることで損失を低減し、さらなる高効率化を図ることができる。
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗が０．１Ω以下のものを用いることが好ましい。これによって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４における導通損失を低減できる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復時間は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４よりも短いことが好ましい。前記したように、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチングでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに所定回数行われる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として逆回復時間の短いものを用いることで、逆回復電流が流れる時間が短くなるため、スイッチング損失を低減できる。ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、オン・オフする頻度がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比べて少ないため、逆回復時間が比較的長い安価な素子を用いても効率にそれほど影響はない。

また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）を用いてもよい。これによって、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、高効率化を図ることができる。

≪第３の変形例≫
図２６は、第３の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２６に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４（図２６（ｄ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｄ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、図２６に示す変形例では、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、その一部の区間（回路電流ｉｓが流れている期間の一部）でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。なお、正の回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４がオフ状態であっても、寄生ダイオードＤ４を介して電流が流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。

≪第４の変形例≫
図２７は、第４の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２７に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図２７（ｃ）、（ｅ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）よりも短くなっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。

なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする処理に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフするようにしてもよい。

≪第５の変形例≫
図２８は、第５の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２８に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図２８（ｅ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｅ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。

≪第６の変形例≫
図２９は、第６の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２９に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図２９（ｃ）、（ｄ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ１をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。

≪第７の変形例≫
図３０は、第７の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３０に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図３０（ｃ）、（ｅ）参照）がオフ状態で維持されている点が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）とは異なっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいてスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持されても、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。

≪第８の変形例≫
図３１は、第８の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３１に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態で維持され（図３１（ｄ）、（ｆ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は交流電源電圧ｖｓに同期してオン・オフされている点が（図３１（ｃ）、（ｅ）参照）、第１実施形態（図４（ｃ）～（ｆ）参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。

なお、同期整流制御において、ブリッジ回路１０に回路電流ｉｓが流れている期間のうち、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さい期間では、この平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフ状態にしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０を介して逆流電流が流れることを防止できる。

また、スイッチング制御（部分スイッチング制御、高速スイッチング制御）を行う場合において、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐが流れる短絡経路（例えば、図７の破線矢印を参照）に含まれるスイッチング素子のうち、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子を、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧よりも小さい期間ではオフ状態にするようにしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０に逆流電流が流れることを防止できる。

≪第９の変形例≫
図３２は、第９の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３２に示す変形例は、部分スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図３２（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図３２（ｄ）参照）、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。

≪第１０の変形例≫
図３３は、第１０の変形例に係る電力変換装置において、高速スイッチング整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３３に示す変形例は、高速スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図３３（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図３３（ｄ）参照）、第１実施形態（図９（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、高速スイッチング制御を適切に行うことができる。

その他、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の極性の場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態で維持し、スイッチング素子Ｑ２によって高速スイッチングを行うようにしてもよい（交流電源電圧ｖｓが負の極性の場合も同様）。このように制御しても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。

≪他の変形例≫
図３４は、他の変形例に係る電力変換装置の制御モードの切替えに関する説明図である。
図３４に示す「同期整流」は、同期整流モードを意味している。また、「同期整流＋部分ＳＷ」は、部分スイッチング制御に、前記した同期整流動作が含まれる（つまり、力率改善動作と同期整流動作とを交互に行う）ことを意味している。「同期整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御に同期整流動作が含まれることを意味している。

また、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、部分スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。前記した「ダイオード整流動作」とは、寄生ダイオードＤ１等を介して回路電流ｉｓを流す動作である。つまり、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、力率改善動作とダイオード整流動作とを交互に行うことで、部分スイッチング制御を行うことを意味している。「ダイオード整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。

例えば、制御方法Ｘ１に示すように、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）が閾値Ｉ_Ｅ以上である場合には、同期整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ_Ｅ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。

また、例えば、制御方法Ｘ２で示すように、負荷が閾値Ｉ_Ｅ以上である場合には、同期整流動作を含む高速スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ_Ｅ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。

図３４に示す制御方法Ｘ３は、第５実施形態で説明した制御方法（図２２、図２３参照）と同一である。
また、例えば、制御方法Ｘ４に示すように、負荷が閾値Ｉ_Ｅ以上である場合には、ダイオード整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ_Ｅ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。このようにダイオード整流動作を行うことで、交流電源電圧ｖｓの半サイクルにおいて、オン状態にするスイッチング素子が１つで済むため、制御の簡略化を図ることができる。

図３４に示す他の制御方法Ｘ５～Ｘ８については説明を省略するが、効率・高調波の抑制・昇圧等を考慮して、制御方法を適宜設定すればよい。例えば、高効率化、高調波電流の抑制、及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ１～Ｘ３のいずれかを選択すればよい。また、高効率化は主目的でなく、高調波電流の抑制及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ４～Ｘ６を選択すればよい。

また、各実施形態では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１４（図１参照）によって検出し、この「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。例えば、直流電圧検出部１３の検出値（出力電圧）に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図２２と同様になる。

また、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力側に接続されるインバータ２（図２１参照）の電流値や、このインバータ２に接続されるモータ４１ａ（図２１参照）の回転速度、モータ４１ａの変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。前記した「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ４１ａの印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）との関係は、図２２と同様になる。

また、各実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（図１参照）によって回路電流ｉｓを検出する構成について説明したが、これに限らない。例えば、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に代えて、高速の電流トランスを用いてもよい。

また、第１実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の抵抗値よりも大きい場合について説明し、第２実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３の抵抗値よりも大きい場合について説明したが、抵抗値の大小関係はこれに限定されない。すなわち、電力変換装置１の使用条件等に応じて、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３等の抵抗値を適宜設定すればよい。

また、第１実施形態では、電力変換装置１（図１参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２を備える構成について説明したが、過電流の有無を検出するためのシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２を省略してもよい。
また、第２実施形態では、電力変換装置１Ａ（図１５参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３を備える構成について説明したが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３の一方を省略してもよい。
また、第３実施形態では、電力変換装置１Ｂ（図１７参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３，ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５を備える構成について説明したが、これに限らない。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３，ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５のうち一つ又は複数を適宜省略してもよい。

また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に、それぞれ、整流ダイオード（図示せず）を逆並列に接続してもよい。
また、各実施形態では、電力変換装置１が２レベルのコンバータである構成について説明したが、例えば、３レベルや５レベルのコンバータにも適用できる。
また、各実施形態では、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替える処理について説明したが、電力変換装置１の用途や仕様によっては、負荷の大きさに関わらず、所定の制御モード（例えば、部分スイッチング制御）を実行するようにしてもよい。

また、各実施形態や変形例は、適宜組み合わせることができる。例えば、制御方法Ｘ１～Ｘ８（図３４参照）のいずれかを用いて電力変換を行うことで、第５実施形態で説明した圧縮機４１（図２１参照）のモータ４１ａを駆動するようにしてもよい。

また、第５実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図２１参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、電車、自動車、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、乗り物、バッテリへの充電設備等に電力変換装置１を搭載してもよい。

また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部又は全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報を、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、又は、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等の記録媒体に記録してもよい。

また、各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ 電力変換装置
１０ ブリッジ回路
Ｌ１ リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｑ１ スイッチング素子（第１スイッチング素子）
Ｑ２ スイッチング素子（第２スイッチング素子）
Ｑ３ スイッチング素子（第３スイッチング素子）
Ｑ４ スイッチング素子（第４スイッチング素子）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 寄生ダイオード
Ｊ１ 第１レグ
Ｊ２ 第２レグ
１１ 電流検出部（第５電流検出部）
１２ 交流電圧検出部
１３ 直流電圧検出部
１４ 負荷検出部
１５ 制御部
Ｇ 交流電源
Ｈ 負荷
ｈａ 配線
ＳＨ_Ｒ１ シャント抵抗（第１電流検出部、第１シャント抵抗）
Ａ１ 増幅回路（第１電流検出部）
ＳＨ_Ｒ２ シャント抵抗（第２電流検出部、第２シャント抵抗）
Ａ２ 増幅回路（第２電流検出部）
ＳＨ_Ｒ３ シャント抵抗（第３電流検出部、第３シャント抵抗）
３１ 短絡電流検出部（第４電流検出部）
ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５ シャント抵抗（第４電流検出部）
Ｄ６ 発光ダイオード（第４電流検出部）
Ｄ７ ダイオード（第４電流検出部）
Ｑ５ フォトトランジスタ（第４電流検出部）
Ｗ 空気調和機
２ インバータ
４ 冷媒回路
４１ 圧縮機
４１ａ モータ
４２ 室外熱交換器
４３ 膨張弁
４４ 室内熱交換器
ｋ 配管

Claims (8)

1. ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、
   前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
   前記ブリッジ回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、
   前記ブリッジ回路及び前記平滑コンデンサを介した電流経路を流れる電流を検出する第１電流検出部と、
   前記平滑コンデンサを介さずに前記ブリッジ回路及び前記リアクトルを介した短絡経路を流れる短絡電流を検出する第２電流検出部と、
   前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記第１電流検出部は、前記電流経路に設けられる第１シャント抵抗を有し、
   前記第２電流検出部は、前記短絡経路に設けられる第２シャント抵抗を有し、
   前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第２シャント抵抗の抵抗値よりも大きく、
   前記制御部は、前記第１電流検出部又は前記第２電流検出部の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路に過電流が流れていると判定した場合、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記ブリッジ回路は、前記複数のスイッチング素子として、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、及び第４スイッチング素子を有し、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が直列接続されてなる第１レグと、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子とが直列接続されてなる第２レグと、が並列接続されており、
   前記第２スイッチング素子と、前記第４スイッチング素子とは、前記第２シャント抵抗を介して接続されていること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記配線は、その一端が前記交流電源に接続され、他端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続されていること
   を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２電流検出部は、前記交流電源の電圧が正の半サイクルの期間において、前記平滑コンデンサを介さずに前記リアクトルを介して流れる短絡電流を検出し、
   前記制御部は、前記電流経路に含まれる前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、前記ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流動作を、前記第１電流検出部の検出値に基づいて実行すること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記複数のスイッチング素子のうち、前記短絡経路において、前記リアクトルに接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで力率を改善する力率改善動作を実行し、
   前記交流電源の電圧が正の半サイクルの期間での前記力率改善動作の実行中、前記第２電流検出部の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路に過電流が流れていると判定した場合、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記交流電源の電圧が負の半サイクルの期間において、前記平滑コンデンサを介さずに、前記平滑コンデンサの負極側に接続された前記スイッチング素子、及び前記リアクトルを介して流れる短絡電流を検出する第３電流検出部を備え、
   前記第３電流検出部は、前記平滑コンデンサの負極側に接続された前記スイッチング素子、及び前記リアクトルを介した経路に設けられる第３シャント抵抗を有し、
   前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第３シャント抵抗の抵抗値よりも大きいこと
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記複数のスイッチング素子のうち、前記短絡経路において、前記リアクトルに接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで力率を改善する力率改善動作を実行し、
   前記交流電源の電圧が負の半サイクルの期間での前記力率改善動作の実行中、前記第３電流検出部の検出値が所定閾値以上である場合、前記複数のスイッチング素子のオン・オフに誤りがあると判定し、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させること
   を特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータから印加される交流電圧で駆動するモータと、を備えるとともに、
   前記モータによって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、が配管を介して環状に順次接続されてなる冷媒回路を備えること
   を特徴とする空気調和機。

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