JP6368664B2

JP6368664B2 - Active filter, motor driving apparatus using the same, and refrigeration apparatus

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Publication number: JP6368664B2
Application number: JP2015039082A
Authority: JP
Inventors: 東昇李; 能登原　保夫; 保夫能登原; 安藤　達夫; 達夫安藤
Original assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
Current assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
Priority date: 2015-02-27
Filing date: 2015-02-27
Publication date: 2018-08-01
Anticipated expiration: 2035-02-27
Also published as: JP2016163406A

Description

本発明は、交流電源系統に接続された負荷に流れる高調波電流を抑制するアクティブフィルタ、及びそのアクティブフィルタを用いたモータ駆動装置、並びに冷凍装置に関する。 The present invention relates to an active filter that suppresses a harmonic current flowing in a load connected to an AC power supply system, a motor drive device using the active filter, and a refrigeration apparatus.

交流電源系統から電力を受電する整流装置やモータ駆動装置などの負荷では、高調波電流が生じるおそれがある。この高調波電流は、共通の交流電源系統に接続されている変電用変圧器や電力コンデンサ等の電力設備や制御装置などに種々の影響を及ぼす。そこで、交流電源系統に接続される負荷（整流装置やモータ駆動装置）で生じる高調波電流を抑制するために、これらの負荷と並列に、高調波電流を相殺するための補償電流を発生させるアクティブフィルタが接続されている。 A harmonic current may occur in a load such as a rectifier or a motor driving device that receives power from an AC power supply system. This harmonic current has various effects on power equipment and control devices such as transformers and power capacitors connected to a common AC power supply system. Therefore, in order to suppress the harmonic current generated in the load (rectifier and motor drive device) connected to the AC power supply system, an active that generates a compensation current for canceling the harmonic current in parallel with these loads. A filter is connected.

一般的に、アクティブフィルタは、そのアクティブフィルタに並列接続される負荷（つまり、高調波電流の補償対象）の入力電流を検出して高調波電流成分を分離し、逆相の高調波電流（補償電流）を出力するように制御される。また、アクティブフィルタは、補償電流としての高調波電流を出力するために、アクティブフィルタの直流側に平滑コンデンサを接続して、直流電圧を所定値に維持しておく必要がある。アクティブフィルタの直流側の直流電圧の調整は、平滑コンデンサへの充放電電流を制御することで実現する。 In general, an active filter detects the input current of a load connected in parallel to the active filter (that is, the harmonic current compensation target), separates the harmonic current component, and reverse-phase harmonic current (compensation). Current). Further, the active filter needs to maintain a DC voltage at a predetermined value by connecting a smoothing capacitor to the DC side of the active filter in order to output a harmonic current as a compensation current. Adjustment of the DC voltage on the DC side of the active filter is realized by controlling the charge / discharge current to the smoothing capacitor.

ところで、アクティブフィルタでは、直流側の平滑コンデンサの直流電圧が一定値であると、例えば、交流電源系統の電圧（交流電圧）が上昇した場合、交流電圧とアクティブフィルタの最大出力電圧との差が小さくなる。すると、高調波電流（補償電流）を出力するための電流制御ができなくなるおそれがある。換言すれば、アクティブフィルタでは、交流電源系統の交流電圧が上昇すると、交流電源系統に流れる高調波電流の補償率が低下してしまう。 By the way, in the active filter, when the DC voltage of the smoothing capacitor on the DC side is a constant value, for example, when the voltage of the AC power supply system (AC voltage) rises, the difference between the AC voltage and the maximum output voltage of the active filter is Get smaller. Then, there is a possibility that current control for outputting harmonic current (compensation current) cannot be performed. In other words, in the active filter, when the AC voltage of the AC power supply system increases, the compensation rate of the harmonic current flowing through the AC power supply system decreases.

一方、アクティブフィルタの直流側の平滑コンデンサの直流電圧を、交流電源系統の交流電圧の最大値に合わせて高く設定すれば、交流電圧が高くなっても、アクティブフィルタでは、高調波電流（補償電流）の電流制御が可能になる。しかし、通常動作時及び交流電源系統の交流電圧が低下した際には、アクティブフィルタでは、高い直流電圧の影響で、内部のインバータ回路（半導体スイッチング素子）のスイッチング損失が増えて効率が低下すると共に、高調波電流（補償電流）のリップル成分も増加してしまう。 On the other hand, if the DC voltage of the smoothing capacitor on the DC side of the active filter is set high in accordance with the maximum value of the AC voltage of the AC power supply system, the harmonic current (compensation current) ) Current control becomes possible. However, during normal operation and when the AC voltage of the AC power supply system drops, the active filter increases the switching loss of the internal inverter circuit (semiconductor switching element) due to the influence of the high DC voltage and decreases the efficiency. The ripple component of the harmonic current (compensation current) also increases.

このような問題点に鑑みて、外乱（交流電源系統の交流電圧の変動など）に応じて、アクティブフィルタの直流側の平滑コンデンサの直流電圧を調整する技術が種々提案されている。例えば、トランスで交流電圧を検出し、交流電圧の変動に応じてアクティブフィルタの直流側の平滑コンデンサの直流電圧を変化させることにより、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御率を一定にして、高調波電流の変動を抑える技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。また、交流電源系統の交流電圧を検出して、制御回路の直流電圧指令値（基準値）を調整することにより、交流電圧の変動に応じて平滑コンデンサの直流電圧を変化させることで、ＰＷＭ制御率を常に一定にして高調波電流の変動を抑える技術も開示されている（例えば、特許文献２参照）。 In view of such problems, various techniques for adjusting the DC voltage of the smoothing capacitor on the DC side of the active filter in accordance with disturbances (such as fluctuations in the AC voltage of the AC power supply system) have been proposed. For example, by detecting the AC voltage with a transformer and changing the DC voltage of the smoothing capacitor on the DC side of the active filter according to the fluctuation of the AC voltage, the PWM (Pulse Width Modulation) control rate is made constant, and the harmonic current A technique for suppressing fluctuations in the above is disclosed (for example, see Patent Document 1). In addition, by detecting the AC voltage of the AC power supply system and adjusting the DC voltage command value (reference value) of the control circuit, the DC voltage of the smoothing capacitor is changed in accordance with the fluctuation of the AC voltage, so that PWM control is performed. A technique that suppresses fluctuations in harmonic current while keeping the rate constant is also disclosed (see, for example, Patent Document 2).

特開平９−２４７８６１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 9-247861 特許第３７７９０６１号公報Japanese Patent No. 3779061

特許文献１や特許文献２には、交流電圧が変化しても高調波電流の変動を抑えるために、交流電圧の大きさに応じてアクティブフィルタの直流側の平滑コンデンサの直流電圧を調整する技術が開示されている。
しかしながら、これらの技術は、検出トランスや電圧検出器によって交流電源系統の交流電圧を検出し、交流電圧の大きさに応じてアクティブフィルタの直流側の直流電圧を調整している。そのため、交流電源系統の交流電圧を高精度に検出する電圧検出器や高価な電圧検出部品（検出トランス）などが必要となる。
また、特許文献１や特許文献２に示すような技術手段を用いて、交流電圧の変動に対応して直流電圧を仮に調整することができたとしても、負荷の変化によって高調波電流が変化した場合、直流電圧を調整することができない。したがって、アクティブフィルタは、負荷の変動に対しては高調波電流の抑制を適切に行うことができない。 Patent Documents 1 and 2 disclose a technique for adjusting the DC voltage of the smoothing capacitor on the DC side of the active filter in accordance with the magnitude of the AC voltage in order to suppress fluctuations in the harmonic current even if the AC voltage changes. Is disclosed.
However, these techniques detect the AC voltage of the AC power supply system using a detection transformer or a voltage detector, and adjust the DC voltage on the DC side of the active filter in accordance with the magnitude of the AC voltage. Therefore, a voltage detector that detects the AC voltage of the AC power supply system with high accuracy, an expensive voltage detection component (detection transformer), and the like are required.
Further, even if the DC voltage can be temporarily adjusted corresponding to the fluctuation of the AC voltage using the technical means as shown in Patent Document 1 and Patent Document 2, the harmonic current is changed by the change of the load. In this case, the DC voltage cannot be adjusted. Therefore, the active filter cannot appropriately suppress the harmonic current with respect to the load variation.

本発明は、前記事情に鑑みてなされたものであり、交流電圧や負荷を含む外乱の変動にかかわらず、交流電源系統に流れる高調波電流を適切に抑制可能なアクティブフィルタ、及びそのアクティブフィルタを用いたモータ駆動装置、並びに冷凍装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an active filter capable of appropriately suppressing harmonic current flowing in an AC power supply system regardless of disturbance fluctuations including an AC voltage and a load, and an active filter thereof It is an object of the present invention to provide a motor driving device and a refrigeration device used.

前記目的を達成するために、本発明に係るアクティブフィルタは、負荷に電力を供給する多相交流の交流電源に並列接続され、前記負荷に流れる負荷電流に含まれる高調波電流を抑制するための補償電流を発生するアクティブフィルタであって、前記交流電源に並列接続され、交流／直流変換モードと直流／交流変換モードとを有するインバータ回路と、前記インバータ回路の直流側の正負極間に接続された平滑コンデンサと、所定の変調波に基づいて前記インバータ回路の制御信号を生成するとともに、前記変調波の振幅に基づいて前記平滑コンデンサの直流電圧の検出値を調整し、前記直流電圧の前記検出値及び調整した前記直流電圧の前記検出値に基づいて前記平滑コンデンサの前記直流電圧を調整する制御手段と、を備えることを最も主要な特徴とする。 In order to achieve the above object, an active filter according to the present invention is connected in parallel to a polyphase AC power source that supplies power to a load, and suppresses a harmonic current included in a load current flowing in the load. An active filter for generating a compensation current, which is connected in parallel to the AC power source and connected between an inverter circuit having an AC / DC conversion mode and a DC / AC conversion mode, and a positive and negative electrode on the DC side of the inverter circuit And generating a control signal for the inverter circuit based on a predetermined modulated wave and adjusting the detected value of the DC voltage of the smoothing capacitor based on the amplitude of the modulated wave, and detecting the DC voltage. and control means for adjusting the DC voltage of the smoothing capacitor based on the detected value of the values and adjusted the DC voltage, in that it comprises a top The main feature.

本発明に係るアクティブフィルタによれば、交流電圧や負荷の変動にかかわらず交流電源系統に流れる高調波電流を適切に抑制することができる。 According to the active filter according to the present invention, it is possible to appropriately suppress the harmonic current flowing in the AC power supply system regardless of fluctuations in the AC voltage or the load.

本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタの全体構成及び交流電源系統を示す構成図である。It is a block diagram which shows the whole structure and AC power supply system of the active filter which concern on 1st Embodiment of this invention. 図１に示す制御装置の制御構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the control structure of the control apparatus shown in FIG. 図２に示す高調波分離機の制御構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the control structure of the harmonic separator shown in FIG. 図２に示す電流制御部の制御構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the control structure of the electric current control part shown in FIG. 図２に示す変調率演算部の制御構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the control structure of the modulation factor calculating part shown in FIG. 図２に示す直流電圧指令調整部の制御構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the control structure of the direct-current voltage command adjustment part shown in FIG. 本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタにおける交流電圧変動と直流電圧の調整結果の一例を示す各部波形であり、（ａ）はＵ相電圧（Ｖｕ）、（ｂ）はＵ相負荷電流（ｉＬｕ）、（ｃ）は変調波振幅（Ｍ１）、（ｄ）は直流電圧（Ｅｄ）、（ｅ）はＵ相変調波（Ｍｕ＊９を示す。It is each part waveform which shows an example of the adjustment result of the alternating voltage fluctuation and direct-current voltage in the active filter which concerns on 1st Embodiment of this invention, (a) is U-phase voltage (Vu), (b) is U-phase load current ( iLu) and (c) show the modulation wave amplitude (M1), (d) shows the DC voltage (Ed), and (e) shows the U-phase modulation wave (Mu * 9). 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。It is a block diagram of the motor drive device which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る圧縮機のモータ駆動装置の構成図である。It is a block diagram of the motor drive device of the compressor which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態に係る冷凍装置の構成図である。It is a block diagram of the freezing apparatus which concerns on 4th Embodiment of this invention.

以下、本発明に係るアクティブフィルタ、及びそのアクティブフィルタを用いたモータ駆動装置、並びに冷凍装置の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各実施形態では、説明を容易にするために、交流電源系統の相数として三相を代表的に例示して説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of an active filter according to the present invention, a motor driving device using the active filter, and a refrigeration apparatus will be described in detail with reference to the drawings. In each embodiment, for ease of explanation, three phases will be representatively exemplified as the number of phases of the AC power supply system.

《第１実施形態》
第１実施形態では、三相交流電源系統に連結する負荷に並列接続されるアクティブフィルタについて説明する。
＜装置構成＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタの全体構成及び交流電源系統を示す構成図である。
アクティブフィルタ２０は、図１に示すように、三相の交流電源１から電力を供給する負荷１１と並列接続されている。負荷１１は、高調波電流を発生する。この高調波電流を抑制するために、アクティブフィルタ２０は、負荷１１に流れる負荷電流に含まれる高調波成分を抑制（相殺）するための補償電流を三相交流電源系統へ出力するように構成されている。 << First Embodiment >>
In the first embodiment, an active filter connected in parallel to a load connected to a three-phase AC power supply system will be described.
<Device configuration>
FIG. 1 is a configuration diagram showing an overall configuration of an active filter and an AC power supply system according to a first embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the active filter 20 is connected in parallel with a load 11 that supplies power from a three-phase AC power source 1. The load 11 generates a harmonic current. In order to suppress this harmonic current, the active filter 20 is configured to output a compensation current for suppressing (cancelling) the harmonic component included in the load current flowing through the load 11 to the three-phase AC power supply system. ing.

アクティブフィルタ２０は、交流電源１の三相の各相に接続されたノイズフィルタ２と、ノイズフィルタ２の出力側の三相の各線に直列に接続されたリアクトル３と、リアクトル３に接続されて三相ブリッジ回路で構成される半導体スイッチング素子からなるインバータ回路４と、インバータ回路４の直流側の正負極間に接続された平滑コンデンサ５と、インバータ回路４のＰＷＭ制御を行う制御装置（制御手段）６と、インバータ回路４の交流側のＵ相、Ｖ相の交流電流（アクティブフィルタ電流）を検出するアクティブフィルタ電流検出部７と、平滑コンデンサ５の直流電圧を検出する直流電圧検出部８と、電源位相を演算するために交流電源１の任意の二相の電圧のゼロクロス信号を求める一対のコンパレータ９と、負荷１１に流れる三相交流電流のうちＵ相、Ｖ相の負荷電流を検出する負荷電流検出部１０と、を備えて構成されている。 The active filter 20 is connected to the noise filter 2 connected to each of the three phases of the AC power supply 1, the reactor 3 connected in series to each of the three phases of the output side of the noise filter 2, and the reactor 3. Inverter circuit 4 composed of a semiconductor switching element constituted by a three-phase bridge circuit, a smoothing capacitor 5 connected between the positive and negative electrodes on the DC side of the inverter circuit 4, and a control device (control means) for performing PWM control of the inverter circuit 4 ) 6, an active filter current detector 7 that detects the AC current (active filter current) of the U-phase and V-phase on the AC side of the inverter circuit 4, and a DC voltage detector 8 that detects the DC voltage of the smoothing capacitor 5. A pair of comparators 9 for obtaining a zero-cross signal of an arbitrary two-phase voltage of the AC power source 1 and a load 11 for calculating the power source phase U-phase of the phase alternating current, and is configured to include a load current detection unit 10 for detecting the load current of the V-phase, and.

インバータ回路４は、６個の半導体スイッチング素子（本実施形態ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））と各半導体スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとによって三相ブリッジ回路が構成されている。この三相ブリッジ回路は、三相の交流電源１に対応している。なお、各半導体スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードは、それぞれの半導体スイッチング素子のＯＦＦ時の転流用ダイオードであり、インバータ回路の公知の基本構成に属するものである。そのため、ダイオードについての詳細な説明は省略する。 In the inverter circuit 4, a three-phase bridge circuit is configured by six semiconductor switching elements (in this embodiment, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)) and diodes connected in reverse parallel to the semiconductor switching elements. This three-phase bridge circuit corresponds to a three-phase AC power source 1. The diodes connected in reverse parallel to the respective semiconductor switching elements are commutation diodes when the respective semiconductor switching elements are OFF, and belong to a known basic configuration of the inverter circuit. Therefore, detailed description of the diode is omitted.

インバータ回路４の交流側は、ノイズフィルタ２及びリアクトル３を介して交流電源１に接続されている。一方、インバータ回路４の直流側は、その正負極端子間に平滑コンデンサ５が接続されている。インバータ回路４は、平滑コンデンサ５を充電する一方、高調波電流の補償電流を交流電源１側に流すように動作する。
このとき、インバータ回路４から出力される交流電流は、アクティブフィルタ電流信号（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）としてアクティブフィルタ電流検出部７で検出される。また、平滑コンデンサ５の直流電圧（Ｅｄ）は、直流電圧検出回路８の分圧抵抗回路の中点電圧で検出される。こうして検出された交流電流及び直流電圧（Ｅｄ）は、制御装置６にそれぞれ入力される。 The AC side of the inverter circuit 4 is connected to the AC power source 1 via the noise filter 2 and the reactor 3. On the other hand, a smoothing capacitor 5 is connected between the positive and negative terminals of the DC side of the inverter circuit 4. The inverter circuit 4 charges the smoothing capacitor 5 and operates so as to allow a harmonic current compensation current to flow to the AC power supply 1 side.
At this time, the alternating current output from the inverter circuit 4 is detected by the active filter current detector 7 as an active filter current signal (i _U , i _V ). The DC voltage (Ed) of the smoothing capacitor 5 is detected by the midpoint voltage of the voltage dividing resistor circuit of the DC voltage detection circuit 8. The AC current and DC voltage (Ed) thus detected are input to the control device 6 respectively.

制御装置６には、交流電源１の各相に繋がる一対のコンパレータ９のそれぞれから出力されるパルス信号（Ｐ_ＵＶ，Ｐ_ＶＷ）と、負荷電流検出部１０で検出されたＵ相、Ｖ相の負荷電流信号（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）とが入力される。なお、以下の説明では、アクティブフィルタ電流信号（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）はアクティブフィルタ電流（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）、負荷電流信号（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）は負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）と表現し、文言「信号」を省略する。 The control device 6 includes a pulse signal (P _UV , P _VW ) output from each of the pair of comparators 9 connected to each phase of the AC power supply 1, and U phase and V phase detected by the load current detection unit 10. A load current signal (iL _U , iL _V ) is input. In the following description, the active filter current signal (i _U , i _V ) is the active filter current (i _U , i _V ), and the load current signal (iL _U , iL _V ) is the load current (iL _U , iL _V ). And the word “signal” is omitted.

＜制御系の構成＞
図２は、図１に示す制御装置６の制御構成を示すブロック図である。
制御装置６としては、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の演算処理装置が好適に用いられる。
図２に示す制御装置６は、高周波分離部１２、電圧制御部１３、電流制御部１４、電源位相検出部１５、変調率演算部１６、ＰＷＭ制御部１７、及び、直流電圧指令調整部（直流電圧指令調整手段）１８を備えて構成されている。 <Control system configuration>
FIG. 2 is a block diagram showing a control configuration of the control device 6 shown in FIG.
As the control device 6, an arithmetic processing device such as a microcomputer or a DSP (Digital Signal Processor) is preferably used.
2 includes a high frequency separation unit 12, a voltage control unit 13, a current control unit 14, a power supply phase detection unit 15, a modulation factor calculation unit 16, a PWM control unit 17, and a DC voltage command adjustment unit (DC Voltage command adjusting means) 18.

（高調波分離）
高調波分離部１２は、負荷１１の入力電流を検出する負荷電流検出部１０が検出したＵ相、Ｖ相の負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）と、電源位相検出部１５からの電源位相（θｓ）と、電圧制御部１３からの有効電流指令値（ｉｑ＊）とを入力して、負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）から電源周波数（基本波）成分を取り除いて、Ｕ相、Ｖ相の高調波電流（ｉＬh_Ｕ，ｉＬh_Ｖ）の成分を出力する。 (Harmonic separation)
The harmonic separation unit 12 detects the U-phase and V-phase load currents (iL _U , iL _V ) detected by the load current detection unit 10 that detects the input current of the load 11, and the power supply phase ( θs) and the effective current command value (iq *) from the voltage control unit 13 are input, the power source frequency (fundamental wave) component is removed from the load current (iL _U , iL _V ), and the U phase, V phase Of the harmonic current (iLh _U , iLh _V ) of.

（直流電圧制御）
電圧制御部１３は、平滑コンデンサ５の両端電圧を制御するために、直流電圧検出回路８が検出した直流電圧（Ｅｄ）と直流電圧指令値（Ｅｄ_ｒｅｆ）との偏差を算出し、有効電流指令値（ｉｑ＊）を生成して、この有効電流指令値（ｉｑ＊）を高調波分離部１２へ出力する。 (DC voltage control)
The voltage control unit 13 calculates the deviation between the DC voltage (Ed) detected by the DC voltage detection circuit 8 and the DC voltage command value (Ed_ref) in order to control the voltage across the smoothing capacitor 5, and the effective current command value (Iq *) is generated, and the effective current command value (iq *) is output to the harmonic separation unit 12.

（電流制御）
電流制御部１４は、高調波分離部１２が、電流指令値としている負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）から分離した高調波電流（ｉＬh_Ｕ，ｉＬh_Ｖ）の成分と、アクティブフィルタ電流検出部７が検出したＵ相、Ｖ相のアクティブフィルタ電流（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）と、電源位相検出部１５からの電源位相（θｓ）とを用いて、三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を算出し、この三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を変調率演算部１６へ出力する。 (Current control)
The current control unit 14 includes components of the harmonic current (iLh _U , iLh _V ) separated from the load current (iL _U , iL _V ) that the harmonic separation unit 12 uses as the current command value, and the active filter current detection unit 7. The three-phase voltage command values (V _U ^* , V _V ) using the U-phase and V-phase active filter currents (i _U , i _V ) detected by the power source and the power phase (θs) from the power phase detector 15. ^* , V _W ^* ) is calculated, and the three-phase voltage command values (V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* ) are output to the modulation factor calculation unit 16.

（電源位相検出）
電源位相検出部１５は、交流電源１の各相に繋がる一対のコンパレータ９のそれぞれから出力された任意の二相のパルス信号（Ｐ_ＵＶ，Ｐ_ＶＷ）を入力して、交流電源１の電源位相（θｓ）を算出し、この電源位相（θｓ）を高調波分離部１２と電流制御部１４へ出力する。 (Power phase detection)
The power phase detector 15 receives an arbitrary two-phase pulse signal (P _UV , P _VW ) output from each of the pair of comparators 9 connected to each phase of the AC power source 1 and supplies the power phase of the AC power source 1. (Θs) is calculated, and this power supply phase (θs) is output to the harmonic separation unit 12 and the current control unit 14.

（変調率演算）
変調率演算部１６は、電流制御部１４からの三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）と直流電圧（Ｅｄ）とを入力し、三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を直流電圧（Ｅｄ）で割算して、三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）を算出する。例えば、Ｕ相については、Ｍ_Ｕ ^＊＝Ｖ_Ｕ ^＊／（Ｅｄ／２）の式を用いてＵ相の変調波Ｍ_Ｕ ^＊を求める。 (Modulation rate calculation)
The modulation factor calculation unit 16 receives the three-phase voltage command values (V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* ) and the DC voltage (Ed) from the current control unit 14 and inputs the three-phase voltage command values (V _U ^_*, _{^V V} ^*, and divided by _V ^{W *)} of DC voltage (Ed), the three-phase modulated wave _{^{_{^{(M U *, M V *}}}} , M W *) is calculated. For example, for the U phase, the U-phase modulated wave M _U ^* is obtained using the formula M _U ^* = V _U ^* / (Ed / 2).

（ＰＷＭ制御）
ＰＷＭ制御部１７は、変調率演算部１６で算出された三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）と三角波または鋸歯状波のキャリア波との比較によりＰＷＭ制御信号を生成し、このＰＷＭ制御信号をインバータ回路４へ出力して、各半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する。 (PWM control)
The PWM control unit 17 generates a PWM control signal by comparing the three-phase modulation wave (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ) calculated by the modulation factor calculation unit 16 with a triangular wave or a sawtooth wave carrier wave. Then, this PWM control signal is output to the inverter circuit 4 to control on / off of each semiconductor switching element.

（直流電圧指令）
直流電圧指令調整部１８は、変調率演算部１６で算出された三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）を用いて、直流電圧指令値の調整量（ΔＥｄ_ref）を算出する。この直流電圧指令値の調整量（ΔＥｄ_ref）は、直流電圧指令初期値（Ｅｄ_ref0）との減算により直流電圧指令値（Ｅｄ_ｒｅｆ）を作成し、直流電圧（Ｅｄ）を調整する。このような制御系により、交流電源１の交流電圧（Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗ）と三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）とは比例関係にあるので、交流電圧（Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗ）の変動に応じて直流電圧（Ｅｄ）は調整される。 (DC voltage command)
The DC voltage command adjustment unit 18 calculates the adjustment amount (ΔEd_ref) of the DC voltage command value using the three-phase modulation wave (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ) calculated by the modulation factor calculation unit 16. To do. This DC voltage command value adjustment amount (ΔEd_ref) is adjusted to a DC voltage command value (Ed_ref) by creating a DC voltage command value (Ed_ref) by subtraction from the DC voltage command initial value (Ed_ref0). With such a control system, the AC voltage (V _U , V _V , V _W ) of the AC power supply 1 and the three-phase modulated waves (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ) are in a proportional relationship. The direct-current voltage (Ed) is adjusted according to fluctuations in the voltages (V _U , V _V , V _W ).

（高調波分離の詳細）
図３は、図２に示す高調波分離機１２の制御構成を示すブロック図である。すなわち、図３は、高調波分離部１２の内部の機能ブロックの構成を詳細に示しており、ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２ａと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１２ｂと、ｄｑ／ＵＶＷ変換部１２ｃとによって構成されている。ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２ａは３相２軸変換を行い、ｄｑ／ＵＶＷ変換部１２ｃは２軸３相変換を行う。 (Details of harmonic separation)
FIG. 3 is a block diagram showing a control configuration of the harmonic separator 12 shown in FIG. That is, FIG. 3 shows in detail the configuration of the functional blocks inside the harmonic separation unit 12, and includes a UVW / dq conversion unit 12a, a low-pass filter (LPF) 12b, and a dq / UVW conversion unit. 12c. The UVW / dq conversion unit 12a performs three-phase two-axis conversion, and the dq / UVW conversion unit 12c performs two-axis three-phase conversion.

まず、ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２ａは、電源位相（θｓ）を用いて、三相の交流電源１から負荷１１へ流れる電流に対応する負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）を、制御軸（ｄｑ軸）に変換して、負荷電流のｄ軸電流成分（無効電流成分）とｑ軸電流成分（有効電流成分）すなわち、ｄｑ軸電流成分（ｉＬｄ，ｉＬｑ）を算出する。次に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｂが、算出されたｄｑ軸電流成分（ｉＬｄ，ｉＬｑ）の高調波成分を取り除いてｄｑ軸の直流電流成分を抽出する。なお、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｂの代わりに、周期平均処理或いは移動平均処理を利用して、直流電流成分を抽出してもよい。 First, the UVW / dq converter 12a uses the power supply phase (θs) to convert the load current (iL _U , iL _V ) corresponding to the current flowing from the three-phase AC power supply 1 to the load 11 into the control axis (dq axis). ) To calculate a d-axis current component (reactive current component) and a q-axis current component (effective current component) of the load current, that is, a dq-axis current component (iLd, iLq). Next, the low-pass filter (LPF) 12b removes the harmonic component of the calculated dq-axis current component (iLd, iLq) and extracts the dq-axis DC current component. Note that the DC current component may be extracted using a periodic average process or a moving average process instead of the low-pass filter (LPF) 12b.

そして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｂで抽出されたｄｑ軸の直流電流成分をｄｑ／ＵＶＷ変換部１２ｃで、再度、三相交流座標に変換して、負荷電流の基本波成分を算出する。また、平滑コンデンサ５の直流電圧（Ｅｄ）は、交流電源１からアクティブフィルタ２０への有効電流成分によって制御するため、ｄｑ／ＵＶＷ変換部１２ｃは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｂからのｄｑ軸の直流電流成分に対して有効電流指令値（ｉｑ＊）を加算した信号を入力する。最後に、負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）からその負荷電流の基本波成分を減算して、有効電流指令値（ｉｑ＊）を含んだ高調波電流（ｉＬh_Ｕ，ｉＬh_Ｖ）を算出する。そして、この高調波電流（ｉＬh_Ｕ，ｉＬh_Ｖ）を電流制御部１４へ出力する。 Then, the dq-axis DC current component extracted by the low-pass filter (LPF) 12b is converted again into three-phase AC coordinates by the dq / UVW converter 12c to calculate the fundamental wave component of the load current. Further, since the DC voltage (Ed) of the smoothing capacitor 5 is controlled by the effective current component from the AC power supply 1 to the active filter 20, the dq / UVW conversion unit 12c is connected to the dq axis DC from the low-pass filter (LPF) 12b. A signal obtained by adding the effective current command value (iq *) to the current component is input. Finally, the fundamental current component of the load current is subtracted from the load current (iL _U , iL _V ) to calculate the harmonic current (iLh _U , iLh _V ) including the effective current command value (iq *). Then, this harmonic current (iLh _U , iLh _V ) is output to the current control unit 14.

（電流制御）
図４は、図２に示す電流制御部１４の制御構成を示すブロック図である。すなわち、図４は、電流制御部１４の内部の機能ブロックの構成を詳細に示しており、ＰＩ（Proportional-Integral）制御部１４ａ、１４ｂと、ｄｑ／ＵＶＷ変換部１４ｃを備えて構成されている。なお、このｄｑ／ＵＶＷ変換部１４ｃは、交流電源１からの検出信号がないので、内部回路のＶ０で無効電流成分（ｄ軸電流）を作り、内部回路のＶｓで有効電流成分（ｑ軸電流）を作り、それぞれ（ｄ軸電流、ｑ軸電流）を入力して２軸３相変換を行っている。 (Current control)
FIG. 4 is a block diagram showing a control configuration of the current control unit 14 shown in FIG. That is, FIG. 4 shows in detail the configuration of the functional blocks inside the current control unit 14, and is configured to include PI (Proportional-Integral) control units 14a and 14b and a dq / UVW conversion unit 14c. . Since the dq / UVW converter 14c does not have a detection signal from the AC power supply 1, it generates a reactive current component (d-axis current) at V0 of the internal circuit, and an effective current component (q-axis current) at Vs of the internal circuit. ) And input (d-axis current, q-axis current) respectively to perform 2-axis 3-phase conversion.

図４に示すように、高調波分離部１２によって算出された高調波成分（ｉＬh_Ｕ，ｉＬh_Ｖ）と、アクティブフィルタ電流検出部７で検出されたアクティブフィルタ電流（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）との電流誤差を、それぞれ、ＰＩ（比例積分）制御部１４ａ、１４ｂに入力し、インバータ回路４から出力される交流電流（アクティブフィルタ電流（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ））を制御するためのＵ相、Ｖ相の電圧指令（ΔＶ_Ｕ ^＊，ΔＶ_Ｖ ^＊）を作成する。 As shown in FIG. 4, the harmonic component (iLh _U , iLh _V ) calculated by the harmonic separation unit 12 and the active filter current (i _U , i _V ) detected by the active filter current detection unit 7 A current error is input to each of PI (proportional integration) control units 14a and 14b, and a U phase V for controlling an AC current (active filter current (i _U , i _V )) output from the inverter circuit 4. Create phase voltage commands (ΔV _U ^* , ΔV _V ^* ).

また、ｄｑ／ＵＶＷ変換部１４ｃは、電源位相検出部１５から入力した電源位相（θｓ）を用いて、三相の交流電源電圧信号（Ｖ_Ｓ＿Ｕ，Ｖ_Ｓ＿Ｖ）を算出する。そして、三相の交流電源電圧信号（Ｖ_Ｓ＿Ｕ，Ｖ_Ｓ＿Ｖ）と、ＰＩ制御部１４ａ、１４ｂから出力された電圧指令（ΔＶｕ＊、ΔＶｖ＊）とを加算して、三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を算出し、これらの三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を変調率演算部１６へ入力する。 Further, the dq / UVW conversion unit 14 c calculates a three-phase AC power supply voltage signal (V _{S_U} , V _{S_V} ) using the power supply phase (θs) input from the power supply phase detection unit 15. Then, the three-phase AC power supply voltage signals (V _{S_U} , V _{S_V} ) and the voltage commands (ΔVu *, ΔVv *) output from the PI control units 14a, 14b are added to obtain a three-phase voltage command value (V _{^{_{^{_{U *, V V *, V}}}}} W *) is calculated, these three-phase voltage values _{^{_{^{(V U *, V V *}}}} , V W *) to the input to the modulation factor computation unit 16.

（変調波の演算）
図５は、図２に示す変調率演算部１６の制御構成を示すブロック図である。図５に示すように、変調率演算部１６は、電流制御部１４から入力された三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）と直流電圧（Ｅｄ）とを用いて、三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）を算出する。すなわち、割算部１６ａ、１６ｂ、１６ｃは、それぞれ、入力された三相電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊）を、直流電圧半減部１６ｄで電源電圧（Ｅｄ）を半分にした１／２電源電圧（Ｅｄ／２）で割算し、Ｍ_Ｕ ^＊＝Ｖ_Ｕ ^＊／（Ｅｄ／２）、Ｍ_Ｖ ^＊＝Ｖ_Ｖ ^＊／（Ｅｄ／２）、Ｍ_Ｗ ^＊＝Ｖ_Ｗ ^＊／（Ｅｄ／２）をそれぞれ求め、三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）をＰＷＭ制御部１７へ出力する。 (Calculation of modulation wave)
FIG. 5 is a block diagram showing a control configuration of the modulation factor calculation unit 16 shown in FIG. As shown in FIG. 5, the modulation factor calculator 16 uses the three-phase voltage command values (V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* ) and the DC voltage (Ed) input from the current controller 14. The three-phase modulated wave (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ) is calculated. That is, each of the division units 16a, 16b, and 16c halves the input three-phase voltage command value (V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* ) and halves the power supply voltage (Ed) by the DC voltage half unit 16d. Divided by the half power supply voltage (Ed / 2), M _U ^* = V _U ^* / (Ed / 2), M _V ^* = V _V ^* / (Ed / 2), M _W ^* = V _W ^* / (Ed / 2) is obtained, and three-phase modulated waves (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ) are output to the PWM control unit 17.

（直流電圧指令調整）
図６は、図２に示す直流電圧指令調整部１８の制御構成を示すブロック図である。直流電圧指令調整部１８においては、振幅演算部１８aが、入力された三相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊，Ｍ_Ｖ ^＊，Ｍ_Ｗ ^＊）を用いて変調波振幅値（Ｍ１）を算出する。そして、振幅演算部１８aで算出された変調波振幅値（Ｍ１）と変調波振幅指令値（Ｍ１_ref）との偏差がＰＩ制御部１８ｂに入力され、直流電圧指令値の調整量（ΔＥｄ_ref）が算出される。ここで、変調波振幅指令値（Ｍ１_ref）は事前に設定した定数である。なお、変調波振幅指令値（Ｍ１_ref）は、ＰＷＭ制御部１７によるＰＷＭ制御の線形変調領域を超えないように、およそ０．９〜１．２（好ましくは、約０．９５〜１．１５）の範囲で、高調波電流残留率目標値とＰＷＭ変調方式とによって適宜に調整する。 (DC voltage command adjustment)
FIG. 6 is a block diagram showing a control configuration of DC voltage command adjusting unit 18 shown in FIG. In the DC voltage command adjusting unit 18, the amplitude calculating unit 18a calculates the modulation wave amplitude value (M1) using the input three-phase modulation wave (M _U ^* , M _V ^* , M _W ^* ). The deviation between the modulation wave amplitude value (M1) calculated by the amplitude calculation unit 18a and the modulation wave amplitude command value (M1_ref) is input to the PI control unit 18b, and the adjustment amount (ΔEd_ref) of the DC voltage command value is calculated. Is done. Here, the modulation wave amplitude command value (M1_ref) is a constant set in advance. The modulation wave amplitude command value (M1_ref) is about 0.9 to 1.2 (preferably about 0.95 to 1.15) so as not to exceed the linear modulation region of the PWM control by the PWM control unit 17. In this range, the harmonic current residual rate target value and the PWM modulation method are appropriately adjusted.

＜高調波電流の抑制効果＞
図７は、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタにおける交流電圧変動と直流電圧の調整結果の一例を示す各部波形であり、（ａ）はＵ相電圧（Ｖ_Ｕ）、（ｂ）はＵ相負荷電流（ｉＬ_Ｕ）、（ｃ）は変調波振幅値（Ｍ１）、（ｄ）は直流電圧（Ｅｄ）、（ｅ）はＵ相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊）を示す。なお、各波形の縦軸は、（ａ）が電圧レベル、（ｂ）が電流レベル、（ｃ）が振幅レベル、（ｄ）が電圧レベル、（ｅ）が振幅レベルを示している。横軸はいずれも時間軸である。 <Harmonic current suppression effect>
FIG. 7 is a waveform of each part showing an example of the adjustment result of the AC voltage fluctuation and the DC voltage in the active filter according to the first embodiment of the present invention, where (a) shows the U-phase voltage (V _U ) and (b) shows U-phase load current (iL _U ), (c) shows the modulation wave amplitude value (M1), (d) shows the DC voltage (Ed), and (e) shows the U-phase modulation wave (M _U ^* ). The vertical axis of each waveform shows (a) the voltage level, (b) the current level, (c) the amplitude level, (d) the voltage level, and (e) the amplitude level. The horizontal axis is the time axis.

すなわち、図７の（ａ）は交流電源１のＵ相の交流電圧（Ｖ_Ｕ）３０、（ｂ）は高調波電流補償後のＵ相の負荷電流（ｉＬ_Ｕ）３１、（ｃ）は三相変調波の振幅値（変調波振幅値）（Ｍ１）３２、（ｄ）は平滑コンデンサ５の両端の直流電圧（Ｅｄ）３３、（ｅ）はＵ相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊）３４の波形を示している。また、時間軸１ｓの時点で交流電源１のＵ相電圧（Ｖ_Ｕ）３０が１５％上昇している状態を示している。 7A shows the U-phase AC voltage (V _U ) 30 of the AC power supply 1, FIG. 7B shows the U-phase load current (iL _U ) 31 after harmonic current compensation, and FIG. The amplitude value of the phase modulation wave (modulation wave amplitude value) (M1) 32, (d) is the DC voltage (Ed) 33 across the smoothing capacitor 5, and (e) is the waveform of the U phase modulation wave (M _U ^* ) 34. Is shown. Further, the U-phase voltage (V _U ) 30 of the AC power supply 1 is increased by 15% at the time axis 1s.

図７に示すように、時間軸の１ｓの時点で、交流電源１の電源電圧が上昇したときに、つまり、Ｕ相電圧（Ｖ_Ｕ）３０が上昇したときに、Ｕ相の負荷電流（ｉＬ_Ｕ）３１、変調波振幅値（Ｍ１）３２、直流電圧（Ｅｄ）３３、及びＵ相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊）３４がそれぞれ上昇している。そして、時間軸１ｓ以降において、変調波振幅値（Ｍ１）３２の波形は一時上昇するが、前述した直流電圧指令調整の動作により（直流電圧指令調整部１８による直流電圧指令値の調整量（ΔＥｄ_ref）により）、直流電圧（Ｅｄ）が徐々に上昇している。その結果、時間軸１．２ｓ以降は、変調波振幅値（Ｍ１）３２は設定した指令値（約１．０５）に戻している。
これにより、Ｕ相変調波（Ｍ_Ｕ ^＊）３４には、±１．０を超えるような過変調が生じないことが確認できる。要するに、交流電圧が変動しても、変調波は過変調とはならず、高調波電流の変動は適切に抑制される。 As shown in FIG. 7, when the power supply voltage of the AC power supply 1 rises at 1 s on the time axis, that is, when the U-phase voltage (V _U ) 30 rises, the U-phase load current (iL _{U 1} ), modulated wave amplitude value (M 1) 32, DC voltage (Ed) 33, and U phase modulated wave (M _U ^* ) 34 are increased. Then, after the time axis 1 s, the waveform of the modulation wave amplitude value (M1) 32 temporarily rises, but by the above-described operation of the DC voltage command adjustment (the amount of adjustment of the DC voltage command value by the DC voltage command adjustment unit 18 (ΔEd_ref )), The DC voltage (Ed) gradually increases. As a result, the modulated wave amplitude value (M1) 32 returns to the set command value (about 1.05) after the time axis 1.2s.
Accordingly, it can be confirmed that the U-phase modulated wave (M _U ^* ) 34 is not overmodulated exceeding ± 1.0. In short, even if the AC voltage fluctuates, the modulated wave does not become overmodulated, and the fluctuation of the harmonic current is appropriately suppressed.

以上説明したように、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０によれば、交流電圧や負荷を含む外乱の変動によって高調波電流が生じた場合に、制御装置６の変調波情報（変調率情報）を用いて、この高調波電流を抑制するように直流電圧Ｅｄのレベルを調整するため、外乱の変動にかかわらず交流電源系統に流れる高調波電流を適切に抑制することができる。また、インバータ回路４における半導体スイッチング素子の損失低減及び電流リップルの低減を図ることができる。さらに、交流電源系統の交流電圧を検出するためのトランスや交流電圧検出部を要しないため、簡素な構成で小型かつ低コストのアクティブフィルタ２０を得ることができる。 As described above, according to the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, when a harmonic current is generated due to a change in disturbance including an AC voltage or a load, the modulation wave information (modulation) of the control device 6 is modulated. Since the level of the DC voltage Ed is adjusted so as to suppress this harmonic current using the rate information), the harmonic current flowing through the AC power supply system can be appropriately suppressed regardless of fluctuations in disturbance. Further, it is possible to reduce the loss of the semiconductor switching element and the current ripple in the inverter circuit 4. Furthermore, since no transformer or AC voltage detection unit for detecting the AC voltage of the AC power supply system is required, a small and low cost active filter 20 can be obtained with a simple configuration.

また、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０では、制御装置（制御手段）６は、制御装置６の変調波情報（変調率情報）から変調波振幅値を算出し、算出された変調波振幅値とあらかじめ設定された変調波振幅指令値との差分から、直流電圧Ｅｄのレベルを調整するための直流電圧指令値の調整量を演算する直流電圧指令調整手段を備える。
本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０によれば、直流電圧指令調整手段は、前記算出された変調波振幅値とあらかじめ設定された変調波振幅指令値との差分から、直流電圧Ｅｄのレベルを調整するための直流電圧指令値の調整量を演算するため、高調波電流の抑制効果を一層高めることができる。 In the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the control device (control means) 6 calculates the modulation wave amplitude value from the modulation wave information (modulation rate information) of the control device 6, and calculates the calculated modulation. DC voltage command adjusting means for calculating an adjustment amount of the DC voltage command value for adjusting the level of the DC voltage Ed from the difference between the wave amplitude value and the preset modulation wave amplitude command value is provided.
According to the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the direct-current voltage command adjusting means calculates the direct-current voltage Ed from the difference between the calculated modulated wave amplitude value and a preset modulated wave amplitude command value. Since the adjustment amount of the DC voltage command value for adjusting the level is calculated, the effect of suppressing the harmonic current can be further enhanced.

また、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０では、前記変調波振幅指令値は、インバータ回路４の線形変調領域を超えないように、あらかじめ、０．９〜１．２の範囲、好ましくは０．９５〜１．１５の範囲に設定されている。
本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０によれば、高調波電流の抑制効果をより一層高めることができる。 In the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the modulation wave amplitude command value is preferably in a range of 0.9 to 1.2 in advance so as not to exceed the linear modulation region of the inverter circuit 4. Is set in the range of 0.95 to 1.15.
According to the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the effect of suppressing the harmonic current can be further enhanced.

また、本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０では、前記直流電圧指令調整手段は、比例積分制御を用いて、前記変調波振幅値と前記変調波振幅指令値との差分を処理し、前記直流電圧指令値の調整量を求める構成を採用してもよい。
本発明の第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０によれば、高調波電流の抑制効果を高めることができる。 Further, in the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the DC voltage command adjustment means processes the difference between the modulated wave amplitude value and the modulated wave amplitude command value using proportional-integral control, You may employ | adopt the structure which calculates | requires the adjustment amount of the said DC voltage command value.
According to the active filter 20 according to the first embodiment of the present invention, the effect of suppressing the harmonic current can be enhanced.

《第２実施形態》
（モータ駆動装置）
図８は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。
第２実施形態に係るモータ駆動装置１００は、図８に示すように、主に、アクティブフィルタ２０及びモータ駆動回路１０１を備えて構成されている。アクティブフィルタ２０は、図１と同じ回路構成であり、かつ、交流電源１に並列接続された構成となっている。また、アクティブフィルタ２０の制御方法も第１実施形態と同じである。そのため、アクティブフィルタ２０の詳細な説明は省略する。
モータ駆動回路１０１は、整流回路１０２及びインバータ１０３を備えて構成される。モータ駆動回路１０１は、モータ１０４を駆動するための電源手段として機能する。 << Second Embodiment >>
(Motor drive device)
FIG. 8 is a configuration diagram of a motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 8, the motor drive device 100 according to the second embodiment mainly includes an active filter 20 and a motor drive circuit 101. The active filter 20 has the same circuit configuration as that of FIG. 1 and is connected to the AC power source 1 in parallel. Further, the control method of the active filter 20 is the same as that in the first embodiment. Therefore, detailed description of the active filter 20 is omitted.
The motor drive circuit 101 includes a rectifier circuit 102 and an inverter 103. The motor drive circuit 101 functions as a power supply unit for driving the motor 104.

アクティブフィルタ２０は、負荷電流検出部１０によってモータ駆動回路１０１の入力電流（Ｕ相の負荷電流（ｉＬ_Ｕ）とＶ相の負荷電流（ｉＬ_Ｖ））を検出し、逆相の高調波電流（補償電流）を生成して交流電源１側へ出力する。これによって、交流電源１に流れる交流電流の高調波成分を電源高調波規制値以下に抑制することができる。
このような高調波電流の抑制は、制御装置６が、Ｕ相、Ｖ相の負荷電流（ｉＬ_Ｕ，ｉＬ_Ｖ）と、Ｕ相、Ｖ相のアクティブフィルタ電流（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ）と、各相の差分電圧（Ｐ_ＵＶ，Ｐ_ＶＷ）と、平滑コンデンサ５の両端の直流電圧（Ｅｄ）とを入力し、第１実施形態で述べたような制御を行うことによって実現される。 The active filter 20 detects the input current (the U-phase load current (iL _U ) and the V-phase load current (iL _V )) of the motor drive circuit 101 by the load current detection unit 10, and the anti-phase harmonic current ( Compensation current) is generated and output to the AC power source 1 side. Thereby, the harmonic component of the alternating current flowing through the AC power supply 1 can be suppressed to a power supply harmonic regulation value or less.
In order to suppress such harmonic currents, the control device 6 is configured such that the U-phase and V-phase load currents (iL _U and iL _V ), the U-phase and V-phase active filter currents (i _U and i _V ), This is realized by inputting the differential voltage (P _UV , P _VW ) of each phase and the DC voltage (Ed) across the smoothing capacitor 5 and performing the control as described in the first embodiment.

第２実施形態に係るモータ駆動装置１００によれば、第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０が奏する作用効果に加えて、簡素な構成で小型かつ低コストのモータ駆動装置１００を得ることができる。 According to the motor drive device 100 according to the second embodiment, in addition to the operational effects exhibited by the active filter 20 according to the first embodiment, a small and low-cost motor drive device 100 can be obtained with a simple configuration.

《第３実施形態》
（圧縮機のモータ駆動装置）
図９は、第３実施形態に係る圧縮機２０５のモータ駆動装置１００の構成図である。第３実施形態に係る圧縮機２０５のモータ駆動装置１００は、第２実施形態に係るモータ駆動装置１００と共通の構成である。図９では、圧縮機２０５の詳細な構造は図示されていない。
圧縮機２０５としては、例えば、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機などを適宜採用すればよい。圧縮機２０５の内部には、圧縮機構部（図示せず）が設けられている。この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８によって駆動される。圧縮機構部は、例えば、スクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとによって構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成される。 << Third Embodiment >>
(Compressor motor drive)
FIG. 9 is a configuration diagram of the motor driving device 100 of the compressor 205 according to the third embodiment. The motor driving device 100 of the compressor 205 according to the third embodiment has the same configuration as the motor driving device 100 according to the second embodiment. In FIG. 9, the detailed structure of the compressor 205 is not shown.
As the compressor 205, for example, a rotary compressor, a scroll compressor, or the like may be adopted as appropriate. A compression mechanism (not shown) is provided inside the compressor 205. This compression mechanism is driven by a compressor motor 208. For example, in the case of a scroll compressor, the compression mechanism unit includes a fixed scroll and a turning scroll, and the turning scroll performs a turning motion with respect to the fixed scroll, thereby forming a compression chamber between the scrolls.

圧縮機２０５は、その内部に、例えば永久磁石同期モータからなる圧縮機用モータ２０８を有する。この圧縮機２０５は、第２実施形態のモータ駆動装置１００を用いて圧縮機用モータ２０８を駆動することで駆動される。モータ駆動装置１００は、図９に示すように、アクティブフィルタ２０及びモータ駆動回路１０１を備えて構成されている。モータ駆動回路１０１は、整流回路１０２及びインバータ１０３を備えて構成される。 The compressor 205 has a compressor motor 208 formed of, for example, a permanent magnet synchronous motor. The compressor 205 is driven by driving a compressor motor 208 using the motor drive device 100 of the second embodiment. As shown in FIG. 9, the motor drive device 100 includes an active filter 20 and a motor drive circuit 101. The motor drive circuit 101 includes a rectifier circuit 102 and an inverter 103.

第３実施形態に係る圧縮機２０５のモータ駆動装置１００によれば、圧縮機２０５は、第２実施形態に係るモータ駆動装置１００を用いて駆動されるため、第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０が奏する作用効果、及び、第２実施形態に係るモータ駆動装置１００が奏する作用効果に加えて、圧縮機２０５に流れる交流電流（負荷電流）の高調波電流成分を電源高調波規制値以下に抑制することができる。 According to the motor drive device 100 of the compressor 205 according to the third embodiment, since the compressor 205 is driven using the motor drive device 100 according to the second embodiment, the active filter 20 according to the first embodiment. In addition to the operational effects exhibited by the motor drive device 100 according to the second embodiment, the harmonic current component of the alternating current (load current) flowing through the compressor 205 is suppressed to a power harmonic regulation value or less. can do.

《第４実施形態》
（冷凍装置）
図１０は、本発明の第４実施形態に係る冷凍装置の構成図である。空気調和機や冷凍機などの冷凍装置２００は空気温度を調和する装置であり、室外機２０９と室内機２１０とが冷媒配管２０６により接続された構成となっている。
室内機２１０は、冷媒と空気間の熱交換を行う室内熱交換器２０１と、この室内熱交換器２０１に空気を送風する室内ファン２０３と、を備える。
室外機２０９は、冷媒と空気間の熱交換を行う室外熱交換器２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５と、を備える。 << 4th Embodiment >>
(Refrigeration equipment)
FIG. 10 is a configuration diagram of a refrigeration apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. The refrigeration apparatus 200 such as an air conditioner or a refrigerator is an apparatus that harmonizes the air temperature, and has a configuration in which an outdoor unit 209 and an indoor unit 210 are connected by a refrigerant pipe 206.
The indoor unit 210 includes an indoor heat exchanger 201 that performs heat exchange between the refrigerant and air, and an indoor fan 203 that blows air to the indoor heat exchanger 201.
The outdoor unit 209 includes an outdoor heat exchanger 202 that performs heat exchange between the refrigerant and air, an outdoor fan 204 that blows air to the outdoor heat exchanger 202, and a compressor 205 that compresses and circulates the refrigerant. Prepare.

圧縮機２０５としては、第３実施形態に係る圧縮機２０５を適用する。この圧縮機２０５は、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部（図示せず）と圧縮機用モータ２０８を備える。圧縮機用モータ２０８は、図８に示す第２実施形態のモータ駆動装置１００によって駆動される。これにより、モータ駆動装置１００に流れる交流電流（負荷電流）の高調波成分を電源高調波規制値以下に抑制することができる。
第４実施形態に係る冷凍装置２００によれば、第１実施形態に係るアクティブフィルタ２０が奏する作用効果、第２実施形態に係るモータ駆動装置１００が奏する作用効果、及び、第３実施形態に係る圧縮機２０５のモータ駆動装置１００が奏する作用効果に加えて、優れた商品性を有する冷凍装置２００を得ることができる。 As the compressor 205, the compressor 205 according to the third embodiment is applied. The compressor 205 employs a rotary compressor, a scroll compressor, and the like, and includes a compression mechanism (not shown) and a compressor motor 208 inside. The compressor motor 208 is driven by the motor drive device 100 of the second embodiment shown in FIG. Thereby, the harmonic component of the alternating current (load current) flowing through the motor drive device 100 can be suppressed to a power supply harmonic regulation value or less.
According to the refrigeration apparatus 200 according to the fourth embodiment, the operational effects achieved by the active filter 20 according to the first embodiment, the operational effects achieved by the motor drive apparatus 100 according to the second embodiment, and the third embodiment. In addition to the operational effects exhibited by the motor driving device 100 of the compressor 205, the refrigeration apparatus 200 having excellent merchantability can be obtained.

〔その他の実施形態〕
以上説明した本発明に係るアクティブフィルタ、及びそれを用いたモータ駆動装置、圧縮機のモータ駆動装置、並びに冷凍装置の各実施形態は、本発明の具現化の例を示したものである。したがって、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。 [Other Embodiments]
Each of the embodiments of the active filter according to the present invention described above, the motor drive device using the active filter, the motor drive device of the compressor, and the refrigeration device is an example of the realization of the present invention. Therefore, the technical scope of the present invention should not be limitedly interpreted by these. This is because the present invention can be implemented in various forms without departing from the gist or main features thereof.

本発明に係るアクティブフィルタを、交流電源で駆動される各種の機器（冷凍装置、モータ駆動装置など）に適用することにより、高調波電流対策を行うことができる。 By applying the active filter according to the present invention to various devices (such as a refrigeration apparatus and a motor driving apparatus) driven by an AC power supply, it is possible to take measures against harmonic currents.

１交流電源
２ノイズフィルタ
３リアクトル
４インバータ回路
５平滑コンデンサ
６制御装置（制御手段）
７アクティブフィルタ電流検出部
８直流電圧検出回路
９コンパレータ
１０負荷電流検出部
１１負荷
１２高調波分離部
１２ａＵＶＷ／ｄｑ変換部
１２ｂローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１２ｃｄｑ／ＵＶＷ変換部
１３電圧制御部
１４電流制御部
１４ａ、１４ｂ比例積分（ＰＩ）制御部
１４ｃｄｑ／ＵＶＷ変換部
１５電源位相検出部
１６変調率演算部
１６ａ、１６ｂ、１６ｃ割算部
１６ｄ直流電圧半減部
１７ＰＷＭ制御部
１８直流電圧指令調整部（直流電圧指令調整手段）
１８ａ振幅演算部
１８ｂＰＩ制御部
２０アクティブフィルタ
３０Ｕ相電圧（Ｖｕ）
３１Ｕ相負荷電流（ｉＬｕ）
３２変調波振幅値（Ｍ１）
３３直流電圧（Ｅｄ）
３４Ｕ相変調波（Ｍｕ＊）
１００モータ駆動装置
１０１モータ駆動回路
１０２整流回路
１０３インバータ
１０４モータ
２００冷凍装置
２０１室内熱交換器
２０２室外熱交換器
２０３室内ファン
２０４室外ファン
２０５圧縮機
２０６配管
２０８圧縮機用モータ
２０９室外機
２１０室内機 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Noise filter 3 Reactor 4 Inverter circuit 5 Smoothing capacitor 6 Control apparatus (control means)
7 Active filter current detection unit 8 DC voltage detection circuit 9 Comparator 10 Load current detection unit 11 Load 12 Harmonic separation unit 12a UVW / dq conversion unit 12b Low pass filter (LPF)
12c dq / UVW conversion unit 13 Voltage control unit 14 Current control unit 14a, 14b Proportional integral (PI) control unit 14c dq / UVW conversion unit 15 Power supply phase detection unit 16 Modulation rate calculation unit 16a, 16b, 16c Division unit 16d DC Voltage halving unit 17 PWM control unit 18 DC voltage command adjustment unit (DC voltage command adjustment means)
18a Amplitude calculation unit 18b PI control unit 20 Active filter 30 U-phase voltage (Vu)
31 U-phase load current (iLu)
32 Modulation wave amplitude value (M1)
33 DC voltage (Ed)
34 U-phase modulated wave (Mu *)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Motor drive device 101 Motor drive circuit 102 Rectifier circuit 103 Inverter 104 Motor 200 Refrigeration device 201 Indoor heat exchanger 202 Outdoor heat exchanger 203 Indoor fan 204 Outdoor fan 205 Compressor 206 Piping 208 Compressor motor 209 Outdoor unit 210 Indoor unit

Claims

An active filter that is connected in parallel to a multiphase AC power supply that supplies power to a load and generates a compensation current for suppressing harmonic currents included in the load current flowing through the load,
An inverter circuit connected in parallel to the AC power source and having an AC / DC conversion mode and a DC / AC conversion mode;
A smoothing capacitor connected between the positive and negative electrodes on the DC side of the inverter circuit;
The control signal of the inverter circuit is generated based on a predetermined modulation wave, and the detected value of the DC voltage of the smoothing capacitor is adjusted based on the amplitude of the modulated wave, and the detected value of the DC voltage and the adjusted value are adjusted. Control means for adjusting the DC voltage of the smoothing capacitor based on the detected value of the DC voltage ;
An active filter comprising:

The control means includes
A modulation wave amplitude value is calculated from the modulation wave, and an adjustment amount of a DC voltage command value for adjusting the DC voltage is calculated from a difference between the calculated modulation wave amplitude value and a preset modulation wave amplitude command value. 2. The active filter according to claim 1, further comprising a DC voltage command adjusting means for calculating.

The modulated wave amplitude command value is:
The active filter according to claim 2, wherein the active filter is set in a range of 0.9 to 1.2 so as not to exceed a linear modulation region of the inverter circuit.

The DC voltage command adjusting means is
3. The active filter according to claim 2, wherein a difference between the modulated wave amplitude value and the modulated wave amplitude command value is processed using proportional integral control to obtain an adjustment amount of the DC voltage command value.

A motor drive circuit for receiving a power from an AC power source and driving the motor with a rectifier circuit for AC / DC conversion and an inverter for DC / AC conversion;
An active filter that is connected in parallel to the motor drive circuit and generates a compensation current for suppressing harmonics included in the input current of the motor drive circuit,
The motor drive device according to claim 1, wherein the active filter is the active filter according to claim 1.

A compressor motor driving device including a compression mechanism unit that compresses a refrigerant, and a compressor motor that drives the compression mechanism unit,
The compressor motor is driven by the motor driving device,
The motor drive device according to claim 5, wherein the motor drive device is a motor drive device according to claim 5.

A compressor having a compression mechanism that compresses the refrigerant, and a compressor motor that drives the compression mechanism; and
An outdoor heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the air;
An outdoor fan for blowing air to the outdoor heat exchanger;
A motor drive device for driving the compressor motor,
The said motor drive device is a motor drive device of Claim 5, The freezing apparatus characterized by the above-mentioned.