JP6713482B2 - アクティブ電極，センサ・システム，および電位差検出方法 - Google Patents

Description

この発明は電界センサ（electric field sensor）に関する。より詳細にはこの発明は，電位差，たとえば生体電位信号を検出し，かつ信号処理のための入力信号を生成する電界センサに関する。検出電極は能動的に駆動されるシールドによって保護されて容量結合ノイズが最小限に抑えられ，かつソース信号の容量性負荷が最小限に抑えられる。また，この発明は電位差を検出するセンサ・システムに関する。この発明はさらにセンサ・システムにおいて電位差を検出する方法に関する。

アクティブ電極は生体電位記録に広く用いられており，特に非接触乾式電極（non-contact and dry-contact electrode）のような最先端の電極技術に広く使用されている。アクティブ電極を用いる目的は，電極を外部干渉から遮蔽しかつ寄生容量を補償することにある。

アクティブ電極は，パッシブ電極と比較して，通常，周囲干渉たとえば電線干渉（Power Line Interferences）（ＰＬＩ）といった容量結合干渉に対して特に良好な品質を提供する。したがってアクティブ電極は，ウェアラブル生体電位記録の分野の新しい用途に適している。また今日では，右脚駆動機構（right-leg-deiven technique）と組み合わせたアクティブ電極が高品質の生体信号記録分野における主要トレンドとして受け入れられている。一般的にアクティブ電極はいくつかの特徴を有するものとされ，その特徴には，入力参照ノイズ（input-referred noise）が十分小さいこと，入力インピーダンスが高くバイアス電流が小さいこと，入力参照オフセットが小さいこと，出力インピーダンスが低いこと，同相信号除去比（Common Mode Rejection Ratio:ＣＭＲＲ）および電源電圧変動除去比（Power Supply Rejection Ratio:ＰＳＲＲ）が高いこと，およびウェアラブル装置にあっては電力消費が低いことが含まれる。

差動アンプのＣＭＲＲは，所望の差分信号に対する両入力端子に共通する不要入力信号の除去比（the rejection of unwanted input signals common to both input terminals, relative to the wanted difference singal）である。ＰＳＲＲは，オペアンプにおける供給電圧中の変動とオペアンプが生成する等価（差分）出力電圧の比（the ratio between the change in supply voltage in the op-amp and equivalent (differential) output voltage it produced）である。上記出力電圧はフィードバック回路に依存し，理想的な計測アンプは無限（infinite）ＰＳＲＲを持つ。

心電図（Electrocardiography:ＥＣＧ）は時間関数としての心臓の電気活動の経胸的記録（transthoracic recording）である。ＥＣＧ信号は，皮膚表面に取り付けられる電極によってピックアップされ，かつ身体外部の機器によって記録される。脳波記録（Electroencephalography:ＥＥＧ）は頭皮に沿う電気活動の記録であり，ＥＥＧ信号は脳内のニューロン活動に起因して流れるイオン電流により生じる電圧変化の指標である。耳ＥＥＧ（Ear-EEG:耳で脳波を読み取る記録法）は，補聴器と同様の機器において電極を外耳道内にまたは耳の周囲に設置することができるので魅力的である。

電気生理学的信号は，通常，周囲干渉と比較して振幅が小さい。標準的な生理学的信号の中ではＥＣＧ信号は比較的強く，典型的には100μＶ〜１ｍＶの範囲の最大振幅を持つ。ＥＥＧはこれよりも弱く，10μＶ〜100μＶの範囲である。耳ＥＥＧの最大振幅は通常１μＶ〜10μＶの範囲であり，これは頭皮上ＥＥＧ（On-Scalp EEG:頭皮で測定する脳波）よりも約20ｄＢ低い。しかしながら，周囲からの結合干渉は容易にミリボルト程度となる，またはボルト程度にもなる。これらの干渉のほとんどは，通常，生体信号と同相に現れる（appear in common mode）。原理的には電極および生体アンプが全差動であれば注目信号を明確にピックアップすることができるが，現実のどのようなアンプもＣＭＲＲは無限大ではない。このためノイズ耐性（noise immunity）が生体信号を記録する際に極めて重要である。

実際には理想的な計測アンプを設計することはできないので，どのようなアンプも，理想的なパラメータとの間で良好なトレードオフが得られるように設計される。

この発明は，理想的な計測アンプに関する重要な性能指標を向上させた電界センサを提供することを目的とする。このような電界センサの提供によって，ＥＥＧおよび耳ＥＥＧセンサを日常使用に供することができるようにする，たとえば低血糖を検出するために開発しかつ設計することができる。これはたとえば糖尿病患者が正常な日常生活を送ることをアシストする。

この発明によるアクティブ電極は，電位を検出して入力信号を生成する電極，上記電極の近傍に配置され，上記電極から電気絶縁されるシールド，および上記少なくとも１つの電極に接続され，上記入力信号を受信する（受け付ける）入力を有し，バッファリングされた出力信号（buffered output signal）を出力するバッファリング経路を提供する集積回路アンプ（集積アンプ）（integrated amplifier）を備えている。上記シールドは上記集積回路アンプの出力に接続され，上記シールドの電位を能動的に駆動し，これによって上記電極のアクティブ・シールド（active shielding）を提供する。上記バッファリング経路は，上記集積回路アンプの手前に配置され（in front of），上記入力信号の周波数を基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトする第１のミキサと，上記集積回路アンプの出力に配置され（on the output of），増幅信号の周波数を上記高周波数範囲からシフトして上記基本周波数範囲に戻す第２のミキサを含む。

この発明によって提案される新規の手法は，バッファを備えかつチョッパ変調アンプを備えるアクティブ電極設計からの利点の組み合わせを提供するものであり，重要な性能指標におけるトレードオフを達成するものである。

アンプの有限の入力インピーダンスに起因する電子インピーダンスの不平衡（imbalance）によって，差動モードにおいて同相信号の一部が計測アンプの入力に現れてしまう。これは具体的には，たとえば乾式接触容量電極のように高インピーダンスを持つ電極の場合にあてはまる。アクティブ・シールドが入力インピーダンスを高くし，したがってアンプの入力におけるＣＭＲＲが高くなり，これによってこの干渉を大幅に低減することができる。

この発明によるアクティブ電極設計はいくつかの魅力的な利点を提供する。チョッパ型バッファとして構成されるアンプのユニットゲイン構成（unit-gain configulation）に起因して良好な遮蔽特性を達成することができる。その結果として超高入力インピーダンス（ultra-high input impedance）を得ることができる。この発明による新規のアクティブ電極設計は２つのバッファ・チャネルの間の同相信号除去比（ＣＭＲＲ）および電源電圧変動除去比（ＰＳＲＲ）の向上を提供し，これは周囲干渉に対するノイズ耐性に非常に重要である。

上記バッファ出力によって遮蔽されるチョッパ変調は電圧領域精度および電流領域精度（the voltage-domain and the current-domain accuracies）を活用し，バッファおよびチョッパ・アンプを用いた従来手法に比べて，良好なトレードオフを得ることができる。さらに，チョッパ変調から得られる大きな利点は２つのバッファ・チャネルの間の改善されたＣＭＲＲおよびＰＳＲＲであり，これは周囲干渉に対するノイズ耐性を強化するために極めて有用となる。

後段の差動アンプの手前のチョッパ・スパイク・フィルタ（Chopper spike flter:ＣＳＦ）は，追加電力量の消費のもと，付随するチョッパ・スパイクおよびリップルをフィルタ・アウトすることができる。この発明によるチョッパ型バッファを備えるアクティブ電極は高品質生体情報記録システム内において極めて有用となる。

バッファ・アンプはある回路の電気インピーダンスを別の回路の電気インピーダンスに変換する。電圧が変化することなく伝達される（電圧ゲインＡｖが１）場合，そのアンプはユニティ・ゲイン・バッファ（a unity gain buffer）である。ユニティ・ゲイン・アンプ（バッファ）は，出力電圧が入力電圧に追従または追随するので，多くの場合電圧フォロワとして設けられる。このようなバッファ・アンプの電圧ゲインは（約）ユニティ（１）とすることができるが，バッファ・アンプは，通常，かなり大きな電流ゲインすなわちパワーゲインを提供する。この発明によるチョッパ変調を用いる閉ループ・ユニットゲイン・アンプは，電気インピーダンス変換を提供し，かなり大きな電流ゲインすなわちパワーゲインを持つ電圧フォロワとして動作する。

この発明の別の態様によると，電位差を検出するセンサ・システムが提供される。上記センサ・システムは，基準電位を提供する参照電極および上記参照電極に対する電位を測定する測定点を提供する検出電極を含む少なくとも一セットの電極を備えている。上記センサ・システムはさらに，上記検出電極および上記参照電極からの入力を受信し（受付け），上記検出電極と上記参照電極との間の電位差を表す出力信号を生成する差動アンプを備えている。上記少なくとも一セットの電極の少なくとも一の電極はアクティブ電極であり，上記アクティブ電極は，電位を検出し入力信号を生成する電極，上記電極の近傍に配置され，上記電極から電気絶縁されるシールド，および上記少なくとも一の電極に接続され上記入力信号を受信する入力を有し，バッファリングされた出力信号を出力するバッファリング経路を提供する集積回路アンプを備えている。上記シールドは上記集積回路アンプの出力に接続されて上記シールドの電位を能動的に駆動し，これによって上記電極のアクティブ・シールドが実現される。上記バッファリング経路は，上記集積回路アンプの手前に配置され，上記入力信号の周波数を基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトする第１のミキサと，上記集積回路アンプの出力に配置され，増幅信号の周波数を上記高周波数範囲からシフトして上記基本周波数範囲に戻す第２のミキサを含む。

この発明の別の態様によると，基準電位を供給する参照電極および上記参照電極に対する電位を測定する測定点を提供する検出電極を含む少なくとも一セットの電極を有するセンサ・システムにおいて電位差を検出する方法が提供される。上記方法は，上記電極から電気絶縁されるシールドを上記電極の近傍に配置することによって電極を遮蔽し（シールドし），電位差を検出する上記電極を用いて入力信号を生成し，バッファリングされた出力信号を出力するバッファリング経路を提供する集積回路アンプにおいて上記電極から受信される入力信号を増幅し，上記シールドを上記集積回路アンプの上記出力に接続して上記シールドの電位を能動的に駆動し，これによって上記電極のアクティブ・シールドを提供し，上記入力信号の周波数を，上記集積回路アンプの手前に配置される第１のミキサを用いて，基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトし，増幅信号の周波数を，上記集積回路アンプの出力に配置される第２のミキサを用いて，上記高周波数範囲からシフトさせて上記基本周波数範囲に戻す。

好ましい態様および添付の図面を参照してこの発明をさらに詳細に説明する。

この発明の一実施形態によるアクティブ電極設計を模式的に示している。 半導体を利用したアンプについての，ホワイトノイズおよびピンクノイズによって構成されるノイズ・スペクトルを示している。 この発明の一実施形態によるアクティブ電極設計を用いる生体電位モニタリング・システムを模式的に示している。 この発明による電界センサに使用されるユニットゲイン・アンプに基づくチョッパ型バッファの一実施形態を模式的に示している。 この発明の一実施形態によるチョッパ型バッファを示している。 図１に示すアクティブ電極設計の周波数領域における生体信号およびノイズの相対的な位置を示している。 図５に示すチョッパ型バッファに用いられるチョッパ・スイッチの一実施形態を示している。 この発明による２つのアクティブ・センサに基づくセンサ・システムの一実施形態を示している。 この発明の一態様によるＥＥＧ装置の一実施形態を示している。 チョッパ・アンプの入力における不要ノイズ源を示している。

図１はこの発明の一実施形態によるアクティブ電極構造を模式的に示している。生体電位信号Ｖ_ｉｎ（ｔ）がキャパシタ電極（図示略）において検出され，集積回路アンプ10の入力に与えられる。インピーダンスＺ_Ｓは皮膚−電極インピーダンスを指す。集積回路アンプ10の入力側において，生体電位信号Ｖ_ｉｎ（ｔ）は，集積回路アンプ10の手前に位置する第１のミキサ11において変調信号（チョッパ・クロック）ｍ（ｔ）を用いて変調される。上記集積回路アンプ10は１（one）に等しいゲインＡ_Ｖを有しており，これによって集積回路アンプ10はバッファとして動作し，集積回路アンプ10の出力にも設けられる第２のミキサ12において同じチョッパ変調信号ｍ（ｔ）を加えることによって，集積回路アンプ10および２つのミキサ11および12が，出力信号Ｖ_ｏｕｔ（ｔ）を出力するバッファリング経路（buffered path）となる。

図１に示す実施形態において用いられる変調信号ｍ（ｔ）は50％のデューティ・サイクルを有するパルス幅変調信号として示されており，かつ＋１および１のユニティ増幅（unity amplitude）とされる。チョッパ周波数ｆ_ｃｈｏｐは低周波数範囲のフリッカノイズが実質的にほとんど除去されるように選択される。インピーダンスＺ_ｉｎは有限の入力インピーダンスを示す。上記チョッパ型バッファ出力（the choppered buffer output）Ｖ_ｏｕｔ（ｔ）は，上記電極の近傍に配置されるアクティブ・シールドを駆動し，かつ上記電極から電気絶縁させるために用いられる。

図２を参照して，半導体ベースのアンプについてのホワイトノイズおよびピンクノイズによって構成されるノイズ・スペクトルが示されている。コーナー周波数ｆ_ｃは，低周波フリッカノイズ（ピンクノイズ）が支配的な領域と，より高周波数の“フラットバンド”ノイズ（ホワイトノイズ）として支配されるサーマルノイズが支配的な領域との境界を特徴付けるものである。フリッカノイズはほとんどの電子デバイスに発生し，回路が扱うことができる信号レベルに制限を加える。これが図２に示されており，図２ではｌｏｇ_１０（ｆ）がｘ軸に示され，電圧二乗値がｙ軸に示されている。

この実施形態では，集積回路アンプはＭＯＳＦＥＴトランジスタ設計において実現され，約200Ｈｚレベルのコーナー周波数が観測されている。コーナー周波数ｆ_{ｃｏｒｎｅｒ}は，低周波フリッカノイズが支配的な領域とそれよりも高周波数の“フラットバンド”ノイズが支配的な領域のそれぞれの変わり目（transition）である。コーナー周波数よりも十分に高いチョッパ周波数ｆ_ｃｈｏｐを選択する必要があり，集積回路アンプの手前において導入される周波数シフトは上記集積回路アンプのフリッカノイズ領域を避けるために十分大きくされる。周波数シフトを実現する変調周波数はコーナー周波数よりも高く，図示の実施形態では，チョッパ周波数ｆ_ｃｈｏｐは200Ｈｚ〜２ｋＨｚの範囲において選択されている。好ましくは，チョッパ周波数ｆ_ｃｈｏｐは400Ｈｚ〜１ｋＨｚの範囲である。チョッパ周波数ｆ_ｃｈｏｐが高ければ高いほど電力消費に悪影響が及ぶ。

耳ＥＥＧ（ear-EEG）用途の場合，検出電極は約１μＶの振幅を有する生体電位信号Ｖ_ｉｎ（ｔ）をピックアップする。生体電位信号Ｖ_ｉｎ（ｔ）は，最初の使用状態において０〜35Ｈｚの基本周波数範囲におけるスペクトル分布を有し，この基本周波数範囲が図６ａに模式的に示されている。上記ミキサ11においてチョッパ信号ｍ（ｔ）を用いて一旦変調されると，生体電位信号Ｖ_ｉｎ（ｔ）は周波数シフトされ，図６ｂに示すように生体電位信号はたとえば１ｋＨｚのチョッパ周波数付近に現れる。集積回路アンプはたとえば200Ｈｚのコーナー周波数までのスペクトル中にフリッカノイズを生じさせ，他方周波数シフトされた生体電位信号を含む上記コーナー周波数よりも高い周波数範囲は，ホワイト，サーマルノイズによる影響だけを受けることになる。これが図６ｃに示されている。

上記ミキサ12において集積回路アンプ10の出力がチョッパ信号ｍ（ｔ）を用いて変調されることで上記生体電位信号が基本周波数範囲に再び戻されるのに対し，アンプのフリッカノイズはチョッパ周波数付近に位置している。これが図６ｄに示されている。適切なローパス・フィルタリング処理をその後の信号処理段階で行うことによって，ここでチョッパ周波数付近の周波数範囲に現れているフリッカ起因ノイズを除去することができる。

この発明によるアクティブ電極構造は，入力参照ノイズが小さく，入力インピーダンスが高く，バイアス電流が小さく，入力参照オフセットが小さく，出力インピーダンスが低く，ＣＭＲＲおよびＰＳＲＲが高く，電力消費が小さくなるように設計することができる。アクティブ電極の実際の実装は様々な用途について最適化され，たとえば埋設可能な神経プローブ・アレイおよび布帛用途（fabric-based use）（乾式電極）について最適化することができる。

図３は，この発明の一実施形態によるアクティブ電極構造を用いた生体電位モニタリング・システムを模式的に示している。ユーザの頭部35に装着されるメッシュ30に複数の電極が設置されている。別の実施形態ではこれらの電極をイヤープラグに設けることができ，データを外耳道から収集して耳の後ろに装着されるバッテリ駆動データ処理装置において処理することができる。電極31および32のそれぞれは，静電容量検出電極であるプローブ34と，静電容量検出電極の近傍に配置されかつ静電容量検出電極から離間配置されるアクティブ・シールド電極を含む。プローブ34によってピックアップされる入力信号は，好ましくはユニティ・ゲイン・アンプ（unity gain amplifier）として配置されるそれぞれのアンプ10に与えられる。閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10は検出電極とアクティブ・シールド電極との間に接続される。この配置によって上記検出電極の寄生キャパシタが効果的に低減され，これによって感度を高めることができる。

チョッパ変調を用いた閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10の出力は，遮蔽ケーブル13，たとえば同軸ケーブルを通じて，制御電圧に基づいてゲインを変化させる可変ゲイン・アンプ（Variable-Gain Amplifier）14に与えられ，さらに増幅済Ｖ_Ｂｉｏ信号をさらなる処理のためにデジタル形式に変換するアナログ−デジタル変換器（Analog-to-Digital Converter）15に与えられる。可変ゲイン・アンプ14は差動アンプである。閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10を含むフロントエンド集積回路と可変ゲイン・アンプ14およびアナログ−デジタル変換器15を含むバックエンド集積回路との間は好ましくは遮蔽されるが，極めて重要または必須というわけではない。

以下に，この発明によるチョッパ型バッファを用いたアクティブ電極について技術的に説明する。図４はアクティブ電極コンセプトにいくつかの主要な寄生容量発生原因が含まれていることを示している。シールド44が上記電極43の近傍に（かつ上記電極43と実質平行に）配置されており，シールド44は上記電極43から電気絶縁されている。電気絶縁体（図示略）が電極43とシールド44との間に設けられる。この配置によって電極43とシールド44の間に容量結合が生じる。電極43は入力パッド43ａを介して集積回路に接続され，これらの間に寄生容量結合が観測されることがある。上記シールド44は，入力パッド48ａを介して集積回路を包囲するシールド48に接続され，ここでも寄生容量結合が生じることがある。バッファの近傍をシールドすることによって，検出電極における電極寄生容量40，および入力パッド48ａと入力パッド43ａとの間の容量結合によって生じる寄生容量41を補償することができる。

図４に示すアクティブ電極コンセプトは，アンプを基板上のＭＯＳＦＥＴトランジスタとして実装すること（集積回路として実装すること）を示している。アンプはそれぞれのコンタクト・パッド46ａおよび45ａを介して電源46およびグランド45に接続され，かつ出力端子47を有している。集積回路アンプの出力端子47がシールド48に接続されるのに対し，コンタクト・パッド45ａおよび46ａはシールドから電気的に絶縁される。シールド48はシールド48の電位を能動的に駆動する（actively drive）ために集積回路アンプの出力端子47に接続され，これによって電極43の能動的な遮蔽（シールド）が提供される。いくつかの静電容量は，それらの静電容量の下部ノードに対する遮蔽（shielding to their bottom node）を適用することができないので，補償するのは難しい。これが，入力パッド49ａと基板との間の寄生容量42ａ，トランジスタゲートと基板との間の寄生容量（ゲート基板間容量42ｂ），トランジスタの基準ゲートとソースとの間の寄生容量（ゲートソース間容量42ｃ），およびトランジスタのゲートとドレインとの間の寄生容量（ゲートドレイン間容量42ｄ）が生じる理由である。このような環境においてキャパシタの値ができる限り小さくなるように回路設計することが目的である。

図５に示すように，この発明によるチョッパ型バッファは，図示する実施形態による閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10に基づいて実装される。閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10の入力トランジスタのペアＭ_１およびＭ_２は寸法（サイズ）が最小にされることで入力寄生容量を低減し，これによって高インピーダンスが得られる。入力トランジスタＭ_１およびＭ_２のフリッカノイズはチョッパ変調を用いているので支配的なノイズ源にはならない。

入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２内を流れる電流は，トランジスタＭ_Ｎおよび電圧源Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}によって形成される電流源50を利用することによって一定に保たれる。電圧源Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}は，一実施形態では，約1.2Ｖの公称電源を有する補聴器に用いられる種類のコイン型電池とすることができる。バイアスＶ_ｂｐがＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ_Ｎのゲートに印加されて，入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２のソースに与えられる電圧源Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}からの電流が制御される。

入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２内を流れる電流を一定に保ち，ユニティ・ゲイン構成の負のフィードバックを適用する（ゲインを−１のゲイン状態にフィードバック制御する）ことによって，センサ入力に対するゲートソース間容量42ｃ（図４）およびゲート基板間容量42ｂ（図４）が最小限に抑えられる。

この発明によるチョッパ変調を用いる閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10を実装する図示の実施形態では，３つのチョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１，ＣＨＯＰ_２およびＣＨＯＰ_３が用いられている。チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１，ＣＨＯＰ_２およびＣＨＯＰ_３のサイズは速度およびノイズに関して最適化され，このトポロジーでは，チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_２およびＣＨＯＰ_３が閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10の内部に配置されている。この場合，固有の差動ノードを使用することによって余分な差動ノードが必要ではなくなる。さらに，これによってチョッパ変調を用いる閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10の帯域が制限されることはない。

入力チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１は，検出生体電位信号Ｖ_ｉｎを第１入力信号として受信し，フィードバック分岐53を介した閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10からの出力信号Ｖ_ｏｕｔを第２入力信号として受信する。チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１は１ｋＨｚのチョッパ周波数で動作する。チョッパ信号は＋１と−１との間で５０％のデューティ・サイクルにおいて交互に切り替わる。生体電位信号Ｖ_ｉｎは低周波数帯域（通常０〜40Ｈｚ）を有するが，チョッパ周波数はコーナー周波数ｆ_{ｃｏｒｎｅｒ}（図２）よりも高いものとされる。高すぎるチョッパ周波数を選択すると電極アセンブリ全体の電力消費に悪影響が及ぶ。

入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２のゲートは，入力チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１からのそれぞれの出力を受信する。電流源からの定電流がそれぞれのソース端子を通じて入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２内を流れ，入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２のドレインは第２チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_２のそれぞれの端子に接続される。

チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_２の２つの出力は，ＭＯＳＦＥＴトランジスタ・ペアＭ_３およびＭ_４のそれぞれのソース端子に接続されている。トランジスタ・ペアＭ_３およびＭ_４は電圧バッファとして通常使用される，電界効果トランジスタ・アンプ・トポロジーであるソース・フォロワ（ドレイン接地アンプ）を形成する。

ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ_５，Ｍ_６，Ｍ_７およびＭ_８は，カスコードカレントミラー回路（cascoded current mirror circuit）を形成し，カスコードカレントミラー回路は，この技術分野の当業者にはオペアンプの標準的な構成要素と認識されている。カスコードカレントミラー回路は，相互コンダクタンス・アンプ（transconductance amplifier）とその後段の電流バッファとにより構成される２段アンプである。第３チョッパ・スイッチＣＨＯＰ_３がカスコードカレントミラー回路の２段の間に配置されている。出力から入力への直接接続がないので，カスコードカレントミラー回路は入出力間の絶縁性を向上させる。

ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ_ＮＣ，Ｍ_９，およびＭ_１０は追加のソースフォロワとして配置されている。３つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ_ＮＣ，Ｍ_９およびＭ_１０は電圧源Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}に接続され，より低いｄｃバイアスをソースフォロワを形成するトランジスタＭ_３およびＭ_４に供給するレベル・シフタとして動作する。

図７は，図５に示すチョッパ型バッファ・トポロジーに使用されるチョッパ・スイッチＣＨＯＰ_１，ＣＨＯＰ_２およびＣＨＯＰ_３の一実施形態を示している。チョッパ・スイッチは，一対の入力端子80および一対の出力端子81を持つ。チョッパ・スイッチはバルク（bulks）またはシールド82によって遮蔽され，４つのトランジスタ・スイッチ84，85，86および87を含み，これらのすべてがクロック信号Ｃｌｋによって制御される。トランジスタ・スイッチ85および87については，クロック信号Ｃｌｋはそれぞれのインバータ88および89を介して与えられるので，トランジスタ・スイッチ84および86はクロック信号がハイのときに閉じ，トランジスタ・スイッチ85および87はクロック信号がローのときに閉じる。インバータ88および89は論理否定を実行するＮＯＴゲートである。したがって，４つのトランジスタ・スイッチ84，85，86および87によって，一対の入力端子80の第１端子が，一対の出力端子81の出力の第１端子および第２端子に交互に接続されることが保証される。一対の入力端子80の第２端子は一対の出力端子81の出力の第２端子および第１端子に交互に接続される。

バルクまたはシールド82をバッファ出力90に接続することによって，トランジスタ・スイッチ84，85，86および87の全てが遮蔽されて，ボディ効果を除去し，かつバルクノード内を流れる不要な電流を除去することができる。したがって，入力同相電圧が変動してもバイアス電流が大きく変化することはない。さらに，チョッピング・クロックがブートストラップされてオーバードライブ電圧を維持することによって，トランジスタ・スイッチ84，85，86および87の“ＯＮ（オン）”抵抗が実質一定となる。このようにして，入力同相電圧に対して電流ノイズおよびサーマルノイズを感受性のないものとする。ブートストラップ回路83のクロック信号および出力バッファ信号はシールド82を介して出力に供給され，チョッパ・クロック信号Ｃｌｋは，トランジスタ・スイッチ84，85，86および87を開閉するために使用される。ブートストラップ回路83は意図的に入力インピーダンスを変更するようになっている。

図１０に示すように，ノイズ問題は，２つのカテゴリー，すなわち電圧性ノイズと電流性ノイズとに分けることができる。図１０は，図５に示すチョッパ・アンプの入力における不要ノイズ源を示している。この技術分野の当業者であれば，電流ノイズによって生じる問題はソース・インピーダンスの値に大きく依存することを理解することができよう。皮膚−電極インピーダンスは比較的大きくかつ大きな変動を受けるので，乾式コンタクト取得アナログ・フロントエンド（the dry-contact acquisition analog front-end）においては２種類のノイズが共に関心事となる。

電圧性ノイズ（Voltage-domain noise）
図１０はチョッパ・アンプの入力における不要ノイズ源（excess noise sources）を示している。Ｒ_ＳＸは皮膚−電極間抵抗を示す。主要電圧ノイズ発生源60はカスコード接続カレントミラー回路の入力トランジスタ・ペアＭ_１およびＭ_２，ならびに最終段のトランジスタ・ペアＭ_７およびＭ_８を含み，これはこれらのＭＯＳＦＥＴゲートの電圧ゲインが大きいためである。電圧ノイズはフリッカノイズおよびサーマルノイズの結果として表することができ，オフセットおよびフリッカノイズは理論的にはチョッパ変調によって低周波数信号帯域から除去される。残留ノイズの支配的な成分はＭＯＳＦＥＴのサーマルノイズＶ_{ｎｏｉｓｅ}となり，以下の式で表すことができる。

ここでＢＷは注目帯域を，ｇ_ｍｉはＭＯＳＦＥＴ Ｍ_ｉの相互コンダクタンスを，ｋはボルツマン定数を，Ｔは構成素子の絶対温度を示す。0.5〜100Ｈｚの帯域内において，チョッパ周波数が１ｋＨｚとなるように選択され，かつ支配的な影響を与えるＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンス（transconductance）が最適化されてサーマルノイズを最小限に抑えている場合，総合ノイズ（integrated noise）は約0.29μＶ_ｒｍｓである。

式（１）から，ノイズ電圧Ｖ_{ｎｏｉｓｅ}はトランジスタ相互コンダクタンスの平方根の逆数値に比例することが分かる。閉ループ・ユニットゲイン・アンプ10を８μＡを供給する電流源50を使用して動作させることによって，図５に示すシステムの電力余裕度およびノイズ余裕度の観点から，８μＡの電流消費および

のノイズを許容することができることが分かった。

電流性ノイズ（current-domain noise）
バイアス電流61はソース・インピーダンスの両端にオフセットを生じさせる。生体信号センサ・アンプについては，バイアス電流の主要供給源にＥＳＤ保護回路内のリーク，入力ＭＯＳＦＥＴのゲートリーク，バイポーラ接合トランジスタのベース電流，チョッピング動作，およびＰＣＢリークが含まれる。支配的影響を与える供給源は，ＥＳＤ保護回路のリーク，および周期的なチョッピング動作により生じる電流を含む。

ＥＳＤ保護回路のリーク電流はＥＳＤ技術および回路特性に大きく依存する。したがってこれはすべてのアンプに存在し，完全に回避するのは難しい。周期的なチョッピング動作は，チョッパ・スイッチおよびスイッチ・キャパシタ間抵抗を動的に流れる電流を生じさせる。定義によれば，バイアス電流とは，比較的長い時間にわたって入力ノードに流れる平均電流である。ＣＭＯＳチョッパ・アンプの場合，このような種類の電流は，他の電流よりも支配的な影響を与えるバイアス電流供給源となり得る。

不要ノイズは，通常，ソース・インピーダンスが低いアンプ，たとえば10ｋΩ〜20ｋΩの湿式電極（wet electrodes）を有するアンプにおいては無視することができると考えることができる。しかしながら，ソース・インピーダンスが高い場合，たとえば数百キロオームから数メガオームの乾式接触電極（dry-contact electrodes）の場合，ｄｃオフセットおよび対応する出力ノイズといった不具合は問題であると考えられる。

適切な設計最適化手法を適用することによって，好適にはすべてのスイッチを遮蔽することで，ボディ効果およびバルクノード内を流れる不要電流が除去される。したがって入力同相電圧が変動してもバイアス電流が大きく変化することはない。さらに，チョッピング・クロックはブートストラップされ，オーバードライブ電圧を維持することによってスイッチの“ｏｎ（オン）”抵抗を実質一定にされる。このようにして，入力同相電圧の変動に対して，電流ノイズおよびサーマルノイズは感受性のないものとなる（insensitive）。

この発明の一実施形態によるチョッパ型バッファを確実かつ良好に最適化することによって，バイアス電流は極めて小さく抑えられる。チョッパ・スイッチは，必然的に，バッファにより遮蔽され，大きな電位差が，スイッチのソースとドレインとの間だけでなく，スイッチのソースとバルクとの間にも生じることがない。したがってチョッパ内に電流経路が発生することはない。この発明の一実施形態によるチョッパ型バッファの電流ノイズは，約

のレベルで観測された。１ＭΩの抵抗が接続されると，不要ノイズのノイズ密度寄与分（the excess noise density contribution）は以下のようになる。

差動アンプの同相除去比（Common-Mode Rejection Ratio:ＣＭＲＲ）は，所望の差分信号に対する，両方の入力線に共通する不所望な入力信号の素子による除去比（the rejection by the device of unwanted input signals common to both input leads, relative to the wanted difference signal）である。高ＣＭＲＲは邪魔な同相入力が存在する状態で差分信号を増幅する必要がある場合に必要とされる。電源電圧変動除去比（ＰＳＲＲ）は，オペアンプが生成する等価（差分）出力電圧に対するオペアンプにおける供給電圧の変動の比（the ratio of the change in supply voltage in the op-amp to the equivalent (differential) output voltage it produces）として定義される。出力電圧はフィードバック回路に依存する。チョッパ変調は，ノイズを低減させるだけでなく，ＣＭＲＲおよびＰＳＲＲの向上にも寄与することが分かっている。

チョッパ変調を用いないアンプの同相除去（ＣＭＲ）は−73.3ｄＢとなることが観測され，チョッパ変調を用いるとＣＭＲは−107.9ｄＢに向上し，ＣＭＲＲがほぼ35ｄＢ向上する。さらに，電源電圧変動除去（ＰＳＲ）は，チョッパ変調を用いる場合，−48ｄＢから−97.3ｄＢに向上し，ＰＳＲＲがほぼ49ｄＢ向上する。これは100Ｈｚ以下の周波数帯域（所望の入力信号）について出力ノードにおける容量性負荷が10ｐＦの場合に観測されたものである。

この発明によると，アクティブ電極設計に用いられる新規のチョッパ型バッファが提供される。従来の構造および最新の設計と比較して，チョッパ型バッファを備えるアクティブ電極はいくつかの魅力的な利点を有する。ユニットゲインのおかげで（thanks to the unit-gain）遮蔽特性を良好にすることができる。その結果，超高入力インピーダンスが実現されるので，入力インピーダンス回路の高ＣＭＲＲを実現することができる。バッファ出力によって遮蔽されるチョッパ変調は，電圧領域の精度および電流領域の精度を利用して，バッファおよびチョッパ・アンプを使用する従来の手法と比較して，良好なトレードオフを得ることができる。さらにチョッパ変調から得られる大きな利点は，２つのバッファ・チャネルの間のＣＭＲＲおよびＰＳＲＲを向上させることができることであり，これは，周囲干渉に対するノイズ耐性を強化するために極めて有用となり得る。次段の差動アンプは，余分量の電力を消費して付随するチョッパ・スパイクおよびリップルをフィルタ・アウトすることができる。チョッパ型バッファを備えるアクティブ電極は，高品質生体信号記録システムにおける使用に非常に適している。

図８は，この発明による２つのアクティブ電極に基づくセンサ・システムの一実施形態を示している。図示するセンサ・システムは，フロントエンド・モジュール84および一セットのワイヤ80を通じてフロントエンド・モジュールに接続されるバックエンド・モジュール86を含む。フロントエンド・モジュール84は，図示の実施形態において，図１を参照して説明したチョッパ型バッファを備える一対のアクティブ電極43を含む。チョッパ型バッファは，１に等しいゲインＡｖを有し，かつ同じチョッパ変調信号ｍ（ｔ）を提供する２つのミキサ11および12を有する集積回路アンプに基づく。さらにチョッパ型バッファの出力端子47は集積回路を包囲するシールド48に接続されている。好ましくはアクティブ電極が差動モードで動作し，これは電極（複数）の一方が参照電極として動作することを意味する。

バックエンド・モジュール86は，アクティブ電極からの生体電位信号を増幅するゲインを有し，かつ同じチョッパ変調信号ｎ（ｔ）を提供する２つのミキサ81および83を有する集積回路アンプ82に基づくチョッパ型計測アンプを有している。チョッパ変調信号ｎ（ｔ）はフリッカノイズが集積回路アンプ82内において増幅されるのを回避するために提供される。

チョッパ・クロック信号ｎ（ｔ）は好ましくは方形波信号であり，ｆｃｈ，３ｆｃｈ，５ｆｃｈの奇数次高調波を含み，チョッパ・リップルのエネルギーのほとんどは第１次高調波ｆｃｈに位置するので，低域通過フィルタ効果または帯域通過フィルタ効果を提供するチョッパ・スパイク・フィルタ（Chopper Spike Filter:ＣＳＦ）85を適用することによって高次高調波を除去することができる。チョッパ・スパイク・フィルタ85はスイッチおよびキャパシタによって提供されるサンプルホールド回路を含み，上記スイッチはサンプリング・パルスによって駆動される。チョッパ・スパイク・フィルタ85はチョッパ・スイッチによって生じるグリッチ（glitch）を除去する。チョッパ型計測アンプ81〜83の出力からのびかつ逆極性の信号を伝送する２つの分岐は全差動出力を生成するために含められており，全差動出力はプログラマブル・ゲイン・アンプ（Programmable Gain Amplifier:ＰＧＡ）87およびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）88に与えられ，ＡＤＣ88からの信号が図示されていないマイクロ・コントローラに提供されて処理される。

一実施態様では，チョッパ型計測アンプ82はフロントエンド・モジュール84内に設けられ，したがってアクティブ・シールド内に含められる。この場合，フロントエンド・モジュール84をバックエンド・モジュール86に接続するための薄膜ワイヤ（thin wires）80の数が４本から２本の（シールド）ワイヤに減らされる。この配線は，供給電圧，接地電位，クロック，および信号を伝達し，特定の実施形態では10ｍｍの長さを持つ。

図９は，この発明の一態様による耳ＥＥＧ装置（ear EEG device）115を示している。上記耳ＥＥＧ装置115は，たとえば低血糖症を検出する目的で，モニタされる人の耳の内部に装着することができるもので，たとえばそれ自体公知の耳内型（In-The-Ear）補聴器のようなものである。さらに上記装置によって，医療介護者は数日間にわたるＥＥＧを遠隔地において一時にモニタするまたは記録することができる。したがって医療介護者は，発作または瞬間的睡眠のような問題を日常的に繰り返す患者をモニタすることができる。耳ＥＥＧ装置115は音響通気孔（acoustic vent）を備え，装着者の聞こえを可能にするので，日常生活の邪魔にはならない。しばらくすると，装着者は自分が耳ＥＥＧ装置115を装着していることを忘れてしまう。耳ＥＥＧ装置115は，その外側表面にこの発明による２つのアクティブ電極117を備えている。内部的には耳ＥＥＧ装置115は電子回路モジュール118を含む。

上記耳ＥＥＧ装置115は装着者の外耳道111内にフィットするように形成され，外耳道111内の空洞を鼓膜110と一緒に規定し，上記空洞は耳ＥＥＧ装置115の全長にわたって延びる音響ベント116によって開口されている。耳ＥＥＧ装置115は好ましくは耳介112を超えない。

電子回路モジュール118が点線118内に拡大されて模式的に示されている。電子回路モジュール118は，電子回路を給電するための標準補聴器バッテリに基づく電源120を含む。耳ＥＥＧ装置115の表面に設けられる２つの電極117は電位をピックアップし，データを電極フロントエンドおよびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）として動作するモジュール125を通じてデジタル信号処理装置124に搬送する。電極フロントエンドおよびＡＤＣモジュール125の詳細は図８を参照して説明される。デジタル信号処理装置124は増幅されかつデジタル化された信号を受信して処理する。一実施形態では，デジタル信号処理装置124は，ピックアップされたＥＥＧ信号を分析し，脳波周波数をモニタリングすることによって低血糖症を検出するもので，上記脳波周波数が所定の脳波間隔を超える場合，これは医学的緊急事態が起きている可能性があることを示している。低血糖症は血液中のグルコース含有量が異常に減少する医学的緊急事態である。異常な脳波活動を検出すると，デジタル信号処理装置124はその検出内容を機器動作コントローラ122に送信する。

機器動作コントローラ122はいくつかの動作を受け持つもので，マイクロホンおよびスピーカを含むオーディオ・フロントエンド・モジュール123を有している。機器動作コントローラ122はマイクロホンを用いて音声サンプルをピックアップすることができ，現在の音環境を分類することができる。さらに機器動作コントローラ122は，内部クロック・モジュールから，または無線モジュール121を通じてアクセス可能な個人用通信機器（たとえば，スマートフォン）から，リアルタイム・クロック情報にアクセスすることができる。個人用通信機器および無線モジュール121は，Bluetooth^ＴＭ（登録商標）低エネルギー規格（Low Energy standard）のような短距離通信規格を用いた無線通信リンクを確立することができる。機器動作コントローラ122は，リアルタイム・クロック情報および音環境分類に基づいて，正常な脳波活動の所定の脳波間隔を調整する。機器動作コントローラ122は，スピーカを用いて，耳ＥＥＧ装置115の装着者に対し，医学的緊急事態が起きており予防措置を採る必要があることを警告することができる。

これまでの説明では，複数の電極は差動モードにおいて動作する一対のアクティブ電極として特定されている。しかしながら，２つ以上のアクティブ電極を，共通参照電極として動作する一のアクティブ電極に対する電位差を測定する検出電極（複数）として動作させるようにしてもよい。この電極は単極リード・モード（unipolar lead mode）において動作する。

さらなる実施形態において，耳ＥＥＧ115は，処理装置が装着者の聴覚損失を緩和するゲインを提供する場合は補聴器として動作する。耳ＥＥＧ115は耳内型（In-The-Canal）（ＩＴＣ）補聴器，耳道内レシーバ型（Reciver-In-Canal：ＲＩＣ）補聴器，その他の補聴器に有利に組み込むことができる。

Claims (13)

1. 生体電位を検出して電気生理学的信号を生成する電極（43），
   上記電極（43）の近傍に配置され，かつ上記電極（43）から電気絶縁されるシールド（44，48），ならびに
   少なくとも１つの上記電極（43）に接続され，上記電気生理学的信号を受信する入力を有する集積回路アンプ（10）を備え，
   上記シールド（44，48）が上記集積回路アンプ（10）の出力に接続されて上記シールド（44，48）の電位を能動的に駆動し，これによって上記電極（43）のアクティブ・シールドを提供するアクティブ電極であって，
   上記集積回路アンプ（10）が，集積回路アンプ（10）の入力に与えられる電気生理学的信号に対して１に等しいユニティ・ゲインを電圧ゲインとして適用しかつ高入力インピーダンスを低出力インピーダンスに変換するインピーダンス変換のためのバッファリング経路を提供するものであり，
   上記バッファリング経路が，上記集積回路アンプ（10）の手前に配置され，上記電気生理学的信号の周波数を基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトする第１のミキサ（11）と，上記集積回路アンプ（10）の出力に配置され，上記集積回路アンプ（10）の出力信号の周波数を上記高周波数範囲からシフトして上記基本周波数範囲に戻す第２のミキサ（12）を含むことを特徴とする，
   アクティブ電極。
2. 上記第１のミキサを用いた電気生理学的信号の周波数のシフトが上記集積回路アンプ（10）のフリッカノイズ領域を避けるように適合されている，請求項１に記載のアクティブ電極。
3. コーナー周波数（ｆcorner）が低周波フリッカノイズと高周波ホワイトノイズとの間の変わり目を規定し，上記第１のミキサを用いた電気生理学的信号の周波数のシフトを提供する変調周波数（ｆchop）が上記コーナー周波数よりも高い，請求項１に記載のアクティブ電極。
4. 上記変調周波数（ｆchop）が上記コーナー周波数の４倍よりも低い，請求項３に記載のアクティブ電極。
5. 基準電位を供給する参照電極，および上記参照電極に対する電位を測定する測定点を提供する検出電極を含む少なくとも一セットの電極（31，43）と，
   上記検出電極および上記参照電極からの入力を受信し，上記検出電極と上記参照電極との間の電位差を表す出力信号を生成する差動アンプ（14）と，を備え，
   上記少なくとも一セットの電極の少なくとも一の電極がアクティブ電極であり，上記アクティブ電極が，
   生体電位を検出して電気生理学的信号を生成する電極（43），
   上記電極（43）の近傍に配置され，上記電極（43）から電気絶縁されるシールド（44，48），および
   上記少なくとも一の電極（43）に接続され，上記電気生理学的信号を受信する入力を有する集積回路アンプ（10）を備え，
   上記シールド（44，48）が上記集積回路アンプの出力に接続されて上記シールド（44，48）の電位を能動的に駆動し，これによって上記電極（43）のアクティブ・シールドを提供する，電位差を検出するセンサ・システムであって，
   上記集積回路アンプ（10）が，集積回路アンプ（10）の入力に与えられる電気生理学的信号に対して１に等しいユニティ・ゲインを電圧ゲインとして適用しかつ高入力インピーダンスを低出力インピーダンスに変換するインピーダンス変換のためのバッファリング経路を提供するものであり，
   上記バッファリング経路が，上記集積回路アンプ（10）の手前に配置され，上記電気生理学的信号の周波数を基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトする第１のミキサ（11）と，上記集積回路アンプ（10）の出力に配置され，上記集積回路アンプ（10）の出力信号の周波数を上記高周波数範囲からシフトして上記基本周波数範囲に戻す第２のミキサ（12）を含むことを特徴とする，
   センサ・システム。
6. 上記少なくとも一セットの電極（31，43）が，両方がアクティブ電極である一対の電極である，請求項５に記載のセンサ・システム。
7. 複数の検出電極が，共通する参照電極に対する電位差を測定するものである，請求項５に記載のセンサ・システム。
8. 上記複数の検出電極がアクティブ電極である，請求項７に記載のセンサ・システム。
9. 上記少なくとも一セットの電極が，心電図（ＥＣＧ）信号または脳波（ＥＥＧ）信号を検出するように適合されている，請求項５に記載のセンサ・システム。
10. 基準電位を供給する参照電極および上記参照電極に対する電位を測定する測定点を提供する検出電極を含む少なくとも一セットの電極を有するセンサ・システムにおいて電位差を検出する方法であって，
    電極から電気絶縁されるシールドを上記電極の近傍に配置することによって電極を遮蔽し，
    生体電位を検出する上記電極を用いて電気生理学的信号を生成し，
    上記シールドを集積回路アンプの出力に接続して上記シールドの電位を能動的に駆動し，これによって上記電極のアクティブ・シールドを提供する方法において，
    上記集積回路アンプの手段によって集積回路アンプの入力に与えられる電気生理学的信号に対して１に等しいユニティ・ゲインを電圧ゲインとして適用しかつ高入力インピーダンスを低出力インピーダンスに変換するインピーダンス変換のためのバッファリング経路を提供し，
    上記電気生理学的信号の周波数を，上記集積回路アンプの手前に配置される第１のミキサを用いて基本周波数範囲からより高周波数範囲にシフトし，
    上記集積回路アンプの出力信号の周波数を，上記集積回路アンプの出力に配置される第２のミキサを用いて上記高周波数範囲からシフトさせて上記基本周波数範囲に戻すことを特徴とする，
    方法。
11. 基準電位を提供する参照電極，および上記参照電極に対する電位を測定するための測定点を提供する検出電極を含み，上記参照電極および検出電極の少なくとも一方がアクティブ電極である，電位差を検出するセンサ・システムにおいて使用される請求項１０に記載の方法であって，
    差動アンプにおいて上記検出電極および上記参照電極から入力を受信し，
    上記差動アンプにおいて上記検出電極と上記参照電極との電位差を表す出力信号を生成する，請求項１０に記載の方法。
12. 上記集積回路アンプが上記集積回路アンプに与えられる上記電気生理学的信号を複製した出力信号を生成する，請求項１０に記載の方法。
13. 第１のミキサを用いた電気生理学的信号の周波数のシフトが，上記集積回路アンプのフリッカノイズ領域を避けるように適合されている，請求項１０に記載の方法。

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