JP7091975B2 - ラインフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、電気機器に用いられるラインフィルタに関する。

従来から、電気機器に用いられるラインフィルタが知られている（下記特許文献１参照）。このラインフィルタは、直流電源と電気機器とを電気接続する一対の電力線と、複数のコンデンサとを備える。このコンデンサを用いて、電力線に含まれるノイズを除去し、直流電源を安定化している。これにより、ノイズが直流電源から電気機器へ伝わったり、電気機器から直流電源へ伝わったりすることを抑制しつつ、直流電源を安定化している。

上記ラインフィルタは、複数のコンデンサの接続を直列接続と並列接続との間で切り替える直並列切替回路を備える（図３５～図３７参照）。ラインフィルタは、上記一対の電力線の間の電圧が予め定められた閾値より低い場合は、複数のコンデンサを並列接続するよう構成されている。また、上記電圧が閾値を超えた場合は、複数のコンデンサを直列接続する。これにより、個々のコンデンサに加わる電圧を低くしている。これによって、コンデンサに耐電圧を超える電圧が加わることを抑制し、低耐圧で小型のコンデンサを使用できるようにして、ラインフィルタを小型化している。

特開２００９－２６８３２４号公報

しかしながら、上記ラインフィルタは、複数のコンデンサの接続を、直列接続と並列接続との間で切り替える際に、大きな電流が流れることがあった。すなわち、例えば２個のコンデンサを並列接続から直列接続に切り替えると（図３５、図３６参照）、個々のコンデンサに加わる電圧が、電源電圧Ｖ_BからＶ_B／２に低下する。そのため、コンデンサから大きな放電電流が流れる。したがって、直並列切替回路を構成するスイッチやコンデンサ、電力線等の電流容量を大きくする必要があり、ラインフィルタが大型化するという課題がある。

同様に、例えば２個のコンデンサを直列接続から並列接続に切り替えると（図３６、図３７参照）、個々のコンデンサに加わる電圧が、Ｖ_B／２からＶ_Bに上昇する。そのため、コンデンサに大きな突入電流が流れ、スイッチやコンデンサ等の電流容量を大きくする必要がある。したがって、ラインフィルタが大型化するという課題がある。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、複数のコンデンサの接続を、直列接続と並列接続との間で切り替えたときに、各コンデンサの電圧に起因する大きな電流が流れることを抑制できるラインフィルタを提供しようとするものである。

本発明の一態様は、直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されていると共に、前記オン状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オフ状態にするよう構成されている、ラインフィルタ（１）にある。
また、本発明の他の一態様は、
直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
個々の前記スイッチは、オンオフ動作可能に構成された第１スイッチ部（４１）と抵抗（４３）とを直列接続した直列体（４４）と、該直列体に並列接続しオンオフ動作可能に構成された第２スイッチ部（４２）とを備え、個々の前記スイッチ部は半導体スイッチング素子からなり、
前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、
前記スイッチとして、前記コンデンサの正電極と、他の前記コンデンサの負電極との間に設けられ、前記複数のコンデンサを直列接続する際に前記オン状態にされる直列スイッチ（４ _S ）を備え、該直列スイッチの前記スイッチ部は、前記半導体スイッチング素子からなり、双方向に電流を遮断可能に構成されている、ラインフィルタ（１）にある。
本発明のさらに他の一態様は、
直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、前記複数のスイッチのうちいずれかを前記高インピーダンス導通状態にしている間は、前記電気機器の駆動を停止させる、ラインフィルタ（１）にある。
本発明のさらに他の一態様は、
直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、
前記電気機器は、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力にするインバータ（８１）と、前記交流電力を用いて放電を発生する放電リアクタ（８２）とを有し、前記放電によりオゾンを生成するオゾナイザであり、前記インバータは、前記交流電力を前記放電リアクタに供給して前記放電を発生させる放電期間と、前記交流電力の供給を停止して前記放電リアクタから前記放電を発生させない放電停止期間とを交互に切り替える間欠動作を行うよう構成されている、ラインフィルタ（１）にある。

上記ラインフィルタのスイッチは、上記オン状態と、上記オフ状態と、上記高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成されている。また、上記制御部は、複数のコンデンサの接続を並列接続と直列接続との間で切り替える際に、オフ状態になっているスイッチを、高インピーダンス導通状態にしてから、オン状態にする。
そのため、コンデンサの接続を切り替えたときに、放電電流や突入電流が発生しても、これらの電流は高インピーダンス導通状態になっているスイッチを流れるため、大きな電流が流れにくくなる。したがって、スイッチやコンデンサ、電力線等の電流容量を小さくすることができ、これらの部品を小型化しつつ、信頼性を高めることができる。そのため、ラインフィルタ全体を小型化でき、かつ信頼性を高めることができる。

以上のごとく、上記態様によれば、複数のコンデンサの接続を、直列接続と並列接続との間で切り替えたときに、各コンデンサに大きな電流が流れることを抑制できるラインフィルタを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、複数のコンデンサを並列接続したラインフィルタの回路図。 図１から、正側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図２から、負側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図３から、正側並列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図４から、負側並列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図５から、直列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図６から、直列スイッチをオン状態に切り替えた回路図であって、複数のコンデンサを直列接続した状態での、ラインフィルタの回路図。 図７から、直列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図８から、直列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図９から、負側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図１０から、正側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図１１から、負側並列スイッチをオン状態に切り替えた回路図。 実施形態２における、複数のコンデンサを並列接続したラインフィルタの回路図。 図１３から、正側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図１４から、負側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図１５から、正側並列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図１６から、負側並列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図１７から、直列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図１８から、直列スイッチをオン状態に切り替えた回路図であって、複数のコンデンサを直列接続した状態での、ラインフィルタの回路図。 図１９から、直列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図２０から、直列スイッチをオフ状態に切り替えた回路図。 図２１から、負側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図２２から、正側並列スイッチを高インピーダンス導通状態に切り替えた回路図。 図２３から、負側並列スイッチをオン状態に切り替えた回路図。 実施形態２における、シミュレーションを行った際の回路図。 実施形態２における、電力線の電圧Ｖ_Bと、コンデンサの電流と、各スイッチ部のオンオフ状態と、各スイッチ部の電流とのシミュレーション結果。 図２６の、並列接続から直列接続に切り替わる瞬間の拡大図。 図２６の、直列接続から並列接続に切り替わる瞬間の拡大図。 実施形態３における、ラインフィルタの回路図。 実施形態４における、ラインフィルタの回路図。 実施形態５における、ラインフィルタの回路図。 実施形態６における、ラインフィルタの回路図。 比較形態における、ラインフィルタの回路図。 比較形態における、電力線の電圧Ｖ_Bと、各スイッチ部のオンオフ状態と、各スイッチの電流とのシミュレーション結果。 比較形態における、複数のコンデンサを並列接続したラインフィルタの概略回路図。 図３５から、複数のコンデンサを直列接続に切り替えた直後の、ラインフィルタの概略回路図。 図３６から、複数のコンデンサを並列接続に切り替えた直後の、ラインフィルタの概略回路図。

（実施形態１）
上記ラインフィルタに係る実施形態について、図１～図１２を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態のラインフィルタ１は、一対の電力線２（２_P，２_N）と、電圧測定部６と、複数のコンデンサ３（３_A，３_B）と、直並列切替回路４０と、制御部５とを備える。

電力線２は、直流電源７と電気機器８とを電気接続する。電圧測定部６は、一対の電力線２の間の電圧を測定する。コンデンサ３は、一対の電力線２の間に電気的に接続されている。コンデンサ３は、電力線２に含まれるノイズを除去し、直流電源７を安定化する。直並列切替回路４０は、個々のコンデンサ３に直列に接続された複数のスイッチ４からなる。直並列切替回路４０は、複数のスイッチ４のうち、電流が流れるオン状態になっているスイッチ４と、電流が流れないオフ状態になっているスイッチ４との組み合わせを変更することにより、複数のコンデンサ３の接続を、並列接続（図１参照）と直列接続（図７参照）との間で切り替える。

制御部５は、スイッチ４の動作制御を行う。
個々のスイッチ４は、上記オン状態（図１の正側並列スイッチ４_P参照）と、上記オフ状態（図１の直列スイッチ４_S参照）と、高インピーダンス導通状態（図２の正側並列スイッチ４_P参照）との、３種類の状態をとり得るよう構成されている。高インピーダンス導通状態は、電流が流れ、上記オン状態よりもインピーダンスが高い状態である。

制御部５は、電圧測定部６による電圧の測定値が予め定められた閾値Ｖ_THより低い場合には、複数のコンデンサ３を並列接続（図１参照）にする。また、制御部５は、電圧の測定値が上記閾値Ｖ_THを超えた場合には、複数のコンデンサ３を直列接続にする（図７参照）。

制御部５は、複数のコンデンサ３の接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える際に、オフ状態になっているスイッチ４を、高インピーダンス導通状態にしてから、オン状態にするよう構成されている（図５～図７の直列スイッチ４_S参照）。

本形態のラインフィルタ１は、車両に搭載するための車載用ラインフィルタである。ラインフィルタ１は、ノイズが、直流電源７から電気機器８へ伝わったり、電気機器８から直流電源７へ伝わったりすることを抑制しつつ、直流電源７を安定化する。

図１に示すごとく、電力線２には、直流電源７の正極に接続した正側電力線２_Pと、直流電源７の負極（ＧＮＤ）に接続した負側電力線２_Nとがある。また、上述したように、直並列切替回路４０は、複数のスイッチ４を有する。スイッチ４には、正側並列スイッチ４_Pと、負側並列スイッチ４_Nと、直列スイッチ４_Sとがある。正側並列スイッチ４_Pは、第１コンデンサ３_Aの正電極３１_Pと正側電力線２_Pとの間に設けられている。負側並列スイッチ４_Nは、第２コンデンサ３_Bの負電極３１_Nと負側電力線２_Nとの間に設けられている。直列スイッチ４_Sは、第１コンデンサ３_Aの正電極３１_Pと、第２コンデンサ３_Bの負電極３１_Nとの間に設けられている。

図１に示すごとく、直列スイッチ４_Sをオフ状態にし、正側並列スイッチ４_Pと負側並列スイッチ４_Nとの２個の並列スイッチ４_P，４_Nをオン状態にすると、２個のコンデンサ３は並列接続になる。また、図７に示すごとく、２個の並列スイッチ４_P，４_Nをオフ状態にし、直列スイッチ４_Sをオン状態にすると、２個のコンデンサ３は直列接続になる。

また、図１に示すごとく、ラインフィルタ１には、コンデンサ３よりも耐電圧が高い耐電圧コンデンサ１１を設けてある。後述するように、本形態では、全てのスイッチ４がオフ状態になる瞬間があるため（図５、図９参照）、この瞬間でもノイズを除去できるように、耐電圧コンデンサ１１を設けてある。耐電圧コンデンサ１１の耐電圧は、上記閾値Ｖ_THよりも高い。耐電圧コンデンサ１１は、セラミックコンデンサ等からなる。また、上記コンデンサ３は、耐電圧コンデンサ１１よりも耐電圧が低いコンデンサ、例えば電解コンデンサからなり、個々の電解コンデンサの静電容量を大きく設定してある。このように構成することで、全てのコンデンサ３を、耐電圧コンデンサ１１と同じ種類のコンデンサ（例えばセラミックコンデンサ）にし、かつ静電容量を同じにした場合よりも、ラインフィルタ１を小型化している。

また、図１に示すごとく、直流電源７には、該直流電源７を充電するためのオルタネータ７１が接続している。オルタネータ７１の負荷が急激に変動した場合等に、サージ電圧が発生することがある。この場合、一対の電力線２_P，２_N間の電圧Ｖ_Bが急に上昇する。また、直流電源７に充電用の外部電源７９（図２５参照）を接続した場合も、一対の電力線２_P，２_N間の電圧Ｖ_Bが急に上昇することがある。コンデンサ３として、上昇した電圧Ｖ_Bに十分耐えられるほど耐電圧が高いものを用いると、コンデンサ３が大型化しやすくなる。そのため本形態では、電圧Ｖ_Bが高くなった場合は、複数のコンデンサ３の接続を、並列接続（図１参照）から直列接続（図７参照）に切り替えている。これにより、個々のコンデンサ３に高い電圧が加わることを抑制し、耐電圧が低く小型化しやすいコンデンサ３を用いることができるようにしている。また、電圧Ｖ_Bが低下した場合は、コンデンサ３を並列接続に切り替え、静電容量を増加させる。

図１に示すごとく、本形態のスイッチ４は、オンオフ動作可能な第１スイッチ部４１と抵抗４３とを直列接続した直列体４４と、該直列体４４に並列接続した第２スイッチ部４２とを備える。これらのスイッチ部４１，４２は、機械スイッチや、後述するＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いて構成することができる。第２スイッチ部４２をオンすると、スイッチ４はオン状態になる。２個のスイッチ部４１，４２をオフすると、スイッチ４はオフ状態になる。また、図２の正側並列スイッチ４_Pのように、第１スイッチ部４１のみオンすると、スイッチ４は高インピーダンス導通状態になる。

正側並列スイッチ４_Pは、スイッチ部４１，４２として、正側第１スイッチ部４１_P及び正側第２スイッチ部４２_Pを備える。また、負側並列スイッチ４_Nは、スイッチ部４１，４２として、負側第１スイッチ部４１_N及び負側第２スイッチ部４２_Nを備える。さらに、直列スイッチ４_Sは、スイッチ部４１，４２として、直列用第１スイッチ部４１_S及び直列用第２スイッチ部４２_Sを備える。

以下、図１に示すように、複数のコンデンサ３を並列接続した状態から、電力線２の電圧Ｖ_Bが上昇した場合の、各スイッチ部４１，４２の動作について説明する。電力線２の電圧Ｖ_Bが上昇し、閾値Ｖ_THを超えた場合、制御部５は、図２に示すごとく、正側第２スイッチ部４２_Pをオフする。これにより、正側並列スイッチ４_Pを高インピーダンス導通状態にする。

その後、制御部５は、図３に示すごとく、負側第２スイッチ部４２_Nをオフする。これにより、負側並列スイッチ４_Nを高インピーダンス導通状態にする。電力線２の電圧Ｖ_Bが上昇すると、コンデンサ３に電流Ｉが流れるが、この電流Ｉは高インピーダンス導通状態になっている並列スイッチ４_P，４_Nを通るため、電流量を抑制できる。そのため、並列スイッチ４_P，４_N等として、電流容量の小さいものを用いることができ、これらの並列スイッチ４_P，４_Nを小型化できる。

その後、図４に示すごとく、制御部５は、正側第１スイッチ部４１_Pをオフする。これにより、正側並列スイッチ４_Pをオフ状態にする。
次いで、図５に示すごとく、制御部５は、負側第１スイッチ部４１_Nをオフする。これにより、負側並列スイッチ４_Nをオフ状態にする。

その後、図６に示すごとく、制御部５は、直列用第１スイッチ部４１_Sをオンする。これにより、直列スイッチ４_Sを高インピーダンス導通状態にする。
このようにすると、各コンデンサ３から放電電流Ｉ_Dが発生する。すなわち、個々のコンデンサ３は直前まで並列接続されていたため（図１参照）、各コンデンサ３には、電力線２の電圧Ｖ_Bが加わっていたが、図６に示すごとく、直列用第１スイッチ部４１_Sをオンすると、２個のコンデンサ３が直列接続され、各コンデンサ３の電圧はＶ_B／２になる。そのため、コンデンサ３の電圧が急に低下し、放電電流Ｉ_Dが発生する。しかしながら、この放電電流Ｉ_Dは、直列スイッチ４_Sの抵抗４３を流れるため、大きな放電電流Ｉ_Dが流れることを抑制できる。そのため、直列用第１スイッチ部４１_Sとして、電流容量が小さいものを用いることができ、直列用第１スイッチ部４１_Sを小型化できる。
なお、２個のコンデンサ３を並列接続から直列接続に切り替えたときに、電力線２の電圧Ｖ_Bが、並列接続時の２倍以上になった場合は、各コンデンサ３に充電電流が流れる。この場合も、充電電流は抵抗４３を流れるため、大きな充電電流が流れることを抑制できる。

放電電流Ｉ_Dの発生が終了したら、図７に示すごとく、制御部５は、直列用第２スイッチ部４２_Sをオンする。これにより、直列スイッチ４_Sをオン状態にする。電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THを超えている間は、この状態（すなわち、２個のコンデンサ３を直列接続した状態）を維持する。

制御部５は、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THより小さくなったら、図８に示すごとく、直列用第２スイッチ部４２_Sをオフする。これにより、直列スイッチ４_Sを高インピーダンス導通状態にする。電力線２の電圧Ｖ_Bが低下すると、コンデンサ３から電流Ｉが流れ出るが、この電流Ｉは高インピーダンス導通になっている直列スイッチ４_Sを通るため、電流量を抑制できる。この後、制御部５は図９に示すごとく、直列用第１スイッチ部４１_Sをオフする。

その後、図１０に示すごとく、制御部５は、負側第１スイッチ部４１_Nをオンする。次いで、図１１に示すごとく、制御部５は、正側第１スイッチ部４１_Pをオンする。これにより、２個の並列スイッチ４_P，４_Nを高インピーダンス導通状態にする。
このようにすると、各コンデンサ３に電流Ｉ_Rが流れる。すなわち、２個のコンデンサ３は、直前まで直列接続（図７参照）されていたため、各コンデンサ３に加わる電圧はＶ_B／２であったが、正側第１スイッチ部４１_P及び負側第１スイッチ部４１_Nをオンすると、各コンデンサ３_A，３_Bが並列接続されるため、各コンデンサ３に、電力線２の電圧Ｖ_Bが加わる。そのため、コンデンサ３に加わる電圧が急に上昇し、電流Ｉ_Rが流れる。しかしながら、この電流Ｉ_Rは抵抗４３を通るため、電流量を抑制できる。したがって、スイッチ部４１_P，４１_Nとして、電流容量が小さいものを用いることができ、これらのスイッチ部４１_P，４１_Nを小型化することができる。
なお、２個のコンデンサ３を直列接続から並列接続に切り替えたときに、電力線２の電圧Ｖ_Bが、直列接続時の１／２以下になった場合は、各コンデンサ３から放電電流が流れる。この場合も、放電電流は抵抗４３を通るため、電流量を抑制できる。

電流Ｉ_Rの流れが終了したら、図１２に示すごとく、制御部５は、負側第２スイッチ部４２_Nをオンする。次いで、図１に示すごとく、正側第２スイッチ部４２_Pをオンする。これにより、２個のコンデンサ３を並列接続にする。

次に、本形態の作用効果について説明する。本形態に係るラインフィルタ１のスイッチ４は、オン状態と、オフ状態と、高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成されている。また、制御部５は、複数のコンデンサ３の接続を並列接続と直列接続との間で切り替える際に、オフ状態になっているスイッチ４を、高インピーダンス導通状態にしてから、オン状態にする（図５～図７参照）。
そのため、コンデンサ３の接続を切り替えたときに、放電電流Ｉ_Dや突入電流Ｉ_Rが発生しても、これらの電流は高インピーダンス導通状態になっているスイッチ４を流れるため、大きな電流が流れにくくなる。したがって、スイッチ４やコンデンサ３、電力線２等として、電流容量が小さいものを用いることができ、これらの部品を小型化することができる。

また、本形態では、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THより高くなった場合に、複数のコンデンサ３を直列接続する。
そのため、コンデンサ３に加わる電圧を低減できる。したがって、例えば電解コンデンサのように、耐電圧が低いが、小型で静電容量が大きいコンデンサ３を用いることができる。そのため、ラインフィルタ１を小型化でき、安価なものとすることができる。

また、静電容量が大きいコンデンサ３を用いると、コンデンサ３の直並列を切り替えた場合に、大きな放電電流Ｉ_Dや突入電流Ｉ_Rが発生しやすくなるが、本形態では、これらの電流Ｉ_D，Ｉ_Rを、高インピーダンス導通状態になっているスイッチ４に流すことができるため、電流値を抑制できる。したがって、静電容量が大きいコンデンサ３を使用しやすく、ノイズの除去効果を高めつつ、ラインフィルタ１を小型化しやすい。

また、本形態の制御部５は、コンデンサ３の接続を並列接続と直列接続との間で切り替える際に、オン状態になっているスイッチ４を、高インピーダンス導通状態にしてから、オフ状態にする（図１～図５参照）。
そのため、電力線２の電圧Ｖ_Bが変動し、コンデンサ３に電流が流れても、この電流は高インピーダンス導通状態になっているスイッチ４を通るため、電流量を抑制できる。したがって、スイッチ４等の電流容量を低減でき、スイッチ４等を小型化しつつ、信頼性を確保することができる。

また、本形態のスイッチ４は、図１に示すごとく、抵抗４３と第１スイッチ部４１とを直列接続した直列体４４と、該直列体４４に並列接続した第２スイッチ部４２とを備える。
そのため、第１スイッチ部４１のみオンすることにより、スイッチ４を、確実に高インピーダンス導通状態にすることができる。

なお、本形態では、スイッチ４として、上述したように、抵抗４３と２個のスイッチ部４１，４２を有するものを用いたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、後述するように、抵抗４３を用いず、半導体スイッチング素子のみを用いてスイッチ４を構成し（図３２参照）、この半導体スイッチング素子のゲート電圧を調整することによって、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にしても良い。

以上のごとく、本形態によれば、複数のコンデンサの接続を、直列接続と並列接続との間で切り替えたときに、各コンデンサに大きな電流が流れることを抑制できるラインフィルタを提供することができる。

なお、本形態では、２個のコンデンサ３を用いたが、本発明はこれに限るものではなく、３個以上のコンデンサ３を用いて、直並列を切り替えるようにしてもよい。

以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。

（実施形態２）
本形態は、ラインフィルタ１の回路構成を変更した例である。本形態のラインフィルタ１は、図１３に示すごとく、コンデンサ３の電流を測定するための電流測定部１０を備える。電流測定部１０は、シャント抵抗１０１と、該シャント抵抗１０１の電圧降下を測定する電圧センサ１０２とを有する。

本形態の制御部５は、実施形態１と同様に、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THを超えた場合に、２個のコンデンサ３を並列接続から直列接続に切り替える。また、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_TH以下になった場合には、２個のコンデンサ３を直列接続から並列接続に切り替える。制御部５は、これらの制御の他に、電流測定部１０による電流Ｉの測定値が予め定められた値Ｉ_THを超えた場合にも、２個のコンデンサ３を並列接続から直列接続に切り替えたり、直列接続から並列接続に切り替えたりする制御を行う。以下、この制御について説明する。

図１３に示すごとく、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_TH以下である場合は、制御部５は、２個のコンデンサ３を並列接続している。すなわち、２個の並列スイッチ４_P，４_Nをオン状態にし、直列スイッチ４_Sをオフ状態にする。この状態で、電力線２の電圧Ｖ_Bが上昇し始めると、電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THを超える前に、コンデンサ３_A，３_Bに大きな電流Ｉが流れ込む場合がある。制御部５は、電流測定部１０による電流Ｉの測定値が所定値Ｉ_THを超えた場合は、図１４に示すごとく、正側第２スイッチ部４２_Pをオフし、次いで、図１５に示すごとく、負側第２スイッチ部４２_Nをオフする。これにより、２個の並列スイッチ４_P，４_Nを高インピーダンス導通状態にする。これによって、大きな電流Ｉが流れることを抑制する。

その後、制御部５は、正側第１スイッチ部４１_Pをオフし（図１６参照）、次いで負側第１スイッチ部４１_Nをオフする（図１７参照）。その後、図１８に示すごとく、直列用第１スイッチ部４１_Sをオンする。このとき、コンデンサ３の電圧が、直前の値であるＶ_BからＶ_B／２に低減するため、各コンデンサ３から放電電流Ｉ_Dが流れるが、この放電電流Ｉ_Dは抵抗４３を通るため、電流値を抑制できる。

次いで、制御部５は、直列用第２スイッチ部４２_Sをオンする（図１９参照）。電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THより高い間は、この状態（すなわち、２個のコンデンサ３を直列接続した状態）を維持する。

この後、電圧Ｖ_Bが低下し始めると、電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_TH以下になる前に、コンデンサ３から大きな放電電流が流れ出すことがある。本形態の制御部５は、電流測定部１０による電流Ｉの測定値が所定値Ｉ_THを超えた場合には、図２０に示すごとく、直列用第２スイッチ部４２_Sをオフする。これにより、直列スイッチ４_Sを高インピーダンス導通状態にし、大きな放電電流が流れることを抑制する。その後、制御部５は、直列用第１スイッチ部４１_Sをオフする（図２１参照）。

次いで、制御部５は、負側第１スイッチ部４１_Nをオンし（図２２参照）、正側第１スイッチ部４１_Pをオンする（図２３参照）。これにより、２個の並列スイッチ４_P，４_Nを高インピーダンス導通状態にする。コンデンサ３の電圧は、直前の値であるＶ_B／２からＶ_Bに上昇するため、各コンデンサ３に電流Ｉ_Rが流れ込むが、電流Ｉ_Rは高インピーダンス導通状態になっている並列スイッチ４_P，４_Nを流れるため、電流値を抑制できる。

その後、制御部５は、負側第２スイッチ部４２_Nをオンし（図２４参照）、次いで、正側第２スイッチ部４２_Pをオンする（図１３参照）。

本発明の効果を確認するためのシミュレーションを行った。その結果について説明する。このシミュレーションでは、図２５に示す回路を想定した。同図に示すごとく、直流電源７とは別の外部電源７９を設け、電源スイッチ７８をオンすることにより、外部電源７９の電圧（２４Ｖ）が電力線２に加わるようにした。また、直流電源７の電圧は１０Ｖにした。抵抗４３は０．１６Ωにし、コンデンサ３の静電容量は８００ｍＦにした。

電源スイッチ７８をオフからオンに切り替え、電力線２の電圧Ｖ_Bを２４Ｖにした後、電源スイッチ７８を再びオフし、電圧Ｖ_Bを１０Ｖに低下させた。そして、図２６に示すごとく、電力線２の電圧Ｖ_B、コンデンサ３の電圧Ｖ_C、各コンデンサ３_A，３_Bの電流Ｉ_3A，Ｉ_3B，各スイッチ部４１，４２のオン／オフ動作、正側第１スイッチ部４１_Pの電流Ｉ_41P、負側第１スイッチ部４１_Nの電流Ｉ_41N、直列用第１スイッチ部４１_Sの電流Ｉ_41S、第２スイッチ部４２_P，４２_N，４２_Sの電流Ｉ_42P，Ｉ_42N，Ｉ_42Sの波形を調査した。シミュレーションソフトには、Ｐｓｐｉｃｅを用いた。

図２６に示すごとく、時刻ｔ₁において電源スイッチ７８をオンし、電力線２の電圧Ｖ_Bを上昇させた。また、時刻ｔ₂において電源スイッチ７８をオフし、電圧Ｖ_Bを低下させた。時刻ｔ₀～ｔ₁までは、電圧Ｖ_Bが低いため、２個のコンデンサ３は並列に接続されている。時刻ｔ₁において電圧Ｖ_Bが上昇すると、各スイッチ部４１，４２が切り替わり、２個のコンデンサ３が直列接続される。このとき、コンデンサ３から放電電流Ｉ_Dが流れるが、この放電電流Ｉ_Dは抵抗４３を通るため、電流量は抑制される（図１８参照）。本シミュレーションでは、時刻ｔ₁における放電電流Ｉ_Dの最大値は１２０Ａ程度であることを確認できた。

また、時刻ｔ₂において、電圧Ｖ_Bが低下すると、各スイッチ部４１，４２が切り替わり、２個のコンデンサ３が並列接続される。このとき、コンデンサ３に電流Ｉ_Rが流れ込むが、この電流Ｉ_Rは抵抗４３を通るため、電流量は抑制される（図２３参照）。本シミュレーションでは、時刻ｔ₂における電流Ｉ_Rの最大値は１５０Ａ程度であることを確認できた。

時刻ｔ₁付近の拡大図を図２７に示す。同図に示すごとく、時刻ｔ₁において電源スイッチ７８をオンすると、電圧Ｖ_Bが上昇し始めるため、コンデンサ３の電流Ｉ（すなわちＩ_42P，Ｉ_42N）が増加し始める。この電流Ｉが所定値を超えたときに、正側第２スイッチ部４２_P、負側第２スイッチ部４２_Nをオフする（図１５参照）。そのため、これらのスイッチ部４２_P，４２_Nの電流Ｉ（Ｉ_42P，Ｉ_42N）は０Ａになる。また、電流Ｉは、正側第１スイッチ部４１_P、又は負側第１スイッチ部４１_Nを通って、抵抗４３へ流れる。そのため、これらのスイッチ部４１_P，４１_Nの電流Ｉ（Ｉ_41P，Ｉ_41N）が増加する。この電流Ｉ_41P，Ｉ_41Nは抵抗４３を通るため、電流値は抑制される。

また、時刻ｔ₂付近の拡大図を図２８に示す。同図に示すごとく、時刻ｔ₂において電源スイッチ７８をオフすると、電圧Ｖ_Bが低下し始めるため、コンデンサ３が放電し、電流Ｉ（すなわちＩ_42S）が流れ始める。この電流Ｉが所定値を超えたとき、直列用第２スイッチ部４２_Sがオフになる（図１９、図２０参照）。そのため、直列用第２スイッチ部４２_Sの電流Ｉ(Ｉ_42S)は０Ａになる。また、電流Ｉは、抵抗４３を通って直列用第１スイッチ部４１_Sを流れる。そのため、直列用第１スイッチ部４１_Sの電流Ｉ（Ｉ_41S）は増加する。電流Ｉは、抵抗４３を通るため、電流量は抑制される。

次に、従来のラインフィルタ１について、同様のシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、図３３に示すごとく、抵抗４３を有さないスイッチ４を用いて、従来のラインフィルタ１の回路を構成した。スイッチ４は、オン状態とオフ状態とを切り替えることは可能であるが、高インピーダンス導通状態にすることはできない。スイッチ４には、並列スイッチ４_P，４_Nと直列スイッチ４_Sとがある。３個のスイッチ４のうち並列スイッチ４_P，４_Nのみオンすると、２個のコンデンサ３が並列接続され、直列スイッチ４_Sのみオンすると、２個のコンデンサ３が直列接続される。直流電源７及び外部電源７９の電圧、及びコンデンサ３の静電容量は、本形態に係るシミュレーションと同一にした。

上記回路において、電源スイッチ７８をオンオフし、電力線２の電圧Ｖ_Bを上下させた。そして、図３４に示すごとく、電力線２の電圧Ｖ_Bと、コンデンサ３の電圧Ｖ_Cと、並列スイッチ４_P，４_Nのオンオフ状態と、直列スイッチ４_Sのオンオフ状態と、これらのスイッチ４_P，４_N，４_Sに流れる電流Ｉ_4P，Ｉ_4N，Ｉ_4Sを調査した。

図３４に示すごとく、時刻ｔ₀からｔ₁までは、電力線２の電圧Ｖ_Bが低いため、並列スイッチ４_P，４_Nをオンして、２個のコンデンサ３を並列接続してある。時刻ｔ₁において電圧Ｖ_Bが上昇すると、並列スイッチ４_P，４_Nがオフになり、直列スイッチ４_Sがオンになる。これにより、２個のコンデンサ３を直列接続する。この際、コンデンサ３の放電電流Ｉ_Dが直列スイッチ４_Sに流れる。放電電流Ｉ_Dは、本形態のように抵抗４３を流れないため、電流値が大きい。シミュレーションでは、放電電流Ｉ_Dの最大値は１２０００Ａ程度であることが確認できた。

また、時刻ｔ₂において電圧Ｖ_Bが下がると、直列スイッチ４_Sがオフになり、並列スイッチ４_P，４_Nがオンになる。これにより、２個のコンデンサ３を並列接続する。この際、コンデンサ３に突入電流Ｉ_Rが流れる。突入電流Ｉ_Rは、本形態のように抵抗４３を流れないため、電流値が大きい。シミュレーションでは、突入電流Ｉ_Rの最大値は５０００Ａ程度であることを確認できた。

本形態の作用効果について説明する。本形態の制御部５は、電流測定部１０による電流の測定値が予め定められた値Ｉ_THを超えた場合に、オン状態になっているスイッチ４を高インピーダンス導通状態にする。
そのため、電力線２の電圧Ｖ_Bが閾値Ｖ_THに達していないときにも、電流の測定値を用いて、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にすることができる。したがって、スイッチ４をより確実に、速く高インピーダンス導通状態にすることができ、コンデンサ３に大電流が流れることを抑制できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

（実施形態３）
本形態は、電気機器８の構成を変更した例である。本形態の電気機器８は、オゾンを発生するためのオゾナイザである。図２９に示すごとく、オゾナイザは、直流電源７の直流電力を交流電力に変換するインバータ８１と、得られた交流電力を用いて放電を発生する放電リアクタ８２とを備える。この放電を用いて、空気中の酸素をオゾンに変化させている。そして、得られたオゾンを用いて、車両の排ガスを変質させている。

インバータ８１は、放電期間Ｔ_Dと放電停止期間Ｔ_Sとを交互に切り替える間欠動作を行うよう構成されている。放電期間Ｔ_Dは、交流電力を放電リアクタ８２に供給して放電を発生させる期間である。放電停止期間Ｔ_Sは、交流電力の供給を停止し、放電リアクタ８２から放電を発生させない期間である。

また、本形態の制御部５は、複数のスイッチ４のうちいずれかを高インピーダンス導通状態にしている間は、電気機器８（すなわちオゾナイザ）の駆動を停止するよう構成されている。

本形態の作用効果について説明する。上述したように、本形態の制御部５は、複数のスイッチ４のうちいずれかを高インピーダンス導通状態にしている間は、電気機器８の駆動を停止するよう構成されている。
このようにすることで、ノイズが外部へ漏出することを、より確実に抑制できる。すなわち、スイッチ４が高インピーダンス導通状態になっている間は、コンデンサ３によってノイズ電流を吸収しにくくなり、ノイズ電流の除去効率が低下する。本形態では、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にしている間は、電気機器８の駆動を停止するため、この間に、電気機器８から外部へノイズが漏出することを抑制できる。

また、本形態の電気機器８は、オゾナイザである。このオゾナイザは、上記放電期間Ｔ_Dと放電停止期間Ｔ_Sとを交互に切り替える間欠動作を行うよう構成されている。
そのため、本発明の効果を十分に発揮することができる。すなわち、放電リアクタ８２は、ある程度の電力を供給しないと、放電を開始できない。しかし、例えば車載用のオゾナイザでは、排ガスの排出量が少ないため、オゾンの必要量が少ない場合がある。この場合、放電リアクタ８２を放電し続けると、過剰なオゾンが発生してしまう。そのため、上記間欠動作を行うことにより、放電リアクタ８２に放電を発生させつつ、過剰なオゾンが生成しないようにすることができる。つまり、連続放電した場合よりも、オゾンの生成量を少なくすることができる。間欠動作を行うと、放電期間Ｔ_Dと放電停止期間Ｔ_Sとを交互に行うため、低周波のノイズが発生しやすい。この低周波のノイズを除去するためには、静電容量の大きいコンデンサ３が必要となるが、静電容量が大きく、かつ耐電圧が大きいコンデンサ３は、大型化しやすい。本形態では、上述したように、コンデンサ３の電圧や充放電電流が閾値よりも大きくなった場合に直列接続に切り替えるため、コンデンサ３を保護することができ、耐電圧の低いコンデンサ３を使用することができる。例えば、電解コンデンサ等のように、耐電圧が低いが、小型で静電容量が大きいコンデンサ３を用いることができる。したがって、ラインフィルタ１を小型化でき、かつ安価にすることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

（実施形態４）
本形態は、コンデンサ３の構成を変更した例である。図３０に示すごとく、本形態では、複数のコンデンサセル３０を直列接続して、コンデンサ３を構成している。個々のコンデンサセル３０は、電解コンデンサ、又は、低耐圧大容量の電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等からなる。

上記構成にすると、個々のコンデンサセル３０に加わる電圧を低減できる。そのため、コンデンサセル３０として、耐電圧が低いものを用いることができ、コンデンサセル３０を小型化できる。これにより、コンデンサ３をより小型化することが可能になる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

（実施形態５）
本形態は、スイッチ４の構成を変更した例である。図３１に示すごとく、本形態では、スイッチ部４１，４２を半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）によって構成してある。制御部５は、スイッチ４をオン状態にする場合は、第２スイッチ部４２を構成する半導体スイッチング素子のゲート電極に、閾電圧より十分高い電圧を加える。これにより、第２スイッチ部４２をオンさせ、スイッチ４をオン状態にする。また、スイッチ４をオフ状態にする場合は、２個のスイッチ部４１，４２をそれぞれ構成する半導体スイッチング素子のゲート電極に、電圧を加えない。また、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にする場合は、第２スイッチ部４２を構成する半導体スイッチング素子のゲート電極に電圧を加えず、第１スイッチ部４１を構成する半導体スイッチング素子のゲート電極に、閾電圧より十分高い電圧を加える。これにより、第２スイッチ部４２をオフしつつ第１スイッチ部４１をオンし、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にする。

本形態の作用効果について説明する。上述したように、本形態では、各スイッチ部４１，４２を半導体スイッチング素子によって構成してある。半導体スイッチング素子はスイッチング速度が速いため、電力線２の電圧Ｖ_Bが変動した場合に、短時間でスイッチ部４１，４２の切り替えを行うことができる。そのため、コンデンサ３に大きな電流が流れることを抑制できる。

また、直列スイッチ４_Sのスイッチ部４１，４２は、電流を双方向に遮断できるよう構成されている。より詳しくは、直列スイッチ４_Sのスイッチ部４１，４２は、互いに直列に接続された２個のＭＯＳＦＥＴからなる。これら２個のＭＯＳＦＥＴのうち一方のＭＯＳＦＥＴのボディダイオード４１１に電流が流れる向きと、他方のＭＯＳＦＥＴのボディダイオード４１２に電流が流れる向きとは、互いに逆向きにされている。
このようにすると、直列スイッチ４_Sを確実にオフできる。すなわち、直列スイッチ４_Sは、一方の端子４１３の方が高電位になる場合もあるし、他方の端子４１４の方が高電位になる場合もある。上記構成にすれば、どちらの端子４１３，４１４が高電位になっても、電流がボディダイオード４１１，４１２を流れなくなり、確実にオフできる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

なお、本形態の制御部５は、上述したように、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にする場合は、第２スイッチ部４２のゲート電極に電圧を加えず（すなわち、第２スイッチ部４２をオフし）、第１スイッチ部４１のゲート電極に閾電圧より十分高い電圧加える（すなわち、第１スイッチ部４１をオンする）が、本発明はこれに限るものではない。例えば、各スイッチ部４１，４２のゲート電極に、閾電圧より僅かに高い電圧を加え、これにより、各スイッチ部４１，４２を僅かにオンさせて（すなわち、所謂ハーフオンさせた状態にして）、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にしてもよい。また、第２スイッチ部４２をオフし、第１スイッチ部４１のみハーフオンさせることにより、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にしてもよい。このように、制御部５によって、半導体スイッチング素子に加えるゲート電圧を制御することにより、スイッチ４を高インピーダンス導通状態にすることができる。

（実施形態６）
本形態は、スイッチ４の構成を変更した例である。図３２に示すごとく、本形態では、半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のみを用いて、スイッチ４を構成してある。制御部５は、スイッチ４をオン状態にする場合は、ＭＯＳＦＥＴのゲート電極に、閾電圧より十分高い電圧を加える。また、スイッチ４をオフ状態にする場合は、ゲート電極に電圧を加えない。高インピーダンス導通状態にする場合は、ゲート電極に、閾電圧より僅かに高い電圧を加える。これにより、ＭＯＳＦＥＴを僅かにオンさせ、僅かに電流が流れるようにする。

本形態の作用効果について説明する。本形態では、半導体スイッチング素子のみを用いて、スイッチ４を構成してある。制御部５は、この半導体スイッチング素子に加えるゲート電圧を制御することにより、上記スイッチ４を上記高インピーダンス導通状態にするよう構成されている。
このようにすると、スイッチ４の構成を簡素にすることができる。そのため、ラインフィルタ１の製造コストを低減できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。

１ ラインフィルタ
２ 電力線
３ コンデンサ
４ スイッチ
４０ 直並列切替回路
５ 制御部
６ 電圧測定部
７ 直流電源
８ 電気機器

Claims (12)

1. 直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
   該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
   前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
   個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
   前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
   個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
   前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
   前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されていると共に、前記オン状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オフ状態にするよう構成されている、ラインフィルタ（１）。
2. 前記コンデンサに流れる電流を測定する電流測定部（１０）をさらに備え、前記制御部は、前記電流測定部による前記電流の測定値が予め定められた値を超えた場合に、前記オン状態になっている前記スイッチを前記高インピーダンス導通状態にするよう構成されている、請求項１に記載のラインフィルタ。
3. 個々の前記スイッチは、オンオフ動作可能に構成された第１スイッチ部（４１）と抵抗（４３）とを直列接続した直列体（４４）と、該直列体に並列接続しオンオフ動作可能に構成された第２スイッチ部（４２）とを備える、請求項１又は２に記載のラインフィルタ。
4. 個々の前記スイッチ部は半導体スイッチング素子からなる、請求項３に記載のラインフィルタ。
5. 前記スイッチとして、前記コンデンサの正電極と、他の前記コンデンサの負電極との間に設けられ、前記複数のコンデンサを直列接続する際に前記オン状態にされる直列スイッチ（４ _S ）を備え、該直列スイッチの前記スイッチ部は、前記半導体スイッチング素子からなり、双方向に電流を遮断可能に構成されている、請求項４に記載のラインフィルタ。
6. 直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
   該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
   前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
   個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
   前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
   個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
   個々の前記スイッチは、オンオフ動作可能に構成された第１スイッチ部（４１）と抵抗（４３）とを直列接続した直列体（４４）と、該直列体に並列接続しオンオフ動作可能に構成された第２スイッチ部（４２）とを備え、個々の前記スイッチ部は半導体スイッチング素子からなり、
   前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
   前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、
   前記スイッチとして、前記コンデンサの正電極と、他の前記コンデンサの負電極との間に設けられ、前記複数のコンデンサを直列接続する際に前記オン状態にされる直列スイッチ（４_S）を備え、該直列スイッチの前記スイッチ部は、前記半導体スイッチング素子からなり、双方向に電流を遮断可能に構成されている、ラインフィルタ（１）。
7. 前記制御部は、前記半導体スイッチング素子に加えるゲート電圧を制御することにより、前記スイッチを前記高インピーダンス導通状態にするよう構成されている、請求項４～６のいずれか一項に記載のラインフィルタ。
8. 個々の前記スイッチは半導体スイッチング素子からなり、前記制御部は、前記半導体スイッチング素子に加えるゲート電圧を制御することにより、前記スイッチを前記高インピーダンス導通状態にするよう構成されている、請求項１又は２に記載のラインフィルタ。
9. 前記制御部は、前記複数のスイッチのうちいずれかを前記高インピーダンス導通状態にしている間は、前記電気機器の駆動を停止させる、請求項１～８のいずれか一項に記載のラインフィルタ。
10. 前記電気機器は、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力にするインバータ（８１）と、前記交流電力を用いて放電を発生する放電リアクタ（８２）とを有し、前記放電によりオゾンを生成するオゾナイザであり、前記インバータは、前記交流電力を前記放電リアクタに供給して前記放電を発生させる放電期間と、前記交流電力の供給を停止して前記放電リアクタから前記放電を発生させない放電停止期間とを交互に切り替える間欠動作を行うよう構成されている、請求項１～９のいずれか一項に記載のラインフィルタ。
11. 直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
    該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
    前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
    個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
    前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
    個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
    前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
    前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、前記複数のスイッチのうちいずれかを前記高インピーダンス導通状態にしている間は、前記電気機器の駆動を停止させる、ラインフィルタ（１）。
12. 直流電源（７）と電気機器（８）とを電気接続する一対の電力線（２）と、
    該一対の電力線の間の電圧を測定する電圧測定部（６）と、
    前記一対の電力線の間に電気的に接続された複数のコンデンサ（３）と、
    個々の該コンデンサに直列に接続された複数のスイッチ（４）を有し、該複数のスイッチのうち、電流が流れるオン状態になっている該スイッチと、電流が流れないオフ状態になっている該スイッチとの組み合わせを変更することにより、前記複数のコンデンサの接続を、並列接続と直列接続との間で切り替える直並列切替回路（４０）と、
    前記スイッチの動作制御を行う制御部（５）とを備え、
    個々の前記スイッチは、前記オン状態と、前記オフ状態と、電流が流れ前記オン状態よりもインピーダンスが高い高インピーダンス導通状態との、３種類の状態をとり得るよう構成され、
    前記制御部は、前記電圧測定部による前記電圧の測定値が予め定められた閾値より低い場合には、前記複数のコンデンサを前記並列接続にし、前記電圧の測定値が前記閾値を超えた場合には、前記複数のコンデンサを前記直列接続にし、
    前記制御部は、前記複数のコンデンサの接続を前記並列接続と前記直列接続との間で切り替える際に、前記オフ状態になっている前記スイッチを、前記高インピーダンス導通状態にしてから、前記オン状態にするよう構成されており、
    前記電気機器は、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力にするインバータ（８１）と、前記交流電力を用いて放電を発生する放電リアクタ（８２）とを有し、前記放電によりオゾンを生成するオゾナイザであり、前記インバータは、前記交流電力を前記放電リアクタに供給して前記放電を発生させる放電期間と、前記交流電力の供給を停止して前記放電リアクタから前記放電を発生させない放電停止期間とを交互に切り替える間欠動作を行うよう構成されている、ラインフィルタ（１）。

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