JP6757494B2

JP6757494B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP6757494B2
Application number: JP2016125969A
Authority: JP
Inventors: 寛須増
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2016-06-24
Filing date: 2016-06-24
Publication date: 2020-09-23
Anticipated expiration: 2036-06-24
Also published as: JP2017229217A

Description

この発明は、電動モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動するためのモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device for driving an electric motor by PWM (Pulse Width Modulation).

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。 In a motor control device that vector-controls a three-phase electric motor, a two-phase current command value is calculated for each current control cycle. The two-phase voltage command value is calculated based on the deviation between the two-phase current command value and the two-phase current detection value. By converting this two-phase voltage command value into two-phase and three-phase using the rotation angle of the electric motor, the U-phase, V-phase, and W-phase phase voltage command values (three-phase voltage command values) are calculated. .. Then, a U-phase PWM signal, a V-phase PWM signal, and a W-phase PWM signal having a duty corresponding to the phase voltage command values of the U-phase, V-phase, and W-phase are generated and supplied to the three-phase inverter circuit.

このインバータ回路を構成するパワー素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が電動モータに印加されることになる。これにより、電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。 By controlling the power elements constituting this inverter circuit by the U-phase PWM signal, the V-phase PWM signal, and the W-phase PWM signal, a voltage corresponding to the three-phase voltage command value is applied to the electric motor. .. As a result, the motor current flowing through the electric motor is controlled to be equal to the two-phase current command value.

特開平１−５０７６６号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-50766

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置において、ＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）を高くすると、モータ回転数（回転速度）が高いシステムにおいても、モータ電圧を適正に印可でき、モータをスムーズに回転させることが可能となる。
しかし、ＰＷＭ周波数を高くすると、ＰＷＭ信号の周期（ＰＷＭ周期）が電流制御周期よりも小さくなる場合がある。ＰＷＭ周期が電流制御周期よりも小さくなると、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれることになる。電動モータの回転数が高くなると、電流制御周期内において電動モータの回転角が大きく変化し、電動モータに印加される電圧が二相電圧指令値からずれる。そうすると、電動モータに流れるモータ電流が、二相電流指令値からずれ、制御性が悪化する。 In a motor control device that vector-controls a three-phase electric motor, if the PWM signal frequency (PWM frequency) is increased, the motor voltage can be applied appropriately even in a system with a high motor rotation speed (rotation speed), and the motor can be smoothly applied. It becomes possible to rotate.
However, when the PWM frequency is increased, the PWM signal cycle (PWM cycle) may be smaller than the current control cycle. When the PWM cycle becomes smaller than the current control cycle, a plurality of PWM cycles are included in the current control cycle. When the rotation speed of the electric motor increases, the rotation angle of the electric motor changes significantly within the current control cycle, and the voltage applied to the electric motor deviates from the two-phase voltage command value. Then, the motor current flowing through the electric motor deviates from the two-phase current command value, and the controllability deteriorates.

この発明の目的は、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるモータ制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a motor control device capable of applying a voltage corresponding to a two-phase voltage command value to an electric motor with high accuracy even when the electric motor is driven at high speed.

請求項１記載の発明は、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において生成されるＰＷＭ信号に基づいて電動モータ（１８）が制御されるモータ制御装置であって、電流制御周期毎に、二相回転座標系の二相電圧指令値を生成する二相電圧指令値生成手段（４２）と、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を個別に推定するモータ回転角推定手段（５１）と、ある電流制御周期に対して前記二相電圧指令値生成手段によって生成された二相電圧指令値を、前記モータ回転角推定手段によって推定された当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を用いて二相・三相変換することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相固定座標系の三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算手段（４５）と、ＰＷＭ周波数に対応したＰＷＭ最大カウント数を実分解能のＰＷＭ最大カウント数とし、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数を所定倍したＰＷＭ最大カウント数を高分解能のＰＷＭ最大カウント数とすると、前記三相電圧指令値演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期の三相電圧指令値と前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数と用いて、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを演算する高分解能ＰＷＭカウント演算手段（６１）と、前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントに基づいて、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する最終ＰＷＭカウント生成手段（６２）とを含み、前記最終ＰＷＭカウント生成手段は、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数に対する前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数の比を分解能比とすると、前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを、前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てることにより、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の実分解能ＰＷＭカウントを演算する実分解能ＰＷＭカウント演算手段（６３）と、三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記高分解能ＰＷＭカウントの合計値を前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てた値と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントの合計値との差分を演算する差分演算手段（６４）と、三相の相毎に、前記差分演算手段によって得られた差分を、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントに分配することにより、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する差分分配手段（６５）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。 The invention according to claim 1 includes a plurality of PWM cycles in the current control cycle, and the electric motor (18) is controlled based on a PWM signal generated in each PWM cycle in the current control cycle. A control device, a two-phase voltage command value generating means (42) that generates a two-phase voltage command value in a two-phase rotation coordinate system for each current control cycle, and the electric motor for each PWM cycle in the current control cycle. The motor rotation angle estimation means (51) for individually estimating the rotation angle of the motor and the two-phase voltage command value generated by the two-phase voltage command value generation means for a certain current control cycle are used for the motor rotation angle estimation means. By performing two-phase / three-phase conversion using the rotation angle of the electric motor for each PWM cycle in the current control cycle estimated by, the three-phase fixed coordinate system for each PWM cycle in the current control cycle The three-phase voltage command value calculation means (45) for calculating the phase voltage command value and the PWM maximum count number corresponding to the PWM frequency were set as the PWM maximum count number of the actual resolution, and the PWM maximum count number of the actual resolution was predeterminedly multiplied. Assuming that the maximum PWM count is the maximum high-resolution PWM count, the three-phase voltage command value of each PWM cycle within the current control cycle calculated by the three-phase voltage command value calculation means and the high-resolution PWM maximum count. It was calculated by the high-resolution PWM count calculation means (61) for calculating the high-resolution PWM count of each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle, and the high-resolution PWM count calculation means. Final PWM count generation means (62) that generates the final PWM count of each of the three phases for each PWM cycle based on the high resolution PWM count of each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle. ) and viewing including the said final PWM count generating means, when the PWM maximum count ratio resolution ratio of the high resolution for PWM maximum count number of the actual resolution, which is calculated by the high-resolution PWM count calculating means By dividing the high-resolution PWM count of each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle by the resolution ratio and truncating after the decimal point, each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle The actual resolution PWM count calculation means (63) for calculating the actual resolution PWM count of the phase and the total value of the high resolution PWM count for each PWM cycle in the current control cycle for each of the three phases are calculated by the resolution ratio. Divide and after the decimal point The difference calculation means (64) for calculating the difference between the value obtained by truncating the value and the total value of the actual resolution PWM count for each PWM cycle in the current control cycle, and the difference calculation means for each of the three phases. A difference distribution means that generates the final PWM count of each of the three phases for each PWM cycle by distributing the obtained difference to the actual resolution PWM count for each PWM cycle in the current control cycle. 65) is a motor control device including . The alphanumeric characters in parentheses represent the corresponding components and the like in the embodiments described later, but of course, the scope of the present invention is not limited to the embodiments. The same shall apply hereinafter in this section.

この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する電動モータの回転角を個別に推定し、当該電流制御周期に対する二相電圧指令値を、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する電動モータの回転角推定値を用いて、二相・三相変換することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値を演算している。そして、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値を用いて、各相の最終的なＰＷＭカウントを演算しているので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるようになる。 In this configuration, the rotation angle of the electric motor for each PWM cycle in the current control cycle is estimated individually, and the two-phase voltage command value for the current control cycle is set to the rotation of the electric motor for each PWM cycle in the current control cycle. The three-phase voltage command value for each PWM cycle in the current control cycle is calculated by performing two-phase / three-phase conversion using the angle estimated value. Then, since the final PWM count of each phase is calculated using the three-phase voltage command value for each PWM cycle, the voltage corresponding to the two-phase voltage command value can be obtained even when the electric motor is driven at high speed. It will be possible to apply it to an electric motor with high accuracy.

また、この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期の三相電圧指令値と、実分解能のＰＷＭ最大カウント数よりも大きな高分解能のＰＷＭ最大カウント数と用いて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能ＰＷＭカウントを演算し、この高分解能ＰＷＭカウントから実分解能に応じた最終的なＰＷＭカウントを生成している。このため、高分解能のＰＷＭカウントを反映した最終的なＰＷＭカウントを得ることができるので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧をより高い精度で電動モータに印加することができるようになる。 Further, in this configuration, the three-phase voltage command value of each PWM cycle in the current control cycle and the high resolution PWM maximum count number larger than the actual resolution PWM maximum count number are used, and each in the current control cycle is used. The high-resolution PWM count of each phase with respect to the PWM cycle is calculated, and the final PWM count according to the actual resolution is generated from this high-resolution PWM count. Therefore, since the final PWM count that reflects the high-resolution PWM count can be obtained, even when the electric motor is driven at high speed, the voltage corresponding to the two-phase voltage command value can be applied to the electric motor with higher accuracy. It becomes possible to apply.

請求項２に記載の発明は、前記差分分配手段は、三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントのうち、当該実分解能ＰＷＭカウントに前記分解能比を乗算した値と、そのＰＷＭ周期に対応する前記高分解能ＰＷＭカウントとの差が大きいものから優先的に前記差分を分配するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。 In the invention according to claim 2 , the difference distribution means sets the resolution ratio to the actual resolution PWM count among the actual resolution PWM counts for each PWM cycle in the current control cycle for each of the three phases. a multiplier values, is configured to distribute preferentially the difference from what the difference between the high-resolution PWM count corresponding to the PWM period is large, a motor control device according to claim 1.

請求項３に記載の発明は、前記電流制御周期内に含まれる前記ＰＷＭ周期の数をＮとすると、前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数は、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数をＮ倍した値である、請求項１または２に記載のモータ制御装置である。 In the invention according to claim 3 , assuming that the number of the PWM cycles included in the current control cycle is N, the high resolution PWM maximum count is a value obtained by multiplying the actual resolution PWM maximum count by N. The motor control device according to claim 1 or 2 .

図１は、本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。FIG. 1 is a schematic view showing a schematic configuration of an electric power steering device according to an embodiment of the present invention. 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing an electrical configuration of the ECU. 図３は、電動モータの構成を図解的に示す模式図である。FIG. 3 is a schematic diagram illustrating the configuration of the electric motor. 図４は、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing the relationship between the PWM signal cycle Tc and the current control cycle Ta. 図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing a setting example of the assist current value Ia ^{* with} respect to the detected steering torque T. 図６は、ＰＷＭデューティ演算部の構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a PWM duty calculation unit. 図７Ａは、第１ＰＷＭカウント演算部によって演算された１０個のＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’等の具体例を示す表であり、図７Ｂは、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算される１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉ等の具体例を示す表であり、図７Ｃは、差分分配後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相のＰＷＭカウントＣｆｉの具体例を示す表である。FIG. 7A is a table showing specific examples such as the first PWM count Ci'of the U phase for 10 PWM cycles calculated by the first PWM count calculation unit, and FIG. 7B is calculated by the second PWM count calculation unit 63. It is a table which shows the specific example of the 10th 2nd PWM count Ci and the like, and FIG. 7C is a table which shows the specific example of the U phase PWM count Cfi for each PWM cycle after the difference distribution. 図８は、各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）との具体例を示す表である。FIG. 8 shows the difference (Ci'-Ci) between the values Ci · N obtained by multiplying the second PWM count Ci of the U phase for each PWM cycle by the resolution ratio N and the first PWM count Ci'of the U phase corresponding to the PWM cycle. -It is a table showing a specific example of N).

以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic view showing a schematic configuration of an electric power steering device to which the motor control device according to the embodiment of the present invention is applied.
The electric power steering device (EPS) 1 is a steering wheel 2 as a steering member for steering a vehicle, and a steering mechanism that steers the steering wheel 3 in conjunction with the rotation of the steering wheel 2. 4 and a steering assist mechanism 5 for assisting the steering of the driver are provided. The steering wheel 2 and the steering mechanism 4 are mechanically connected via a steering shaft 6 and an intermediate shaft 7.

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。 The steering shaft 6 includes an input shaft 8 connected to the steering wheel 2 and an output shaft 9 connected to the intermediate shaft 7. The input shaft 8 and the output shaft 9 are rotatably connected to each other via a torsion bar 10.
A torque sensor 11 is arranged in the vicinity of the torsion bar 10. The torque sensor 11 detects the steering torque T applied to the steering wheel 2 based on the relative rotational displacement amounts of the input shaft 8 and the output shaft 9. In this embodiment, the steering torque T detected by the torque sensor 11 is, for example, the torque for steering to the right is detected as a positive value, and the torque for steering to the left is a negative value. It is assumed that the larger the absolute value is detected, the larger the steering torque is.

転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。 The steering mechanism 4 includes a rack and pinion mechanism including a pinion shaft 13 and a rack shaft 14 as a steering shaft. A steering wheel 3 is connected to each end of the rack shaft 14 via a tie rod 15 and a knuckle arm (not shown). The pinion shaft 13 is connected to the intermediate shaft 7. The pinion shaft 13 rotates in conjunction with the steering of the steering wheel 2. A pinion 16 is connected to the tip (lower end in FIG. 1) of the pinion shaft 13.

ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。 The rack shaft 14 extends linearly along the left-right direction of the automobile. A rack 17 that meshes with the pinion 16 is formed in the middle portion of the rack shaft 14 in the axial direction. The pinion 16 and the rack 17 convert the rotation of the pinion shaft 13 into an axial movement of the rack shaft 14. The steering wheel 3 can be steered by moving the rack shaft 14 in the axial direction.

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。 When the steering wheel 2 is steered (rotated), this rotation is transmitted to the pinion shaft 13 via the steering shaft 6 and the intermediate shaft 7. Then, the rotation of the pinion shaft 13 is converted into the axial movement of the rack shaft 14 by the pinion 16 and the rack 17. As a result, the steering wheel 3 is steered.
The steering assist mechanism 5 includes an electric motor 18 for steering assistance and a deceleration mechanism 19 for transmitting the output torque of the electric motor 18 to the steering mechanism 4. The electric motor 18 is provided with a rotation angle sensor 23 including, for example, a resolver for detecting the rotation angle of the rotor of the electric motor 18. The speed reduction mechanism 19 includes a worm shaft 20 and a worm gear mechanism including a worm wheel 21 that meshes with the worm shaft 20.

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、転舵輪３が転舵されるようになっている。 The worm shaft 20 is rotationally driven by the electric motor 18. Further, the worm wheel 21 is integrally rotatably connected to the steering shaft 6. The worm wheel 21 is rotationally driven by the worm shaft 20.
When the worm shaft 20 is rotationally driven by the electric motor 18, the worm wheel 21 is rotationally driven and the steering shaft 6 is rotated. Then, the rotation of the steering shaft 6 is transmitted to the pinion shaft 13 via the intermediate shaft 7. The rotation of the pinion shaft 13 is converted into the axial movement of the rack shaft 14. As a result, the steering wheel 3 is steered. That is, the steering wheel 3 is steered by rotationally driving the worm shaft 20 by the electric motor 18.

車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。 The vehicle is provided with a vehicle speed sensor 24 for detecting the vehicle speed V. The steering torque T detected by the torque sensor 11, the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 24, the output signal of the rotation angle sensor 23, and the like are input to the ECU (Electronic Control Unit) 12. The ECU 12 controls the electric motor 18 based on these input signals.

図２は、ＥＣＵ１２の電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２を含んでいる。駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。 FIG. 2 is a block diagram showing an electrical configuration of the ECU 12.
The ECU 12 includes a microcomputer 31 and a drive circuit (inverter circuit) 32 that is controlled by the microcomputer 31 and supplies electric power to the electric motor 18. Two current sensors 33 and 34 are provided on the power supply line for connecting the drive circuit 32 and the electric motor 18. These current sensors 33 and 34 are provided so as to be able to detect the phase current flowing through two of the three power supply lines for connecting the drive circuit 32 and the electric motor 18. ..

電動モータ１８は、例えば三相ブラシレスモータであり、図３に図解的に示すように、界磁としてのロータ１００と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線１０１，１０２，１０３を含むステータ１０５とを備えている。
各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１００の磁極方向にｄ軸（磁極軸）をとり、ロータ１００の回転平面内においてｄ軸と直角な方向にｑ軸（トルク軸）をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系では、ｑ軸電流のみがロータ１００のトルク発生に寄与するので、ｄ軸電流を零とし、ｑ軸電流を所望のトルクに応じて制御すればよい。ロータ１００の回転角（電気角）θは、Ｕ軸に対するｄ軸の回転角である。ｄｑ座標系は、ロータ回転角θに従う実回転座標系である。このロータ回転角θを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換を行うことができる。 The electric motor 18 is, for example, a three-phase brushless motor, and includes a rotor 100 as a field and stator windings 101, 102, 103 of U-phase, V-phase, and W-phase, as shown graphically in FIG. It includes a stator 105.
Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) are defined with the U-axis, V-axis, and W-axis in the directions of the stator windings 101, 102, and 103 of each phase. A two-phase rotating coordinate system (dq coordinate system) in which the d-axis (pole axis) is taken in the magnetic pole direction of the rotor 100 and the q-axis (torque axis) is taken in the direction perpendicular to the d-axis in the rotation plane of the rotor 100. Real rotating coordinate system) is defined. In the dq coordinate system, only the q-axis current contributes to the torque generation of the rotor 100. Therefore, the d-axis current may be set to zero and the q-axis current may be controlled according to a desired torque. The rotation angle (electrical angle) θ of the rotor 100 is the rotation angle of the d-axis with respect to the U-axis. The dq coordinate system is an actual rotating coordinate system that follows the rotor rotation angle θ. By using this rotor rotation angle θ, coordinate conversion between the UVW coordinate system and the dq coordinate system can be performed.

図２に戻り、マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部４１と、電流指令値設定部４２と、電流偏差演算部４３と、ＰＩ（比例積分）制御部４４と、二相・三相変換部４５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）４６と、ＰＷＭ出力部４７と、三相・二相変換部４８と、回転角演算部４９と、回転速度演算部５０と、回転角推定部５１とが含まれる。 Returning to FIG. 2, the microcomputer 31 includes a CPU and a memory (ROM, RAM, non-volatile memory, etc.), and functions as a plurality of functional processing units by executing a predetermined program. .. The plurality of function processing units include an assist current value setting unit 41, a current command value setting unit 42, a current deviation calculation unit 43, a PI (proportional integration) control unit 44, and a two-phase / three-phase conversion unit 45. , PWM duty calculation unit (PWM Duty calculation unit) 46, PWM output unit 47, three-phase / two-phase conversion unit 48, rotation angle calculation unit 49, rotation speed calculation unit 50, and rotation angle estimation unit 51. And are included.

図４に示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を０番目の周期といい、それ以降の周期を１，２，…８，９番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝０，１，２，…，９）で表す場合がある。電流制御周期Ｔａ内に含まれる電流制御周期Ｔａの数を、Ｎで表すことにする。この実施形態では、Ｎ＝１０である。 As shown in FIG. 4, the PWM signal cycle (hereinafter, referred to as “PWM cycle”) Tc is smaller than the current control cycle Ta. In this embodiment, Tc is 1/10 of Ta. In other words, the PWM cycle Tc for 10 cycles is included in the current control cycle Ta. The first cycle of the PWM cycle Tc for 10 cycles may be referred to as the 0th cycle, and the subsequent cycles may be referred to as the 1, 2, ... 8, 9th cycles. Further, the cycle number of the PWM cycle may be represented by i (i = 0, 1, 2, ..., 9). The number of current control cycle Ta included in the current control cycle Ta is represented by N. In this embodiment, N = 10.

ＰＷＭ周期Ｔｃに相当するＰＷＭクロック数を、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘという。例えば、コンピュータのＰＷＭクロック数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］である場合には、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘは、１００，０００，０００×（１／１００，０００）＝１０００となる。電動モータ１８への印加電圧の分解能（印可電圧の刻み幅。以下、「電圧分解能Ｖｒ」という。）は、ＰＷＭ最大カウント数をＣｍａｘとし、駆動回路３２の電源電圧をＶｂとすると、Ｖｒ＝Ｖｂ÷Ｃｍａｘで表される。したがって、実電圧分解能Ｖｒは、Ｖｂ／１０００［Ｖ／ＬＳＢ］となる。電圧分解能Ｖｒの値が小さい程、印加電圧の刻み幅が細かくなり、電圧分解能が高くなる。言い換えれば、電圧分解能Ｖｒの値が大きい程、印加電圧の刻み幅が粗くなり、電圧分解能が低くなる。 The number of PWM clocks corresponding to the PWM cycle Tc is called the actual resolution PWM maximum count number Cmax. For example, when the number of PWM clocks of the computer is 100 [MHz] and the frequency of the PWM signal (hereinafter referred to as “PWM frequency”) is 100 [kHz], the maximum PWM count number Cmax of the actual resolution is 100,000,000 × (1 / 100,000) = 1000. The resolution of the voltage applied to the electric motor 18 (stepped width of applied voltage; hereinafter referred to as "voltage resolution Vr") is Vr = Vb, where Cmax is the maximum PWM count and Vb is the power supply voltage of the drive circuit 32. It is represented by ÷ Cmax. Therefore, the actual voltage resolution Vr is Vb / 1000 [V / LSB]. The smaller the value of the voltage resolution Vr, the finer the step size of the applied voltage and the higher the voltage resolution. In other words, the larger the value of the voltage resolution Vr, the coarser the step size of the applied voltage and the lower the voltage resolution.

以下において、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘを、所定倍した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’という場合がある。この実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数ＣｍａｘをＮ倍（Ｎは、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数）した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’ということにする。したがって、この実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘに対する高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’の比（分解能比：Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ）は、Ｎとなる。この実施形態では、分解能比（Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ）をＮとして扱うことにする。 In the following, a value obtained by multiplying the actual resolution PWM maximum count number Cmax by a predetermined value may be referred to as a high resolution PWM maximum count number Cmax'. In this embodiment, the value obtained by multiplying the actual resolution PWM maximum count number Cmax by N (N is the number of PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta) is defined as the high resolution PWM maximum count number Cmax'. To do. Therefore, in this embodiment, the ratio of the high resolution PWM maximum count number Cmax'to the actual resolution PWM maximum count number Cmax (resolution ratio: Cmax'/ Cmax) is N. In this embodiment, the resolution ratio (Cmax'/ Cmax) is treated as N.

図２に戻り、回転角演算部４９は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部４９によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部４８、回転速度演算部５０および回転角推定部５１に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、モータ相電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）のうちの２つの相電流が検出されるタイミングと同時であるものとする。 Returning to FIG. 2, the rotation angle calculation unit 49 calculates the rotation angle θ (electric angle) of the rotor of the electric motor 18 for each current control cycle Ta based on the output signal of the rotation angle sensor 23. The rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 49 is given to the three-phase / two-phase conversion unit 48, the rotation speed calculation unit 50, and the rotation angle estimation unit 51. In this embodiment, the timing at which the rotor rotation angle θ is acquired (detected) is the same as the timing at which two phase currents of the motor phase currents (I _U , _IV , I _W ) are detected. To do.

回転速度演算部５０は、回転角演算部４８によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度ωを演算する。回転速度演算部５０によって演算される回転速度ωは、回転角推定部５１に与えられる。
回転角推定部５１は、次式(1)に基づいて、次の電流制御周期Ｔａに含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃの開始時点でのロータ回転角θｉ（θ０〜θ９）を推定する。 The rotation speed calculation unit 50 calculates the rotation speed ω of the rotor of the electric motor 18 by time-differentiating the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 48. The rotation speed ω calculated by the rotation speed calculation unit 50 is given to the rotation angle estimation unit 51.
The rotation angle estimation unit 51 estimates the rotor rotation angle θi (θ0 to θ9) at the start of each PWM cycle Tc included in the next current control cycle Ta based on the following equation (1).

θ０＝θ＋ω・Ｔａ
θ１＝θ０＋ω・Ｔｃ
θ２＝θ１＋ω・Ｔｃ
…
θ８＝θ７＋ω・Ｔｃ
θ９＝θ８＋ω・Ｔｃ …(1)
回転角推定部５１によって推定されたロータ回転角θｉ（θ０〜θ９）は、二相・三相変換部４５に与えられる。 θ0 = θ + ω ・ Ta
θ1 = θ0 + ω ・ Tc
θ2 = θ1 + ω ・ Tc
...
θ8 = θ7 + ω ・ Tc
θ9 = θ8 + ω ・ Tc… (1)
The rotor rotation angle θi (θ0 to θ9) estimated by the rotation angle estimation unit 51 is given to the two-phase / three-phase conversion unit 45.

アシスト電流値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ^＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。 The assist current value setting unit 41 sets the assist current value Ia ^* for each current control cycle Ta based on the detected steering torque T detected by the torque sensor 11 and the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 24. An example of setting the assist current value Ia ^{* with} respect to the detected steering torque T is shown in FIG. As for the detected steering torque T, for example, the torque for steering to the right is taken to a positive value, and the torque for steering to the left is taken to a negative value. Further, the assist current value Ia ^* is set to a positive value when the steering assist force for rightward steering should be generated from the electric motor 18, and the steering assist force for leftward steering should be generated from the electric motor 18. Sometimes it is a negative value. The assist current value Ia ^* takes a positive value with respect to a positive value of the detected steering torque T and takes a negative value with respect to a negative value of the detected steering torque T.

検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ^＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。 When the detected steering torque T is a minute value in the range of −T1 to T1 (for example, T1 = 0.4 N ・ m) (torque dead zone), the assist current value Ia ^* is set to zero. When the detected steering torque T is a value outside the range of −T1 to T1, the assist current value Ia ^* is set so that the larger the absolute value of the detected steering torque T, the larger the absolute value. To torque. Further, the assist current value Ia ^* is set so that the larger the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 24, the smaller the absolute value thereof. As a result, the steering assist force is increased during low-speed travel, and the steering assist force is decreased during high-speed travel.

電流指令値設定部４２は、アシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部４２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊をアシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零とする。電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊は、電流偏差演算部４３に与えられる。 The current command value setting unit 42 sets the current value to be passed through the coordinate axes of the dq coordinate system as the current command value based on the assist current value Ia ^* set by the assist current value setting unit 41. Specifically, the current command value setting unit 42 refers to the d-axis current command value I _d ^* and the q-axis current command value I _q ^* (hereinafter, collectively referred to as “two-phase current command value I _dq ^* ”. ) Is set. More specifically, the current command value setting unit 42 sets the q-axis current command value I _q ^* to the assist current value Ia ^* set by the assist current value setting unit 41, while the d-axis current command value I _d. ^{Let *} be zero. The two-phase current command value I _dq ^* set by the current command value setting unit 42 is given to the current deviation calculation unit 43.

三相・二相変換部４８は、まず、電流センサ３３，３４によって検出される２相分の相電流から、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ＶおよびＷ相電流Ｉ_Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ_ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、三相・二相変換部４８は、ＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ_ＵＶＷを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ_ｄおよびＩ_ｑ（以下総称するときには「二相検出電流Ｉ_ｄｑ」という。）に座標変換する。この座標変換には、回転角演算部４９によって演算されるロータ回転角θが用いられる。 First, the three-phase / two-phase converter 48 uses the two-phase currents detected by the current sensors 33 and 34 to determine the U-phase current I _U , the V-phase current _IV, and the W-phase current I _W (hereinafter, these). When generically referred to, "three-phase detection current I _UVW ") is calculated. Then, the three-phase / two-phase conversion unit 48 uses the three-phase detection current I _UVW of the _UVW coordinate system as the two-phase detection currents I _d and I _q of the dq coordinate system (hereinafter collectively referred to as “two-phase detection current I _dq ”. ) Is converted into coordinates. For this coordinate conversion, the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 49 is used.

電流偏差演算部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対するｄ軸検出電流Ｉ_ｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に対するｑ軸検出電流Ｉ_ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部４４に与えられる。
ＰＩ制御部４４は、電流偏差演算部４３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊（ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊は、二相・三相変換部４５に与えられる。 The current deviation calculation unit 43 calculates the deviation of the d-axis detection current I _d with respect to the d-axis current command value I _d ^* and the deviation of the q-axis detection current I _q with respect to the q-axis current command value I _q ^* . These deviations are given to the PI control unit 44.
The PI control unit 44 performs a PI calculation on the current deviation calculated by the current deviation calculation unit 43, thereby performing a two-phase voltage command value V _dq ^* (d-axis voltage command value V _d ^*) to be applied to the electric motor 18. The q-axis voltage command value V _q ^* ) is generated. This two-phase voltage command value V _dq ^* is given to the two-phase / three-phase conversion unit 45.

二相・三相変換部４５は、回転角推定部５１から与えられる次の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ０〜θ９を、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。二相・三相変換部４５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部４４によって演算された二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に対して、前回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部５１によって演算された回転角推定値θ０〜θ９をそれぞれ用いて二相・三相変換を行うことにより、今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算する。三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊およびＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊からなる。これにより、今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊が得られる。 The two-phase / three-phase conversion unit 45 stores the rotation angle estimation values θ0 to θ9 for the next current control cycle Ta given by the rotation angle estimation unit 51 over a plurality of current control cycles. The two-phase / three-phase conversion unit 45 receives the two-phase voltage command value V _dq ^* calculated by the PI control unit 44 in the current current control cycle Ta by the rotation angle estimation unit 51 in the previous current control cycle Ta. By performing two-phase / three-phase conversion using the calculated rotation angle estimated values θ0 to θ9, respectively, the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta is calculated. To do. The three-phase voltage command value V _UVW ^* consists of a U-phase voltage command value V _U ^* , a V-phase voltage command value V _V ^*, and a W-phase voltage command value V _W ^* . As a result, the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta can be obtained.

二相・三相変換部４５によって得られた今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、ＰＷＭデューティ演算部４６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に基づいて、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相のＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを生成して、ＰＷＭ出力部４７に与える。ＰＷＭデューティ演算部４６の動作の詳細については、後述する。 The three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle Tc included in the current current control cycle Ta obtained by the two-phase / three-phase conversion unit 45 is given to the PWM duty calculation unit 46.
The PWM duty calculation unit 46 determines the U-phase PWM count (PWM duty) and V-phase for each PWM cycle Tc based on the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta. A PWM count and a W-phase PWM count are generated and given to the PWM output unit 47. Details of the operation of the PWM duty calculation unit 46 will be described later.

ＰＷＭ出力部４７は、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、Ｕ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
駆動回路３２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がＰＷＭ出力部４７から与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３に印加されることになる。 The PWM output unit 47 outputs a U-phase PWM signal, a V-phase PWM signal, and a W-phase PWM signal having a duty corresponding to the U-phase PWM count, the V-phase PWM count, and the W-phase PWM count for each PWM cycle Tc. Generate and supply to the drive circuit 32.
The drive circuit 32 includes a three-phase inverter circuit corresponding to U-phase, V-phase, and W-phase. By controlling the power element constituting this inverter circuit by the PWM signal given from the PWM output unit 47, the voltage corresponding to the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle Tc is generated in each phase of the electric motor 18. It will be applied to the stator windings 101, 102, 103.

電流偏差演算部４３およびＰＩ制御部４４は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊に近づくように制御される。
以下、ＰＷＭデューティ演算部４６の動作について、詳しく説明する。 The current deviation calculation unit 43 and the PI control unit 44 constitute a current feedback control means. By the action of this current feedback control means, the motor current flowing through the electric motor 18 is controlled so as to approach the two-phase current command value I _dq ^* set by the current command value setting unit 42.
Hereinafter, the operation of the PWM duty calculation unit 46 will be described in detail.

図６は、ＰＷＭデューティ演算部４６の構成を示すブロック図である。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、第１ＰＷＭカウント演算部（高分解能ＰＷＭカウント演算手段）６１と、最終ＰＷＭカウント生成部６２とを含む。ＰＷＭデューティ演算部４６は、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを演算するものであるが、各相のＰＷＭカウントの演算方法は同様であるので、Ｕ相のＰＷＭカウントの算方法についてのみ説明する。 FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the PWM duty calculation unit 46.
The PWM duty calculation unit 46 includes a first PWM count calculation unit (high resolution PWM count calculation means) 61 and a final PWM count generation unit 62. The PWM duty calculation unit 46 calculates the PWM count of the U phase, the PWM count of the V phase, and the PWM count of the W phase for each PWM cycle Tc, but the calculation method of the PWM count of each phase is the same. , Only the method of calculating the U-phase PWM count will be described.

第１ＰＷＭカウント演算部６１は、二相三相変換部４５によって得られた電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’とを用いて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の高分解能ＰＷＭカウント（以下、「第１ＰＷＭカウントＣｉ’」という。）を演算する。
あるＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’は、当該ＰＷＭ周期に対するＵ相電圧指令値をＶ_Ｕ ^＊とすると、次式(2)に基づいて演算される。 The first PWM count calculation unit 61 uses the U-phase voltage command value V _U ^* for each PWM cycle in the current control cycle obtained by the two-phase three-phase conversion unit 45 and the high-resolution PWM maximum count number Cmax'. Then, the U-phase high-resolution PWM count (hereinafter referred to as "first PWM count Ci'") is calculated for each PWM cycle in the current control cycle.
The first PWM count Ci'of the U phase for a certain PWM cycle is calculated based on the following equation (2), where V _U ^* is the U phase voltage command value for the PWM cycle.

Ｃｉ’＝Ｖ_Ｕ ^＊×（Ｃｍａｘ’／Ｖｂ）
＝Ｖ_Ｕ ^＊×（１０，０００／Ｖｂ） …(2)
前記式(2)においてＶｂは、駆動回路３２の電源電圧である。
理解を容易にするために、図７Ａに、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された１０個のＰＷＭ周期（０〜９の周期番号）に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の具体例等を示す。 Ci'= V _U ^* × (Cmax'/ Vb)
= V _U ^* × (10,000 / Vb)… (2)
In the above equation (2), Vb is the power supply voltage of the drive circuit 32.
In order to facilitate understanding, FIG. 7A shows a specific example of the U-phase first PWM count Ci'for 10 PWM cycles (cycle numbers 0 to 9) calculated by the first PWM count calculation unit 61. ..

最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’に基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の最終的なＰＷＭカウント（以下、「最終ＰＷＭカウントＣｆｉ」という。）を生成する。最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第２ＰＷＭカウント演算部（実分解能ＰＷＭカウント演算手段）６３と、差分演算部６４と、差分分配部６５とを含む。 The final PWM count generation unit 62 is a U for each PWM cycle in the current control cycle based on the first PWM count Ci'of the U phase for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the first PWM count calculation unit 61. The final PWM count of the phase (hereinafter referred to as "final PWM count Cfi") is generated. The final PWM count generation unit 62 includes a second PWM count calculation unit (actual resolution PWM count calculation means) 63, a difference calculation unit 64, and a difference distribution unit 65.

第２ＰＷＭカウント演算部６３は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’を、分解能比（Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ＝Ｎ）で除算し、小数点以下を切り捨てることにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の実分解能ＰＷＭカウント（以下、「第２ＰＷＭカウントＣｉ」という。）を演算する。 The second PWM count calculation unit 63 divides the U-phase first PWM count Ci'for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the first PWM count calculation unit 61 by the resolution ratio (Cmax'/ Cmax = N). , The actual resolution PWM count of the U phase (hereinafter referred to as "second PWM count Ci") for each PWM cycle in the current control cycle is calculated by truncating the part after the decimal point.

あるＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントをＣｉ’とすると、当該ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉは、次式(3)に基づいて演算される。ただし、小数点以下は切り捨てられる。
Ｃｉ＝Ｃｉ’÷Ｎ …(3)
第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された１０個の第１ＰＷＭカウントＣｉ’が図７Ａである場合には、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算される１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉは、図７Ｂに示すようになる。 Assuming that the first PWM count of the U phase for a certain PWM cycle is Ci', the second PWM count Ci of the U phase for the PWM cycle is calculated based on the following equation (3). However, the numbers after the decimal point are truncated.
Ci = Ci'÷ N… (3)
When the ten first PWM counts Ci'calculated by the first PWM count calculation unit 61 are shown in FIG. 7A, the ten second PWM counts Ci calculated by the second PWM count calculation unit 63 are shown in FIG. 7B. Will be.

差分演算部６４について説明する。第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の合計値をΣＣｉ’とする。合計値ΣＣｉ’を、分解能比Ｎで除算し、小数点以下を切り捨てた値をΣＣｉ’／Ｎとする。第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉの合計値をΣＣｉとする。差分演算部６４は、ΣＣｉ’／ＮとΣＣｉとの差分（ΣＣｉ’／Ｎ−ΣＣｉ）を演算する。 The difference calculation unit 64 will be described. Let ΣCi' be the total value of the first PWM count Ci'of the U phase for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the first PWM count calculation unit 61. The total value ΣCi'is divided by the resolution ratio N, and the value rounded down to the nearest whole number is defined as ΣCi'/ N. Let ΣCi be the total value of the second PWM count Ci of the U phase for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the second PWM count calculation unit 63. The difference calculation unit 64 calculates the difference (ΣCi'/ N-ΣCi) between ΣCi'/ N and ΣCi.

図７Ａ，図７Ｂの例では、１０個の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の合計値ΣＣｉ’は５１４３２となり、それを分解能比（この実施形態ではＮ）で除算し、小数点以下を切り捨てた値は５１４３となる。また、１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉの合計値ΣＣｉは５１３８となる。したがって、これらの差分（ΣＣｉ’／Ｎ−ΣＣｉ）は、５となる。
差分分配部６５は、差分演算部６４によって演算された差分を、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算されたＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分配する。例えば、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、当該第２ＰＷＭカウントに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応する第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差が大きいものから優先的に、差分を分配する。 In the examples of FIGS. 7A and 7B, the total value ΣCi'of the 10 first PWM counts Ci'is 51432, which is divided by the resolution ratio (N in this embodiment), and the value rounded down to the nearest whole number is 5143. Become. Further, the total value ΣCi of the 10 second PWM counts Ci is 5138. Therefore, these differences (ΣCi'/ N-ΣCi) are 5.
The difference distribution unit 65 distributes the difference calculated by the difference calculation unit 64 to the second PWM count Ci of the U phase calculated by the second PWM count calculation unit 63. For example, the difference distribution unit 65 is a value Ci obtained by multiplying the second PWM count by the resolution ratio N of the U-phase second PWM count Ci for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the second PWM count calculation unit 63. -The difference is preferentially distributed from the one having the largest difference between N and the first PWM count Ci'corresponding to the PWM cycle.

図７Ａおよび図７Ｂの例では、各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）は、図８に示すようになる。図８から、０〜９番目のＰＷＭ周期のうち、差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）が大きい上位の５周期は、０、１、３、５および８番目の周期となる。そこで、図７Ｂの第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、０、１、３、５および８番目の周期の第２ＰＷＭカウントＣｉそれぞれに１が加算される。これにより、差分分配後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相のＰＷＭカウント（最終的なＵ相のＰＷＭカウント）Ｃｆｉは、図７Ｃに示すようになる。Ｃｆｉの合計値ΣＣｆｉは５１４３となり、ΣＣｉ’／Ｎと同じ値になる。つまり、差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）と差（Ｃｉ’−Ｃｆｉ・Ｎ）とを各ＰＷＭ周期で比較すると、差差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）に対して差（Ｃｉ’−Ｃｆｉ・Ｎ）の方が小さく、Ｃｉ・Ｎに比べてＣｆｉ・Ｎの方がＣｉ’をより反映できており、三相電圧指令値をより反映できていることになる。 In the examples of FIGS. 7A and 7B, the difference between the values Ci · N obtained by multiplying the second PWM count Ci of the U phase for each PWM cycle by the resolution ratio N and the first PWM count Ci'of the U phase corresponding to the PWM cycle. (Ci'-Ci · N) is as shown in FIG. From FIG. 8, among the 0th to 9th PWM cycles, the upper 5 cycles having a large difference (Ci'-Ci · N) are the 0, 1, 3, 5 and 8th cycles. Therefore, in the second PWM count Ci of FIG. 7B, 1 is added to each of the second PWM count Ci of the 0th, 1st, 3rd, 5th, and 8th cycles. As a result, the U-phase PWM count (final U-phase PWM count) Cfi for each PWM cycle after the difference distribution is as shown in FIG. 7C. The total value of Cfi, ΣCfi, is 5143, which is the same value as ΣCi'/ N. That is, when the difference (Ci'-Ci · N) and the difference (Ci'-Cfi · N) are compared in each PWM cycle, the difference (Ci'-Cfi · N) is compared with the difference (Ci'-Ci · N). N) is smaller, and Cfi / N can reflect Ci'more than Ci / N, which means that the three-phase voltage command value can be reflected more.

前記実施形態では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するロータ回転角θｉを推定し、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊を各ＰＷＭ周期に対するロータ回転角推定値θｉを用いて二相・三相変換することにより、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算している。そして、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を用いて、各相のＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）を演算しているので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるようになる。 In the above embodiment, the rotor rotation angle θi for each PWM cycle in the current control cycle is estimated, and the two-phase voltage command value V _dq ^* is converted into two-phase / three-phase using the rotor rotation angle estimated value θi for each PWM cycle. By doing so, the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle is calculated. Then, since the PWM count (PWM duty) of each phase is calculated using the three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle, the two-phase voltage command value V is calculated even when the electric motor is driven at high speed. It becomes possible to apply a voltage corresponding to _dq ^* to the electric motor with high accuracy.

また、前述の実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘよりも大きな高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’と、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊とを用いて、各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能のＰＷＭカウント（第１ＰＷＭカウントＣｉ’）を演算し、この第１ＰＷＭカウントから実分解能に応じた最終的なＰＷＭカウントＣｆｉを生成している。このため、高分解能のＰＷＭカウントＣｉ’を反映した最終的なＰＷＭカウントを得ることができるので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に応じた電圧をより高い精度で電動モータに印加することができるようになる。 Further, in the above-described embodiment, each PWM cycle is used by using a high-resolution PWM maximum count Cmax'which is larger than the actual resolution PWM maximum count Cmax and a three-phase voltage command value V _UVW ^* for each PWM cycle. The high-resolution PWM count (first PWM count Ci') of each phase is calculated with respect to the above, and the final PWM count Cfi according to the actual resolution is generated from the first PWM count. Therefore, since the final PWM count reflecting the high-resolution PWM count Ci'can be obtained, the voltage corresponding to the two-phase voltage command value V _dq ^* is higher even when the electric motor is driven at high speed. It will be possible to apply it to the electric motor with high accuracy.

前述の実施形態では、電流制御周期Ｔａ内に１０個のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれているが、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数は２以上であれば任意数であってよい。
前述の実施形態では、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、当該第２ＰＷＭカウントに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応する第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差が大きいものから優先的に差分を分配している。しかし、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉ、差分を平均的に分配してもよい。また、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうちの一部の第２ＰＷＭカウントに、差分を集中的に分配してもよい。 In the above-described embodiment, 10 PWM cycles Tc are included in the current control cycle Ta, but the number of PWM cycles Tc included in the current control cycle Ta may be any number as long as it is 2 or more. ..
In the above-described embodiment, the difference distribution unit 65 sets the resolution ratio N to the second PWM count of the U-phase second PWM count Ci for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the second PWM count calculation unit 63. The difference is preferentially distributed from the one having the largest difference between the multiplied values Ci · N and the first PWM count Ci ′ corresponding to the PWM cycle. However, the difference distribution unit 65 may distribute the U-phase second PWM count Ci and the difference on average for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the second PWM count calculation unit 63. Further, the difference distribution unit 65 concentrates the difference on the second PWM count of a part of the U-phase second PWM count Ci for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the second PWM count calculation unit 63. It may be distributed.

また、前記実施形態では、最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第２ＰＷＭカウント演算部６３と差分演算部６４と差分分配部６５とから構成されているが、最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能ＰＷＭカウントＣｉ’を、分解能比で除算し、小数点以下を四捨五入することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントを生成するように構成されていてもよい。 Further, in the above embodiment, the final PWM count generation unit 62 is composed of the second PWM count calculation unit 63, the difference calculation unit 64, and the difference distribution unit 65, but the final PWM count generation unit 62 is the first PWM count. The high-resolution PWM count Ci'of each phase for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the calculation unit 61 is divided by the resolution ratio and rounded off to the nearest whole number, so that each PWM cycle in the current control cycle is rounded off. It may be configured to generate the final PWM count for each phase with respect to.

また、前記実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数ＣｍａｘをＮ倍（Ｎは、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数）した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’として設定しているが、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘに、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数Ｎとは異なる所定数（１よりも大きな値）を乗算した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’として設定してもよい。 Further, in the above embodiment, the value obtained by multiplying the actual resolution PWM maximum count number Cmax by N (N is the number of PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta) is defined as the high resolution PWM maximum count number Cmax'. Although it is set, the high resolution is obtained by multiplying the actual resolution PWM maximum count number Cmax by a predetermined number (a value larger than 1) different from the number N of the PWM cycle Tc included in the current control cycle Ta. It may be set as the PWM maximum count number Cmax'of.

前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。 In the above embodiment, the case where the present invention is applied to the motor control device of the electric power steering device has been described, but the present invention can also be applied to the motor control device used other than the electric power steering device.
In addition, various design changes can be made within the scope of the matters described in the claims.

１２…ＥＣＵ、１８…電動パワーステアリング装置、３２…駆動回路、４５…二相・三相変換部、４６…ＰＷＭデューティ演算部、５０…モータ回転速度演算部、５１…回転角推定部、６１…第１ＰＷＭカウント演算部、６２…最終ＰＷＭカウント生成部、６３…第２ＰＷＭカウント演算部、６４…差分演算部、６５…差分分配部 12 ... ECU, 18 ... Electric power steering device, 32 ... Drive circuit, 45 ... Two-phase / three-phase conversion unit, 46 ... PWM duty calculation unit, 50 ... Motor rotation speed calculation unit, 51 ... Rotation angle estimation unit, 61 ... 1st PWM count calculation unit, 62 ... final PWM count generation unit, 63 ... 2nd PWM count calculation unit, 64 ... difference calculation unit, 65 ... difference distribution unit

Claims

A motor control device in which a plurality of PWM cycles are included in the current control cycle, and the electric motor is controlled based on a PWM signal generated in each PWM cycle in the current control cycle.
A two-phase voltage command value generating means that generates a two-phase voltage command value in a two-phase rotating coordinate system for each current control cycle,
A motor rotation angle estimating means for individually estimating the rotation angle of the electric motor for each PWM cycle in the current control cycle, and
The two-phase voltage command value generated by the two-phase voltage command value generating means for a certain current control cycle is used by the electric motor for each PWM cycle within the current control cycle estimated by the motor rotation angle estimating means. A three-phase voltage command value calculation means that calculates a three-phase voltage command value of a three-phase fixed coordinate system for each PWM cycle in the current control cycle by performing two-phase / three-phase conversion using the rotation angle.
Assuming that the maximum PWM count number corresponding to the PWM frequency is the PWM maximum count number of the actual resolution and the PWM maximum count number obtained by multiplying the PWM maximum count number of the actual resolution by a predetermined value is the PWM maximum count number of the high resolution, the three-phase voltage Using the three-phase voltage command value of each PWM cycle in the current control cycle calculated by the command value calculation means and the high-resolution PWM maximum count number, each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle. High-resolution PWM count calculation means for calculating the high-resolution PWM count of the phase,
The final PWM of each of the three phases for each PWM cycle is based on the high resolution PWM count of each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the high resolution PWM count calculation means. and a final PWM count generator that generates a count seen including,
The final PWM count generation means is
Assuming that the ratio of the high-resolution PWM maximum count to the actual-resolution PWM maximum count is the resolution ratio, each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle calculated by the high-resolution PWM count calculation means. Real-resolution PWM count calculation that calculates the actual-resolution PWM count of each of the three phases for each PWM cycle in the current control cycle by dividing the high-resolution PWM count of the phase by the resolution ratio and rounding down after the decimal point. Means and
For each of the three phases, the total value of the high-resolution PWM count for each PWM cycle in the current control cycle is divided by the resolution ratio, and the value after the decimal point is rounded down and each PWM cycle in the current control cycle. A difference calculation means for calculating the difference from the total value of the actual resolution PWM count with respect to
For each of the three phases, the difference obtained by the difference calculation means is distributed to the actual resolution PWM count for each PWM cycle in the current control cycle, so that each of the three phases for each PWM cycle The motor control device according to the description, which includes a differential distribution means for generating a final PWM count .

The difference distribution means calculates the value obtained by multiplying the actual resolution PWM count by the resolution ratio among the actual resolution PWM counts for each PWM cycle in the current control cycle for each of the three phases, and the PWM cycle. corresponding difference between the high-resolution PWM count that is configured to distribute the difference preferentially from those large, the motor control device according to claim 1.

According to claim 1 or 2 , assuming that the number of the PWM cycles included in the current control cycle is N, the high-resolution PWM maximum count is a value obtained by multiplying the actual-resolution PWM maximum count by N. The motor control device described.