JP6016595B2 - 充電器 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、各種の電気自動車やハイブリッド車等に搭載される蓄電池に充電するための充電器に係り、特に、多段定電流充電方式により充電するものにおいて、小型化と高効率化を図ることができるように工夫したものに関する。

多段定電流充電方式の充電電圧及び充電電流は、図５に示すようなものである。図５中上側に示す線図が充電電圧特性を示す線図であり、横軸に時間（ｔ）をとり縦軸に充電電圧をとって、充電電圧の時間変化を示している。又、図５中下側に示す線図が充電電流を示す線図であり、横軸に時間（ｔ）をとり縦軸に充電電流をとって、充電電流の時間変化を示している。
多段定電流充電方式は、蓄電池の寿命を延ばし、充電の時間を短縮し、充電の効率を高めるための充電方式である。上記の目的のため、各段の定電流値（Ｉ_ｚ、Ｉ_ｍａｘ）、充電電圧規制値（Ｖ_ｒｅｇ）、最大充電電圧（Ｖ_ｍａｘ）が、蓄電池固有の値として予め設定されている。
尚、最大充電電圧（Ｖ_ｍａｘ）は充電電圧規制値（Ｖ_ｒｅｇ）よりも大きな値として設定されている。

図５に示すように、多段定電流充電方式の充電は、例えば、初段（１段）、中段（２段）、最終段（３段）の３段階で行われ、一例として、初段の充電電流が２５Ａ、中段の充電電流が１５Ａ、最終段の充電電流が８Ａとなっている。又、初段の充電電流２５Ａが最大充電電流Ｉ_ｍａｘとなっている。

一方、充電電圧であるが、初段、中段ともに充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇ（２８．８Ｖ）を超えることはなく、最終段で充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇ（２８．８Ｖ）を超えて３５Ｖに至っている。これが最大充電電圧Ｖ_ｍａｘとなる。
尚、定電流充電においては、この充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇを目安に定電流値の切換を行っている。

上記したように、最大充電電流Ｉ_ｍａｘは初段の充電電流であり、最大充電電圧Ｖ_ｍａｘは最終段の最大充電電圧である。実際の充電器の直流電圧変換部は最大充電電流Ｉ_ｍａｘで最大充電電圧Ｖ_ｍａｘを出力することはないが、設計としては、最大充電電流Ｉ_ｍａｘで最大充電電圧Ｖ_ｍａｘを出力することが可能な構成となっている。すなわち、トランスの二次巻線の巻数は最大充電電圧Ｖ_ｍａｘの出力が可能な巻数となっており、又、線径は最大充電電流Ｉ_ｍａｘの出力が可能な線径となっている。

又、最大充電電圧Ｖ_ｍａｘを出力できるトランスの巻数比ｎ_０（二次巻線の巻線数／一次巻線の巻線数）は次の式（Ｉ）により算出される。

Ｖ_０＝Ｖ_ｍａｘ＝ｎ_０・Ｄ・Ｖ_ｉｎ――（Ｉ）

但し、
Ｖ_０ ：充電器の出力電圧
Ｖ_ｍａｘ：最大充電電圧
ｎ_０ ：最大充電電圧Ｖ_ｍａｘを出力できるトランスの巻数比（二次巻線の巻線数／一次巻線の巻線数）
Ｄ ：メインスイッチのデューティ（メインスイッチのオン時間／メインスイッチのスイッチング周期）
Ｖ_ｉｎ ：入力電圧
尚、一次側回路のメインスイッチの各素子の損失や二次側回路のダイオードの損失については無視するものとする。

この種の充電器の構成を示すものとして、例えば、特許文献１等があり、又、多段定電流充電方式を記載したものとして、例えば、非特許文献１がある。

特開２００３−２８８９４８号公報

電力中央研究所報告 電気自動車用シール形鉛電池の多段定電流充電法の開発 研究報告：Ｔ９７０１１ 平成１０年４月 財団法人電力中央研究所発行

上記従来の構成によると次のような問題があった。
すなわち、従来の充電器は、設計としては、最大充電電流Ｉ_ｍａｘで最大充電電圧Ｖ_ｍａｘを出力することが可能な構成となっている。つまり、トランスの二次巻線の巻数は最大充電電圧Ｖ_ｍａｘの出力が可能な巻数となっており、又、線径は最大充電電流Ｉ_ｍａｘの出力が可能な線径となっている。その為、トランスひいては充電器が大型化してしまいコストも上昇してしまうという問題があった。
又、二次側の整流ダイオードや転流ダイオードの逆印加電圧が高くなってしまい、その為、順方向降下電圧が大きくて逆方向耐圧が高い整流ダイオードや転流ダイオードを使用しなければならず、効率が悪いという問題もあった。

本発明はこのような点に基づいてなされたものでその目的とするところは、小型化と高効率化を図ることが可能な多段定電流充電方式の充電器を提供することにある。

上記目的を達成するべく本願発明の請求項１による充電器は、力率改善部と直流電圧変換部とからなり多段定電流充電方式によって充電する充電器において、上記直流電圧変換部は、メインスイッチを備えた一次側回路と、平滑コイルを備えた二次側回路と、これら一次側回路及び二次側回路の間に介挿され一次巻線と二次巻線とからなるトランスと、から構成されていて、上記トランスの巻数比（ｎ_１：二次巻線の巻線数／一次巻線の巻線数）は充電電圧規制値（Ｖ_ｒｅｇ）を目安に決定され、上記平滑コイルは、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）より大きな電流で臨界状態となり、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）で最大充電電圧（Ｖ_ｍａｘ）以上の電圧を出力できるように、その仕様が決定されているものであることを特徴とするものである。
又、請求項２による充電器は、請求項１記載の充電器において、上記平滑コイルのインダクタンス（Ｌ）が次の式を満足するものであることを特徴とするものである。
Ｌ≦Ｔ・Ｖ_ｒｅｇ（Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ）／２Ｖ_ｍａｘ・Ｉ_ｚ
Ｌ＞０
Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ＞０
但し、
Ｌ ：平滑コイルのインダクタンス
Ｔ ：メインスイッチのスイッチング周期
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
Ｄ ：メインスイッチのデューティ（メインスイッチのオン時間／メイン
スイッチのスイッチング周期）
Ｖ_ｍａｘ ：最大充電電圧
Ｉ_ｚ ：最終段充電電流

以上述べたように本願発明の請求項１による充電器によると、力率改善部と直流電圧変換部とからなり多段定電流充電方式によって充電する充電器において、上記直流電圧変換部は、メインスイッチを備えた一次側回路と、平滑コイルを備えた二次側回路と、これら一次側回路及び二次側回路の間に介挿され一次巻線と二次巻線とからなるトランスと、から構成されていて、上記トランスの巻数比（ｎ_１：二次巻線の巻線数／一次巻線の巻線数）は充電電圧規制値（Ｖ_ｒｅｇ）を目安に決定され、上記平滑コイルは、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）より大きな電流で臨界状態となり、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）で最大充電電圧（Ｖ_ｍａｘ）以上の電圧を出力できるように、その仕様が決定されているものであるので、充電能力を低下させることなく、トランスの二次巻線の巻線数を減少させることができ、それによって、トランス、直流電圧変換部、ひいては充電器の小型化を図ることができる。又、トランスの二次巻線の巻線数を減少させることができるので、損失を低減させて高効率化を図ることができる。
又、請求項２による充電器は、請求項１記載の充電器において、上記平滑コイルのインダクタンス（Ｌ）が次の式を満足するように構成されているので、上記効果を確実なものとすることができる。
Ｌ≦Ｔ・Ｖ_ｒｅｇ（Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ）／２Ｖ_ｍａｘ・Ｉ_ｚ
Ｌ＞０
Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ＞０
但し、
Ｌ ：平滑コイルのインダクタンス
Ｔ ：メインスイッチのスイッチング周期
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
Ｄ ：メインスイッチのデューティ（メインスイッチのオン時間／メイン
スイッチのスイッチング周期）
Ｖ_ｍａｘ ：最大充電電圧
Ｉ_ｚ ：最終段充電電流

本発明の一実施の形態を示す図で、交流電源、充電器、蓄電池の関係を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態を示す図で、充電器の直流電圧変換部の構成を示す回路図である。 本発明の一実施の形態を示す図で、充電器の直流電圧変換部の二次側回路の平滑コイルの電流と一次側回路のメインスイッチの「オン／オフ」、「ターンオン」のタイミングを示す図である。 本発明の一実施の形態を示す図で、充電器の出力電流と出力電圧の関係を示す特性図である。 従来例の説明に使用した図で、多段定電流充電方式の充電電圧と充電電流を示す図である。

以下、図１乃至図４を参照して本発明の一実施の形態を説明する。まず、本実施の形態による充電器１を使用した充電システムの概略構成を、図１を参照して説明する。
図１に示すように、充電器１は、交流電源３からの電力を蓄電池５に充電するためのものである。又、上記充電器１は、力率改善部７と直流電圧変換部９とから構成されている。

上記力率改善部７は、交流電源３からの入力電流の商用交流電源周波数の高調波成分（基本周波数の整数倍の周波数の成分）を低減して入力の力率を改善するための回路である。

上記直流電圧変換部９は、図２に示すように、一次側回路１１と、二次側回路１３と、これら一次側回路１１と二次側回路１３との間に介挿されたトランス１５とから構成されている。上記一次側回路１１は、電源１７と、メインスイッチ１９とから構成されている。
尚、図中電源１７による入力電圧を符号Ｖ_ｉｎで示す。

上記二次側回路１３は、整流ダイオード２１と、転流ダイオード２３と、平滑コイル２５と、コンデンサ２７と、抵抗２９とから構成されている。又、上記トランス１５は、一次巻線３１と二次巻線３３とから構成されている。

上記トランス１５の巻数比ｎ_１は、充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇを目安に設計されており、次の式（ＩＩ）によって算出される。

Ｖ_０＝Ｖ_ｒｅｇ＝ｎ_１・Ｄ・Ｖ_ｉｎ――（ＩＩ）

但し、
Ｖ_０ ：充電器１の出力電圧
Ｖ_ｒｅｇ：充電電圧規制値
ｎ_１ ：充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇを出力できるトランス１５の巻数比（二次巻線
３３の巻線数／一次巻線３１の巻線数）
Ｄ ：メインスイッチ１９のデューティ（メインスイッチ１９のオン時間
／メインスイッチ１９のスイッチング周期）
Ｖ_ｉｎ ：電源１７による入力電圧

又、電源１７による入力電圧Ｖ_ｉｎ、トランス１５の巻数比ｎ_１ 、メインスイッチ１９のデューティＤが一定でも、出力電流を、ある電流Ｉ_ｃｒｉｔ より小さくして負荷抵抗を大きくすると、出力電圧は次の式（ＩＩＩ）によって算出される充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇより高くなる。

Ｉ_ｃｒｉｔ＝Ｖ_ｒｅｇ（ｎ_１・Ｖ_ｉｎ−Ｖ_ｒｅｇ）・Ｔ／ｎ_１・Ｖ_ｉｎ・２Ｌ
―――（ＩＩＩ）
但し、
Ｉ_ｃｒｉｔ：出力電圧がＶ_ｒｅｇ以上になる出力電流の臨界値
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
ｎ_１ ：充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇを出力できるトランス１５の巻数比（二次巻線３３の巻線数／一次巻線３１の巻線数）
Ｖ_ｉｎ ：電源１７による入力電圧
Ｌ ：平滑コイル２５のインダクタンス
Ｔ ：メインスイッチ１９のスイッチング周期

出力電流Ｉ_０が出力電流の臨界値Ｉ_ｃｒｉｔに等しい臨界状態では、メインスイッチ１９が「オン」のときに平滑コイル２５にエネルギが蓄積され、その蓄積された全てのエネルギはメインスイッチ１９が「オフ」の時に負荷に放出される。そして、メインスイッチ１９のターンオンの時点で、平滑コイル２５を流れる電流は「０」Ａとなる。その様子を図３に示す。図３は横軸に時間（ｔ）をとり、縦軸に平滑コイル２５の電流をとりその時間変化を示した図である。
尚、臨界状態とは、図３に示すように、メインスイッチ１９のターンオンの時点で、平滑コイル２５を流れる電流が「０」Ａとなる状態を意味している。

出力電流Ｉ_０を出力電流の臨界値Ｉ_ｃｒｉｔより小さくしようとしても、メインスイッチ１９のデューティＤが一定であるので、メインスイッチ１９が「オン」のときに、平滑コイル２５に蓄積されたエネルギは減少しない。この蓄積したエネルギをメインスイッチ１９が「オフ」の間に全て負荷に放出するので、出力電圧が式（ＩＩ）の充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇよりも高くなる。本実施の形態の場合にはこの動作を多段定電流充電の最終段に適用するものである。

出力電流Ｉ_０が出力電流の臨界値Ｉ_ｃｒｉｔ以下のときの出力電圧は次の式（ＩＶ）により算出される。

Ｖ_０＝Ｖ_ｄｃｍ＝Ｖ_ｒｅｇ ^２／（Ｄ・Ｖ_ｒｅｇ＋２ＬＩ_o／Ｔ）
―――（ＩＶ）
但し、
Ｖ_０ ：充電器１の出力電圧
Ｖ_ｄｃｍ ：デューティが一定で、出力電流Ｉ_０が出力電流の臨界値Ｉ_ｃｒｉｔ以下
のときの出力電圧
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
Ｄ ：メインスイッチ１９のデューティ（メインスイッチ１９のオン時間
／メインスイッチ１９のスイッチング周期）
Ｌ ：平滑コイル２５のインダクタンス
Ｉ_o ：直流電圧変換部９の出力電流
Ｔ ：メインスイッチ１９のスイッチング周期

したがって、多段定電流充電の最終段に求められる定電流値をＩ_ｚ、最大充電電圧をＶ_ｍａｘとしたとき、充電器の出力電流がＩ_ｚのときの出力電圧Ｖ_０ が最大充電電圧Ｖ_ｍａｘ以上であればよく、つまり、次の式（Ｖ）が成立すればよい。

Ｖ_ｍａｘ ≦ Ｖ_ｒｅｇ ^２／（Ｄ・Ｖ_ｒｅｇ＋２ＬＩ_ｚ／Ｔ）
―――（Ｖ）
但し、
Ｖ_ｍａｘ ：最大充電電圧
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
Ｄ ：メインスイッチ１９のデューティ（メインスイッチ１９のオン時間
／メインスイッチ１９のスイッチング周期）
Ｌ ：平滑コイル２５のインダクタンス
Ｉ_ｚ ：最終段充電電流
Ｔ ：メインスイッチ１９のスイッチング周期

例えば、充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇ（入力電圧Ｖ_ｉｎ、トランス１５の巻数比ｎ_１、メインスイッチ１９のデューティＤから決まる。）とメインスイッチ１９のスイッチング周期Ｔが決まれば、次の式（ＶＩ）、（ＶＩＩ）、（ＶＩＩＩ）によって、平滑コイル２５のインダクタンスＬが決定される。

Ｌ≦Ｔ・Ｖ_ｒｅｇ（Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ）／２Ｖ_ｍａｘ・Ｉ_ｚ
―――（ＶＩ）

Ｌ＞０ ―――（ＶＩＩ）

Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ＞０ ―――（ＶＩＩＩ）

但し、
Ｌ ：平滑コイル２５のインダクタンス
Ｔ ：メインスイッチ１９のスイッチング周期
Ｖ_ｒｅｇ ：充電電圧規制値
Ｄ ：メインスイッチ１９のデューティ（メインスイッチ１９のオン時間
／メインスイッチ１９のスイッチング周期）
Ｖ_ｍａｘ ：最大充電電圧
Ｉ_ｚ ：最終段充電電流

各数値の一例を具体例として挙げる。

Ｔ
：１５４μＳ（ｆ＝６５Ｈｚ）
Ｄ ：０．４１
ｎ_１ ：０．１８
Ｖ_ｉｎ ：３９０Ｖ
Ｖ_ｒｅｇ ：２８．８Ｖ
Ｖ_ｍａｘ ：３５Ｖ
Ｉ_ｚ ：８Ａ
Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ：１４４Ｖ＞０

よって、
Ｌ＜ ：１４．４μＨ
となる。

そして、Ｌ＝１０μＨとしたとき、充電器１の出力電流Ｉ_０に対する出力電圧Ｖ_０ の特性は、図４に示すようなものとなる。図４は、横軸に出力電流Ｉ_０をとり縦軸に出力電圧Ｖ_０ をとって、両者の変化を示す図である。この図４に示すように、多段定電流最終段の出力電流Ｉ_ｚで最大充電電圧Ｖ_ｍａｘ以上の電圧を出力することができる。具体的には、多段定電流最終段の出力電流Ｉ_ｚ（８Ａ）で最大充電電圧Ｖ_ｍａｘ（３５Ｖ）以上の電圧を出力することができる。
尚、図４に示す場合には、出力電流が１３Ａのときにのみ臨界状態となる。つまり、Ｉ_ｃｒｉｔ＝１３Ａとなり、出力電流Ｉ_ｚをそれより小さな８Ａとすることによって、最大充電電圧Ｖ_ｍａｘ（３５Ｖ）以上の電圧を出力することが可能になったものである。

以上本実施の形態によると次のような効果を奏することができる。
まず、充電能力を低下させることなく、直流電圧変換部９ひいては充電器１の小型化と高効率化を図ることができる。すなわち、本実施の形態によるトランス１５の巻数比ｎ_１は、最大充電電圧Ｖ_ｍａｘではなく、充電電圧規制値Ｖ_ｒｅｇを目安に決定されているので、従来の場合の巻数比ｎ_０に比べて小さくなり、その結果、トランス１５の二次巻線３３の巻線数が減少することになる。
又、最大充電電流Ｉ_ｍａｘは変わらないので二次巻線３３の線径は従来と同じである。よって、巻線数が減少した分だけトランス１５の小型化、低コスト化を図ることができる。
具体例でみると、一例として、トランス１５の二次巻線３３の巻線数を１９％だけ減少させることができる。
又、その際、平滑コイル２５のインダクタンスＬを所定の値に設定しているので、多段定電流最終段の出力電流Ｉ_ｚ（８Ａ）で最大充電電圧Ｖ_ｍａｘ（３５Ｖ）以上の電圧を出力することができる等、充電能力は担保されている。
又、トランス１５の二次巻線３３の巻線数を減少させたことにより損失を低減させることができる。
又、二次側回路１１の整流ダイオード２１と転流ダイオード２３の逆方向電圧を低くすることができる。
具体例でみると、一例として、整流ダイオード２１と転流ダイオード２３の逆方向電圧を１９％だけ低くすることができる。
又、充電能力についてはこれを何ら低下させることもない。

尚、本発明は前記一実施の形態に限定されるものではない。
例えば、直流電圧変換部９の回路構成としては、フォワード方式のものを例に挙げて説明したが、それに限定されず、ブリッジ方式のものでもよい。
又、前記一実施の形態の場合には、多段定電流充電方式の一例として、初段、中段、最終段の３段階の場合を例に挙げて説明したが、それに限定されるものではなく、２段、４段以上の場合も想定される。
その他、図示した構成はあくまで一例である。

本発明は充電器に係り、特に、多段定電流充電方式により充電するものにおいて、小型化と高効率化を図ることができるように工夫したものに関し、例えば、例えば、各種の電気自動車やハイブリッド車等に搭載される蓄電池に充電するための充電器に好適である。

１ 充電器
３ 交流電源
５ 蓄電池
７ 力率改善部
９ 直流電圧変換部
１１ 一次側回路
１３ 二次側回路
１９ メインスイッチ
２５ 平滑コイル

Claims (2)

1. 力率改善部と直流電圧変換部とからなり多段定電流充電方式によって充電する充電器において、
   上記直流電圧変換部は、メインスイッチを備えた一次側回路と、平滑コイルを備えた二次側回路と、これら一次側回路及び二次側回路の間に介挿され一次巻線と二次巻線とからなるトランスと、から構成されていて、
   上記トランスの巻数比（ｎ_１：二次巻線の巻線数／一次巻線の巻線数）は充電電圧規制値（Ｖ_ｒｅｇ）を目安に決定され、
   上記平滑コイルは、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）より大きな電流で臨界状態となり、最終段の充電電流（Ｉ_ｚ）で最大充電電圧（Ｖ_ｍａｘ）以上の電圧を出力できるように、その仕様が決定されているものであることを特徴とする充電器。
2. 請求項１記載の充電器において、
   上記平滑コイルのインダクタンス（Ｌ）が次の式を満足するものであることを特徴とする充電器。
   Ｌ≦Ｔ・Ｖ_ｒｅｇ（Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ）／２Ｖ_ｍａｘ・Ｉ_ｚ
   Ｌ＞０
   Ｖ_ｒｅｇ−Ｄ・Ｖ_ｍａｘ＞０
   但し、
   Ｌ ：平滑コイルのインダクタンス
   Ｔ ：メインスイッチのスイッチング周期
   Ｖ_ｒｅｇ ：最終段以前の充電電圧規制値
   Ｄ ：メインスイッチのデューティ（メインスイッチのオン時間
   ／メインスイッチのスイッチング周期）
   Ｖ_ｍａｘ ：最大充電電圧
   Ｉ_ｚ ：最終段充電電流
   

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