JP6536460B2

JP6536460B2 - Inverter controller

Info

Publication number: JP6536460B2
Application number: JP2016079535A
Authority: JP
Inventors: 秀和 ▲高▼橋
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2016-04-12
Filing date: 2016-04-12
Publication date: 2019-07-03
Anticipated expiration: 2036-04-12
Also published as: JP2017192198A

Description

本発明は、ＰＷＭ制御によりインバータを制御するインバータ制御装置に関する。 The present invention relates to an inverter control device that controls an inverter by PWM control.

従来、ＰＷＭ制御によりインバータを制御するインバータ制御装置において、搬送波周波数を拡散し、電磁音による騒音を低減する技術が知られている。例えば特許文献１、２に開示されたＰＷＭインバータの制御装置は、下式により、基本搬送波周波数Ｆｃ０に、最大変動分ΔＦｃと係数ｋ１とを乗じて得られる拡散周波数（ΔＦｃ×ｋ１）を加算して搬送波周波数Ｆｃを算出する。
Ｆｃ＝Ｆｃ０＋ΔＦｃ×ｋ１
ここで、基本搬送波周波数Ｆｃ０は、電圧指令に応じて演算される。最大変動分ΔＦｃは予め設定された定数である。係数ｋ１は、「−１」から「＋１」までの範囲でランダムに変化するテーブルデータとして規定されており、全データの平均値が約０である。 Conventionally, in an inverter control device that controls an inverter by PWM control, there is known a technique for reducing carrier noise and reducing noise due to electromagnetic noise. For example, the control device of the PWM inverter disclosed in Patent Literatures 1 and 2 adds the diffusion frequency (ΔFc × k1) obtained by multiplying the basic carrier frequency Fc0 by the maximum variation ΔFc and the coefficient k1 according to the following equation. The carrier frequency Fc is calculated.
Fc = Fc0 + ΔFc × k1
Here, the basic carrier frequency Fc0 is calculated according to the voltage command. The maximum variation ΔFc is a preset constant. The coefficient k1 is defined as table data that changes randomly in the range from “−1” to “+1”, and the average value of all the data is about zero.

特許第４９７４４５７号公報Patent No. 4974457 gazette 特許第５１２１８９５号公報Patent No. 5121895 gazette

特許文献１、２の従来技術では、基本搬送波周波数Ｆｃ０が一定とすると、拡散周波数の変動分がそのまま搬送波周波数Ｆｃの変動分となる。また、係数ｋ１の変化はランダムに設定されており、仮に係数ｋ１が下限の「−１」から上限の「＋１」まで一気に変化すると、搬送波周波数Ｆｃは、最大変動分ΔＦｃの２倍の差分について急激に変化する。
したがって、搬送波周波数Ｆｃを十分に拡散させるために最大変動分ΔＦｃを比較的大きく設定すると、係数ｋ１の変化量によっては、インバータの出力電圧が急変し、制御が不安定になるおそれがある。一方、最大変動分ΔＦｃを比較的小さく設定すると、搬送波周波数Ｆｃが十分に拡散されず、電磁音による騒音を低減することができない。 In the prior art of Patent Documents 1 and 2, when the basic carrier frequency Fc0 is constant, the fluctuation of the diffusion frequency becomes the fluctuation of the carrier frequency Fc as it is. Further, the change of the coefficient k1 is set at random, and if the coefficient k1 changes at once from the lower limit "-1" to the upper limit "+1", the carrier frequency Fc is a difference of twice the maximum fluctuation .DELTA.Fc. It changes rapidly.
Therefore, if the maximum variation ΔFc is set relatively large in order to sufficiently spread the carrier frequency Fc, the output voltage of the inverter may change suddenly depending on the amount of change of the coefficient k1, and the control may become unstable. On the other hand, if the maximum variation ΔFc is set relatively small, the carrier frequency Fc is not sufficiently diffused, and noise due to electromagnetic noise can not be reduced.

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、制御安定性を向上させ、且つ、電磁音による騒音を低減するインバータ制御装置を提供することにある。 The present invention was created in view of such a point, and an object thereof is to provide an inverter control device which improves control stability and reduces noise due to electromagnetic noise.

本発明のインバータ制御装置は、電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（３１−３６）の動作により交流電力に変換するインバータ（３０）を制御する装置である。このインバータ制御装置は、電圧指令演算部（５８０）と、ＰＷＭ信号生成部（６６）と、搬送波周波数設定部（６７）とを備える。
電圧指令演算部は、インバータに指令する電圧ベクトルを演算する。
ＰＷＭ信号生成部は、インバータが出力する電圧波形を特定する方式として、相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成する。搬送波周波数設定部は、ＰＷＭ信号生成部が用いる搬送波の周波数（Ｆｃ）を設定する。 The inverter control device according to the present invention is a device that controls an inverter (30) that converts direct current power input from a power supply (11) into alternating current power by operation of a plurality of switching elements (31 to 36). The inverter control device includes a voltage command calculation unit (580), a PWM signal generation unit (66), and a carrier wave frequency setting unit (67).
The voltage command calculation unit calculates a voltage vector to be commanded to the inverter.
The PWM signal generation unit generates a PWM signal by comparing the phase voltage with the carrier wave as a method of specifying the voltage waveform output from the inverter. The carrier frequency setting unit sets the frequency (Fc) of the carrier used by the PWM signal generation unit.

搬送波周波数設定部は、基礎周波数調整部（６８）と、拡散周波数調整部（６９）とを有する。
基礎周波数調整部は、搬送波周波数の基礎となる基礎周波数を、所定の変動範囲（Ｔｂ）において周期的且つ連続的に変化させる。
拡散周波数調整部は、基礎周波数に対し最大変動分（±ΔＦ）以内の範囲で分布する拡散周波数を、基礎周波数の変動周期（Ｔｂ）よりも短い間隔で基礎周波数に加算する。 The carrier frequency setting unit has a basic frequency adjustment unit (68) and a spread frequency adjustment unit (69).
The fundamental frequency adjustment unit periodically and continuously changes the fundamental frequency on which the carrier frequency is based within a predetermined variation range (Tb).
The diffusion frequency adjustment unit adds the diffusion frequencies distributed within the range of the maximum fluctuation (± ΔF) to the fundamental frequency to the fundamental frequency at intervals shorter than the fluctuation period (Tb) of the fundamental frequency.

ここで、基礎周波数の変化を特定する「連続的」という用語は、基礎周波数の変動範囲を基準として解釈する。例えば、下限周波数から上限周波数までの周波数差を一段階で変化するステップ変化を「不連続」な変化として排除する。一方、変動範囲に対して相対的に小さなステップ変化を「連続的な変化」であるとみなし、本発明の構成要件を充足するものとして解釈する。 Here, the term "continuous" specifying the change of the fundamental frequency is interpreted on the basis of the fluctuation range of the fundamental frequency. For example, the frequency difference from the lower limit frequency to the upper limit frequency is eliminated as a “discontinuous” change that changes in one step. On the other hand, a relatively small step change relative to the fluctuation range is regarded as a "continuous change", and is interpreted as satisfying the constituent requirements of the present invention.

本発明では、搬送波周波数は、周期的に変化する基礎周波数と、基礎周波数の変動周期よりも短い間隔で基礎周波数に加算される拡散周波数とにより設定される。周期的且つ連続的に変化する基礎周波数が主導的に周波数を拡散させ、さらに拡散周波数が補助的な拡散機能を有する。
したがって、本発明では、電磁音による騒音を低減するために拡散周波数の最大変動分を特段に大きく設定する必要がないため、拡散周波数の変動に伴う搬送波周波数の急変を防止することができる。よって、本発明のインバータ制御装置は、制御安定性の向上と、電磁音による騒音の低減とを適切に両立することができる。 In the present invention, the carrier frequency is set by the periodically changing base frequency and the spreading frequency added to the base frequency at intervals shorter than the fluctuation period of the base frequency. The periodically and continuously changing fundamental frequency leads the frequency spread, and the spread frequency further has an auxiliary spreading function.
Therefore, according to the present invention, since it is not necessary to set the maximum fluctuation of the diffusion frequency to a particularly large value in order to reduce the noise due to the electromagnetic noise, it is possible to prevent the sudden change of the carrier frequency due to the fluctuation of the diffusion frequency. Therefore, the inverter control device of the present invention can appropriately achieve both improvement of control stability and reduction of noise due to electromagnetic noise.

好ましくは、拡散周波数が分布する拡散範囲は、基礎周波数の変動範囲よりも小さく設定されている。これにより、拡散成分による搬送波周波数の急変を防止し、制御安定性を向上させることができる。
また好ましくは、基礎周波数調整部は、基礎周波数を、変動範囲の下限周波数（Ｆｍ）から上限周波数（ＦＭ）まで単調増加させ、且つ、上限周波数から下限周波数まで単調減少させる。これにより、さらに搬送波周波数の急変を防止し、制御安定性をより向上させることができる。 Preferably, the diffusion range in which the diffusion frequency is distributed is set smaller than the fluctuation range of the fundamental frequency. Thereby, sudden change of the carrier wave frequency due to the diffusion component can be prevented, and control stability can be improved.
Preferably, the base frequency adjusting unit monotonously increases the base frequency from the lower limit frequency (Fm) of the variation range to the upper limit frequency (FM), and monotonously decreases the upper limit frequency to the lower limit frequency. As a result, sudden changes in the carrier frequency can be further prevented, and control stability can be further improved.

各実施形態のインバータ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The schematic block diagram of MG drive system to which the inverter control apparatus of each embodiment is applied. 各実施形態のインバータ制御装置の制御ブロック図。The control block diagram of the inverter control apparatus of each embodiment. 各実施形態の変調器の制御ブロック図。The control block diagram of the modulator of each embodiment. 変調率に応じた電圧波形特定方式の切替を説明する図。The figure explaining the switch of the voltage waveform specific system according to a modulation factor. 第１実施形態による（ａ）基礎周波数の周期変動を示す図、（ｂ）拡散周波数の頻度分布図、（ｃ）搬送波周波数−頻度特性図。(A) The figure which shows the period fluctuation | variation of a fundamental frequency by 1st Embodiment, (b) frequency distribution map of spreading frequency, (c) carrier frequency-frequency characteristic view. 第２実施形態による基礎周波数の変動周期の設定を示す図。The figure which shows setting of the fluctuation | variation period of the fundamental frequency by 2nd Embodiment. 第３実施形態により三相の基礎周波数の変動範囲を分散させたときの（ａ）時間−周波数特性図、（ｂ）搬送波周波数−頻度特性図。(A) Time-frequency characteristic diagram when the fluctuation range of the three-phase fundamental frequency is dispersed according to the third embodiment, (b) carrier frequency-frequency characteristic diagram. その他の実施形態による基礎周波数の周期変動を示す図。The figure which shows the period fluctuation | variation of the fundamental frequency by other embodiment. その他の実施形態による拡散周波数の頻度分布テーブル。The frequency distribution table of the spreading | diffusion frequency by other embodiment. 従来技術による搬送波周波数の分布図。Distribution of carrier frequency according to the prior art.

以下、インバータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。以下の第１〜第３実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態のインバータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、ＭＧに三相交流電力を供給するインバータを制御する装置である。 Hereinafter, a plurality of embodiments of an inverter control device are described based on a drawing. The following first to third embodiments are collectively referred to as "the present embodiment".
The inverter control device of the present embodiment is a device that controls an inverter that supplies three-phase AC power to an MG in a system that drives a motor generator (hereinafter, "MG") that is a power source of a hybrid vehicle or an electric vehicle.

［システム構成］
まず、各実施形態のインバータ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池である「電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ３０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ３０及びインバータ制御装置５０を含む。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ３０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。 [System configuration]
First, the overall configuration of an MG drive system to which the inverter control device of each embodiment is applied will be described with reference to FIG. FIG. 1 illustrates a system comprising one MG.
The MG drive system 90 is a system that converts the DC power of the battery 11 as a “power source”, which is a chargeable / dischargeable secondary battery, into three-phase AC power by the inverter 30 and supplies it to the MG 80. In MG drive system 90, MG controller 10 mainly includes an inverter 30 and an inverter controller 50.
MG control device 10 may be applied to an MG drive system including a converter that boosts the voltage of battery 11 and outputs the boosted voltage to inverter 30. In addition, the MG control device 10 is similarly applicable to an MG drive system provided with two or more MGs.

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。 The MG 80 is, for example, a permanent magnet synchronous three-phase AC motor. In the present embodiment, the MG 80 has a function as an electric motor that generates a torque for driving the drive wheels of the hybrid vehicle, and a function as a generator that recovers the energy transmitted from the engine and the drive wheels by power generation.

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。 The current path connected to the two-phase winding among the three-phase windings 81, 82 and 83 of MG 80 is provided with a current sensor for detecting a phase current. In the example of FIG. 1, current sensors 87, 88 for detecting the phase currents Iv, Iw are provided in the current paths connected to the V-phase winding 82 and the W-phase winding 83, respectively. Iu is estimated based on Kirchhoff's law. In other embodiments, any two phase current may be detected, and three phase current may be detected. Alternatively, another two-phase current estimation technique may be employed based on one-phase current detection value.
The electrical angle θe of the MG 80 is detected by, for example, a rotation angle sensor 85 such as a resolver.

インバータ３０は、上下アームの６つのスイッチング素子３１−３６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子３１、３２、３３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子３４、３５、３６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子３１−３６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。 In the inverter 30, six switching elements 31 to 36 of upper and lower arms are bridge-connected. Specifically, switching elements 31, 32, and 33 are switching elements of upper arms of U phase, V phase, and W phase, respectively, and switching elements 34, 35, and 36 are below U phase, V phase, and W phase, respectively. It is a switching element of an arm. The switching elements 31 to 36 are, for example, IGBTs, and parallel connection is made of reflux diodes that allow current from the low potential side to the high potential side.

インバータ３０は、インバータ制御装置５０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御装置５０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ２５は、インバータ３０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。
電圧センサ３７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。 The inverter 30 converts DC power into three-phase AC power as the switching elements 31 to 36 operate according to the gate signals UU, UL, VU, VL, WU, and WL from the inverter control device 50. Then, phase voltages Vu, Vv, Vw according to the voltage command calculated by inverter control device 50 are applied to each phase winding 81, 82, 83 of MG 80. The smoothing capacitor 25 smoothes the system voltage Vsys input to the inverter 30.
The voltage sensor 37 detects a system voltage Vsys.

インバータ制御装置５０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。 The inverter control device 50 is configured by a microcomputer or the like, and internally includes a CPU, a ROM, an I / O (not shown), and a bus line connecting these components. The microcomputer executes software processing by executing a program stored in advance by the CPU and control by hardware processing by a dedicated electronic circuit.

インバータ制御装置５０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御装置５０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されるため、本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して「回転数ω」という。なお、インバータ制御装置５０の内部に微分器８６を有してもよい。 The inverter control device 50 acquires the system voltage Vsys detected by each sensor, the two-phase phase currents Iv and Iw, and the electrical angle θe. Further, the inverter control device 50 acquires the electrical angular velocity ω [deg / s] obtained by time-differentiating the electrical angle θe by the differentiator 86. Since the electrical angular velocity ω is converted to the number of revolutions N [rpm] by multiplying the proportional constant, “the number of revolutions obtained by converting the electrical angular velocity ω” is omitted and referred to as “the number of revolutions ω” in this specification. The differentiator 86 may be provided inside the inverter control device 50.

さらにインバータ制御装置５０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力され、これらの情報に基づいて、インバータ３０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ３０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。 Further, inverter control device 50 receives torque command Trq ^* from the upper control circuit, and calculates gate signals UU, UL, VU, VL, WU, and WL for operating inverter 30 based on the information. Inverter 30 operates in response to gate signals UU, UL, VU, VL, WU and WL to operate switching elements 31-36 to convert DC power input from battery 11 into AC power and supplies it to MG80.

［インバータ制御装置の構成、作用］
インバータ制御装置５０の構成について、図２〜図４を参照して説明する。
図２に、インバータ３０に指令する電圧ベクトルを演算する「電圧指令演算部」として、トルクフィードバック制御部５４０及び電流フィードバック制御部５８０を備えるインバータ制御装置５０の構成を示す。図中、「フィードバック制御部」を「ＦＢ制御部」と記す。 [Configuration and operation of inverter control device]
The configuration of inverter control device 50 will be described with reference to FIGS. 2 to 4.
FIG. 2 shows a configuration of an inverter control device 50 including a torque feedback control unit 540 and a current feedback control unit 580 as a “voltage command calculation unit” that calculates a voltage vector for instructing the inverter 30. In the figure, the "feedback control unit" is referred to as "FB control unit".

本実施形態の特徴的な作用効果は、インバータ３０に出力する電圧波形を、相電圧と搬送波とを比較して生成されるＰＷＭ信号により特定する構成を前提として発現する。
なお、ハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に現実に適用される構成としては、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０との両方を備える構成が一般的であるため、ここでは、その構成を代表的な実施形態として説明する。 The characteristic effects and effects of the present embodiment are manifested on the premise that the voltage waveform to be output to the inverter 30 is specified by the PWM signal generated by comparing the phase voltage and the carrier wave.
As a configuration actually applied to MG drive system 90 of the hybrid vehicle, a configuration including both of torque feedback control unit 540 and current feedback control unit 580 is general, so the configuration is representative here. Will be described as a typical embodiment.

この構成では、演算した電圧ベクトルの振幅とシステム電圧Ｖｓｙｓとから算出される変調率に応じて、電圧ベクトルを演算するフィードバック方式が切り替えられる。すなわち、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合と、電流フィードバック制御部５８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合とがある。 In this configuration, the feedback method for calculating the voltage vector is switched according to the modulation factor calculated from the calculated amplitude of the voltage vector and the system voltage Vsys. That is, there are a case where torque feedback control unit 540 and current feedback control unit 580 cooperate to calculate a voltage vector, and a case where current feedback control unit 580 independently calculates a voltage vector.

図２に示すように、インバータ制御装置５０は、ｄｑ変換部５１、トルク推定部５２、トルク減算器５３、制御器５４、電流指令演算部５５、電流減算器５６、制御器５７、制御器５８、電圧振幅／位相演算部５９、変調器６０、ゲート信号生成部７９等を含む。このうち、制御器５７と、制御器５８及び電圧振幅／位相演算部５９とは、上述のフィードバック制御部の構成に応じて選択的に設けられる。 As shown in FIG. 2, the inverter control device 50 includes a dq conversion unit 51, a torque estimation unit 52, a torque subtractor 53, a controller 54, a current command calculation unit 55, a current subtractor 56, a controller 57, and a controller 58. , A voltage amplitude / phase operation unit 59, a modulator 60, a gate signal generation unit 79, and the like. Among these, the controller 57, the controller 58, and the voltage amplitude / phase calculator 59 are selectively provided according to the configuration of the above-mentioned feedback controller.

最初に、両方のフィードバック方式に共通の構成を説明する。
ｄｑ変換部５１は、電気角θｅに基づき、電流センサ８７、８８から取得した相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器５６にフィードバックする。
電流指令演算部５５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流フィードバック制御部５８０の電流減算器５６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部５１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。 First, a configuration common to both feedback schemes will be described.
The dq conversion unit 51 converts the phase current obtained from the current sensors 87 and 88 into the dq axis current Id and Iq based on the electrical angle θe, and feeds it back to the current subtractor 56.
The current command calculation unit 55 calculates the dq-axis current commands Id ^* and Iq ^* using a map or a mathematical expression based on the torque command Trq ^{* so} that, for example, the maximum torque per current can be obtained.
The current subtractor 56 of the current feedback control unit 580 calculates current deviations ΔId and ΔIq between the dq-axis current commands Id ^* and Iq ^* and the dq-axis current Id fed back from the dq conversion unit 51.

続いて、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
トルク推定部５２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、式（１）を用いてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。なお、ＭＧ８０にトルクセンサを備えたシステムでは、トルク推定部５２を設けず、トルク検出値を取得してもよい。
Ｔｒｑ＿ｅｓｔ＝ｐ×｛Ｉｑ×ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝・・・（１）
ただし、
ｐ：ＭＧの極対数
ψ ：逆起電圧定数
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス Subsequently, a configuration in which the torque feedback control unit 540 and the current feedback control unit 580 cooperate to calculate a voltage vector will be described.
The torque estimation unit 52 calculates a torque estimated value Trq_est using the equation (1) based on the dq-axis current Id, Iq, and the motor constant of the MG 80. In a system provided with a torque sensor in the MG 80, the torque estimation unit 52 may not be provided, and a torque detection value may be acquired.
Trq_est = p × {Iq × ψ + (Ld−Lq) × Id × Iq} (1)
However,
p: MG logarithm of pole ψ: Back electromotive force constant Ld, Lq: d-axis inductance, q-axis inductance

トルクフィードバック制御部５４０のトルク減算器５３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器５４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０に出力する。
また、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０に出力する。 Torque subtractor 53 of torque feedback control unit 540 calculates torque deviation ΔTrq between torque command Trq ^* and estimated torque value Trq_est. The controller 54 calculates the voltage phase φ by PI calculation so that the torque deviation ΔTrq converges to 0, and outputs the voltage phase φ to the modulator 60.
Further, the controller 57 of the current feedback control unit 580 calculates the voltage amplitude Vr by PI calculation so as to cause the current deviations ΔId and ΔIq to converge to 0, and outputs the voltage amplitude Vr to the modulator 60.

次に、電流フィードバック制御部５８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
電流フィードバック制御部５８０の制御器５８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部５９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０１に出力する。なお、図２では電圧位相φをｄ軸基準で示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。 Next, a configuration in the case where the current feedback control unit 580 alone calculates a voltage vector will be described.
The controller 58 of the current feedback control unit 580 calculates dq axis voltage commands Vd ^* and Vq ^* by PI calculation so that the current deviations ΔId and ΔIq converge to zero. Voltage amplitude / phase operation unit 59 converts dq axis voltage commands Vd ^* and Vq ^* into voltage amplitude Vr and voltage phase φ, and outputs the result to modulator 601. Although FIG. 2 shows the voltage phase φ on the d axis basis, the voltage phase may be defined on the q axis basis.

こうして変調器６０は、いずれかのフィードバック方式で演算された電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φが入力される。また、変調器６０は、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θｅ、回転数ω等の情報が入力される。
変調器６０は、これらの情報に基づき、インバータ３０を操作するパルス電圧の出力波形として、少なくともＰＷＭ信号を出力する。ここでは、変調器６０がパルスパターン又はＰＷＭ信号を出力可能であるものとして説明する。 Thus, the modulator 60 receives the voltage amplitude Vr and the voltage phase φ calculated by any feedback method. The modulator 60 also receives information such as the system voltage Vsys, the electrical angle θe, and the rotational speed ω.
The modulator 60 outputs at least a PWM signal as an output waveform of a pulse voltage for operating the inverter 30 based on the information. Here, the modulator 60 will be described as capable of outputting a pulse pattern or a PWM signal.

図３に示すように、変調器６０は、変調率算出部６１、方式切替部６２、電圧波形特定部６３を有する。電圧波形特定部６３には、パルスパターン設定部６４、記憶部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、及び、搬送波周波数設定部６７が含まれる。
変調率算出部６１は、電流フィードバック制御部５８０が出力した電圧振幅Ｖｒ、及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて、式（２）により変調率ｍを算出する。
ｍ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ）・・・（２） As shown in FIG. 3, the modulator 60 includes a modulation factor calculation unit 61, a method switching unit 62, and a voltage waveform identification unit 63. The voltage waveform specifying unit 63 includes a pulse pattern setting unit 64, a storage unit 65, a PWM signal generation unit 66, and a carrier frequency setting unit 67.
The modulation factor calculation unit 61 calculates the modulation factor m by Equation (2) based on the voltage amplitude Vr output from the current feedback control unit 580 and the system voltage Vsys.
m = 2 = 2 (2/3) × (Vr / Vsys) (2)

方式切替部６２は、変調率ｍ等に基づいて、電圧波形特定部６３による電圧波形の特定方式を切り替える。例えば図４に示すように、方式切替部６２は、変調率ｍが所定値α未満の範囲では搬送波比較によるＰＷＭ方式を採用し、変調率ｍが所定値α以上の範囲ではパルスパターン方式を採用する。
電圧波形特定部６３は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する。具体的には、インバータ３０を駆動する信号として、パルスパターン又はＰＷＭ信号を生成し、ゲート信号生成部７９に出力する。ゲート信号生成部７９は、変調器６０が出力したパルスパターン又はＰＷＭ信号に基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ３０のスイッチング素子３１−３６に出力する。 The method switching unit 62 switches the method of specifying the voltage waveform by the voltage waveform specifying unit 63 based on the modulation factor m or the like. For example, as shown in FIG. 4, the method switching unit 62 adopts the PWM method by carrier comparison when the modulation factor m is less than the predetermined value α, and adopts the pulse pattern method when the modulation factor m is the predetermined value α or more. Do.
The voltage waveform identification unit 63 identifies the voltage waveform output by the inverter 30. Specifically, a pulse pattern or a PWM signal is generated as a signal for driving the inverter 30, and is output to the gate signal generation unit 79. Gate signal generation unit 79 generates gate signals UU, UL, VU, VL, WU, and WL based on the pulse pattern or PWM signal output from modulator 60, and outputs the gate signals to switching elements 31 to 36 of inverter 30. .

続いて、電圧波形特定部６３の詳細な構成を説明する。
パルスパターン設定部６４は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する方式として、記憶部６５に予め記憶された複数の電圧波形から、いずれかのパルスパターンを選択する。パルスパターンは、変調率ｍ、回転数ω等に応じて選択される。
本明細書では、パルスパターンに、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンを含む。典型的には、変調率が１．２７のとき、矩形波のパルスパターンが選択される。変調率が１．２７未満のときに選択される矩形波以外のパルスパターンは、変調率ｍ、回転数ω等に応じて、電気１周期のパルス数、各パルスの位置及び幅により規定される。 Subsequently, the detailed configuration of the voltage waveform specifying unit 63 will be described.
The pulse pattern setting unit 64 selects any pulse pattern from a plurality of voltage waveforms stored in advance in the storage unit 65 as a method of specifying the voltage waveform output from the inverter 30. The pulse pattern is selected according to the modulation factor m, the rotation speed ω, and the like.
In the present specification, the pulse pattern includes a pattern that outputs a square wave of one pulse in one cycle of electricity. Typically, when the modulation factor is 1.27, a rectangular wave pulse pattern is selected. The pulse pattern other than the rectangular wave selected when the modulation factor is less than 1.27 is defined by the number of pulses per electrical cycle and the position and width of each pulse according to the modulation factor m, the number of rotations ω, etc. .

ＰＷＭ信号生成部６６は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する方式として、電流フィードバック制御部５８０の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成する。インバータ３０が出力する電圧波形を特定する。
詳しくは、ＰＷＭ信号は、相電圧が換算されたｄｕｔｙと、三角波等の搬送波とが比較されることにより生成される。例えば、変調率が０〜１．１５の範囲では正弦波ＰＷＭが用いられ、変調率が１．１５〜１．２７の範囲では過変調ＰＷＭが用いられる。 The PWM signal generation unit 66 generates a PWM signal by comparing the phase voltage calculated based on the output of the current feedback control unit 580 with the carrier wave as a method of specifying the voltage waveform output by the inverter 30. The voltage waveform which inverter 30 outputs is specified.
Specifically, the PWM signal is generated by comparing the duty converted to the phase voltage with a carrier wave such as a triangular wave. For example, sine wave PWM is used in the modulation rate range of 0 to 1.15, and overmodulation PWM is used in the modulation rate range of 1.15 to 1.27.

搬送波周波数設定部６７は、ＰＷＭ信号生成部６６が用いる搬送波の周波数（以下「搬送波周波数Ｆｃ」）を設定する。
ところで、搬送波周波数Ｆｃは、ＰＷＭ信号の電圧波形に含まれる周波数成分に反映される。そして、その周波数でインバータ３０のスイッチング素子３１−３６が動作することにより、電磁音が発生する。この周波数が人間の可聴周波数帯に含まれる場合、同じ周波数の音がある時間にわたって継続すると、装置の近傍にいる使用者に騒音として聞こえるおそれがある。特にハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に適用されるインバータ制御装置５０では、車両の商品性に影響を及ぼすおそれがある。 The carrier frequency setting unit 67 sets the frequency of the carrier used by the PWM signal generation unit 66 (hereinafter, “carrier frequency Fc”).
The carrier frequency Fc is reflected on the frequency component included in the voltage waveform of the PWM signal. Then, the switching elements 31 to 36 of the inverter 30 operate at that frequency to generate electromagnetic noise. When this frequency is included in the human audio frequency band, if the sound of the same frequency continues for a certain period of time, the user in the vicinity of the device may hear noise as noise. In particular, in the inverter control device 50 applied to the MG drive system 90 of the hybrid vehicle, there is a possibility of affecting the marketability of the vehicle.

そこで、本実施形態の搬送波周波数設定部６７は、インバータ３０のスイッチング動作により同じ周波数の電磁音が継続して発生することを防止するため、搬送波周波数Ｆｃを「拡散」させる。そのための構成として、搬送波周波数設定部６７は、基礎周波数調整部６８及び拡散周波数調整部６９を有する。 Therefore, the carrier wave frequency setting unit 67 of the present embodiment "spreads" the carrier wave frequency Fc in order to prevent continuous generation of the electromagnetic noise of the same frequency by the switching operation of the inverter 30. As a configuration for that, the carrier frequency setting unit 67 includes a basic frequency adjustment unit 68 and a spread frequency adjustment unit 69.

基礎周波数調整部６８は、搬送波周波数Ｆｃの基礎となる基礎周波数、所定の変動範囲において周期的且つ連続的に変化させる。なお、「連続的」の解釈について、「その他の実施形態」の箇所で補足する。
拡散周波数調整部６９は、基礎周波数に対し最大変動分以内の範囲で分布する拡散周波数を、基礎周波数の変動周期よりも短い間隔で基礎周波数に加算する。
基礎周波数及び拡散周波数の具体的な設定については後述する。 The fundamental frequency adjustment unit 68 periodically and continuously changes the fundamental frequency which is the basis of the carrier frequency Fc and a predetermined fluctuation range. In addition, about the interpretation of "continuous", it supplements in the place of "other embodiment."
The diffusion frequency adjustment unit 69 adds the diffusion frequency distributed within the range of the maximum fluctuation with respect to the fundamental frequency to the fundamental frequency at an interval shorter than the fluctuation period of the fundamental frequency.
Specific settings of the fundamental frequency and the spread frequency will be described later.

上述の通り、本実施形態の特徴的な作用効果は、インバータ３０に出力する電圧波形をＰＷＭ信号により特定する構成を前提として発現する。その特徴とは、ＰＷＭ信号の生成に用いる搬送波周波数Ｆｃを固定するのでなく、搬送波周波数設定部６７及び基礎周波数調整部６８により搬送波周波数Ｆｃを可変に調整する点にある。 As described above, the characteristic effects and advantages of the present embodiment appear on the premise that the voltage waveform output to the inverter 30 is specified by the PWM signal. The feature is that the carrier frequency Fc is variably adjusted by the carrier frequency setting unit 67 and the basic frequency adjustment unit 68 instead of fixing the carrier frequency Fc used for generating the PWM signal.

要するに、図３に示す変調器６０において、方式切替部６２が変調率ｍに応じてＰＷＭ方式を選択する場合に特徴的な作用効果が発現する。言い換えれば、本実施形態のインバータ制御装置５０は、常に搬送波比較による制御を行う必要はなく、特定の条件下で搬送波を用いる制御を行うときのみ、搬送波周波数Ｆｃを可変に調整すればよい。
特徴的な作用効果に直接的に関係しないパルスパターン設定部６４や記憶部６５を含むインバータ制御装置５０の構成を、あえて代表的な実施形態として説明した意義は、この点を明示する点にある。 In short, in the modulator 60 shown in FIG. 3, when the method switching unit 62 selects the PWM method according to the modulation factor m, a characteristic effect is exhibited. In other words, the inverter control device 50 according to the present embodiment does not always need to perform control by carrier comparison, and may adjust the carrier frequency Fc variably only when performing control using a carrier under specific conditions.
The significance of having described the configuration of the inverter control device 50 including the pulse pattern setting unit 64 and the storage unit 65 that are not directly related to the characteristic effects and advantages as the representative embodiment is that this point is clearly indicated. .

以下、搬送波周波数設定部６７の詳細な作用効果について、実施形態毎に説明する。
（第１実施形態）
第１実施形態の作用効果について、図５を参照して説明する。第１実施形態では、ある一相のＰＷＭ信号生成に用いられる搬送波の周波数Ｆｃに着目する。 Hereinafter, the detailed function and effect of the carrier wave frequency setting unit 67 will be described for each embodiment.
First Embodiment
The operation and effect of the first embodiment will be described with reference to FIG. In the first embodiment, attention is focused on the frequency Fc of a carrier wave used for generating a one-phase PWM signal.

ここでは、例えばＭＧ８０の回転数ωの変化に対し、基礎周波数の下限周波数Ｆｍ及び上限周波数ＦＭを固定するものとして考える。なお、他の実施形態では、ＭＧ８０の回転数ω等に応じて基礎周波数の下限周波数Ｆｍ及び上限周波数ＦＭを可変としてもよい。ただし、回転数ωの変化は、数百ｍｓ〜ｓオーダー以上の比較的長い時間軸で生じるものであるのに対し、基礎周波数の変動周期Ｔｂは、例えば数十μｓ〜数ｍｓのオーダーで設定されることを想定している。したがって、基礎周波数の周期変動を考えるに当たっては、実質的に回転数ωが一定の状態として考えればよい。 Here, for example, it is considered that the lower limit frequency Fm and the upper limit frequency FM of the basic frequency are fixed with respect to the change of the rotation speed ω of the MG 80. In another embodiment, the lower limit frequency Fm and the upper limit frequency FM of the basic frequency may be variable according to the rotation speed ω or the like of the MG 80. However, while the change in the rotational speed ω occurs on a relatively long time axis of several hundreds of ms to s or more, the fluctuation period Tb of the fundamental frequency is set, for example, on the order of several tens of μs to several ms. Are supposed to be Therefore, when considering the periodic fluctuation of the fundamental frequency, it may be considered that the rotational speed ω is substantially constant.

図５（ａ）に示すように、基礎周波数は、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまで一定の正勾配で単調増加する。そして、上限周波数ＦＭに達すると折り返し、増加時の勾配を反転した一定の負勾配で下限周波数Ｆｍまで単調減少する。こうして、基礎周波数は、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの変動範囲Ｒｂにおいて、変動周期Ｔｂで周期的且つ連続的に増減を繰り返す。 As shown in FIG. 5A, the fundamental frequency monotonously increases with a constant positive gradient from the lower limit frequency Fm to the upper limit frequency FM. Then, when the upper limit frequency FM is reached, it is folded back and monotonously decreases to the lower limit frequency Fm with a constant negative slope obtained by inverting the slope at the time of increase. Thus, the fundamental frequency repeatedly increases and decreases periodically and continuously at the fluctuation period Tb in the fluctuation range Rb from the lower limit frequency Fm to the upper limit frequency FM.

また、図５（ａ）の一部に、基礎周波数に拡散周波数を加えて拡散させた状態を示す。なお、図示の例では拡散周波数をランダムに加えているが、所定のパターンを短周期又は長周期で繰り返すように拡散周波数を加えてもよい。
このように、拡散周波数は、基礎周波数の変動周期Ｔｂよりも短い間隔で基礎周波数に加えられる。ＰＷＭ信号生成部６６は、こうして得られた周波数Ｆｃの搬送波と相電圧とを比較することによりＰＷＭ信号を生成し、インバータ３０の出力電圧波形を特定する。 Further, a part of FIG. 5A shows a state in which the diffusion frequency is added to the base frequency to be diffused. Although the spreading frequency is randomly added in the illustrated example, the spreading frequency may be added so as to repeat a predetermined pattern in a short cycle or a long cycle.
Thus, the spreading frequency is added to the base frequency at an interval shorter than the fluctuation period Tb of the base frequency. The PWM signal generation unit 66 generates a PWM signal by comparing the carrier wave of the frequency Fc thus obtained with the phase voltage, and specifies the output voltage waveform of the inverter 30.

図５（ｂ）に示すように、例えば拡散周波数は、基礎周波数Ｆｂに対し最大変動分±ΔＦ以内の拡散範囲Ｒｓｐで、正負対称の山形に分布する。すなわち、基礎周波数Ｆｂの頻度が最も高く、基礎周波数Ｆｂからの変動分が大きくなるにしたがって頻度が減少する。上限変動分＋ΔＦ、下限変動分−ΔＦを有する周波数での頻度は０に収束する。
拡散範囲Ｒｓｐ内の任意の周波数における基礎周波数Ｆｂからの変動分Δｆは、係数ｋ（−１≦ｋ≦１）を用いて、式（３）で表される。
Δｆ＝ｋ×ΔＦ・・・（３）
また、式（４）の通り、拡散範囲Ｒｓｐの幅は、片側最大変動分ΔＦの２倍となる。
Ｒｓｐ＝２ΔＦ・・・（４） As shown in FIG. 5 (b), for example, the diffusion frequency is distributed in a positive and negative symmetrical mountain shape in a diffusion range Rsp within the maximum fluctuation ± ΔF with respect to the fundamental frequency Fb. That is, the frequency of the fundamental frequency Fb is the highest, and the frequency decreases as the fluctuation from the fundamental frequency Fb increases. The frequency at the frequency having the upper limit fluctuation + ΔF and the lower limit fluctuation −ΔF converges to zero.
The variation Δf from the base frequency Fb at an arbitrary frequency within the diffusion range Rsp is expressed by equation (3) using a coefficient k (-1 ≦ k ≦ 1).
Δf = k × ΔF (3)
Further, as in equation (4), the width of the diffusion range Rsp is twice the one-sided maximum fluctuation amount ΔF.
Rsp = 2ΔF (4)

ここで図５（ａ）に示すように、拡散範囲Ｒｓｐは、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定されている。つまり、搬送波周波数Ｆｃの変動に関し、基礎周波数の周期変動が主導的に寄与し、拡散周波数による拡散が補助的に寄与するという関係になっている。
周期的に変化する基礎周波数を中心として拡散周波数が加算されることにより、搬送波周波数Ｆｃは、基礎周波数の下限Ｆｍ及び上限ＦＭに拡散周波数の最大変動分±ΔＦを加えた範囲で変動する。よって、搬送波周波数Ｆｃは、（Ｆｍ−ΔＦ）から（ＦＭ＋ΔＦ）の範囲で変動することになる。 Here, as shown in FIG. 5A, the diffusion range Rsp is set smaller than the fluctuation range Rb of the fundamental frequency. That is, with respect to the fluctuation of the carrier frequency Fc, the periodic fluctuation of the fundamental frequency mainly contributes, and the diffusion by the spreading frequency additionally contributes.
By adding the spreading frequency around the periodically changing base frequency, the carrier frequency Fc fluctuates in the range of the lower limit Fm and the upper limit FM of the base frequency plus the maximum variation ± ΔF of the spreading frequency. Thus, the carrier frequency Fc fluctuates in the range of (Fm−ΔF) to (FM + ΔF).

したがって、図５（ｃ）に示すように、搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、基礎周波数の下限Ｆｍから上限ＦＭまでの範囲で一定であり、さらに、下限Ｆｍ以下、及び上限ＦＭ以上の範囲に、拡散周波数の最大変動分±ΔＦによる分布が加わる。
この搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、ＰＷＭ信号の電圧波形に含まれる周波数成分の分布となる。その結果、例えばインバータ母線電流を高速フーリエ変換して得られるスペクトル振幅の周波数特性に反映される。また、搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、インバータ３０の動作による電磁音の発生に影響する。 Therefore, as shown in FIG. 5C, the frequency distribution of the carrier frequency Fc is constant in the range from the lower limit Fm to the upper limit FM of the fundamental frequency, and further, in the range from the lower limit Fm to the upper limit FM, The distribution with the maximum fluctuation ± ΔF of the diffusion frequency is added.
The frequency distribution of the carrier frequency Fc is a distribution of frequency components included in the voltage waveform of the PWM signal. As a result, for example, it is reflected in the frequency characteristic of the spectrum amplitude obtained by subjecting the inverter bus current to fast Fourier transform. In addition, the frequency distribution of the carrier frequency Fc affects the generation of the electromagnetic noise due to the operation of the inverter 30.

（効果）
（１）本実施形態の効果について、従来技術と対比しつつ説明する。
特許文献１、２（特許第４９７４４５７号公報、特許第５１２１８９５号公報）に開示された従来技術を図１０に示す。従来技術では、式（５）により、基本搬送波周波数Ｆｃ０に、最大変動分ΔＦｃと係数ｋ１とを乗じて得られる拡散周波数（ΔＦｃ×ｋ１）を加算して搬送波周波数Ｆｃを算出する。
Ｆｃ＝Ｆｃ０＋ΔＦｃ×ｋ１・・・（５） (effect)
(1) The effects of the present embodiment will be described in comparison with the prior art.
The prior art disclosed in Patent Documents 1 and 2 (Japanese Patent No. 4974457, Japanese Patent No. 5121895) is shown in FIG. In the prior art, the carrier frequency Fc is calculated by adding the diffusion frequency (ΔFc × k1) obtained by multiplying the basic carrier frequency Fc0 by the maximum variation ΔFc and the coefficient k1 by the equation (5).
Fc = Fc0 + ΔFc × k1 (5)

特許文献１、２の従来技術では、基本搬送波周波数Ｆｃ０が一定とすると、拡散周波数の変動分がそのまま搬送波周波数Ｆｃの変動分となる。また、係数ｋ１の変化はランダムに設定されており、仮に係数ｋ１が下限の「−１」から上限の「＋１」まで一気に変化すると、搬送波周波数Ｆｃは、最大変動分ΔＦｃの２倍の差分について急激に変化する。 In the prior art of Patent Documents 1 and 2, when the basic carrier frequency Fc0 is constant, the fluctuation of the diffusion frequency becomes the fluctuation of the carrier frequency Fc as it is. Further, the change of the coefficient k1 is set at random, and if the coefficient k1 changes at once from the lower limit "-1" to the upper limit "+1", the carrier frequency Fc is a difference of twice the maximum fluctuation .DELTA.Fc. It changes rapidly.

したがって、図１０（ａ）に示すように、搬送波周波数Ｆｃを十分に拡散させるために最大変動分ΔＦｃを比較的大きく設定すると、係数ｋ１の変化量によっては、インバータの出力電圧が急変し、制御が不安定になるおそれがある。
一方、図１０（ｂ）に示すように、最大変動分ΔＦｃを比較的小さく設定すると、搬送波周波数Ｆｃが十分に拡散されず、電磁音による騒音を低減することができない。 Therefore, as shown in FIG. 10A, if the maximum variation ΔFc is set relatively large to sufficiently spread the carrier frequency Fc, the output voltage of the inverter suddenly changes depending on the variation of the coefficient k1, May become unstable.
On the other hand, as shown in FIG. 10 (b), when the maximum fluctuation ΔFc is set relatively small, the carrier frequency Fc is not sufficiently diffused, and noise due to electromagnetic noise can not be reduced.

これに対し本実施形態では、搬送波周波数Ｆｃは、周期的に変化する基礎周波数と、基礎周波数の変動周期Ｔｂよりも短い間隔で基礎周波数に加算される拡散周波数とにより設定される。周期的且つ連続的に変化する基礎周波数が主導的に周波数を拡散させ、さらに拡散周波数が補助的な拡散機能を有する。
したがって、本実施形態では、電磁音による騒音を低減するために拡散周波数の最大変動分を特段に大きく設定する必要がないため、拡散周波数の変動に伴う搬送波周波数Ｆｃの急変を防止することができる。よって、インバータ制御装置５０は、制御安定性の向上と、電磁音による騒音の低減とを適切に両立することができる。 On the other hand, in the present embodiment, the carrier frequency Fc is set by the periodically changing base frequency and the spreading frequency added to the base frequency at an interval shorter than the fluctuation period Tb of the base frequency. The periodically and continuously changing fundamental frequency leads the frequency spread, and the spread frequency further has an auxiliary spreading function.
Therefore, in the present embodiment, since it is not necessary to set the maximum fluctuation of the diffusion frequency to a particularly large value in order to reduce noise due to electromagnetic noise, sudden change of the carrier frequency Fc due to the fluctuation of the diffusion frequency can be prevented. . Therefore, the inverter control device 50 can appropriately achieve both improvement of control stability and reduction of noise due to electromagnetic noise.

（２）本実施形態では、拡散周波数が分布する拡散範囲Ｒｓｐは、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定される。これにより、拡散成分による搬送波周波数Ｆｃの急変を防止し、制御安定性を向上させることができる。
（３）本実施形態では、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動範囲Ｒｂにおいて基礎周波数を単調増加又は単調減少させる。これにより、さらに搬送波周波数Ｆｃの急変を防止し、制御安定性をより向上させることができる。
さらに、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の単調増加又は単調減少の時間変化率を制限するようにしてもよい。 (2) In the present embodiment, the diffusion range Rsp in which the diffusion frequency is distributed is set smaller than the fluctuation range Rb of the fundamental frequency. As a result, sudden changes in the carrier frequency Fc due to the diffusion component can be prevented, and control stability can be improved.
(3) In the present embodiment, the fundamental frequency adjustment unit 68 monotonously increases or monotonically decreases the fundamental frequency in the fluctuation range Rb of the fundamental frequency. As a result, sudden changes in the carrier frequency Fc can be further prevented, and control stability can be further improved.
Furthermore, the fundamental frequency adjustment unit 68 may limit the time change rate of monotonous increase or monotonous decrease of the fundamental frequency.

（第２実施形態）
第２実施形態について、図６を参照して説明する。第２実施形態は、インバータ３０が三相インバータであることを前提とし、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動周期Ｔｂを、インバータ出力電圧の電気１周期の３ｎ分の１（ｎは自然数）に設定するものである。 Second Embodiment
The second embodiment will be described with reference to FIG. In the second embodiment, it is assumed that the inverter 30 is a three-phase inverter, and the basic frequency adjustment unit 68 reduces the fluctuation period Tb of the basic frequency by 1 / n of one electrical cycle of the inverter output voltage (n is a natural number) It is set to).

図６には、ｎ＝３、すなわち、基礎周波数の変動周期Ｔｂを電気１周期の９分の１に設定する例を示す。図６の横軸は、Ｕ相電圧Ｖｕの振幅が負から正にゼロクロスする位相を基準とした電気角を表している。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相圧Ｖｖ、Ｗ相圧Ｖｗの振幅は、それぞれ電気角０、１２０、２４０［ｄｅｇＥ］で負から正にゼロクロスする。また、各相の電圧振幅は、それぞれ電気角１８０、３００、４２０［ｄｅｇＥ］で正から負にゼロクロスする。 FIG. 6 shows an example in which n = 3, that is, the fluctuation period Tb of the base frequency is set to one ninth of one electric period. The horizontal axis in FIG. 6 represents an electrical angle based on a phase at which the amplitude of the U-phase voltage Vu crosses zero from positive to positive. That is, the amplitudes of the U-phase voltage Vu, the V-phase pressure Vv, and the W-phase pressure Vw zero-cross from negative to positive at electrical angles 0, 120, and 240 [deg E], respectively. In addition, the voltage amplitudes of the respective phases zero-cross from positive to negative at electrical angles 180, 300 and 420 [deg E], respectively.

ここで、変動周期Ｔｂを、電気１周期の９分の１に相当する４０［ｄｅｇＥ］間隔で設定することにより、各相電圧振幅が負から正にゼロクロスする位相では、いずれも基礎周波数が下限周波数Ｆｍとなり、各相電圧振幅が正から負にゼロクロスする位相では、いずれも基礎周波数が上限周波数ＦＭとなる。したがって、基礎周波数の周期変動について、三相間での対称性を確保することができる。その結果、電流オフセットを抑止し、制御安定性を向上させることができる。
一般に三相以上のＭ相インバータについて、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動周期Ｔｂを、インバータ出力電圧の電気周期の「（Ｍ×ｎ）分の１（ｎは自然数）」に設定することが好ましい。 Here, by setting the fluctuation period Tb at an interval of 40 [deg E] equivalent to one-ninth of one electric period, in each phase where the voltage amplitude of each phase crosses from negative to positive, the base frequency is lower limit in all cases. The fundamental frequency becomes the upper limit frequency FM in any phase where the frequency Fm becomes a frequency and each phase voltage amplitude crosses from positive to negative zero. Therefore, the symmetry between the three phases can be secured for the periodic fluctuation of the fundamental frequency. As a result, the current offset can be suppressed and control stability can be improved.
In general, for an M-phase inverter of three or more phases, the basic frequency adjustment unit 68 sets the fluctuation period Tb of the basic frequency to "one (M × n) (n is a natural number)" of the electrical cycle of the inverter output voltage Is preferred.

（第３実施形態）
第３実施形態について、図７を参照して説明する。第３実施形態は、インバータ３０が三相以上の多相インバータであることを前提とし、基礎周波数調整部６８は、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂが互いに重複することを避けるように設定する。言い換えれば、基礎周波数調整部６８は、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを分散させるように独立に調整する。 Third Embodiment
The third embodiment will be described with reference to FIG. In the third embodiment, it is assumed that the inverter 30 is a multiphase inverter of three or more phases, and the basic frequency adjustment unit 68 is set so as to avoid overlapping of the fluctuation ranges Rb of the basic frequency of each phase. . In other words, the fundamental frequency adjustment unit 68 adjusts independently to disperse the variation range Rb of the fundamental frequency of each phase.

図７（ａ）に示すように、例えばＶ相電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂｖに対し、Ｕ相及びＷ相の電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂｕ、Ｒｂｗは、それぞれ低周波数側及び高周波数側に、互いに重複しないように分散して設定される。
図７（ｂ）に、三相の電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを同一とした場合の搬送波周波数Ｆｃの頻度分布、或いは、その搬送波周波数Ｆｃを用いて生成される電圧波形に基づくインバータ電流スペクトルの振幅を破線で示す。この場合、インバータ電流スペクトルの振幅が特定の周波数域に集中するため、電磁音の音圧が大きくなる。 As shown in FIG. 7A, for example, with respect to the fluctuation range Rbv of the base frequency for identifying the V-phase voltage waveform, the fluctuation ranges Rbu and Rbw of the base frequency for identifying the voltage waveform of the U phase and the W phase are respectively low. The frequency side and the high frequency side are dispersedly set so as not to overlap each other.
FIG. 7 (b) is based on the frequency distribution of the carrier frequency Fc when the variation range Rb of the base frequency for specifying the voltage waveform of three phases is the same or a voltage waveform generated using the carrier frequency Fc. The amplitude of the inverter current spectrum is shown in broken lines. In this case, since the amplitude of the inverter current spectrum is concentrated in a specific frequency range, the sound pressure of the electromagnetic sound becomes large.

それに対し第３実施形態では、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを分散させることで、基礎周波数を拡散させて得られる搬送波周波数をＦｃ用いて生成される電圧波形に基づくインバータ電流スペクトルの振幅を低減することができる。
これにより、インバータ３０の電磁音の音圧を低減することができる。 On the other hand, in the third embodiment, the amplitude of the inverter current spectrum based on the voltage waveform generated by using the carrier frequency obtained by spreading the fundamental frequency by dispersing the variation range Rb of the fundamental frequency of each phase is dispersed. It can be reduced.
Thereby, the sound pressure of the electromagnetic sound of the inverter 30 can be reduced.

（その他の実施形態）
（ａ）基礎周波数の周期変動を規定する周期関数は、図５（ａ）、図７（ａ）に示すように、時間軸に対して直線的に増減する三角波形状のものに限られない。その他、例えば図８（ａ）、（ｂ）に示すように、正弦波や半楕円又はサイクロイドとしてもよい。これらの例では、基礎周波数は、いずれも周期的且つ連続的に変化している。また、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまで単調増加し、上限周波数ＦＭから下限周波数Ｆｍまで単調減少している。また、他の実施形態では、単調増加又は単調減少に限らず、一回の変動周期Ｔｂに変動範囲Ｒｂ内で複数回の増減を繰り返すようにしてもよい。このように周期関数の形状を微調整することで、電磁音をより聞こえにくくすることができる可能性がある。 (Other embodiments)
(A) The periodic function defining the periodic fluctuation of the fundamental frequency is not limited to the one having a triangular wave shape linearly increasing or decreasing with respect to the time axis as shown in FIGS. 5 (a) and 7 (a). In addition, for example, as shown in FIGS. 8A and 8B, a sine wave, a semi-elliptic, or a cycloid may be used. In these examples, the fundamental frequencies are both periodically and continuously changing. In addition, it monotonously increases from the lower limit frequency Fm to the upper limit frequency FM, and monotonously decreases from the upper limit frequency FM to the lower limit frequency Fm. Further, in another embodiment, not only the monotonous increase or the monotonous decrease, but a single change cycle Tb may be repeated a plurality of times of increase and decrease in the change range Rb. By finely adjusting the shape of the periodic function in this manner, it may be possible to make the electromagnetic sound more difficult to hear.

さらに図８（ｃ）には、ステップ状に増減する周期関数を示す。ここで、図５（ａ）及び図７（ａ）に直線で図示する三角波形状の周期関数も、厳密には、装置の分解能に応じた最小制御単位でステップ状に増減している。
しかし、図８（ｃ）に示す例は、最小制御単位レベルのステップを意味するものではなく、最小制御単位よりも大きなオーダーであり、且つ、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さなサイズのステップである。 Further, FIG. 8C shows a periodic function that increases and decreases stepwise. Here, the periodic function of the triangular wave shape illustrated by straight lines in FIG. 5A and FIG. 7A also increases and decreases stepwise in the minimum control unit according to the resolution of the device.
However, the example shown in FIG. 8C does not mean the step at the minimum control unit level, but is in the order larger than the minimum control unit and at the step smaller in size than the fluctuation range Rb of the fundamental frequency. is there.

そして、このサイズのステップ状の変化は、特許請求の範囲で基礎周波数について特定する「連続的に変化」するものに含まれると解釈する。すなわち、図８（ｃ）の周期関数で規定される基礎周波数を用いる構成は、「特許請求の範囲に記載の発明を実施するための形態」に該当するものである。
要するに、特許請求の範囲において基礎周波数の変化を特定する「連続的」という用語は、「制御安定性を向上させる」という本発明の解決課題に鑑み、基礎周波数の変動範囲Ｒｂを基準として解釈されることが適当である。 A step change of this size is then interpreted as being included in the "continuously changing" specified for the fundamental frequency in the claims. That is, the configuration using the fundamental frequency defined by the periodic function in FIG. 8C corresponds to “a mode for carrying out the invention described in the claims”.
In short, the term "continuous" specifying the change of the fundamental frequency in the claims is interpreted on the basis of the fluctuation range Rb of the fundamental frequency in view of the problem to be solved by the present invention of "improving control stability". Is appropriate.

例えば、変動範囲Ｒｂの下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの範囲で変化する鋸波を想定する。鋸波の上昇時には直線的に周波数が増加し、上限周波数ＦＭに到達すると同時に一気に下限周波数Ｆｍにまで低下する。このように、変動範囲Ｒｂの下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの周波数差を一段階で変化するステップ変化は「不連続」な変化である。基礎周波数が鋸波状に、すなわち周期的且つ不連続に変動する構成では「制御安定性を向上させる」という課題を達成することができないため、本発明から排除される。
それに比べ、基礎周波数が変動範囲Ｒｂに対して小さなレベルでステップ状に変化する構成では、制御安定性の向上効果に影響を及ぼさない。したがって、本発明では、最小制御単位レベルの変化を含め、このような相対的に小さなステップ変化を「連続的」な変化であるとみなす。 For example, it is assumed that the sawtooth wave changes in the range from the lower limit frequency Fm of the fluctuation range Rb to the upper limit frequency FM. When the sawtooth wave rises, the frequency increases linearly, and at the same time reaching the upper limit frequency FM, the frequency immediately drops to the lower limit frequency Fm. Thus, the step change which changes the frequency difference from the lower limit frequency Fm of the fluctuation range Rb to the upper limit frequency FM in one step is a "discontinuous" change. In the configuration in which the fundamental frequency fluctuates in a sawtooth shape, that is, periodically and discontinuously, the problem of “improving control stability” can not be achieved, and thus is excluded from the present invention.
In contrast, in the configuration in which the base frequency changes stepwise at a small level with respect to the fluctuation range Rb, the effect of improving control stability is not affected. Thus, the present invention considers such relatively small step changes as "continuous" changes, including changes at the minimum control unit level.

（ｂ）拡散周波数は、図５（ｂ）に示す分布曲線に代えて、図９に示すような分布テーブルにより、拡散周波数係数ｋについて離散的に規定してもよい。このテーブルにおいて係数ｋに対応する頻度は、係数ｋが０のときの頻度を最大値として、正領域と負領域とで対称に、合計が１００％となるように規定されている。例えばｋ＝１．０のときの頻度は２％であり、ｋ＝（−０．４）のときの頻度は１０％である。 (B) The diffusion frequency may be discretely specified for the diffusion frequency coefficient k by a distribution table as shown in FIG. 9 in place of the distribution curve shown in FIG. 5 (b). In this table, the frequency corresponding to the coefficient k is defined so that the sum becomes 100% symmetrically between the positive region and the negative region, with the frequency when the coefficient k is 0 as the maximum value. For example, the frequency at k = 1.0 is 2%, and the frequency at k = (− 0.4) is 10%.

ところで、図５（ｂ）に示す分布曲線は、厳密には、装置の分解能に応じた最小間隔で離散的なテーブルが規定されているに等しいとも考えられる。ただし、図９に示す例は、分解能に応じた最小間隔よりも十分に大きな間隔で、係数ｋに対応する頻度を離散的に規定することを意図したものである。これにより、拡散周波数の生成に係る演算負荷を低減することができる。 By the way, it is considered that the distribution curve shown in FIG. 5 (b) is strictly equivalent to defining a discrete table at the minimum interval according to the resolution of the apparatus. However, the example shown in FIG. 9 is intended to discretely define the frequency corresponding to the coefficient k at an interval sufficiently larger than the minimum interval according to the resolution. As a result, it is possible to reduce the operation load associated with the generation of the diffusion frequency.

（ｃ）上記実施形態では、拡散周波数の拡散範囲Ｒｓｐを基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定し、拡散成分による搬送波周波数Ｆｃの急変を防止している。ただし、例えば拡散周波数の一回の変化量を制限すること等により、拡散範囲Ｒｓｐを変動範囲Ｒｂよりも大きく設定することも可能である。
（ｄ）拡散周波数の頻度分布は、図５（ｂ）に示すように基礎周波数Ｆｂに対して正負対称に分布させる例に限らず、基礎周波数Ｆｂに対して非対称としてもよい。図９においても同様である。 (C) In the above embodiment, the diffusion range Rsp of the diffusion frequency is set smaller than the fluctuation range Rb of the base frequency to prevent the sudden change of the carrier frequency Fc due to the diffusion component. However, it is also possible to set the diffusion range Rsp larger than the fluctuation range Rb, for example, by limiting the amount of one change of the diffusion frequency.
(D) The frequency distribution of the diffusion frequency is not limited to the example in which the distribution is symmetrical in the positive and negative directions with respect to the fundamental frequency Fb as shown in FIG. 5B, but may be asymmetric with respect to the fundamental frequency Fb. The same applies to FIG.

（ｅ）本発明のインバータ制御装置は、相電圧と搬送波とを比較するＰＷＭ制御によりインバータ出力電圧を生成するものであればよく、インバータの負荷の種類を問わない。したがって、本発明のインバータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用モータやモータ以外の負荷を駆動するシステムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。 (E) The inverter control device of the present invention may be any device that generates an inverter output voltage by PWM control that compares a phase voltage with a carrier wave, regardless of the type of load of the inverter. Therefore, the inverter control device of the present invention is not limited to the MG drive system of a hybrid vehicle or an electric vehicle, and may be applied to a motor for general machinery and a system for driving a load other than the motor.
As mentioned above, the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment at all, and can be implemented in various forms in the range which does not deviate from the meaning of an invention.

１１・・・バッテリ（電源）、
３０・・・インバータ、３１−３６・・・スイッチング素子、
５０・・・インバータ制御装置、
５８０・・・電流フィードバック制御部（電圧指令演算部）、
６６・・・ＰＷＭ信号生成部、
６７・・・搬送波周波数設定部、
６８・・・基礎周波数調整部、
６９・・・拡散周波数調整部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。 11 ... battery (power supply),
30 · · · inverter, 31-36 · · · switching element,
50 ・・・ Inverter control device,
580 ... current feedback control unit (voltage command calculation unit),
66: PWM signal generator,
67 ··· Carrier frequency setting unit,
68 · · · Basic frequency adjustment section,
69 ··· Diffusion frequency adjustment unit,
80 ... MG (AC motor).

Claims

An inverter control device for controlling an inverter (30) that converts direct current power input from a power supply (11) into alternating current power by operation of a plurality of switching elements (31 to 36).
A voltage command calculation unit (580) for calculating a voltage vector to be commanded to the inverter;
A PWM signal generation unit (66) which compares a phase voltage with a carrier wave and generates a PWM signal as a method of specifying a voltage waveform output from the inverter;
A carrier frequency setting unit (67) for setting a carrier frequency (Fc) used by the PWM signal generation unit;
Equipped with
The carrier frequency setting unit
A base frequency adjusting section (68) for periodically and continuously changing a base frequency which is a base of the carrier frequency in a predetermined fluctuation range (Tb);
And a spread frequency adjustment unit (69) for adding spread frequencies distributed within a range of maximum fluctuation (± ΔF) with respect to the base frequency to the base frequency at intervals shorter than a change period (Tb) of the base frequency ,
An inverter controller characterized by having.

The inverter control device according to claim 1, wherein a diffusion range (Rsp) in which the diffusion frequency is distributed is set smaller than a fluctuation range of the base frequency.

The basic frequency adjustment unit
The inverter control device according to claim 1 or 2, wherein the base frequency is monotonously increased from the lower limit frequency (Fm) to the upper limit frequency (FM) of the variation range, and monotonously decreased from the upper limit frequency to the lower limit frequency.

The basic frequency adjustment unit
The variation period (Tb) of the basic frequency is set to one (M × n) (N is a natural number) one electrical cycle of the output voltage of the inverter for M-phase inverters of three or more phases. The inverter control apparatus as described in any one of 3.

The basic frequency adjustment unit
The multi-phase inverter of three or more phases is set so as to avoid overlapping of the fluctuation ranges (Rbu, Rbv, Rbw) of the basic frequency used for specifying each phase voltage waveform. The inverter control device according to one aspect.

A pulse pattern setting unit (64) for selecting one of a plurality of pulse patterns stored in advance as a method of specifying a voltage waveform output from the inverter;
A method switching unit (62) for switching a method of specifying a voltage waveform by the PWM signal generation unit or the pulse pattern setting unit;
The inverter control device according to any one of claims 1 to 5, further comprising: