JP6031222B2

JP6031222B2 - 充電システム

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Publication number: JP6031222B2
Application number: JP2011140279A
Authority: JP
Inventors: 渡辺　良利; 良利渡辺; 梅野　孝治; 孝治梅野
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2011-06-24
Filing date: 2011-06-24
Publication date: 2016-11-24
Anticipated expiration: 2031-06-24
Also published as: JP2013009509A

Description

本発明は、バッテリと、バッテリに接続されたコンバータと、コンバータに接続されたモータとを備える充電システムに関する。例えば、本発明に係る充電システムは、電気自動車用充電システムとして利用する。

従来から、車両に搭載したモータを車両の駆動源とする電気自動車や、車両に搭載したエンジン及びモータの少なくとも一方を車両の主駆動源とするハイブリッド車両等の電動車両が知られている。このような電動車両では、モータに電力を供給するためのバッテリを搭載している。また、モータ駆動装置を含む充電システムを構成し、車両外部の外部単相電源である交流電源とバッテリとの間で電力を授受可能とすることが考えられている。

例えば、特許文献１には、外部単相電源に対応する商用電源に接続された第１全波整流回路と、第１全波整流回路に接続されたＤＣ−ＡＣコンバータと、ＤＣ−ＡＣコンバータに接続されたトランスと、トランスに接続された整流器と、整流器に接続されたモータと、モータにインバータを介して接続されたバッテリとを備える電気自動車用充電器が記載されている。この充電器では、バッテリ側の整流器の＋側出力端子または−側出力端子がモータの３相のステータコイルの中性点に接続されている。モータのステータコイルがバッテリ充電時に整流器の整流出力中のリップル成分を低減するリアクトル機能を果たすので、リップル成分低減用のリアクトルを省略できるとされている。

特開平９−２３３７０９号公報

特許文献１に記載された充電器の場合、モータのステータコイルを利用して、バッテリに入力される直流電流において、ＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチングに起因するリップル電流を低減でき、リップル電流を低減するためのフィルタを省略できる可能性はある。ただし、全波整流した場合に生じる、商用電源の交流電源周波数の２倍で脈動するリップル成分に対しては、ステータコイルのインダクタンス値が小さいため、ステータコイルの利用で低減することは難しい。これに対して、特許文献１の充電器が有するＤＣ−ＡＣコンバータは、ブリッジ回路と、昇圧型力率改善回路の平滑コンデンサとを用いて、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる可能性はある。ただし、特許文献１の充電器では、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用のブリッジ回路が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。

また、力率改善回路の直流出力側に専用のＤＣ／ＤＣコンバータを設けて、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制することも考えられるが、この場合もリップル電流抑制のための専用の部品が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。

本発明の目的は、充電システムにおいて、モータを利用して外部単相電源からバッテリに充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制することである。

本発明に係る充電システムは、バッテリと、前記バッテリに接続されたインバータと、前記インバータに接続された３相交流モータとを備え、さらに、外部単相電源側に接続される整流部と、前記整流部に接続され、スイッチング素子及びリアクトルを有する力率改善部であって、前記力率改善部から出力される電流の波形が前記外部単相電源から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように充電器側制御手段により制御される前記力率改善部と、前記力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する全波整流回路部とを含み、前記外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換する力率改善コンバータであって、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記３相交流モータの中性点とが中性点側スイッチを介して接続される前記力率改善コンバータと、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制するように前記インバータを制御する電流平滑制御手段と、前記インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、前記コンデンサの負極側が前記バッテリの負極側に接続される前記コンデンサと、前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側との間に設けられたインバータ側スイッチと、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側とが切り離されるように前記インバータ側スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備え、前記力率改善コンバータの直流負極側と前記バッテリの負極側とが接続され、さらに、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側との間に設けられたコンバータ側スイッチを備え、前記スイッチ制御手段は、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側とが接続されるように前記コンバータ側スイッチを制御し、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが接続されるように前記中性点側スイッチを制御し、前記３相交流モータの駆動時には、前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側とが接続されるように前記インバータ側スイッチを制御し、かつ、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側とが切り離されるように前記コンバータ側スイッチを制御し、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが切り離されるように前記中性点側スイッチを制御し、前記電流平滑制御手段は、前記外部単相電源の電圧及び電流と、前記バッテリの電圧と、前記バッテリの入力電流との検出値が入力されて、前記外部単相電源の電圧及び電流から前記外部単相電源の周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、その交流電力を前記バッテリの電圧で割って得られた電流指令の絶対値である直流電流演算値を演算し、前記直流電流演算値から前記バッテリの入力電流の平均値を差し引くことで交流電流である中性点電流演算値を演算し、前記３相交流モータの前記中性点における零相電流が前記中性点電流演算値に追従するように前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする充電システムである。また、本発明に係る充電システムは、バッテリと、前記バッテリに接続されたインバータと、前記インバータに接続された３相交流モータとを備え、さらに、外部単相電源側に接続される整流部と、前記整流部に接続され、スイッチング素子及びリアクトルを有する力率改善部であって、前記力率改善部から出力される電流の波形が前記外部単相電源から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように充電器側制御手段により制御される前記力率改善部と、前記力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する全波整流回路部とを含み、前記外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換する力率改善コンバータであって、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記３相交流モータの中性点とが中性点側スイッチを介して接続される前記力率改善コンバータと、前記インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、前記コンデンサの負極側が前記バッテリの負極側に接続される前記コンデンサと、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記バッテリの正極側と前記コンデンサ及び前記インバータの正極側との間に直列に接続される平滑化用リアクトルと、前記バッテリの正極側と前記コンデンサ及び前記インバータの正極側との間に接続された第１スイッチと、前記平滑化用リアクトルに直列に接続された第２スイッチと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備え、前記力率改善コンバータの直流負極側と前記バッテリの負極側とが接続され、前記力率改善コンバータの出力電流中のリップル電流が、前記３相交流モータのインダクタンスと前記コンデンサとにより抑制され、前記平滑化用リアクトルは、前記バッテリへの充電時に、前記外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制し、前記平滑化用リアクトル及び前記第２スイッチは、前記第１スイッチに並列に接続され、前記スイッチ制御手段は、前記３相交流モータの駆動時には前記第２スイッチをオフ状態とし、かつ、前記第１スイッチをオン状態とし、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが切り離されるように前記中性点側スイッチを制御し、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時には、前記第１スイッチをオフ状態とし、かつ、前記第２スイッチをオン状態とし、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが接続されるように前記中性点側スイッチを制御するように制御することを特徴とする充電システムである。

本発明の充電システムによれば、モータを利用して外部単相電源からバッテリに充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる。

本発明の第１実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。図１の構成を使用した充電制御方法において、モータの中性点電流を制御しながら、バッテリに充電する様子を示す図である。図１の構成における充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図１の構成における充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図１の構成における充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。比較例の充電システムの回路構成を示す図である。図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第２実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。図６の構成で、充電器側制御手段に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図７の充電器側制御手段により、充電器であり、ＡＣ／ＤＣコンバータである高力率コンバータを制御する様子を示すブロック図である。図６の構成で、インバータ側制御手段に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図９のインバータ側制御手段により、インバータを制御する様子を示すブロック図である。本発明の第３実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。

［第１実施形態］
図１、図２、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃは、本発明の第１実施形態を示している。本実施形態の充電システムは、モータ駆動装置１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータであり、充電器である力率改善コンバータ（ＰＦＣ）１２と、インバータ側制御手段３２と、充電器側制御手段３４と、リップルフィルタ１４とを備える。

モータ駆動装置１０は、車載バッテリであるバッテリ１６と、バッテリ１６の正極側が第１スイッチである第１リレーＲ１を介して正極側に接続され、バッテリ１６の負極側が直接に、すなわちスイッチを介さずに負極側に接続されるモータ駆動用のインバータ１８と、インバータ１８に接続されたモータ２０とを含む。このようなモータ駆動装置１０は、例えばバッテリ１６を電力源とし、モータ２０を車両の駆動源とする電気自動車や、エンジン及びモータ２０を車両の駆動源として備えるプラグインハイブリッド車等のハイブリッド車両等の電動車両に搭載されて、バッテリ１６の電力を用いてモータ２０を駆動する。充電システムは、車両に搭載されて、外部の商用電源であり、外部単相電源である外部交流電源２４からバッテリ１６への充電を可能としている。また、図１では、図示を省略するが、後述する第２実施形態を説明するための図６に示すように、外部交流電源２４側に内部インダクタンス９４が設けられている。

モータ２０は、例えば３相交流モータである。モータ２０の駆動時に、第１リレーＲ１が接続されることで、バッテリ１６の電圧がインバータ１８に出力される。インバータ１８は、３相のアームＡ１，Ａ２，Ａ３を含み、各相のアームＡ１，Ａ２，Ａ３は、直列接続された２つのスイッチング素子Ｓ１と、各スイッチング素子Ｓ１に逆並列に接続されたダイオードＤ１とを含む。各相アームＡ１，Ａ２，Ａ３の中点は、モータ２０を構成する対応する相のステータコイル２６の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ１は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、トランジスタ等である。インバータ側制御手段３２は、インバータ１８の各スイッチング素子Ｓ１のスイッチングを制御する。

また、力率改善コンバータ１２は、詳しい図示は省略するが、ダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器またはダイオード整流素子である整流部と、スイッチング素子やリアクトルを有する力率改善部と、全波整流回路部とを含む。外部交流電源２４は第１コネクタである電源コネクタ２８に接続され、整流部の交流側は第２コネクタである車両コネクタ３０に接続されている。

また、力率改善部では、充電器側制御手段３４により力率改善部のスイッチング素子のスイッチングのオンオフが制御され、力率改善部から出力される電流の波形が、外部交流電源から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように、すなわち電流非連続モード等で正弦波に近づくように制御される。また、全波整流回路部は、力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する。このため、図２に示すように、外部交流電源２４の交流電圧Ｖｓと交流電流Ｉｓとが規定され、交流電流Ｉｓが力率改善コンバータ１２に入力されると、全波整流された直流電流Ｉａが出力される。このように、力率改善コンバータ１２は、外部交流電源２４から出力される交流電流Ｉｓを直流電流Ｉａに変換する。

また、図１に戻って、力率改善コンバータ１２の直流正極側がモータ側スイッチである第２リレーＲ２を介して、モータ２０の３相のステータコイル２６の中性点であるモータ中性点３６に接続されている。

また、モータ駆動装置１０は、インバータ１８の正極側と負極側との間に、インバータ１８に並列に接続されたコンデンサ３８を含む。コンデンサ３８の正極側はインバータ１８の正極側に接続され、コンデンサ３８の負極側はインバータ１８及びバッテリ１６の負極側に接続されている。第１リレーＲ１は、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側との間に設けられている。また、インバータ１８と、コンデンサ３８とにより、インバータユニット４０が構成されている。

また、充電システムは、第２スイッチである第３リレーＲ３と、スイッチ制御手段４２とを含む。第３リレーＲ３は、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側との間に設けられている。また、力率改善コンバータ１２の直流負極側とバッテリ１６の負極側とが接続されている。

スイッチ制御手段４２は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側とが切り離されるように第１リレーＲ１を制御するとともに、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオンされる、すなわち接続されるように、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３を制御する。第３リレーＲ３がオンされると、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側とが接続される。

また、スイッチ制御手段４２は、車両の駆動時等、バッテリ１６の電力によりモータ２０を駆動する場合に、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側とが接続されるように第１リレーＲ１を制御する。これとともに、スイッチ制御手段４２は、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオフされる、すなわち切り離されるように、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３を制御する。この状態で、インバータ側制御手段３２は、インバータ１８のスイッチング素子Ｓ１のスイッチングを制御して、図示しないアクセルペダルの操作量を検出するアクセルセンサの検出信号等に応じて、モータ２０のトルク制御を行う。

また、リップルフィルタ１４は、力率改善コンバータ１２とバッテリ１６との間に接続されている。具体的には、リップルフィルタ１４は、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側との間に、第３リレーＲ３を介して接続されたリアクトル４４と、リアクトル４４のバッテリ１６側端と力率改善コンバータ１２の直流負極側との間に接続されたコンデンサ４６とを含む。リップルフィルタ１４は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、力率改善コンバータ１２から出力される電流に含まれる、スイッチングに起因するリップル電流を抑制する。

このような充電システムによれば、モータ駆動装置１０を構成するインバータ１８及びモータ２０と、力率改善コンバータ１２と、リップルフィルタ１４とを用いて、外部交流電源２４からバッテリ１６へ充電することができる。また、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、上記のように第１、第２、第３リレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３が制御されるので、外部交流電源２４の交流電力が力率改善コンバータ１２を用いて直流電力に変換され、バッテリ１６が充電される。第１リレーＲ１及び第３リレーＲ３は、機器の停止時にバッテリ１６と、バッテリ１６に対し接続不要な要素とを電気的に切り離すために使用される。

また、インバータ側制御手段３２は、電流平滑制御手段４８を有する。電流平滑制御手段４８は、充電時に、力率改善コンバータ１２の直流側の出力である、交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、さらにその交流電力に対応する交流電流Ｉｃを演算する。すなわち、図２に示す外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓと、バッテリ１６の電圧Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂとが検出され、電流平滑制御手段４８（図１）に入力される。電流平滑制御手段４８は、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓから交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、その交流電力をバッテリ１６の電圧Ｖｂで割って得られた、力率改善コンバータ１２の出力側の電流指令の絶対値である｜Ｉｒ｜、すなわち直流電流Ｉａを演算する。この直流電流Ｉａは、交流電源周波数の２倍の周波数で変動する。そしてこの直流電流Ｉａからバッテリ１６に入力される電流の平均値であるＩｂを差し引くことで、モータ中性点３６（図１）に流すための交流電流Ｉｃを演算する。そして、電流平滑制御手段４８は、モータ２０の零相電流がＩｃに追従するようにインバータ１８のスイッチングを制御する。この結果、モータ中性点電流Ｉｎは交流電流Ｉｃとなる。

一方、力率改善コンバータ１２の出力側にはスイッチング周波数成分のみを除去する小容量のリップルフィルタ１４（図１）が接続されている。また、力率改善コンバータ１２の直流出力電流である、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動する直流電流Ｉａのうち、交流電源周波数の２倍の周波数を有する上記の交流電流Ｉｃに相当する中性点電流Ｉｎがインバータ１８側に流れるため、残りの電流成分である平滑化された直流電流Ｉｂがバッテリ１６側に流れる。

このような充電システムによれば、モータを利用して外部交流電源２４からバッテリ１６に充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる、すなわち平滑化できる。すなわち、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時にバッテリ１６に脈動した電流が流入した場合、流入電流がバッテリ１６の許容電流を超えて、過電流となったり、バッテリ１６の内部インピーダンス降下のためにバッテリ１６電圧が変動し、過電圧となって充電できない可能性がある。また、充電時のバッテリ１６の温度上昇が大きくなり劣化が促進される可能性もある。これに対して、本実施形態と異なり、力率改善コンバータ１２の出力側にＤＣ／ＤＣコンバータを設けてバッテリ１６に入力される直流電流の脈動を抑制することも考えられる。ただし、この場合、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用の部品が増えるため、低コスト化を図る面から改良の余地がある。

また、上記の特許文献１に記載された構成において、全波整流回路の出力側に接続したＤＣ−ＡＣコンバータに設けたブリッジ回路とコンデンサとにより、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制することも考えられる。ただし、この場合も、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用の部品が増えるため、低コスト化を図る面から改良の余地がある。

これに対して、本実施形態によれば、モータ２０駆動用のインバータ１８を利用して充電電流の交流電流成分を吸収し、バッテリ１６に入力される電流の平滑化を行っているため、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を平滑化するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等の、専用の部品を削減でき、低コスト化を図れる。また、力率改善コンバータ１２の出力側に接続される平滑化用のコンデンサ４６の容量の低減が可能になる。このため、充電システムの小型化、低コスト化、及び高効率化を図れる。なお、インバータ側制御手段３２、充電器側制御手段３４及びスイッチ制御手段４２は、１つの制御装置にまとめて設けることもできるが、機能ごとに複数の制御装置に分割して設けることもできる。

図３Ａは、図１の構成における充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図３Ｂは、図１の構成における充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図３Ｃは、図１の構成における充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。以下の説明では、図１、図２に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。このようなシミュレーション結果から分かるように、図３Ｃに示すように、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓに対して、図３Ｂのように、モータ中性点電流Ｉｎが交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電流Ｉｃとなり、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂをほぼ一定の平滑化された直流電流とすることができる。図３Ａのシミュレーション結果では、バッテリ１６に入力される電流の目標電流に対する変動を±１０％の範囲に抑えることができた。

図４は、比較例の充電システムの回路構成を示す図である。図４の比較例は、上記の特許文献１に記載された構成とほぼ同様の構成を有する。図４の比較例では、外部交流電源２４に第１全波整流回路４９を介して力率改善回路５０が接続され、力率改善回路５０にブリッジ回路５２が接続されている。また、ブリッジ回路５２にトランス５４を介して第２全波整流回路５６が接続されている。第２全波整流回路５６の直流正極側がモータ２０のモータ中性点３６に接続され、第２全波整流回路５６の直流負極側がバッテリ１６の負極に接続されている。バッテリ１６とモータ２０との間にインバータ１８が接続されている。インバータ１８の正極側と負極側との間にコンデンサ３８が接続されている。このような比較例では、外部交流電源２４からバッテリ１６の充電時に、モータ２０のステータコイル２６が第２全波整流回路５６の整流出力中のリップル成分を低減するリアクトルとしての機能を果たす。ただし、このような構成の場合も、上記の特許文献１の構成で説明したように、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用のブリッジ回路５２が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。上記の本実施形態によれば、このような不都合を解消できる。

図５Ａは、図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｂは、比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｃは、比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。以下の説明では、図４に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

このようなシミュレーション結果から明らかなように、比較例でブリッジ回路がない場合には、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓに対して、図５Ｂのように、交流電源周波数の２倍の周波数を有する、単なる第２全波整流回路５６の出力電流が、モータ中性点電流Ｉｎに出力される。このため、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂは、交流電源周波数の２倍の周波数を有するように大きく変動するリップル成分を有する電流となり、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂの目標電流に対する変動が±１００％と大きくなった。これに対して、本実施形態によれば、図５Ａと図３Ａとの比較からも明らかなように、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂを十分に平滑化できる。

［第２実施形態］
図６は、本発明の第２実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。図６に示すように、本実施形態では、上記の図１〜２に示した第１実施形態において、力率改善コンバータ１２のみが変更されている。すなわち、力率改善コンバータ１２は、第２コネクタである車両コネクタ３０に接続された整流部５８と、コンデンサ６０及びフィルタリアクトル９６を含むフィルタ９８とを含む。整流部５８は、ダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器またはダイオード整流素子である。コンデンサ６０は、整流部５８と車両コネクタ３０の間に接続されている。各フィルタリアクトル９６は、コンデンサ６０の片側または他側と整流部５８との間に接続されている。フィルタリアクトル９６は省略することもできる。また、外部交流電源２４と電源コネクタ２８との間に、電源２４の内部インダクタンス９４が設けられている。

また、力率改善コンバータ１２は、フォワード型コンバータで構成され、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ２に逆並列に接続されたダイオードＤ２、コンデンサ６２及び、高周波絶縁トランス６４を有する力率改善部６６と、力率改善部６６の出力側に接続された全波整流回路部６８とを含む。力率改善部６６の１次側コイルの一端にダイオードＤ２の正極側が接続され、１次側コイルの他端に別のダイオードＤ３の正極側が接続されている。各ダイオードＤ２，Ｄ３の負極側は、整流部５８の負極側に接続されている。整流部５８の正極側は、１次側コイルの中点に接続されている。コンデンサ６２は整流部５８の両端に接続されている。充電器側制御手段３４によりスイッチング素子Ｓ２のスイッチングのオンオフが制御され、力率改善部６６から出力される電流の波形が、外部交流電源２４の交流電圧の波形と相似波形に近づくようにされる。

また、高周波絶縁トランス６４は、外部交流電源２４と車両側とを電気的に絶縁する機能を有する。また、力率改善コンバータ１２では、１つのスイッチング素子Ｓ２で力率改善と高周波ＤＣ／ＤＣ変換とを行え、変換後の電力が高周波絶縁トランス６４に入力される。また、全波整流回路部６８は、力率改善部６６から出力された交流電流を全波整流に変換する。すなわち高周波絶縁トランス６４の２次側で整流された直流出力は、交流電源周波数の２倍で脈動する直流電流Ｉａとなるが、上記の第１実施形態と同様の原理でバッテリ１６に入力される電流が平滑化され、充電システムの小型化、低コスト化、及び高効率化を図れる。また、スイッチング素子Ｓ２のオン時に図６の矢印Ｑで示す方向の電流による短絡電流は、フィルタリアクトル９６または電源２４の内部インダクタンス９４で抑制される。

次に、図７、図８を用いて充電器側制御手段３４により力率改善コンバータ１２を制御する方法を説明する。図７は、図６の構成で、充電器側制御手段３４に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図８は、図７の充電器側制御手段３４により、充電器であり、ＡＣ／ＤＣコンバータである力率改善コンバータ１２を制御する様子を示すブロック図である。なお、図７でも、フィルタリアクトル９６（図６参照）及び内部インダクタンス９４（図６参照）が設けられているが、それらの図示は省略している（後述する図９，１１も同様である。）。なお、後述する図１１で説明する第３実施形態では、フィルタリアクトル９６を省略することもできる。

図７に示す充電器側制御手段３４には、電圧センサ（図示せず）により検出された交流電源電圧Ｖｓの検出信号である電圧値Ｖｓが入力されるとともに、充電電力指令値ＰＲも入力される。充電電力指令値ＰＲは、図示しない外部制御部で生成され、外部制御部から充電器側制御手段３４に入力される。また、各種の電圧センサ（図示せず）と電流センサ（図示せず）とから、それぞれ検出信号である、バッテリ１６の電圧の電圧値Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂと、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａとが、充電器側制御手段３４に入力される。以下、図６、図７に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

図８に示すように、充電器側制御手段３４では、電流指令生成部７０で、電圧値Ｖｓ及び充電電力指令値ＰＲから、電流指令値の絶対値｜Ｉｒ｜が生成される。例えば、電圧Ｖｓからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧Ｖｓの実効値が算出される。また、電圧Ｖｓのゼロクロス点の検出値から電圧Ｖｓの位相θが検出される。また、位相θに基づいて、電圧Ｖｓと同位相の正弦波が生成され、この正弦波と充電電力指令値ＰＲと電圧Ｖｓの実効値とから電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜が生成される。

次に、比例補償器７２に、電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜と、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａの検出値との偏差が入力される。比例補償器７２では、出力電流Ｉａの検出値が電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜に追従するように、比例成分を乗じて制御電圧が演算され、制御電圧に外乱として、（ｋ１・Ｖｂ＋ｋ２・｜Ｖｓ｜）が加算される。ここで、ｋ１、ｋ２はいずれも定数である。外乱補償後の出力は、変調率演算部７４でバッテリ１６の電圧Ｖｂで割られて、ＰＷＭ変調率Ｐｄが算出される。ＰＷＭ変調率Ｐｄは、ＰＷＭ信号出力部７６に出力され、キャリア信号出力部７８から出力されるキャリア信号と比較され、比較で得られた算出値に応じて、力率改善コンバータ１２のオンオフ信号であるＰＷＭ信号Ｓｐが生成される。そしてＰＷＭ信号Ｓｐに応じて力率改善コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ２がオンオフ動作するように力率改善コンバータ１２が制御される。このように充電器側制御手段３４により力率改善コンバータ１２を制御することで、交流側の電流を乱れがない正弦波に近づけることができる。

なお、電流指令生成部７０では、例えばサンプリング時期として、１ｍｓ以下の時期に電圧値Ｖｓ及び充電電力指令値ＰＲを取得することができる。また、充電器側制御手段３４では、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａの検出値を、１００μｓ程度のサンプリング時期に取得することができる。また、キャリア信号出力部７８では、例えば４０ｋＨｚのキャリア信号を出力することができる。

次に、図９、図１０を用いてインバータ側制御手段３２によりインバータ１８を制御する方法を説明する。図９は、図６の構成で、インバータ側制御手段３２に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図１０は、図９のインバータ側制御手段３２により、インバータ１８を制御する様子を示すブロック図である。

図９に示すインバータ側制御手段３２には、電圧センサ（図示せず）及び電流センサ（図示せず）により検出された交流電源電圧Ｖｓの検出信号である電圧値Ｖｓと、電流値Ｉｓとが入力される。また、インバータ側制御手段３２には、各種の電圧センサ（図示せず）と電流センサ（図示せず）とから、それぞれ検出信号である、バッテリ１６の電圧の電圧値Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂと、インバータ１８の直流電圧である、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄと、モータ中性点電流Ｉｎとが入力される。以下、図６、図９に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

図１０に示すように、インバータ側制御手段３２では、脈動電流指令生成部８０で、電圧値Ｖｓ、Ｖｂ及び電流値Ｉｓ、Ｉｂから、脈動電流指令であって、モータ中性点３６に流すための交流電流の電流値Ｉｃが生成される。この電流値Ｉｃの演算方法は、上記の図１、図２に示した第１実施形態と同様である。脈動電流指令の電流値Ｉｃは、力率改善コンバータ１２の出力電流に含まれる交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電流を逆位相でキャンセルするための交流電流である。

また、第２比例補償器８２に、電流値Ｉｃとモータ中性点電流Ｉｎの検出値との偏差が入力される。第２比例補償器８２では、モータ中性点電流Ｉｎの検出値が電流値Ｉｃに追従するように、比例成分を乗じて制御電圧が演算され、制御電圧が第２変調率演算部８４で、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄで割られて、第２ＰＷＭ変調率Ｐｄ２が算出される。第２ＰＷＭ変調率Ｐｄ２は、第２ＰＷＭ信号出力部８６に出力され、第２キャリア信号出力部８８から出力されるキャリア信号と比較され、比較で得られた算出値に応じて、インバータ１８のオンオフ信号である第２ＰＷＭ信号Ｓｐ２が生成される。また、図１０の例では、過電圧時インバータ停止部９０において、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄが所定の閾値を越えている場合に、過電圧が発生すると判定され、部品保護のためにインバータ１８が停止される。これに対して、過電圧が発生しないと判定された場合には、上記で得られた第２ＰＷＭ信号Ｓｐ２に応じてインバータ１８のスイッチング素子Ｓ１がオンオフ動作するようにインバータ１８が制御される。なお、過電圧時インバータ停止部９０は省略することもできる。

また、脈動電流指令生成部８０では、例えばサンプリング時期として、１ｍｓ以下の時期に電圧値Ｖｓ、Ｖｂ及び電流値Ｉｓ、Ｉｂを取得することができる。また、インバータ側制御手段３２では、モータ中性点電流Ｉｎの検出値を、１００μｓ程度のサンプリング時期に取得することができる。また、第２キャリア信号出力部８８では、例えば１５ｋＨｚのキャリア信号を出力することができる。

このような本実施形態によれば、力率改善コンバータ１２に、外部交流電源２４と車両側とを電気的に絶縁する高周波絶縁トランス６４が設けられているので、高周波絶縁トランス６４で１次側と２次側とを電気的に絶縁でき、車両側での感電対策をより容易に行える。なお、このような絶縁効果を得ることを目的としないのであれば、高周波絶縁トランス６４の代わりに、絶縁機能がない単なるトランスを設けることもできる。また、上記の図４に示した比較例と異なり、力率改善コンバータ１２にブリッジ回路５２（図４）を設ける必要がないので、部品点数の削減を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１、図２に示した第１実施形態と同様である。

［第３実施形態］
図１１は、本発明の第３実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。本実施形態では、上記の図６〜１０に示した第２実施形態において、リップルフィルタ１４を省略し、さらに、ＡＣ／ＤＣコンバータである力率改善コンバータ１２の直流正極側をモータ中性点３６に接続している。また、力率改善コンバータ１２の直流負極側をバッテリ１６の負極に接続している。さらにバッテリ１６の正極とコンデンサ３８及びインバータ１８の正極側との間に設けた第１リレーＲ１と並列に、互いに直列接続された平滑化用リアクトルＬｆ及び第３リレーＲ３を接続している。また、充電システムは、第１、第２、第３リレーＲ１，Ｒ２，Ｒ３のオンオフを制御するスイッチ制御手段４２を備える。

スイッチ制御手段４２は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、バッテリ１６の正極側とコンデンサ３８及びインバータ１８の正極側との間に平滑化用リアクトルＬｆが直列に接続されるように、第３リレーＲ３を制御する。また、力率改善コンバータ１２の出力電流中のリップル電流が、モータ２０のインダクタンスとインバータ１８に接続されたコンデンサ３８とにより抑制され、インバータ側制御手段３２がインバータ１８を制御する。すなわち、上記の各実施形態で設けていたリップルフィルタ１４（図１等）の機能を、モータ２０のステータコイル２６と、インバータ１８に接続されたコンデンサ３８とに持たせることができる。さらに、平滑化用リアクトルＬｆは、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、外部交流電源２４の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制する機能を有する。

このような充電システムでは、モータ駆動時に、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオフされる一方、第１リレーＲ１がオンされ、インバータ側制御手段３２がインバータ１８を制御することで、モータ２０のトルク制御を行える。また、バッテリ１６の充電時には、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオンされる一方、第１リレーＲ１がオフされる。また、外部交流電源２４に接続された電源コネクタ２８に車両コネクタ３０が接続される。そして力率改善コンバータ１２を用いて交流電源電力が直流電力に変換されてバッテリ１６が充電される。本実施形態では、モータ中性点３６と力率改善コンバータ１２の直流正極側とが接続され、モータ２０の漏れインダクタンスとインバータ１８に接続されたコンデンサ３８とが、バッテリ１６への充電電流のリップル抑制用フィルタとして利用される。また、バッテリ１６への充電電流の交流電源周波数の２倍の周波数の脈動成分が問題となる等の場合に、第３リレーＲ３のオンにより平滑化用リアクトルＬｆがインバータ１８及びコンデンサ３８に接続されるので、バッテリ１６に対する充電電流を平滑化して、バッテリ１６の充電を行える。

このような本実施形態の充電システムの場合も、モータ２０を利用して外部交流電源２４からバッテリ１６に充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制、すなわち平滑化できる。すなわちこのリップル電流を平滑化するための専用の部品を平滑化用リアクトルＬｆ及び第３リレーＲ３だけとして、部品点数を削減でき、低コスト化を図れる。また、充電時のリップル電流を平滑化するための専用のコンデンサを省略できる。その他の構成及び作用は、上記の図６〜１０に示した第２実施形態と同様である。

なお、上記の各実施形態において、力率改善コンバータ１２として、力率改善部がない単なるＡＣ／ＤＣ変換機能を有するＡＣ／ＤＣコンバータを用いることもできる。

１０モータ駆動装置、１２力率改善コンバータ（ＰＦＣ）、１４リップルフィルタ、１６バッテリ、１８インバータ、２０モータ、２４外部交流電源、２６ステータコイル、２８電源コネクタ、３０車両コネクタ、３２インバータ側制御手段、３４充電器側制御手段、３６モータ中性点、３８コンデンサ、４０インバータユニット、４２スイッチ制御手段、４４リアクトル、４６コンデンサ、４８電流平滑制御手段、４９第１全波整流回路、５０力率改善回路、５２ブリッジ回路、５４トランス、５６第２全波整流回路、５８整流部、６０，６２コンデンサ、６４高周波絶縁トランス、６６力率改善部、６８全波整流回路部、７０電流指令生成部、７２比例補償器、７４変調率演算部、７６ＰＷＭ信号出力部、７８キャリア信号出力部、８０脈動電流指令生成部、８２第２比例補償器、８４第２変調率演算部、８６第２ＰＷＭ信号出力部、８８第２キャリア信号出力部、９０過電圧時インバータ停止部、９４内部インダクタンス、９６フィルタリアクトル、９８フィルタ。

Claims

バッテリと、前記バッテリに接続されたインバータと、前記インバータに接続された３相交流モータとを備え、
さらに、外部単相電源側に接続される整流部と、前記整流部に接続され、スイッチング素子及びリアクトルを有する力率改善部であって、前記力率改善部から出力される電流の波形が前記外部単相電源から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように充電器側制御手段により制御される前記力率改善部と、前記力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する全波整流回路部とを含み、前記外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換する力率改善コンバータであって、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記３相交流モータの中性点とが中性点側スイッチを介して接続される前記力率改善コンバータと、
前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制するように前記インバータを制御する電流平滑制御手段と、
前記インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、前記コンデンサの負極側が前記バッテリの負極側に接続される前記コンデンサと、
前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側との間に設けられたインバータ側スイッチと、
前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側とが切り離されるように前記インバータ側スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備え、
前記力率改善コンバータの直流負極側と前記バッテリの負極側とが接続され、
さらに、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側との間に設けられたコンバータ側スイッチを備え、
前記スイッチ制御手段は、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側とが接続されるように前記コンバータ側スイッチを制御し、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが接続されるように前記中性点側スイッチを制御し、前記３相交流モータの駆動時には、前記コンデンサの正極側と前記バッテリの正極側とが接続されるように前記インバータ側スイッチを制御し、かつ、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記バッテリの正極側とが切り離されるように前記コンバータ側スイッチを制御し、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが切り離されるように前記中性点側スイッチを制御し、
前記電流平滑制御手段は、前記外部単相電源の電圧及び電流と、前記バッテリの電圧と、前記バッテリの入力電流との検出値が入力されて、前記外部単相電源の電圧及び電流から前記外部単相電源の周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、その交流電力を前記バッテリの電圧で割って得られた電流指令の絶対値である直流電流演算値を演算し、前記直流電流演算値から前記バッテリの入力電流の平均値を差し引くことで交流電流である中性点電流演算値を演算し、前記３相交流モータの前記中性点における零相電流が前記中性点電流演算値に追従するように前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする充電システム。
請求項１に記載の充電システムにおいて、
前記力率改善コンバータと前記バッテリとの間に接続されるリップルフィルタであって、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記力率改善コンバータから出力される電流に含まれる、スイッチングに起因するリップル電流を抑制する前記リップルフィルタを備えることを特徴とする充電システム。
請求項１または請求項２に記載の充電システムにおいて、
前記充電システムが車両に搭載され、
前記力率改善コンバータは、前記リアクトルにより構成され、前記外部単相電源と車両側とを電気的に絶縁する絶縁トランスを含むことを特徴とする充電システム。
バッテリと、前記バッテリに接続されたインバータと、前記インバータに接続された３相交流モータとを備え、
さらに、外部単相電源側に接続される整流部と、前記整流部に接続され、スイッチング素子及びリアクトルを有する力率改善部であって、前記力率改善部から出力される電流の波形が前記外部単相電源から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように充電器側制御手段により制御される前記力率改善部と、前記力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する全波整流回路部とを含み、前記外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換する力率改善コンバータであって、前記力率改善コンバータの直流正極側と前記３相交流モータの中性点とが中性点側スイッチを介して接続される前記力率改善コンバータと、
前記インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、前記コンデンサの負極側が前記バッテリの負極側に接続される前記コンデンサと、
前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時に、前記バッテリの正極側と前記コンデンサ及び前記インバータの正極側との間に直列に接続される平滑化用リアクトルと、
前記バッテリの正極側と前記コンデンサ及び前記インバータの正極側との間に接続された第１スイッチと、
前記平滑化用リアクトルに直列に接続された第２スイッチと、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備え、
前記力率改善コンバータの直流負極側と前記バッテリの負極側とが接続され、
前記力率改善コンバータの出力電流中のリップル電流が、前記３相交流モータのインダクタンスと前記コンデンサとにより抑制され、
前記平滑化用リアクトルは、前記バッテリへの充電時に、前記外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制し、
前記平滑化用リアクトル及び前記第２スイッチは、前記第１スイッチに並列に接続され、
前記スイッチ制御手段は、前記３相交流モータの駆動時には前記第２スイッチをオフ状態とし、かつ、前記第１スイッチをオン状態とし、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが切り離されるように前記中性点側スイッチを制御し、前記外部単相電源から前記バッテリへの充電時には、前記第１スイッチをオフ状態とし、かつ、前記第２スイッチをオン状態とし、かつ、前記３相交流モータの前記中性点と前記力率改善コンバータの直流正極側とが接続されるように前記中性点側スイッチを制御するように制御することを特徴とする充電システム。