JP6383128B1 - 電動機のインダクタンス起電圧の推定方法及び界磁位置推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータが零速から最高回転数まで同一プログラムでインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定する方法を提供し、該インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いてモータが零速から最高回転数まで界磁位置検出方式を切り替える必要がなく界磁位置検出誤差の低減とスムーズな回転を実現でき、界磁位置検出プログラムも単一で済みソフトウェア開発負荷の低減等を実現した電動機の界磁位置推定方法を提供する。【解決手段】ＭＰＵ５１は、インダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧に比例するという性質を用いて、運転時のＰＷＭデューティ比に応じてルックアップテーブル５６から該当する静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を選択して読み出し、読み出した静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値に有効電圧比を乗じて、所定回転角度におけるインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定する。【選択図】図８

Description

本開示は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機のインダクタンス起電圧の推定方法及び界磁位置推定方法に関する。

従来、小型直流モータはブラシ付きＤＣモータが用いられてきたが、ブラシ音・電気ノイズ・耐久性等に問題がありブラシレスＤＣモータが登場した。さらに最近では小型軽量化・堅牢化・ローコスト化等の観点から位置センサを持たないセンサレスモータが注目され、まず情報機器分野のハードディスクドライブ等に採用されたがベクトル制御技術の発展により家電・車載分野でも採用され始めた。

図１０に位置センサを備えないセンサレスモータの一例として３相ブラシレス直流（ＤＣ）モータの構成を示す。回転子軸１を中心に回転する回転子２にはＳ極とＮ極で一対の永久磁石３が設けられている。永久磁石界磁の磁極構造（ＩＰＭ，ＳＰＭ）あるいは極数等は様々である。固定子４には１２０°位相差で設けられた極歯に電機子巻線（コイル）Ｕ，Ｖ，Ｗが配置され、中性点（コモン）Ｃを介してスター結線されている。

図１１に従来のセンサレス駆動回路例のブロックダイアグラムを示す。ＭＯＴＯＲは３相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御部）である。ＩＮＶ５２は、３相ハーフブリッジ構成のインバータ回路（出力部）である。ＺＥＲＯはゼロクロスコンパレータ５４とダミーコモン生成部５５である。なお実際の駆動回路には、このほかに電源部、ホストインターフェース部等が必要であるが煩雑化を避けるため省略してある。

図１２に３相ブラシレスＤＣモータの駆動方式の代表的な例として１２０°通電のタイミングチャートを示す。区間１はＵ相からＶ相に、区間２はＵ相からＷ相に、区間３はＶ相からＷ相に、区間４はＶ相からＵ相に、区間５はＷ相からＵ相に、区間６はＷ相からＶ相に、矩形波通電される。破線は誘起電圧波形である。ＨＵ〜ＨＷはモータに内蔵されるホールセンサの出力波形であり、従来の位置センサ付きブラシレスＤＣモータはこの信号に基づいて励磁切り替えが行われる。

例示した１２０°通電のセンサレス駆動方式は誘起電圧ゼロクロス点を検出して界磁位置を検出して駆動されるが、零速では誘起電圧が発生しないことから界磁位置を検出できない。そこで零速及び低速回転領域では２相パルス駆動し通電相間のインダクタンス偏差により発生する起電圧を開放相端子から読み取り界磁位置を推定する方法が知られており先行技術として以下の文献がある。

特許第５６３４９６３号公報

上述した特許文献１は、１２０°通電方式にてパルス駆動するものであり、零速及び低速域では通電２相間のインダクタンス偏差により発生する起電圧（以下、ＶＬ）を検出して位置推定しているが、回転時のＶＬ値の変化及び誘起電圧について対応しておらず零速から回転数が上昇するにつれて誤差が大きくなり中高速域には適用できない。
そこで最高回転数の概ね１０％程度で、前述のＶＬ検出方式を止め鎖交磁束により開放相に発生する誘起電圧（以下、ＶＥ）を検出する方式に切り替えて中高速運転を行っている。切り替え後の界磁位置検出に関してはＶＬ＝０とみなしＶＥ検出のみとしているが、中高速回転時においてもＶＬは発生しておりそれを０としていることからやはり界磁位置検出誤差が発生している。

従って、低速域では回転しているにも関わらず静止時のＶＬ値を用いることから、また中高速域ではＶＬ値が発生しているにも関わらず０としていることから零速を除く全速度域で界磁位置検出誤差が発生するという課題がある。
そればかりか検出方式切り替え回転数付近では特に誤差が大きく、切り替え時に制御特性が大きく変化し好ましくなく、また界磁位置検出プログラムを低速用と中高速用と複数用意しなければならず、さらに切り替え時の振動防止のため回転数も上昇時と下降時の２値を設定し切り替え動作にヒステリシス特性を持たせる必要がある、など制御ソフトが煩雑化するといった課題もある。

以下に述べるいくつかの実施形態に適用される開示は、上記課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、モータが零速から最高回転数まで同一プログラムでインダクタンス起電圧ＶＬ値を推定する方法を提供し、該インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いてモータが零速から最高回転数まで界磁位置検出方式を切り替える必要がなく界磁位置検出誤差の低減とスムーズな回転を実現することができ、界磁位置検出プログラムも単一で済みソフトウェア開発負荷の低減等を実現した電動機の界磁位置推定方法を提供することにある。

永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給してパルス幅変調方式にて１２０°通電により始動する電動機のインダクタンス起電圧の推定方法であって、ハーフブリッジ型インバータ回路を介してコイルに双方向通電する出力部と、コイル電圧をＡ／Ｄ変換して制御部に送出する測定部と、上位コントローラからの指令によりコイル出力をＰＷＭ制御し、連続回転が可能な６０°通電区間単位の通電角度情報と通電パターン情報とを記憶し、それに基づいて前記出力部をスイッチング制御して通電状態を切り替え、前記測定部から測定値が入力され前記６０°通電区間における界磁位置を判定する前記制御部と、を備え、前記永久磁石界磁を予め通電区間内の所定角度に静止させ、所定電圧にてＰＷＭ通電したとき、通電２相のインダクタンス偏差により開放相端子に現れる通電相間電圧／２からの電位差をインダクタンス起電圧ＶＬとして、ＰＷＭデューティ比に応じた静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を実測により求め、前記ＰＷＭデューティ比に関連付けて前記制御部内の記憶部に記憶し、前記静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ測定時の通電相間電圧を初期電圧として記憶し、誘起電圧定数を記憶する運転前準備ステップと、運転時に回転子の回転速度を検出し、回転数Ｎと誘起電圧定数ＫＥから前記所定回転角度における通電２相の誘起電圧を求めその和を通電相誘起電圧ＶＥとし、通電相間電圧ＶＳを測定し、前記通電相間電圧ＶＳと前記通電相誘起電圧ＶＥの差分を前記初期電圧で除して有効電圧比を求めるステップと、を含み、前記制御部は、インダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧に比例するという性質を用いて、運転時のＰＷＭデューティ比に応じて前記記憶部から該当する静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を選択して読み出し、読み出したインダクタンス起電圧ＶＬｓ値に前記有効電圧比を乗じて、前記所定角度におけるインダクタンス起電圧ＶＬｒ推定値を推定することを特徴とする。

三相コイルのうち開放相に現れる電圧は二つの起電圧からなり、ひとつは通電２相間のインダクタンス偏差による起電圧（以下、「インダクタンス起電圧ＶＬ」という）であり、それに開放相の誘起電圧（以下、「開放相誘起電圧ＶＥｚ」という）が重畳する。インダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧にほぼ比例する。ここで回転数に着目すると、有効電圧は［相間電圧−通電相誘起電圧］であり回転数が増加するに従い有効電圧は小さくなり従ってインダクタンス起電圧ＶＬは減少する。一方、誘起電圧は回転数が上昇するに従い大きくなり従って開放相誘起電圧ＶＥｚは増加する。
このように、回転時のインダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧に比例するという性質を用いて、インダクタンス起電圧ＶＬの検出位置を１２０°通電方式の通電区間内の所定角度（例えば区間終点）に限定し、所定角度での静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を基準値とし、回転速度を検出して通電相間電圧、回転数及びＰＷＭデューティ比、に応じてインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定することができる。インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒの推定過程で誘起電圧の演算が必要となるが、検出角度が決定していることから演算可能である。尚、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒの推定演算は通電区間始点等で回転数を検出した直後に行うことが望ましい。
尚、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒ及び開放相誘起電圧ＶＥｚ値は通電区間ごとに極性が反転するので通電区間ごとに正負を反転させ静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値と符号を整合させる必要がある。

上記回転時インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いて界磁位置を推定する電動機の界磁位置推定方法であって、運転時の所定通電区間の区間始点において前記回転子の回転数Ｎ及び誘起電圧定数ＫＥから現在通電区間内の所定角度における開放相誘起電圧ＶＥｚを（式Ａ）により演算で求めるステップと、ＶＥ＝ＫＥ×Ｎ×ＳＩＮ（θ）×１．５ ・・・（式Ａ）（ＫＥ＝誘起電圧定数、Ｎ＝回転数、θ＝励磁区間中間点を０°（または１８０°）としたときの界磁角度）前記インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒに前記開放相誘起電圧ＶＥｚを（式Ｂ）により加算して得られる中性点電位に対する開放相電圧推定値を閾値Ｖthとして記憶するステップと、を含み、Ｖth＝ＶＬｒ＋ＶＥｚ ・・・（式Ｂ）前記制御部は、周期的に中性点電位に対する開放相電圧ＶＺを測定して前記閾値Ｖthと大小比較し、前記閾値Ｖthを超えたら区間終点と判定し、励磁区間を切り替えることを特徴とする。
このように開放相誘起電圧ＶＥｚ値及びインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒの推定値演算は通電区間の始点等で回転数を検出した直後におこなうことが好ましく、これにより通電区間始点にて通電区間終点の開放相電圧を推定できる。従って、周期的（例えばＰＷＭ周期）に開放相電圧ＶＺを測定し閾値Ｖthと大小比較することで区間終点を検出することができ、区間終点を検出したら次区間の通電パターンに励磁を切りかえれば連続回転することができる。

前記制御部に予めＰＷＭデューティ比の使用範囲上限を設定しておき、運転時に使用範囲上限値より大きなＰＷＭデューティ比が指定された場合はＰＷＭデューティ比１００％で通電制御し、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを０とし、開放相電圧の測定周期をＰＷＭキャリア周期とは非同期でＰＷＭキャリア周期より短くするようにしてもよい。
パルス駆動は通常ＰＷＭデューティ比２０％〜８０％程度で行われるが、上限より大きな値を指定可能としておき、上限より大きなＰＷＭデューティ比が指定された場合は１００％通電とする。ＰＷＭデューティ比１００％時はパルス駆動ではなく直流駆動となることからインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒは発生せずＶＬｒ＝０とする。従って閾値は開放相誘起電圧ＶＥｚとなり、開放相誘起電圧ＶＥｚのみにより界磁位置が検出されることになる。
その際三相コイルには連続的に通電されることからＰＷＭキャリア周期に同期して開放相誘起電圧ＶＥｚを測定する必要はなく、測定周期をＰＷＭキャリア周期より短くすればＰＷＭ駆動による回転数上限の制約を超えた高速回転が可能となる。測定時間を制限する要因はほぼＡ／Ｄコンバータの変換時間であり、高速なＡ／Ｄコンバータを用いれば制御的には最高回転数を数倍に高くできる。
例えば２極モータで１００ｋｍｉｎ^−１時の区間当たりの通電時間は１００ｕｓであり、ＰＷＭキャリア周波数を２０ｋＨｚとすると１区間あたりＰＷＭパルスは２パルスしかなくＰＷＭによる通電制御は困難である。しかしＰＷＭデューティを１００％即ち直流駆動として例えば１０ｕｓ周期で開放相電圧測定を行えば１区間当たりの界磁位置検出回数は１０回となり制御性が向上し２００ｋｍｉｎ^−１といった高速回転も可能となる。さらに本方式はゼロクロス点を検出する必要がないことからこの点においても高速回転に有利である。当然ながら短時間でより多くコイル電流を流す必要があり電源電圧は高くしなければならない。

１２０°通電方式の通電シーケンス順に区間番号１〜６を割り当て、奇数区間又は偶数区間の静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を基準値としてルックアップテーブルに記憶し、運転時にルックアップテーブルを読み出した際に偶数区間（または奇数区間）では静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値に適宜設定した補正係数を乗じて補正するか、あるいはルックアップテーブルを奇数区間用と偶数区間用の二つ用意し奇数区間と偶数区間のそれぞれで静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を記憶し、運転時は通電区間ごとにルックアップテーブルを選択して奇数区間と偶数電区間とで異なるインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定してもよい。
インダクタンス起電圧ＶＬ値は区間ごとに極性が反転し、モータ特性によってはインダクタンス起電圧ＶＬ値が正側区間のほうが負側区間よりも小さくなる場合があり、負側区間と正側区間で同じインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを適用すると周期が短い区間と長い区間が交互に現れ２区間周期の微小振動が発生し好ましくない。
そこで２区間周期性の界磁位置検出誤差を減らし振動を抑制するために、負側区間（奇数区間）と正側区間（偶数区間）で異なるインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒとしてもよい。補正方法は例えば負側区間のインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを基準として、正側区間のインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒに補正係数を乗ずればよい。補正係数はモータ設計段階あるいは試作段階で決定できる。
あるいはルックアップテーブルを負側区間用と正側区間用の二つ用意し、負側区間と正側区間双方で静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を測定しそれぞれのルックアップテーブルに記憶し、運転時は負側区間と正側区間とでルックアップテーブルを選択してもよい。

上述した電動機のインダクタンス起電圧の推定方法を用いれば、モータが零速から最高回転数まで同一プログラムでインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定することができる。また、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いて、モータが零速から最高回転数まで界磁位置検出方式を切り替える必要がなく界磁位置検出誤差の低減を図り、界磁位置検出方式の切り替え動作の無いスムーズな回転を実現でき、界磁位置検出プログラムも単一で済みソフトウェア開発負荷の低減等を実現した電動機の界磁位置推定方法を提供することができる。
また、電動機のインダクタンス起電圧の推定方法並びに界磁位置推定方法は、ＩＰＭモータ／ＳＰＭモータを問わず使用でき適用範囲が広い。
また、通電区間始点にて区間終点の開放相誘起電圧ＶＥｚを推定するためゼロクロス点検出が不要となり高速回転にも適する。
また、モータの全速度領域で正確に界磁位置検出できることから高効率化・静音化される。
更には、制御部における演算負荷が少なく低速ＣＰＵで高速処理でき、低コスト・低消費電力となる。

回転数に対するインダクタンス起電圧ＶＬと開放相誘起電圧ＶＥｚの説明図である。 回転子静止時の１電気角６区間のインダクタンス起電圧ＶＬｓ近似波形の一例である。 磁気飽和量を変化させたときのインダクタンス起電圧ＶＬ近似波形の例である。 ＩＰＭモータのインダクタンス起電圧ＶＬ実測波形である。 ＳＰＭモータのインダクタンス起電圧ＶＬ実測波形である。 電源電圧を変化させたときのインダクタンス起電圧ＶＬ実測例である。 モータ駆動回路のブロック構成図である。 インダクタンス起電圧ＶＬを推定する運転準備工程のフローチャートである。 モータ始動後の運転工程のフローチャートである。 センサレスモータの構成図である。 従来のモータ駆動回路のブロック構成図である。 １２０°通電タイミングチャートである。

以下、電動機の界磁位置検出方法の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本願発明は、電動機の一例として、回転子に永久磁石界磁を備え、固定子に巻き線を１２０°位相差で配置してスター結線し、相端がモータ出力部に接続されたセンサレスモータを用いて説明する。

以下では、一例として３相ＤＣブラシレスモータをセンサレス駆動するセンサレスモータのインダクタンス起電圧の推定方法及び永久磁石界磁位置検出方法について、センサレスモータ駆動装置の構成と共に説明する。図１０を参照して本発明に係る３相ブラシレスＤＣモータの一実施例を示す。一例として２極永久磁石ロータと３スロットを設けた固定子４を備えた３相ブラシレスＤＣモータを例示する。モータはインナーロータ型でもアウターロータ型でもいずれでもよい。また、永久磁石型界磁としては永久磁石埋め込み型（ＩＰＭ型）モータや表面永久磁石型（ＳＰＭ型）モータのいずれであってもよい。

図１０において、回転子軸１には回転子２が一体に設けられ、界磁として２極の永久磁石３が設けられている。固定子４には１２０°位相差で極歯Ｕ，Ｖ，Ｗが永久磁石３に対向して配置されている。固定子４の各極歯Ｕ，Ｖ，Ｗに巻線ｕ，ｖ，ｗを設けて相間をコモンＣでスター結線して後述するモータ駆動装置に配線された３相ブラシレスＤＣモータとなっている。尚、コモン線は、不要であるので省略されている。

次に、図７を参照して三相センサレスモータ駆動回路の一例を示す。
駆動方式としては１２０°通電バイポーラ矩形波励磁を想定している。
ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御部）である。ＭＰＵ５１は、三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対する６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間（区間１〜区間６）を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラ５０からの回転指令ＲＵＮに応じて出力部をスイッチング制御して励磁状態を任意に切り替える。

インバータ回路５２（ＩＮＶ：出力部）は、三相コイルに通電し、モータトルクを制御するために励磁相切り替えあるいはＰＷＭ制御などのスイッチング動作を行う。インバータ回路５２は、スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードを備え、正極電源ライン及び接地電源ラインに任意に接続可能なハーフブリッジ型スイッチング回路が３相分設けられている。
Ａ／Ｄ変換回路５３（ＡＤＣ：測定部）は、コイル出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが接続され、ＭＰＵ５１からの変換開始信号により三相それぞれのコイル電圧を同時サンプリングし、順次アナログ・デジタル変換し、変換結果をＭＰＵ５１に送出する。通常ＡＤＣ５３はＭＰＵ５１に内蔵されており、内蔵ＡＤＣ５３を利用する場合は最大入力電圧が低いため抵抗による分圧回路５７を設けることが望ましい。このように本案によればモータ駆動回路は非常にシンプルに構成できる。
ルックアップテーブル５６（ＬＵＴ：記憶部）は、後述するように、実測により求められた静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値をＰＷＭデューティ比に関連付けて記憶し、静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ測定時の通電相間電圧ＶＳを初期電圧として記憶し、誘起電圧定数ＫＥを記憶する。

（インダクタンス起電圧の説明）
三相コイルのうち、通電相でない開放相に現れる電圧は二つの起電圧からなり、ひとつは通電２相間のインダクタンス偏差によるインダクタンス起電圧ＶＬであり、それに開放相誘起電圧ＶＥｚが重畳する。インダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧にほぼ比例する。ここで回転数に着目すると、有効電圧は［相間電圧−通電相誘起電圧］であり回転数が増加するに従い有効電圧は小さくなり従ってインダクタンス起電圧ＶＬは減少する。一方、誘起電圧は回転数が上昇するに従い大きくなり従って開放相誘起電圧ＶＥｚは増加する。

図１に通電区間内の所定角度（例えば区間終点）における、回転数ＲＰＭとインダクタンス起電圧ＶＬ及び開放相誘起電圧ＶＥｚの関係を示す。両者を加算したものが開放相電圧ＶＺ推定値であり太い実線で示す。また従来方式（低速域はＶＬのみ、中高速域はＶＥのみ）の開放相電圧ＶＺ′推定値を破線で示す。ＶＺ（太い実線）とＶＺ′（破線）の差が従来方式の誤差と考えられ、切り替え点Ｎ′付近で誤差が大きくなっている。
インダクタンス起電圧ＶＬについてコイル電流方程式を使って説明する。
Ｉ（ｔ）＝（Ｖ／Ｒ）・（１−ｅ^{−ｔ・Ｒ／Ｌ}） ・・・（式１）
ここでＩ＝コイル電流、ｔ＝パルス通電時間、Ｖ＝コイル電圧、Ｒ＝コイル抵抗、Ｌ＝コイルインダクタンス。上式（１）よりＩ（ｔ）が一定の時、Ｌが変化すればＶも変化する。

一方、コイルインダクタンスＬは界磁位相角に応じて変化し、理想状態の電圧変化ΔＶを下式で近似できる。
ΔＶ＝ｃｏｓ（２θ）−ｍ・ｓｉｎ（θ） ・・・（式２）
ここでθ＝界磁位相角、ｍ＝磁気飽和係数。右辺第１項は空間高調波成分であり、右辺第２項は磁気飽和成分である。
各相は１２０°位相差で配置されていることから通電２相間にはインダクタンス偏差が発生し、従って相電圧に差が生じコモン電位（共通接続点電圧）は中性点電位（相間電圧／２）からシフトする。このシフト電位差が相互誘導作用により開放相に現れたものがインダクタンス起電圧ＶＬと考えられる。
各相の１２０°位相差と、逆方向通電による１８０°位相差により電圧変化ΔＶは６パターンとなる。２相通電時のインダクタンス起電圧ＶＬは通電２相のそれぞれの電圧変化ΔＶが合成されたものであり、６通りの通電パターンに応じてインダクタンス起電圧ＶＬ波形も６パターンあり６０°通電区間ごとに切り替わる。

図２に１電気角６区間の静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓの近似波形の一例を示す。区間ごとに対応する通電パターンにて励磁したときのインダクタンス起電圧ＶＬ近似波形であり、区間１はＵ−Ｖ通電、区間２はＵ−Ｗ通電、区間３はＶ−Ｗ通電、区間４はＶ−Ｕ通電、区間５はＷ−Ｕ通電、区間６はＷ−Ｖ通電である。図２から判るようにインダクタンス起電圧ＶＬ値は区間ごとに正負が反転する。

前述した（式２）の右辺第２項で表される１周期性変化は磁気飽和量を反映していると考えられ、係数ｍを変えることで電圧変化ΔＶ近似波形は２周期性から１周期性へと変化し、様々な特性のモータを近似できる。
図３に通電パターンを区間１に対応するＵ−Ｖ通電に固定し、ｍ値を０〜３に変えた場合の１電気角分の静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ近似波形を示す。Ｕ−Ｖ通電であることからＶＬ値の検出範囲は３０°から９０°の６０°区間である。
永久磁石埋め込み型（ＩＰＭ）モータは磁気飽和量が少なくｍ＝０に相当する。表面永久磁石型（ＳＰＭ）モータは比較的磁気飽和量が多くｍ＝３に相当する。図からｍ＝１の波形はインダクタンス起電圧ＶＬによりゼロクロス点位相が６０°からシフトし、さらにｍ＝２〜３となると通電区間内ではゼロクロス点が存在しなくなることが判る。つまりＳＰＭモータは零速から低速時にかけてインダクタンス起電圧ＶＬの影響でゼロクロス点を検出できない場合が多いと考えられ、ゼロクロス点検出方式を採用した場合はかなりの大きさの誘起電圧が発生する回転数までオープンループ制御で回転させる必要があることが理解できる。

図４にロボット用のＩＰＭモータのインダクタンス起電圧ＶＬ実測波形を示す。ＰＷＭ通電にてＵ−Ｖ励磁しながら１°ステップで回転させては開放相電圧を測定し、１電気角分３６０データをプロットしたものである。
図５にハードディスクドライブ用のＳＰＭモータのインダクタンス起電圧ＶＬ実測波形を示す。測定方法は図４と同様である。概ね１周期性で通電区間内ではゼロクロス点が発生しないことが判る。

図３〜図５からインダクタンス起電圧ＶＬ近似波形は静止時においてさえ勾配やゼロクロス点位相が様々であり、これに回転時の誘起電圧が重畳することになり、汎用性と安定性の高い界磁位置検出は容易ではないことが判る。実用的な界磁位置検出のためにはインダクタンス起電圧ＶＬの変動要因を把握し補正することが不可欠であり、引き続きインダクタンス起電圧ＶＬの変動要因について述べる。

（インダクタンス起電圧の変動要因）
ＶＬ値の変動要因としてはまず有効電圧があげられ、インダクタンス起電圧ＶＬ値は有効電圧に比例する。図６に静止状態にてＰＷＭデューティ比及び温度を一定にして電源電圧Ｖｄｄ（≒有効電圧）を変化させたときのインダクタンス起電圧ＶＬ実測波形を示す。インダクタンス起電圧ＶＬは電源電圧Ｖｄｄ（≒有効電圧）に比例していることが判る。
回転時の有効電圧は相間電圧と誘起電圧との差分（相間電圧−誘起電圧）である。従って回転数を検出し、前記所定角度における誘起電圧を演算し、相間電圧から減算すれば有効電圧が得られる。予め運転前に静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓの測定などを行う運転準備工程は静止状態が条件であるから、静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値が得られ、誘起電圧は発生していないことから相間電圧がそのまま有効電圧となりインダクタンス起電圧ＶＬは最大値となる。
運転時は、運転準備工程時と運転行程時の有効電圧の比率（有効電圧比）を静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値に乗ずれば有効電圧によるインダクタンス起電圧ＶＬの変動について補正することができる。即ち、通電相間電圧を測定し、（通電相間電圧−通電相誘起電圧）／（前記初期電圧）を演算により算出して有効電圧比を求める。例えば、運転準備工程時は１２Ｖで測定し、運転工程時は６Ｖであった場合、運転時のインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒは静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値の６／１２と推定することができる。

また、インダクタンス起電圧ＶＬの値はＰＷＭデューティ比により複雑に変動する。これに対し初期測定時に複数のＰＷＭデューティ比による静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値をルックアップテーブル（ＬＵＴ：記憶部）に保存しておき、運転時はＰＷＭデューティ比に応じてルックアップテーブルから該当する静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を読み出せばＰＷＭデューティ比の変動を反映したインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒが得られる。尚、測定するＰＷＭデューティ比の区間幅は例えば１０％刻みとすれば２０％、３０％、４０％、５０％、６０％、７０％、８０％の７データとわずかで済み初期測定の時間短縮とメモリーの節約ができる。
あるいはＰＷＭデューティ比に応じてインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを求める数式モデルを作り、運転準備工程にて静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓをＰＷＭデューティ比を変えて１〜２点実測しパラメータを特定し数式モデルを実機に対応させれば、運転行程時は、任意のＰＷＭデューティ比のインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを演算により求めることもできる。数式モデルを簡略化すればＳＩＮ関数等を用いることなく整数演算のみでインダクタンス起電圧ＶＬ値を求めることができ演算時間を数ｕｓ以下に短縮できる。
尚、コイル温度は雰囲気温度や通電電流・通電時間等により変化しコイル抵抗値も大きく変動するが、構造的にコイル間での温度抵抗偏差は小さく実測でも温度依存性は非常に少ないことを確認している。
以上により幅広い温度範囲で各種モータに対してインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを高精度に推定することができる。

（回転動作の説明）
上述したインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒに所定角度における開放相誘起電圧ＶＥｚを加算すれば、所定角度における開放相電圧ＶＺを推定することができる。所定角度における開放相誘起電圧ＶＥｚは、
ＶＥｚ＝ＫＥ×Ｎ×ＳＩＮ（θ）×１．５ ・・・（式Ａ）
（ＫＥ＝誘起電圧定数、Ｎ＝回転数、θ＝励磁区間中間点を０°（または１８０°）としたときの界磁角度）
を演算することで求められる。
また、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒに開放相誘起電圧ＶＥｚを（式Ｂ）
Ｖth＝ＶＬｒ＋ＶＥｚ ・・・（式Ｂ）
により加算して得られる中性点電位に対する開放相電圧を閾値Ｖthとして記憶しておく。
よって、例えば１２０°通電方式の区間終点における開放相誘起電圧ＶＥｚは、（式Ａ）のθ＝３０°として、誘起電圧定数（既知）×回転数×ＳＩＮ３０°×１．５を演算することで求められる。そこで、区間始点にて区間終点の閾値Ｖthを演算しておき、ＰＷＭ周期で繰り返し開放相電圧ＶＺを測定し閾値Ｖthを超えたか判定すれば区間終点を検出でき、次区間の励磁パターンに切り替えて連続回転することができる。

上述した電動機の界磁位置推定方法によれば、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒは回転数に応じて推定され、誘起電圧も回転数に応じて一義的に推定できることから、界磁位置検出誤差を解消でき零速から最高回転数まで同一アルゴリズムで高精度な界磁位置検出が可能である。
さらに従来のゼロクロス点検出方式ではゼロクロス点検出行程が必要で検出に時間がかかっていたが、本方式はゼロクロス点を検出する必要がなく区間始点にて瞬時に区間終点の開放相電圧を推定できることから、ＰＷＭデューティ比を１００％とし開放相電圧をＰＷＭ周期よりも短周期で読み出せば超高速回転が可能である。なおＰＷＭデューティ比１００％時はパルスアンプリチュード変調（ＰＡＭ）制御により速度調整できる。

以下、図７に示すモータ駆動回路を用いた動作手順の一例を説明する。区間終点を検出するものとし、通電区間内では電源電圧及びＰＷＭデューティ比は一定とする。動作モードは二つあり、予め運転前に静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓの測定などを行う運転準備工程と、始動後に連続回転をする運転行程があり、それぞれの行程についてフローチャートを使って説明する。

図８はインダクタンス起電圧ＶＬを推定する運転準備工程のフローチャートである。永久磁石界磁を通電区間始点に位置決め停止させる。例えばＵ相を＋、Ｖ相をＧＮＤに接続して１５０°に自励停止させる。あるいは外力で区間始点に停止させるなどの方法がある（ＳＴＥＰ１）。

ＭＰＵ５１のＰＷＭデュ−ティ比を使用範囲の下限値にセットする（ＳＴＥＰ２）。次いで、停止させた通電区間始点に対応する通電パターンにて数サイクル（例えば１０サイクル程度）のＰＷＭ通電をする（ＳＴＥＰ３）。最終ＰＷＭ通電サイクルのオンサイクル終了時に３相のコイル電圧を測定する（ＳＴＥＰ４）。そして、界磁位置ずれ防止のため短時間（例えば１００ｍｓ程度）の自励停止を行い再度区間始点に停止するように位置決めする（ＳＴＥＰ５）。

次に、ＭＰＵ５１は、静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を算出する。
静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ＝ＶＺ（開放相電圧）−（ＶＳ（通電相間電圧）／２）により算出される（ＳＴＥＰ６）。
算出された静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓを、ＰＷＭデューティ比に関連付けてルックアップテーブル（ＬＵＴ）５６に保存する（ＳＴＥＰ７）。次いで、ＰＷＭデューティ比を所定のステップ幅（例えば１０％増）で大きく設定しなおす（ＳＴＥＰ８）。
ここで、設定し直したＰＷＭデューティ比が使用範囲上限を超えているか否か判定し（ＳＴＥＰ９）、使用範囲上限以下ならＳＴＥＰ３へ戻る。ＳＴＥＰ９でＰＷＭデューティ比が使用範囲上限より大なら通電相間電圧ＶＳを初期電圧として記憶する（ＳＴＥＰ１０）。また、誘起電圧定数ＫＥを記憶する（設計試作段階で既知である：ＳＴＥＰ１１）。

なお、必要に応じて奇数区間と偶数区間の双方の静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓを記憶させてもよい。その際は、ルックアップテーブル５６を２個用意し、上記測定が完了したら次の区間始点へ位置決めし同様の測定を行えばよい。以後、モータ運転動作に移行することができる。

図９はモータ始動後の運転工程のフローチャートである。
先ずモータ始動後、励磁切り替え時に、前回区間時間等から回転数を演算する（ＳＴＥＰ２１）。そして当該通電区間終点における通電２相の誘起電圧を演算し２相の誘起電圧を加算したものを通電相誘起電圧ＶＥとする（ＳＴＥＰ２２）。通電相誘起電圧ＶＥは、（式Ａ）でθ＝３０°としてＫＥ×Ｎ×０．５×１．５×２相で求められる。同様に、区間終点における開放相の誘起電圧を演算し開放相誘起電圧ＶＥｚとする。開放相誘起電圧ＶＥｚは、（式Ａ）でθ＝３０°としてＫＥ×Ｎ×０．５×１．５即ち通電２相の誘起電圧を１／２すれば求められる（ＳＴＥＰ２３）。

次に、ＳＴＥＰ２４に進行して通電２相の相間電圧を測定する。次いで、測定した通電相間電圧ＶＳを用いて有効電圧比を演算する。有効電圧比＝（通電相間電圧ＶＳ−通電相誘起電圧ＶＥ）／初期電圧により算出する（ＳＴＥＰ２５）。次いで、ＭＵＰ５１は、ルックアップテーブル５６から現ＰＷＭデューティ比に応じて静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓの値を読み出す（ＳＴＥＰ２６）。そして、読み出した静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓの値に有効電圧比を乗じてインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒとする（ＳＴＥＰ２７）。インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒと開放相誘起電圧ＶＥｚを加算して閾値Vthとして記憶する（ＳＴＥＰ２８）。

次に、ＳＴＥＰ２９に進行して、ＰＷＭオンサイクルごとに３相のコイル電圧を測定する。尚、このとき相間電圧が変動しなければ、開放相の電圧測定だけでもよい。次に、中性点電位（通電相電圧／２）に対する開放相電圧を演算し、開放相電圧ＶＺとする（ＳＴＥＰ３０）。ここで、開放相電圧ＶＺが閾値Vthを超えたか否かを判定し（ＳＴＥＰ３１）、開放相電圧ＶＺが閾値Vth未満ならＳＴＥＰ２９へ戻る。ＳＴＥＰ３１で、開放相電圧ＶＺが閾値Vth以上なら当該通電区間終点と判定する（ＳＴＥＰ３２）。通電区間終点を検出したらＭＰＵ５１は励磁切り替えしインバータ回路５２を通じて次区間の通電パターンを出力して連続回転する。

高速回転時はＰＷＭデューティ比を１００％として駆動することもでき、即ち直流通電時はインダクタンス起電圧ＶＬ＝０であるからＶＬ演算を省略できる。従って界磁位置検出動作は、通電区間終点における開放相誘起電圧ＶＥｚ推定値を演算したのち、開放相電圧ＶＺの測定と開放相誘起電圧ＶＥｚ推定値との大小比較を周期的に繰り返すだけで可能となる。以上の界磁位置検出に要する時間はＰＷＭキャリア周期よりも短いから界磁位置検出のスループットをあげることができ高速回転が可能となる。なお、ＰＷＭデューティ比１００％時の速度制御はＰＡＭ制御により実現することができる（ＰＡＭ制御の詳細説明は本方式とは直接関係しないので省略する）。

ＰＷＭデューティ比が１００％時の手順を以下に説明する。
運転時は通電区間の切り替え時のスパイク期間に以下の演算を行う。前回の通電区間時間から回転数を演算し、回転数と誘起電圧定数から区間終点における開放相誘起電圧ＶＥｚを演算して閾値とする。その後の励磁区間では開放相電圧ＶＺを測定し、得られた開放相電圧ＶＺが閾値と一致または超えるまで測定を繰り返し、閾値を超えたら区間終点と判定する。

さらに磁気飽和量が大きく低速回転時にゼロクロス点の発生しないモータで区間中間点を検出しなければならない場合は、所定角度として区間中間点即ち始点から３０°位相の位置を指定すればよい。本方式によれば区間中間点のインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒの値を推定し検出できるので例え低速回転時にゼロクロス点が発生しないモータであっても正しくゼロクロス点を検出できる。実施の手順は上述の区間終点検出動作の場合と同様である。

上述した電動機のインダクタンス起電圧推定方法及び界磁位置推定方法によれば、モータが零速から最高回転数まで同一プログラムでインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定することができる。また、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いて、モータが零速から最高回転数まで界磁位置検出方式を切り替える必要がなく界磁位置検出誤差の低減とスムーズな回転を実現でき、界磁位置検出プログラムも単一で済みソフトウェア開発負荷の低減等を実現することができる。

なお、モータ駆動回路の構成や制御プログラム構成は様々考えられ、本実施例に開示された態様に限定されるものではなく、本案主旨を逸脱しない範囲で電子回路技術者あるいはプログラマー（当業者）であれば当然なし得る回路構成の変更やプログラム構成の変更も含まれる。

１ 回転子軸 ２ 回転子 ３ 永久磁石 ４ 固定子 ５０ 上位コントローラ ５１ ＭＰＵ ５２ インバータ回路（ＩＮＶ） ５３ Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）５６ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ５７ 分圧回路 ＶＥ 通電相誘起電圧 ＶＥｚ 開放相誘起電圧 ＶＬ インダクタンス起電圧 ＶＬｓ 静止時インダクタンス起電圧 ＶＬｒ インダクタンス起電圧推定値 ＶＳ 通電相間電圧 ＶＺ 開放相電圧 Ｖth 閾値

Claims (4)

1. 永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給してパルス幅変調（ＰＷＭ）方式にて１２０°通電により始動する電動機のインダクタンス起電圧の推定方法であって、ハーフブリッジ型インバータ回路を介してコイルに双方向通電する出力部と、コイル電圧をＡ／Ｄ変換して制御部に送出する測定部と、上位コントローラからの指令によりコイル出力をＰＷＭ制御し、連続回転が可能な６０°通電区間単位の通電角度情報と通電パターン情報とを記憶部に記憶し、それに基づいて前記出力部をスイッチング制御して通電状態を切り替え、前記測定部から測定値が入力され前記６０°通電区間における界磁位置を判定する前記制御部と、を備え、
   前記永久磁石界磁を予め通電区間内の所定角度に静止させ、所定電圧にてＰＷＭ通電したとき、通電２相のインダクタンス偏差により開放相端子に現れる通電相間電圧／２からの電位差をインダクタンス起電圧ＶＬとして、ＰＷＭデューティ比に応じた静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を実測により求め、前記ＰＷＭデューティ比に関連付けて前記記憶部に記憶し、前記静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ測定時の通電相間電圧ＶＳを初期電圧として記憶し、誘起電圧定数ＫＥを記憶する運転前準備ステップと、
   運転時に回転子の回転速度を検出し、回転数Ｎと誘起電圧定数ＫＥから所定回転角度における通電２相の誘起電圧を求めその和を通電相誘起電圧ＶＥとし、通電相間電圧ＶＳを測定し、前記通電相間電圧ＶＳと前記通電相誘起電圧ＶＥの差分を前記初期電圧で除して有効電圧比を求めるステップと、を含み、
   前記制御部は、インダクタンス起電圧ＶＬは界磁位置に応じて変化しさらに有効電圧に比例するという性質を用いて、運転時のＰＷＭデューティ比に応じて前記記憶部から該当する静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を選択して読み出し、読み出したインダクタンス起電圧ＶＬｓ値に前記有効電圧比を乗じて、前記所定角度におけるインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定することを特徴とする電動機のインダクタンス起電圧の推定方法。
2. 請求項１で求めた回転時インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを用いて界磁位置を推定する電動機の界磁位置推定方法であって、
   運転時の所定通電区間の区間始点において前記回転子の回転数Ｎ及び誘起電圧定数ＫＥから現在通電区間内の所定角度における開放相誘起電圧ＶＥｚを（式Ａ）により演算で求めるステップと、
   ＶＥｚ＝ＫＥ×Ｎ×ＳＩＮ（θ）×１．５ ・・・（式Ａ）
   （ＫＥ＝誘起電圧定数、Ｎ＝回転数、θ＝励磁区間中間点を０°（または１８０°）としたときの界磁角度）
   前記回転時インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒに前記開放相誘起電圧ＶＥｚを（式Ｂ）により加算して得られる中性点電位に対する開放相電圧推定値を閾値Ｖthとして記憶するステップと、を含み、
   Ｖth＝ＶＬｒ＋ＶＥｚ ・・・（式Ｂ）
   前記制御部は、所定通電区間始点にて所定通電区間終点の開放相電圧ＶＺを推定しておき、周期的に中性点電位に対する開放相電圧ＶＺを測定して前記閾値Ｖthと大小比較し、前記閾値Ｖthを超えたら区間終点と判定し、励磁区間を切り替えることを特徴とする電動機の界磁位置推定方法。
3. 前記制御部に予め前記ＰＷＭデューティ比の使用範囲上限を設定しておき、
   運転時に使用範囲上限値より大きなＰＷＭデューティ比が指定された場合はＰＷＭデューティ比１００％で通電制御し、インダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを０とし、
   開放相電圧の測定周期をＰＷＭキャリア周期とは非同期でＰＷＭキャリア周期より短くする請求項２記載の電動機の界磁位置推定方法。
4. １２０°通電方式の通電シーケンス順に区間番号１〜６を割り当て、奇数区間または偶数区間の静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を基準値としてルックアップテーブルに記憶し、運転時にルックアップテーブルを読み出した際に偶数区間（または奇数区間）では静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値に適宜設定した補正係数を乗じて補正するか、あるいはルックアップテーブルを奇数区間用と偶数区間用の二つ用意し奇数区間と偶数区間のそれぞれで静止時インダクタンス起電圧ＶＬｓ値を記憶し、運転時は通電区間ごとにルックアップテーブルを選択して奇数区間と偶数電区間とで異なるインダクタンス起電圧推定値ＶＬｒを推定する請求項２又は請求項３記載の電動機の界磁位置推定方法。

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