JP6110093B2 - インバータ装置、および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置、および制御方法に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図９は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して、電力系統Ｂに供給するものである。インバータ回路２は、制御回路３００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子（図示しない）のスイッチングを行うことで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。制御回路３００は、インバータ回路２を制御するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。制御回路３００は、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電圧が所定の電圧になるように制御している。すなわち、直流電圧センサ６が検出した直流電圧ｅを目標値ｅ^*に一致させるように、直流電圧制御部３１がフィードバック制御を行っている。また、制御回路３００は、インバータ回路２から出力される電流が所定の電流になるように制御している。すなわち、電流センサ４が検出した電流ｉを目標値に一致させるように、電流制御部３８がフィードバック制御を行っている。当該目標値には、直流電圧制御部３１が出力する補償値が用いられている。

電力系統Ｂで瞬時電圧低下（以下では、「瞬低」とする。）が発生した場合、系統電圧とインバータ回路２の出力電圧との電圧差や位相差の拡大により、インバータ回路２の出力電流が急上昇する。出力電流が所定の電流値を超えた場合、保護機構により過電流と判断されて、インバータ回路２の運転が停止される。また、系統連系インバータシステムＡ１００では、直流電源１の電力−電圧特性（図２参照）を利用して、最大電力点追従（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Tracking）制御が行われている。ＭＰＰＴ制御は、出力電力が最大になるように出力電圧を制御するものである。瞬低により系統電圧が低下しても、ＭＰＰＴ制御が行われるので、インバータ回路２の入力電力は低下せず、インバータ回路２の場合の出力電流が大きくなる。この場合も、出力電流が所定の電流値を超えると過電流と判断されて、インバータ回路２の運転が停止される。

インバータ回路２が停止して系統連系インバータシステムＡ１００が電力系統Ｂから解列すると、電力系統Ｂに供給される電力が低下することで、電力系統Ｂに連系している他の分散形電源の解列も引き起こす場合がある。これを防ぐために、過電流の発生を抑制するための方法が開発されている。例えば、インバータ回路２の出力電流が所定の値を超えた場合にパルスバイパルス過電流制御を行い、系統電圧に応じて直流電源１の出力電流を制限する方法がある（特許文献１参照）。また、電流制御部３８の制御ゲインを高くして電流制御を高速化し、出力電流の上昇を抑制する方法もある。

特開２００８−２２８４９４号公報

パルスバイパルス過電流制御や電流制御の高速化で過電流を抑制した場合、インバータ回路２の出力電流が抑制されるので、インバータ回路２の出力電力Ｐoutが小さくなる。そうすると、直流電源１の出力電圧が大きくなって出力電力が小さくなる（図２参照）ので、インバータ回路２の入力電力Ｐinが減少して、出力電力Ｐoutと釣り合う状態になる。また、系統電圧に応じて直流電源１の出力電流を制限する場合も、入力電力Ｐinを減少させて、出力電力Ｐoutと釣り合う状態にするものである。

その後、瞬低から回復して、系統電圧が復帰した場合、出力電力Ｐoutが回復する。しかし、出力電力Ｐoutの回復が遅れると、電力系統Ｂに供給される電力が回復されず、電力系統Ｂに連系している他の分散形電源の解列を引き起こす場合がある。これを回避するために、系統連系インバータシステムＡ１００の電圧低下耐量を規定する要件が、ＦＲＴ（Fault Ride Through）要件として、世界的に規定され始めている。現在、日本でのＦＲＴ要件は、暫定の要件であるが、電圧復帰後０．１秒以内に電圧低下前の８０％以上に出力を回復させることが規定されている。

瞬低から回復して系統電圧が復帰すると、出力電力Ｐoutの増加に応じて、直流電源１の出力電圧が小さくなって出力電力が大きくなる（図２参照）ので、入力電力Ｐinが増加して、出力電力Ｐoutと釣り合う状態になる。しかし、瞬低中も直流電圧制御部３１が制御を行っており、電流の目標値が変化しているので、インバータ回路２の出力電流は変化している。瞬低から回復したときに当該出力電流が瞬低前の出力電流より小さかった場合、出力電力Ｐoutは瞬低前より小さくなる。この場合、ＭＰＰＴ制御によって入力電力Ｐinが増加することで、出力電力Ｐoutが増加し、瞬低前のレベルに戻る。しかし、ＭＰＰＴ制御は直流電圧目標値ｅ^*を増減させて最大電力点を探索するものなので、入力電力Ｐinの増加に時間がかかる。したがって、出力電力Ｐoutが瞬低前の８０％に達するまでに０．１秒を経過する場合があり、ＦＲＴ要件を満たせなくなる。

一方、瞬低から回復したときにインバータ回路２の出力電流が瞬低前の出力電流より大きかった場合、出力電力Ｐoutは瞬低前より大きくなる。しかし、入力電力Ｐinは瞬低前より大きくならないので、入力電力Ｐinが不足して、インバータ回路２が停止される場合がある。

本発明は上述した事情のもとで考え出されたものであって、瞬低から回復したときに、出力電力Ｐoutを瞬低前のレベルに高速に復帰させることができる、インバータ回路の制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、太陽電池が出力する直流電力を直接入力され、交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備えているインバータ装置であって、前記制御回路は、前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する直流電圧制御手段と、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償値を生成する電流制御手段と、前記電流制御手段の電流目標値として、前記直流電圧補償値を用いる第１の状態と、固定値を用いる第２の状態とを切り替える切替手段とを備え、前記切替手段は、前記電力系統で瞬時電圧低下が発生した場合に、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替え、前記直流電圧制御手段は、前記第２の状態においては、前記インバータ回路の入力電圧の制御を行わないことを特徴とする。

本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置は、太陽電池が出力する直流電圧を昇降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備えているインバータ装置であって、前記制御回路は、前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する直流電圧制御手段と、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償値を生成する電流制御手段と、 前記電流制御手段の電流目標値として、前記直流電圧補償値を用いる第１の状態と、固定値を用いる第２の状態とを切り替える切替手段とを備え、前記切替手段は、前記電力系統で瞬時電圧低下が発生した場合に、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替え、前記制御回路は、前記切替手段によって第２の状態に切り替えられている間、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧比を固定することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記切替手段は、前記直流電圧制御手段から入力される前記直流電圧補償値を前記電流目標値として前記電流制御手段に出力することで前記第１の状態とし、前記固定値を前記電流目標値として前記電流制御手段に出力することで前記第２の状態とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記切替手段は、前記インバータ回路の入力電圧とその目標値との偏差を前記直流電圧制御手段に出力することで前記第１の状態とし、ゼロを前記直流電圧制御手段に出力することで前記第２の状態とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記固定値は、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替えた時の前記直流電圧補償値である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記切替手段は、瞬時電圧低下から回復した後に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記切替手段は、前記インバータ回路の入力電圧が所定値以下になった場合に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記切替手段は、前記瞬時電圧低下から回復したときから所定時間経過後に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える。

本発明の第３の側面によって提供される制御方法は、太陽電池が出力する直流電力を直接入力され、交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路を制御する制御方法であって、前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する第１の工程と、前記電力系統で瞬時電圧低下が発生したことを検出する第２の工程と、前記第２の工程で発生したことが検出されるまでの第１の状態では、前記直流電圧補償値を電流目標値として電流補償値を生成し、前記第２の工程で発生したことが検出された後の第２の状態では、前記直流電圧補償値に代えて固定値を前記電流目標値として前記電流補償値を生成する第３の工程とを備え、前記第２の状態においては、前記インバータ回路の入力電圧の制御を行わないことを特徴とする。

本発明によると、第１の状態においては、直流電圧補償値を電流目標値として出力電流が制御されるので、インバータ回路の入力電圧に応じて出力電流が変化する。一方、第２の状態においては、固定値を電流目標値として出力電流が制御されるので、出力電流が一定に保たれる。瞬低からの回復時に第２の状態になっていると、出力電流は変化せず、出力電圧は大きくなるので、出力電力をすぐに大きくすることができる。また、瞬低が発生した時に第１の状態から第２の状態に切り替え、このときの直流電圧補償値を固定値として用いる場合、瞬低から回復したときに、出力電力を瞬低前のレベルに高速に復帰させることができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る制御回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。 太陽電池の電力−電圧特性を説明するための図である。 第１実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 切替部が行う切替処理を説明するためのフローチャートである。 瞬低が発生した時のインバータ回路の入力電力および出力電力の状態を説明するためのタイムチャートである。 第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 第３実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するための図である。 第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る制御回路を系統連系インバータシステムに用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る制御回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。

系統連系インバータシステムＡは、分散形電源であり、直流電源１、インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、電圧センサ５、および直流電圧センサ６を備えている。系統連系インバータシステムＡは、三相の電力系統Ｂに連系している。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力をインバータ回路２によって交流電力に変換し、図示しない負荷に供給する。負荷には、電力系統Ｂからも電力が供給される。また、系統連系インバータシステムＡは、逆潮流ありのシステムであり、交流電力を電力系統Ｂにも供給する。なお、図示しないが、インバータ回路２の出力側には、交流電圧を昇圧（または降圧）するための変圧器が設けられている。インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、電圧センサ５、および直流電圧センサ６をまとめたものがインバータ装置であり、いわゆるパワーコンディショナと呼ばれるものである。

電力系統Ｂには瞬低検出装置Ｃが設けられていて、電力系統Ｂで瞬低が発生したことを検出し、検出信号を制御回路３に出力する。なお、系統連系インバータシステムＡが瞬低検出装置Ｃを備えるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。

図２は、太陽電池の電力−電圧特性を説明するための図である。

同図において、横軸は太陽電池の出力電圧であり、縦軸は太陽電池の出力電力である。同図に示すように、太陽電池の出力電力は、最大出力動作電圧Ｖpmのときに最大出力Ｐmaxになる。出力電圧が電圧Ｖpm以下の場合、出力電圧が上昇するに応じて出力電力も上昇し、出力電圧が低下するに応じて出力電力も低下する。一方、出力電圧が電圧Ｖpm以上の場合、出力電圧が上昇するに応じて出力電力は低下し、出力電圧が低下するに応じて出力電力は上昇する。開放電圧Ｖocは出力電力がゼロになる電圧であり、太陽電池の出力電圧は開放電圧Ｖocより大きくならない。直流電源１の電力−電圧特性も同様の特性になる。

図１に戻って、インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換して出力するものである。インバータ回路２は、図示しないＰＷＭ制御インバータとフィルタとを備えている。ＰＷＭ制御インバータは、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えた三相インバータであり、制御回路３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで直流電力を交流電力に変換する。フィルタは、スイッチングによる高周波成分を除去する。インバータ回路２の入力側の正極および負極は、直流電源１の正極および負極にそれぞれ接続されているので、インバータ回路２の入力電圧は直流電源１の出力電圧に一致する。

電流センサ４は、インバータ回路２の三相の出力電流の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電流センサ４は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w（３つの電流信号をまとめて「電流信号ｉ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。電圧センサ５は、インバータ回路２の三相の出力電圧の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電圧センサ５は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w（３つの電圧信号をまとめて「電圧信号ｖ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。

直流電圧センサ６は、インバータ回路２の入力電圧（すなわち、直流電源１の出力電圧）の瞬時値を検出するものである。直流電圧センサ６は、検出した瞬時値をディジタル変換して、直流電圧信号ｅとして制御回路３に出力する。直流電圧センサ６は、インバータ回路２の入力側の正極と負極との間に設けられた電解コンデンサ（図示しない）の端子間電圧を検出している。直流電圧制御を行っている間は直流電圧が一定の電圧に制御され、電解コンデンサに蓄えられる電力も一定になっているので、インバータ回路２に入力される電力は、直流電源１が出力する電力に一致する。

制御回路３は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路３は、電流センサ４より入力される電流信号ｉ、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖ、および、直流電圧センサ６より入力される直流電圧信号ｅに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

図３は、制御回路３の内部構成を説明するための機能ブロック図である。

制御回路３は、直流電圧制御部３１、切替部３２、無効電力算出部３４、無効電力制御部３５、切替部３６、電流制御部３８、および、ＰＷＭ信号生成部３９を備えている。なお、図示しないが、制御回路３には、直流電圧センサ６から入力される直流電圧信号ｅに基づいて過電圧を検出する過電圧検出部、電流センサ４から入力される電流信号ｉに基づいて過電流を検出する過電流検出部が備えられている。そして、過電圧または過電流が検出された場合に、ＰＷＭ信号生成部３９によるＰＷＭ信号の生成が停止され、系統連系インバータシステムＡと電力系統Ｂとの接続が遮断されることで、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｂから解列するようになっている。

直流電圧制御部３１は、インバータ回路２の入力電圧の制御を行うためのものである。直流電圧制御部３１は、直流電圧センサ６より出力される直流電圧信号ｅと直流電圧目標値ｅ^*との偏差Δｅ（＝ｅ^*−ｅ）を入力されて、当該偏差をゼロにするための直流電圧補償値を切替部３２に出力する。直流電圧制御部３１は、例えば、ＰＩ制御（比例積分制御）を行っている。

系統連系インバータシステムＡでは、直流電源１の電力−電圧特性（図２参照）を利用して、ＭＰＰＴ制御が行われている。本実施形態では、直流電圧目標値ｅ^*を微小変動させて直流電圧制御を行うことで、直流電源１の出力電圧を変化させ、直流電源１の出力電力がより大きくなるように直流電圧目標値ｅ^*を変更する。これにより、直流電圧目標値ｅ^*が最大出力動作電圧Ｖpmになり、直流電源１から出力される電力が最大になるようにしている。

切替部３２は、電流制御部３８が用いるｄ軸電流目標値を切り替えるものである。後述するように、電流制御部３８は、電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qに変換して制御を行う。ｄ軸電流目標値は、ｄ軸電流信号ｉ_dの目標値として用いられる。切替部３２は、直流電圧制御部３１から入力される直流電圧補償値と固定値とを切り替えて、ｄ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。切替部３２が直流電圧補償値をｄ軸電流目標値として出力する状態を「第１の状態」とする。また、切替部３２が固定値をｄ軸電流目標値として出力する状態を「第２の状態」とする。

切替部３２は、直流電圧制御部３１から入力される直流電圧補償値を記録するための記録部３３を備えている。第１の状態とする場合、切替部３２は、入力される直流電圧補償値を記録部３３に上書き記録し、当該上書きされた直流電圧補償値を出力する。これにより、直流電圧制御部３１から入力される直流電圧補償値が、ｄ軸電流目標値として電流制御部３８に出力される。一方、第２の状態とする場合、切替部３２は、入力される直流電圧補償値を記録部３３に上書き記録することなく、記録部３３に記録されている直流電圧補償値を出力する。これにより、固定値が、ｄ軸電流目標値として電流制御部３８に出力される。

切替部３２は、瞬低検出装置Ｃより入力される瞬低検出信号と直流電圧センサ６より入力される直流電圧信号ｅとに基づいて、第１の状態と第２の状態とを切り替える。切替部３２は、瞬低が発生するまでは第１の状態を継続しており、瞬低が発生した場合に第１の状態から第２の状態に切り替える。本実施形態では、瞬低検出信号を、電力系統Ｂで瞬低が発生した時にローレベルからハイレベルに切り替わり、瞬低から回復した時にハイレベルからローレベルに切り替わるパルス信号としている。したがって、切替部３２は、瞬低検出信号がローレベルからハイレベルに切り替わった時に、第１の状態から第２の状態に切り替えるようになっている。また、切替部３２は、瞬低から回復して、直流電源１の出力電圧が瞬低の発生直前のレベルに戻った時に、第２の状態から第１の状態に切り替える。すなわち、切替部３２は、瞬低検出信号がハイレベルからローレベルに切り替わった後、直流電圧信号ｅの値が閾値以下になった場合に、第２の状態から第１の状態に切り替える。本実施形態では、閾値を、瞬低の発生直前の直流電圧目標値に検出誤差を加えた値にしている。

図４は、切替部３２が行う切替処理を説明するためのフローチャートである。切替処理は、インバータ回路２が電力変換動作を行っている間、すなわち、制御回路３がＰＷＭ信号を出力している間、常に実行されている。

まず、瞬低が発生したか否かが判別される（Ｓ１）。具体的には、瞬低検出装置Ｃより入力される瞬低検出信号がローレベルからハイレベルに切り替わったか否かが判別される。瞬低が発生していない場合（Ｓ１：ＮＯ）、直流電圧制御部３１から直流電圧補償値が入力され（Ｓ２）、記録部３３に上書き記録される（Ｓ３）。そして、上書き記録された直流電圧補償値が電流制御部３８に出力されて（Ｓ４）、ステップＳ１に戻る。つまり、瞬低が発生する（Ｓ１：ＹＥＳ）まで、直流電圧制御部３１から入力される直流電圧補償値の出力（Ｓ２〜Ｓ４）が継続される（第１の状態）。

ステップＳ１において、瞬低が発生した場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、すなわち、瞬低検出信号がローレベルからハイレベルに切り替わった場合、瞬低が継続しているか否かが判別される（Ｓ５）。具体的には、瞬低検出信号がハイレベルであるか否かが判別される。瞬低が継続している場合（Ｓ５：ＹＥＳ）、記録部３３に記録されている直流電圧補償値が電流制御部３８に出力されて（Ｓ６）、ステップＳ５に戻る。ステップＳ５において、瞬低から回復した場合（Ｓ５：ＮＯ）、直流電圧センサ６より入力される直流電圧信号ｅの値が閾値以下であるか否かが判別される（Ｓ７）。閾値以下の場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、すなわち、瞬低前のレベルに戻った場合、ステップＳ２に進んで、第１の状態に戻る。一方、閾値より大きい場合（Ｓ７：ＮＯ）、すなわち、まだ瞬低前のレベルに戻っていない場合、ステップＳ６に進んで、ステップＳ５に戻る。すなわち、瞬低から回復して（Ｓ５：ＮＯ）、直流電圧信号ｅの値が瞬低前のレベルに戻る（Ｓ７：ＹＥＳ）まで、固定値の出力（Ｓ６）が継続される（第２の状態）。

なお、切替部３２が行う切替処理は、上述したものに限定されず、瞬低が発生した時に第１の状態から第２の状態に切り替え、瞬低の回復後、直流電源１の出力電圧が瞬低前のレベルに戻った時に、第２の状態から第１の状態に切り替えるものであればよい。例えば、第１の状態の間は直流電圧制御部３１から入力される直流電圧補償値をそのまま出力し、第１の状態から第２の状態に切り替える時に直流電圧補償値を記録部３３に記録し、第２の状態の間は記録部３３に記録された値を出力するようにしてもよい。

無効電力算出部３４は、インバータ回路２が出力する無効電力を算出するものである。無効電力算出部３４は、電流センサ４より入力される電流信号ｉと電圧センサ５より入力される電圧信号ｖとに基づいて、無効電力値Ｑを算出して出力する。

無効電力制御部３５は、インバータ回路２が出力する無効電力の制御を行うためのものである。無効電力制御部３５は、無効電力算出部３４より出力される無効電力値Ｑと無効電力目標値Ｑ^*との偏差ΔＱ（＝Ｑ^*−Ｑ）を入力されて、当該偏差をゼロにするための無効電力補償値を切替部３６に出力する。無効電力制御部３５は、例えば、ＰＩ制御を行っている。

切替部３６は、電流制御部３８が用いるｑ軸電流目標値を切り替えるものである。ｑ軸電流目標値は、ｑ軸電流信号ｉ_qの目標値として電流制御部３８で用いられる。切替部３６は、無効電力制御部３５から入力される無効電力補償値と固定値とを切り替えて、ｑ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。切替部３６は、切替部３２と同様の構成であり、無効電力制御部３５から入力される無効電力補償値を記録するための記録部３７を備えている。また、切替部３６は、切替部３２と同様に、図４に示す切替処理を行う。

つまり、切替部３６は、瞬低が発生する（Ｓ１：ＹＥＳ）までは、第１の状態として、無効電力制御部３５から入力される無効電力補償値をｑ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する（Ｓ２〜Ｓ４）。瞬低が発生した場合（Ｓ１：ＹＥＳ）は、瞬低から回復して（Ｓ５：ＮＯ）、直流電圧信号ｅの値が瞬低前のレベルに戻る（Ｓ７：ＹＥＳ）まで、第２の状態として、上書きされずに記録部３７に記録されている無効電力補償値をｑ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する（Ｓ６）。

なお、瞬低回復時のｑ軸電流目標値が瞬低前と異なっていたとしても、インバータ回路２の出力電流の無効成分が変化するだけで、出力電力Ｐoutにあまり影響を与えないので、ｑ軸電流目標値を固定値に切り替えないようにしてもよい。つまり、切替部３６を設けないようにしてもよい。

電流制御部３８は、インバータ回路２の出力電流の制御を行うためのものである。電流制御部３８は、電流センサ４より入力される三相の電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qに変換して制御を行い、補償信号ｘ_dおよびｘ_qを三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに変換して、ＰＷＭ信号生成部３９に出力する。

電流制御部３８は、まず、三相の電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを下記（１）式に示す三相二相変換（αβ変換）によって、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβに変換し、さらに、下記（２）式に示す回転座標変換（ｄｑ変換）によって、ｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qに変換する。

次に、電流制御部３８は、ｄ軸電流信号ｉ_dと切替部３２より入力されるｄ軸電流目標値との偏差に基づいてＰＩ制御を行って補償信号ｘ_dを生成し、ｑ軸電流信号ｉ_qと切替部３６より入力されるｑ軸電流目標値との偏差に基づいてＰＩ制御を行って補償信号ｘ_qを生成する。

そして、電流制御部３８は、補償信号ｘ_d, ｘ_qを下記（３）式に示す静止座標変換（逆ｄｑ変換）によって、補償信号ｘα, ｘβに変換し、さらに、下記（４）式に示す二相三相変換（逆αβ変換）によって、三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに変換する。

ＰＷＭ信号生成部３９は、ＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３９は、電流制御部３８より入力される三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに基づいて、インバータ回路２の各相の出力電圧の波形を指令するための指令信号を生成し、指令信号とキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。例えば、指令信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、指令信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ回路２に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部３９は、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する場合に限定されず、例えば、ヒステリシス方式でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。

なお、制御回路３の構成は上記に限られず、直流電圧補償値をｄ軸電流目標値にする場合と、固定値をｄ軸電流目標値にする場合とを切り替えられるものであればよい。

本実施形態では、系統連系インバータシステムＡが三相のシステムである場合について説明したが、単相のシステムであってもよい。この場合、電流制御部３８が、電流センサ４から入力される単相の電流信号の目標値として、切替部３２から出力されるｄ軸電流目標値を用いるようにすればよい。また、ヒルベルト変換などで単相の電流信号を直交する２つの電流信号に変換して、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβとして用いるようにしてもよい。

本実施形態では、制御回路３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

次に、本発明の作用と効果を、図２および図５を用いて説明する。

図５は、瞬低が発生した時のインバータ回路２の入力電力および出力電力の状態を説明するためのタイムチャートである。

同図（ａ）は、瞬低検出装置Ｃが出力する瞬低検出信号を示しており、時刻ｔ＝ｔ１の時に瞬低が発生して、ローレベルからハイレベルに切り替わっている。同図（ｂ）は、切替部３２，３６の切り替え状態を示しており、ローレベルが第１の状態、ハイレベルが第２の状態を示している。時刻ｔ＝ｔ１の時に瞬低の発生によって第１の状態から第２の状態に切り替わっている。同図（ｃ）は、インバータ回路２の入力電圧Ｖdc、すなわち、直流電源１の出力電圧を示している。同図（ｄ）は、インバータ回路２の入力電力Ｐinを示しており、同図（ｅ）はインバータ回路２の出力電力Ｐoutを示している。

時刻ｔ＝ｔ１より前は、直流電圧制御が行われているので（第１の状態）、入力電圧Ｖdcは、一定の電圧（最大出力動作電圧Ｖpm：図２参照）に制御されている。このとき、入力電力Ｐinと出力電力Ｐoutとが釣り合った状態になっている。

時刻ｔ＝ｔ１において瞬低が発生したことにより、出力電力Ｐoutが急減して、Ｐin＞Ｐoutになる。この時、第１の状態から第２の状態に切り替えられるので（図５（ｂ）参照）、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値が固定され、直流電圧制御部３１が出力する直流電圧補償値に関係なく、インバータ回路２の出力電流が一定となるように制御される。したがって、直流電圧制御が機能しないので、ＭＰＰＴ制御も機能しない。よって、直流電源１の出力電圧は、電力−電圧特性（図２参照）に応じて、自由に変化する。直流電源１の出力電圧が上昇すると、動作点が最適動作点より右側に移動して、直流電源１の出力電力は低下する。したがって、入力電圧Ｖdcの上昇に応じて、入力電力Ｐinが低下する（図５（ｃ）および（ｄ）参照）。

時刻ｔ＝ｔ２において、入力電力Ｐinと出力電力Ｐoutとが一致して、入力電力Ｐinの低下が止まり、入力電圧Ｖdcの上昇も止まる。その後は、瞬低時の低出力のまま、入力電力Ｐinと出力電力Ｐoutとが釣り合って、入力電圧Ｖdcも一定になる。入力電圧Ｖdcは、直流電源１の開放電圧Ｖoc以上にならないので、過電圧の判定のための閾値が開放電圧Ｖoc以上であれば、過電圧と判定されることはない。

時刻ｔ＝ｔ３において、瞬低から回復したので（図５（ａ）参照）、インバータ回路２の出力電圧は上昇する。また、インバータ回路２の出力電流は、一定に制御されている。したがって、出力電力Ｐoutは上昇して（図５（ｅ）参照）、Ｐin＜Ｐoutになる。これにより、入力電圧Ｖdcが低下する（図５（ｃ）参照）。直流電源１の電力−電圧特性（図２参照）により、直流電源１の出力電圧が低下すると、動作点が左側に移動して、直流電源１の出力電力は上昇する。したがって、入力電圧Ｖdcの低下に応じて、入力電力Ｐinが上昇する（図５（ｄ）参照）。

時刻ｔ＝ｔ４において、入力電圧Ｖdcが瞬低の発生直前のレベルになったので、第２の状態から第１の状態に切り替わっている（図５（ｂ）参照）。瞬低は１秒以内の瞬間的な現象であり、瞬低の発生直前と瞬低からの回復直後とで、気温や日射強度は変わらないので、このときの入力電力Ｐinも瞬低の発生直前のレベルになっている。したがって、瞬低の発生直前と同様の状態で、直流電流制御を再開することができる。

なお、第２の状態から第１の状態に切り替えるタイミングは、入力電圧Ｖdcが瞬低の発生直前のレベルに戻った時に限定されない。例えば、入力電力Ｐinが瞬低の発生直前のレベルに戻った時としてもよい。また、瞬低の回復後であれば、入力電圧Ｖdcや入力電力Ｐinに関係なく、所定の時間（例えば、０．１秒）の経過後に切り替えるようにしてもよい。しかし、瞬低からの回復後すぐに第１の状態に切り替えた場合、直流電源１の出力電圧が大きい状態でＭＰＰＴ制御が開始されるので、最大電力を出力するようになるまでに時間がかかる。したがって、瞬低からの回復後の早い時間にインバータ回路２の出力電力を回復させることが難しい。また、瞬低からの回復後いつまでも第２の状態を継続すると、ＭＰＰＴ制御が機能しないので、気温や日射強度が変化して最大電力点が変化しても追従できない。したがって、入力電圧Ｖdcが瞬低の発生直前のレベルに戻った時に切り替えるのが望ましい。

本実施形態によると、第２の状態の間のｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値は固定されているので、瞬低からの回復時のインバータ回路２の出力電流は瞬低前と同じである。したがって、出力電力Ｐoutを、瞬低前のレベルに高速に復帰させることができる。また、出力電力Ｐoutが瞬低前より大きくなって、入力電力Ｐinが不足することもない。

なお、直流電圧補償値（無効電力補償値）を固定値に切り替える方法は、上述した方法に限定されない。例えば、直流電圧制御部３１（無効電力制御部３５）に偏差Δｅ（偏差ΔＱ）に代えてゼロを入力することにより、直流電圧補償値（無効電力補償値）を固定させるようにしてもよい。この場合を第２実施形態として、以下に説明する。

図６は、第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路３（図３参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図６に示す制御回路３’は、切替部３２’が直流電圧制御部３１の前段に配置され、切替部３６’が無効電力制御部３５の前段に配置されている点で、第１実施形態に係る制御回路３と異なる。

切替部３２’は、直流電圧センサ６より出力される直流電圧信号ｅと直流電圧目標値ｅ^*との偏差Δｅ（＝ｅ^*−ｅ）を入力されて、当該Δｅをそのまま出力することで第１の状態とし、Δｅに代えてゼロを出力することで第２の状態とする。直流電圧制御部３１は、偏差Δｅを入力された場合、当該偏差をゼロにするための直流電圧補償値をｄ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。一方、ゼロを入力された場合、ゼロが入力される直前の直流電圧補償値をｄ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。つまり、ゼロが入力されている間、ｄ軸電流目標値として固定値が電流制御部３８に入力される。

切替部３６’も、切替部３２’と同様であり、偏差ΔＱ（＝Ｑ^*−Ｑ）を入力されて、当該ΔＱをそのまま出力することで第１の状態とし、ΔＱに代えてゼロを出力することで第２の状態とする。無効電力制御部３５は、偏差ΔＱを入力された場合、当該偏差をゼロにするための無効電力補償値をｑ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。一方、ゼロを入力された場合、ゼロが入力される直前の無効電力補償値をｑ軸電流目標値として電流制御部３８に出力する。つまり、ゼロが入力されている間、ｑ軸電流目標値として固定値が電流制御部３８に入力される。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、第１の状態と第２の状態とを切り替えることができる。したがって、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

本発明は、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路が設けられている場合にも適用することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路が設けられている場合を第３実施形態として、以下に説明する。

図７は、第３実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するための図である。同図において、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡ（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図７においては、電流センサ４および電圧センサ５の記載を省略している。

図７に示す系統連系インバータシステムＡ’は、直流電圧センサ６の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ回路７および直流電圧センサ９が設けられており、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７を制御するための制御回路８が設けられている点で、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡと異なる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７は、直流電源１の出力電圧を昇圧または降圧して、インバータ回路２に出力するものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７は、制御回路８から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、図示しないスイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、入力電圧を昇圧または降圧して出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力側の正極および負極は、直流電源１の正極および負極にそれぞれ接続されているのでＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電圧は直流電源１の出力電圧に一致する。

インバータ回路２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７から入力される直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路２の入力側の正極および負極は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の出力側の正極および負極にそれぞれ接続されているので、インバータ回路２の入力電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の出力電圧に一致する。

直流電圧センサ９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電圧（すなわち、直流電源１の出力電圧）の瞬時値を検出するものである。直流電圧センサ９は、検出した瞬時値をディジタル変換して、直流電圧信号ｅ’として制御回路８に出力する。直流電圧センサ９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力側の正極と負極との間に設けられた電解コンデンサ（図示しない）の端子間電圧を検出している。直流電圧制御を行っている間は直流電圧が一定の電圧に制御され、電解コンデンサに蓄えられる電力も一定になっているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７に入力される電力は、直流電源１が出力する電力に一致する。

制御回路８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、直流電圧センサ９より入力される直流電圧信号ｅ’に基づいてＰＷＭ信号を生成して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７に出力する。

図８は、制御回路８の内部構成を説明するための機能ブロック図である。制御回路８は、直流電圧制御部８１、切替部８２、および、ＰＷＭ信号生成部８４を備えている。

直流電圧制御部８１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電圧の制御を行うためのものである。直流電圧制御部８１は、直流電圧センサ９より出力される直流電圧信号ｅ'と直流電圧目標値ｅ'^*との偏差Δｅ'（＝ｅ'^*−ｅ'）を入力されて、当該偏差をゼロにするための直流電圧補償値を切替部８２に出力する。直流電圧制御部８１は、例えば、ＰＩ制御（比例積分制御）を行っている。系統連系インバータシステムＡ’においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７がＭＰＰＴ制御を行っている。本実施形態では、直流電圧目標値ｅ'^*を微小変動させて直流電圧制御を行うことで、直流電源１の出力電圧を変化させ、直流電源１の出力電力がより大きくなるように直流電圧目標値ｅ'^*を変更する。これにより、直流電圧目標値ｅ'^*が最大出力動作電圧Ｖpmになり、直流電源１から出力される電力が最大になるようにしている。

切替部８２は、ＰＷＭ信号生成部８４に入力する信号を切り替えるものである。切替部８２は、第１の状態のときには、直流電圧制御部８１から入力される直流電圧補償値を出力し、第２の状態のときには、固定値を出力する。切替部８２は、切替部３２と同様の構成であり、直流電圧制御部８１から入力される直流電圧補償値を記録するための記録部８３を備えている。また、切替部８２は、切替部３２と同様に、図４に示す切替処理を行う。

つまり、切替部８２は、瞬低が発生する（Ｓ１：ＹＥＳ）までは、第１の状態として、直流電圧制御部８１から入力される直流電圧補償値をＰＷＭ信号生成部８４に出力する（Ｓ２〜Ｓ４）。瞬低が発生した場合（Ｓ１：ＹＥＳ）は、瞬低から回復して（Ｓ５：ＮＯ）、直流電圧信号ｅ'の値が瞬低前のレベルに戻る（Ｓ７：ＹＥＳ）まで、第２の状態として、上書きされずに記録部８３に記録されている直流電圧補償値をＰＷＭ信号生成部８４に出力する（Ｓ６）。

ＰＷＭ信号生成部８４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７に出力するＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部８４は、切替部８２より入力される信号とキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部８４は、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する場合に限定されず、例えば、ヒステリシス方式でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。

なお、制御回路８の構成は上記に限られない。例えば、第２実施形態の場合と同様に、切替部８２を直流電圧制御部８１の前段に配置する構成としてもよい。また、本実施形態では、制御回路８をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路８として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

第１の状態のとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７は、直流電圧制御部８１から出力される直流電圧補償値に基づいて生成されたＰＷＭ信号を入力されるので、入力電圧（すなわち、直流電源１の出力電圧）を直流電圧目標値に制御する。この時、インバータ回路２は、インバータ回路２の入力電圧（すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の出力電圧）を一定にする制御を行う。一方、第２の状態のとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７は、第１の状態から第２の状態に切り替えた時の直流電圧補償値（固定値）に基づいて生成されたＰＷＭ信号を入力されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の昇圧比は、第１の状態から第２の状態に切り替えた時の昇圧比に固定される。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７は、固定された昇圧比で、入力電圧を昇圧または降圧して、インバータ回路２に出力する。これにより、インバータ回路２の入力電圧の変化に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電圧（すなわち、直流電源１の出力電圧）も同様に変化する。したがって、本実施形態においても、瞬低が発生した時のインバータ回路２の入力電力および出力電力の状態は、第１実施形態の場合のタイムチャート（図５参照）と同様になり、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

また、系統連系インバータシステムＡ’において、第２の状態への切り替えを行わない場合、瞬低発生時にインバータ回路２の出力電力Ｐoutが小さくなって、インバータ回路２の入力電圧が大きくなる。この入力電圧が所定の電圧値を超えると過電圧と判断されて、インバータ回路２の運転が停止される。しかし、瞬低発生時に第２の状態に切り替えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の昇圧比が固定されるので、インバータ回路２の入力電圧は抑制される。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電圧は直流電源１の開放電圧Ｖoc以上にならないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の出力電圧（インバータ回路２の入力電圧）は、開放電圧Ｖocに固定された昇圧比を乗算した電圧以上にならない。したがって、第３実施形態の場合、インバータ回路２の入力電圧の過電圧を抑制するという効果も奏することができる。

なお、本実施形態では、制御回路８が直流電圧補償値を固定することでＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の昇圧比を固定する場合について説明したが、これに限られない。第２の状態のときにＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の昇圧比を固定することができればよいので、例えば、ＰＷＭ信号生成部８４がＰＷＭ信号のパルス幅を固定するようにしてもよい。

また、本実施形態では、直流電圧センサ６が出力する直流電圧信号ｅ（図７参照）に基づいて第２の状態から第１の状態に切り替えているが、直流電圧センサ９が出力する直流電圧信号ｅ’に基づいて切り替えるようにしてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路７の入力電力に基づいて切り替えるようにしてもよいし、瞬低の回復後、所定の時間（例えば、０．１秒）の経過後に切り替えるようにしてもよい。

本発明に係るインバータ装置、および制御方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ装置、および制御方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３，３’ 制御回路
３１ 直流電圧制御部
３２，３２’ 切替部
３３ 記録部
３４ 無効電力算出部
３５ 無効電力制御部
３６，３６’ 切替部
３７ 記録部
３８ 電流制御部
３９ ＰＷＭ信号生成部
４ 電流センサ
５ 電圧センサ
６ 直流電圧センサ
７ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
８ 制御回路
８１ 直流電圧制御部
８２ 切替部
８３ 記録部
８４ ＰＷＭ信号生成部
９ 直流電圧センサ
Ｂ 電力系統
Ｃ 瞬低検出装置

Claims (9)

1. 太陽電池が出力する直流電力を直接入力され、交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備えているインバータ装置であって、
   前記制御回路は、
   前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する直流電圧制御手段と、
   前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償値を生成する電流制御手段と、
   前記電流制御手段の電流目標値として、前記直流電圧補償値を用いる第１の状態と、固定値を用いる第２の状態とを切り替える切替手段と、
   を備え、
   前記切替手段は、前記電力系統で瞬時電圧低下が発生した場合に、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替え、
   前記直流電圧制御手段は、前記第２の状態においては、前記インバータ回路の入力電圧の制御を行わない、
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 太陽電池が出力する直流電圧を昇降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備えているインバータ装置であって、
   前記制御回路は、
   前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する直流電圧制御手段と、
   前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償値を生成する電流制御手段と、
   前記電流制御手段の電流目標値として、前記直流電圧補償値を用いる第１の状態と、固定値を用いる第２の状態とを切り替える切替手段と、
   を備え、
   前記切替手段は、前記電力系統で瞬時電圧低下が発生した場合に、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替え、
   前記制御回路は、前記切替手段によって第２の状態に切り替えられている間、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧比を固定する、
   ことを特徴とするインバータ装置。
3. 前記切替手段は、
   前記直流電圧制御手段から入力される前記直流電圧補償値を前記電流目標値として前記電流制御手段に出力することで前記第１の状態とし、
   前記固定値を前記電流目標値として前記電流制御手段に出力することで前記第２の状態とする、
   請求項１または２に記載のインバータ装置。
4. 前記切替手段は、
   前記インバータ回路の入力電圧とその目標値との偏差を前記直流電圧制御手段に出力することで前記第１の状態とし、
   ゼロを前記直流電圧制御手段に出力することで前記第２の状態とする、
   請求項１または２に記載のインバータ装置。
5. 前記固定値は、前記第１の状態から前記第２の状態に切り替えた時の前記直流電圧補償値である、
   請求項１ないし４のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 前記切替手段は、瞬時電圧低下から回復した後に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える、
   請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
7. 前記切替手段は、前記インバータ回路の入力電圧が所定値以下になった場合に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える、
   請求項６に記載のインバータ装置。
8. 前記切替手段は、前記瞬時電圧低下から回復したときから所定時間経過後に、前記第２の状態から前記第１の状態に切り替える、
   請求項６に記載のインバータ装置。
9. 太陽電池が出力する直流電力を直接入力され、交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路を制御する制御方法であって、
   前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償値を生成する第１の工程と、
   前記電力系統で瞬時電圧低下が発生したことを検出する第２の工程と、
   前記第２の工程で発生したことが検出されるまでの第１の状態では、前記直流電圧補償値を電流目標値として電流補償値を生成し、前記第２の工程で発生したことが検出された後の第２の状態では、前記直流電圧補償値に代えて固定値を前記電流目標値として前記電流補償値を生成する第３の工程と、
   を備え、
   前記第２の状態においては、前記インバータ回路の入力電圧の制御を行わない、
   ことを特徴とする制御方法。