JP5836045B2 - 位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相の遅延分をあらかじめ調整するための位相調整装置、当該位相調整装置を備えた系統対抗分生成装置、当該系統対抗分生成装置を備えた系統連系インバータシステム、および、位相調整方法に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図１４は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して三相の電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。制御回路７００は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、制御回路７００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

制御回路７００は、電流制御部７１、系統対抗分生成部８００、およびＰＷＭ信号生成部７２を備えている。電流制御部７１は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成して出力する。系統対抗分生成部８００は、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に基づいて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗと補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとをそれぞれ加算した指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗがＰＷＭ信号生成部７２に入力される。ＰＷＭ信号生成部７２は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成して、インバータ回路２に出力する。

フィルタ回路３などのフィルタや電圧検出などの処理では、位相の遅れが生じる。この位相の遅れによる不都合を解消するための処理が、系統対抗分生成部８００で行われる。例えば、位相の遅れによる電圧の変化分をあらかじめ増減させた系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成する方法や、位相の遅れ分だけ系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗの位相をあらかじめ進めておく方法などが提案されている。

特開平９−２７１１７６号公報

しかしながら、電力系統Ｂには基本波の正相分の交流信号の他に逆相分の交流信号が含まれているので、上記の位相調整方法の場合、適切に位相の調整を行うことができない。すなわち、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖに基づく系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗにも逆相分の信号が含まれている。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗの正相分の信号の位相を進める処理を行うと、正相分の信号とは相順が逆になっている逆相分の信号は、位相が遅れることになる。これにより、逆相分の信号は、フィルタなどで位相が遅れる上に更に位相が遅れるので、大幅に位相が遅れることになる。この場合、系統対抗分生成部８００から出力される系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを電力系統Ｂの系統電圧に精度よく追従させることが困難になる。

特に、瞬低などの系統擾乱によって電力系統Ｂの逆相分が増加した場合、追従の精度がより悪くなる。この結果、系統電圧と系統連系インバータシステムの出力電圧とに差が生じて過電流が流れる。過電流が流れると系統連系インバータシステムは停止され電力系統Ｂから切り離される。これにより、電力系統Ｂの系統擾乱が拡大されてしまう。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、信号に逆相分が重畳されている場合でも、当該信号の位相を適切に調整することができる位相調整装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される位相調整装置は、三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整装置であって、前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第１の信号に含まれる、基本波の周波数の成分の信号である第１の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の成分の信号である第２の正相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第１の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第２の逆相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号の位相を調整する正相分位相調整手段と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号の位相を調整する逆相分位相調整手段と、位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段とを備えており、前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。なお、「正相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が同じ信号であり、「逆相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が逆の信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、通過帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分位相調整手段は、前記第１の正相分信号をＸα、前記第２の正相分信号をＸβ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の正相分信号Ｘ’αおよび第２の正相分信号Ｘ’βを、下記（１）式に示す行列式によって算出し、前記逆相分位相調整手段は、前記第１の逆相分信号をＹα、前記第２の逆相分信号をＹβ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の逆相分信号Ｙ’αおよび第２の逆相分信号Ｙ’βを、下記（２）式に示す行列式によって算出する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号の振幅を調整する振幅調整手段をさらに備えている。

本発明の第２の側面によって提供される系統対抗分生成装置は、本発明の第１の側面によって提供される位相調整装置によって、電圧検出手段により検出された三相電力系統の各相の電圧信号の位相を調整して出力することを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第２の側面によって提供される系統対抗分生成装置から出力される位相調整後の各相の電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する制御回路と、前記制御回路から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される位相調整方法は、三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整方法であって、前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する第１の工程と、前記第１の信号に含まれる、基本波の周波数の成分の信号である第１の正相分信号と、前記第１の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の成分の信号である第２の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第２の逆相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する第２の工程と、前記第２の工程によって抽出された前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号の位相を調整する第３の工程と、前記第２の工程によって抽出された前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号の位相を調整する第４の工程と、位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する第５の工程と、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を３つの調整後信号に変換する第６の工程とを備えており、前記第２の工程は、複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。

本発明によれば、正相分の信号と逆相分の信号とがそれぞれ抽出され、正相分の信号は正相分位相調整手段で位相を調整され、逆相分の信号は逆相分位相調整手段で位相を調整される。そして、位相を調整された各信号から、３つの調整後信号が生成される。正相分の信号と逆相分の信号とを、それぞれに適した方法を用いて位相調整するので、三相交流に基づく信号に逆相分が重畳されている場合でも、当該信号の位相を適切に調整することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 第１実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。 複素係数バンドパスフィルタの演算処理を示すブロック図である。 複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。 複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 複素係数ノッチフィルタの演算処理を示すブロック図である。 複素係数ノッチフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。 複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。 第３実施形態に係る正相分抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。 第３実施形態に係る正相分抽出部の周波数特性を示す図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る位相調整装置を系統連系インバータシステムの系統対抗分生成部に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、および制御回路７を備えている。

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されて、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

電流センサ５は、変圧回路４から出力される各相の交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、電力系統Ｂの各相の系統電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、制御回路７に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧は、系統電圧とほぼ一致している。

制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路７は、電流センサ５から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路７は、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を各センサから入力される検出信号に基づいて生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電流を制御している。これにより、制御回路７は、各種フィードバック制御を行っている。指令値信号は、電圧センサ６が検出した電圧信号Ｖを基にした信号に、電流制御のための補償信号を加算することで生成される。

図１においては、出力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。実際には、制御回路７は、直流電圧制御（入力直流電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（出力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、出力電圧制御や有効電力制御を行うようにしてもよい。

制御回路７は、電流制御部７１、ＰＷＭ信号生成部７２、および系統対抗分生成部８を備えている。

電流制御部７１は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成するものである。電流制御部７１は、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれの目標値に一致させるためのフィードバック制御を行うためのものであり、当該制御のための補償信号として補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを出力する。後述する系統対抗分生成部８が出力する系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗと、電流制御部７１が出力する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとがそれぞれ加算されて、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが算出され、ＰＷＭ信号生成部７２に入力される。

ＰＷＭ信号生成部７２は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗと、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｕがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｕとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、インバータ回路２に出力される。

系統対抗分生成部８は、電圧センサ６から電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を入力されて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗは系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗの基準となるものであり、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗが補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗで補正されることにより指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが生成される。系統対抗分生成部８は、フィルタ回路３等で遅延する位相の遅れ分を進めて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成する。系統対抗分生成部８は、電圧信号Ｖに含まれる正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出し、別々に位相を進める処理を行う。正相分の信号と逆相分の信号とは、それぞれ位相を進められてから加算される。

図２は、系統対抗分生成部８の内部構成を説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統対抗分生成部８は、三相/二相変換部８１、正相分抽出部８２、逆相分抽出部８３、正相分位相調整部８４、逆相分位相調整部８５、振幅調整部８６、および二相/三相変換部８７を備えている。

三相/二相変換部８１は、電圧センサ６より入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。三相/二相変換部８１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを生成する。

三相/二相変換部８１で行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、特定の周波数成分の信号を抽出するものであり、複素係数バンドパスフィルタ（帯域通過型の複素係数フィルタ）を備えている。

当該複素係数バンドパスフィルタは、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記（４）式で表される複素係数の１次ＩＩＲフィルタで構成されている。下記（４）式において、複素係数ａ₁におけるｆ_dは、通過帯域の中心周波数ｆ₀をサンプリング周波数で正規化した正規化周波数である。また、Ω_dは、正規化角周波数である。例えば、サンプリング周波数をｆ_srとすると、正規化周波数ｆ_dはｆ₀／ｆ_sr、正規化角周波数Ω_dは２π・ｆ_d＝２π・（ｆ₀／ｆ_sr）となる。なお、正規化角周波数Ω_dは、−π＜Ω_d＜πである。また、ｒは通過帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）であり、ｊは虚数単位、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数である。

図３は、上記（４）式の演算処理を示すブロック図である。同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、上記（４）式の分母の演算処理がフィードバック回路で構成され、そのフィードバック回路の出力に分子の係数ｂ₀を乗算する回路によって構成される。

図３に示すブロック図において、ｕ[k]（ｋ：離散時間を表すインデックス番号）は入力データ、ｘ[k]は状態データ、ｙ[k]は出力データである。入力データｕ[k]、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]の間には、
ｘ[k]＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）・ｘ[k-1]＋ｕ[k] …（５）
ｙ[k]＝（１−ｒ）・ｘ[k] …（６）
が成立する。

複素係数バンドパスフィルタにおいては、入力データｕ[k]が複素データか実データ（複素データの虚数部が「０」のデータ）かに関わらず、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]が複素データとなる。したがって、入力データｕ[k]、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]をそれぞれｕ[k]＝ｕ_r[k]＋ｊ・ｕ_j[k]、ｘ[k]＝ｘ_r[k]＋ｊ・ｘ_j[k]、ｙ[k]＝ｙ_r[k]＋ｊ・ｙ_j[k]の複素データとし、複素係数ａ₁をａ₁＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）＝ａ_r＋ｊ・ａ_j＝ｒ・cos(Ω_d)＋j・ｒ・sin(Ω_d)として、上記（５）式および（６）式に代入して、実数部と虚数部の関係式に分けると、
ｘ_r[k]＝r・cos(Ω_d)・ｘ_r[k-1]−r・sin(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋ｕ_r[k] …（７）
ｘ_j[k]＝r・cos(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋r・sin(Ω_d)・ｘ_r[k-1]＋ｕ_j[k] …（８）
ｙ_r[k]＝（１−ｒ）・ｘ_r[k] …（９）
ｙ_j[k]＝（１−ｒ）・ｘ_j[k] …（１０）
となる。

図４は、上記（７）式〜（１０）式に基づき複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。同図において、係数ａ_rおよび係数ａ_jは、それぞれ複素係数ａ₁＝ｒ・exp(j・Ω_d)の実数部および虚数部であり、ａ_r＝r・cos(Ω_d)、ａ_j＝r・sin(Ω_d)である。

同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、６個の乗算器１２ａ〜１２ｆと、２個の加算器１２ｇ，１２ｈと、２個の遅延回路１２ｉ，１２ｊで構成される。遅延回路１２ｉは、状態データの実数部ｘ_r[k-1]を生成する回路であり、遅延回路１２ｊは、状態データの虚数部ｘ_j[k-1]を生成する回路である。乗算器１２ａ，１２ｂはそれぞれ上記（７）式の第１項と第２項（負の符号を含む）を演算する演算器であり、加算器１２ｇは上記（７）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。したがって、加算器１２ｇから上記（７）式で示す状態データの実数部ｘ_r[k]が出力される。

一方、乗算器１２ｃ，１２ｄはそれぞれ上記（８）式の第１項と第２項を演算する演算器であり、加算器１２ｈは上記（８）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。したがって、加算器１２ｈから上記（８）式で示す状態データの虚数部ｘ_j[k]が出力される。また、乗算器１２ｅ，１２ｆはそれぞれ上記（９）式および（１０）式を演算する演算器である。

本実施形態では、三相/二相変換部８１が、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換している。α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβは、それぞれ複素データｕ_r＋ｊ・ｕ_jの実数部と虚数部に対応させることができるので、α軸電圧信号Ｖαのサンプリングデータを入力データの実数部ｕ_r[k]として加算器１２ｇに入力し、β軸電圧信号Ｖβのサンプリングデータを入力データの虚数部ｕ_j[k]として加算器１２ｈに入力している。

α軸電圧信号Ｖαのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路１２ｉ、乗算器１２ａ，１２ｂ，１２ｅおよび加算器１２ｇで上記（７）式および（９）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｅからは出力データｙ_r[k]が出力される。出力データｙ_r[k]は、α軸電圧信号Ｖαから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抽出したものとなる。また、β軸電圧信号Ｖβのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路１２ｊ、乗算器１２ｃ，１２ｄ，１２ｆおよび加算器１２ｈで上記（８）式および（１０）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｆからは出力データｙ_j[k]が出力される。出力データｙ_j[k]は、β軸電圧信号Ｖβから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抽出したものとなる。

バンドパスフィルタを実係数の２次ＩＩＲフィルタで構成した場合、その２次ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ(ｚ)（ｚ＝exp（j・ω））は、
Ｈ(ｚ)＝(1-r²+2(r-1)・r・cos(Ω_d)・z^-1)/(1-2r・cos(Ω_d)・z^-1+ r²・z^-2)
で表わされる。この伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)を求めると、
となり、(１−２ｒ・cos(Ω_d±ω)＋ｒ²)＝０を満たすωで極が表れるから、２次ＩＩＲフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。ｒ≒１とすると、cos(Ω_d±ω)≒１より、２次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆ_dはｆ_d＝±Ω_d／２πとなるから、実係数の２次ＩＩＲフィルタでは、正相分、逆相分とも通過させることになる。

一方、上記（４）式に示す伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)求めると、
Ｍ(ω)＝（１−ｒ）／√｛１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²｝
となり、(１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²)＝０を満たすωだけに極が表れる。したがって、複素係数の１次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆ_dはｆ_d＝Ω_d／２πとなるから、複素係数の１次ＩＩＲフィルタでは、正相分または逆相分のいずれか一方のみを通過させることができる。

正相分抽出部８２は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐは、正相分位相調整部８４に出力される。正相分抽出部８２が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））を正規化したω_dがあらかじめ設定されている。正相分抽出部８２は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]（図４参照）として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データｙ_r[k]およびｙ_j[k]を正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐとして出力する。

図５（ａ）は、正相分抽出部８２が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。通過帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀としているので、その他の角周波数の信号（逆相分および高調波成分）を好適に除去して、正相分のみを抽出することができる。

逆相分抽出部８３は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎは、逆相分位相調整部８５に出力される。逆相分抽出部８３が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数があらかじめ設定されている。逆相分は正相分とは相順が逆なので、逆相分の角周波数は正相分の角周波数の負の値となる。つまり、正相分の角周波数ω₀の負の値である「−ω₀」を正規化した「−ω_d」が、正規化角周波数Ω_dとして設定されている。逆相分抽出部８３は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]（図４参照）として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データｙ_r[k]およびｙ_j[k]を逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとして出力する。

図５（ｂ）は、逆相分抽出部８３が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。通過帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」としているので、その他の角周波数の信号（正相分および高調波成分）を好適に除去して、基本波の逆相分のみを抽出することができる。

なお、正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３が備える複素係数バンドパスフィルタは、上記（４）式に示す伝達関数Ｈ(z)のものに限定されない。例えば、複素係数の２次以上のＩＩＲフィルタなどで構成された複素係数バンドパスフィルタであってもよい。

正相分位相調整部８４は、遅延する位相をあらかじめ進めておくように、位相を調整するものである。遅延する位相は、実験によってあらかじめ取得されており、これを調整するための位相調整量θ₀が設定されている。つまり、フィルタ等で位相がθ₀だけ遅延する場合、正相分位相調整部８４は、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相を位相調整量θ₀だけ進める処理をして、位相調整後の正相分信号Ｙ’αｐ，Ｙ’βｐを出力する。

正相分位相調整部８４で行われる位相調整処理は、下記（１１）式に示す行列式で表される。

逆相分位相調整部８５は、遅延する位相をあらかじめ進めておくように、位相を調整するものである。フィルタ等で位相がθ₀だけ遅延する場合、逆相分位相調整部８５は、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相を位相調整量θ₀だけ進める処理をして、位相調整後の逆相分信号Ｙ’αｎ，Ｙ’βｎを出力する。

逆相分の信号の位相を位相調整量θ₀だけ進める場合、上記（１１）式に示す行列において、θ₀を（−θ₀）とした行列を用いる。すなわち、逆相分位相調整部８５で行われる位相調整処理は、下記（１２）式に示す行列式で表される。

正相分位相調整部８４が出力した正相分信号Ｙ’αｐと逆相分位相調整部８５が出力した逆相分信号Ｙ’αｎとが加算された信号Ｙ’αと、正相分信号Ｙ’βｐと逆相分信号Ｙ’βｎとが加算された信号Ｙ’βとが、振幅調整部８６に入力される。振幅調整部８６は、信号Ｙ’α，Ｙ’βの振幅を調整するものであり、フィルタで減衰する分を増幅する処理を行い、振幅調整後の信号Ｙα，Ｙβを出力する。

二相/三相変換部８７は、振幅調整部８６から出力される信号Ｙα，Ｙβを、３つの系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換するものである。二相/三相変換部８７は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部８１とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部８７で行われる変換処理は、下記（１３）式に示す行列式で表される。

本実施形態において、系統対抗分生成部８は、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換し、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとをそれぞれ抽出する。そして、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相を正相分位相調整部８４で調整し、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相を逆相分位相調整部８５で調整する。位相を調整された各信号をそれぞれ加算し、振幅調整を行ってから、二相/三相変換によって３つの系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換する。位相の調整方法が異なる正相分信号と逆相分信号がそれぞれ抽出され、それぞれに適した方法で位相調整されるので、系統電圧に逆相分が重畳されている場合でも、系統対抗分生成部８は、位相が適切に調整された系統指令値信号を出力することができる。

図６〜８は、本実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。

まず、系統対抗分生成部８が出力する系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを、電力系統Ｂの系統電圧に精度よく追従させることができるかの検証を行った。そのため、位相調整量θ₀＝０としてシミュレーションを行っている。図６は、このシミュレーションにおける連系点電圧（系統電圧に相当する。）と系統対抗分（系統指令値信号に相当する。）の波形を、相毎に示している。同図（ａ）はＵ相のものであり、同図（ｂ）はＶ相のものであり、同図（ｃ）はＷ相のものである。シミュレーション開始から０．２秒後に瞬低をおこし、更に逆相分を印加した。同図（ａ）〜（ｃ）に示すように、各相とも系統対抗分が連系点電圧に高速に精度よく追従している。

次に、位相を調整できるかを検証した。図７は、位相を進めた場合のシミュレーションにおける連系点電圧と系統対抗分の波形を、相毎に示している。当該シミュレーションは、位相調整量θ₀＝３０度とした以外は上記シミュレーションと同じ条件で行っている。また、図８は、位相を遅らせた場合のシミュレーションにおける連系点電圧と系統対抗分の波形を、相毎に示している。当該シミュレーションは、位相調整量θ₀＝−３０度とした以外は上記シミュレーションと同じ条件で行っている。図７および図８に示すように、系統対抗分が連系点電圧に高速に精度よく追従し、かつ、位相の調整を適切に行っている。つまり、系統電圧に逆相分が重畳された状態でも、系統指令値信号の位相を適切に調整することができる。

上記第１実施形態においては、複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分信号および逆相分信号を抽出する場合について説明したが、複素係数ノッチフィルタ（帯域阻止型の複素係数フィルタ）を用いて正相分信号および逆相分信号を抽出するようにしてもよい。以下に、複素係数ノッチフィルタを用いる場合を第２実施形態として説明する。

第２実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図は、図２に示す第１実施形態の系統対抗分生成部８のものと共通する。第２実施形態においては、図２に示す正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３が複素係数ノッチフィルタを備えている。正相分抽出部８２は、複素係数ノッチフィルタが逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部８３は、複素係数ノッチフィルタが正相分の通過を抑制することで逆相分を抽出する。

正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３が備える複素係数ノッチフィルタは、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記（１４）式で表される複素係数の１次ＩＩＲフィルタで構成されている。下記（１４）式において、Ω_dは阻止帯域の正規化中心角周波数（−π＜Ω_d＜π）であり、ｒは阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）であり、ｊは虚数単位、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数である。

図９は、上記（１４）式の演算処理を示すブロック図である。図９は、図３に示すブロック図に対して、出力データｙ[k]を入力データｕ[k]から減算した値を新しく出力データｅ[k]として出力する回路を追加したものである。出力データはｅ[k]となるので、以下では、ｙ[k]を単にデータｙ[k]と記載する。図９に示すブロック図の詳細説明は省略する。

図１０は、複素係数ノッチフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。図１０は、図４に示すブロック図に対して、実数部の乗算器１２ｅの後段に加算器１２ｎを追加し、当該加算器１２ｎで入力データの実数部ｕ_r[k]からデータｙ[k]の実数部ｙ_r[k]を減算して出力データの実数部ｅ_r[k]を出力する構成としている。また、虚数部の乗算器１２ｆの後段に加算器１２ｏを追加し、当該加算器１２ｏで入力データの虚数部ｕ_j[k]からデータｙ[k]の虚数部ｙ_j[k]を減算して出力データの虚数部ｅ_j[k]を出力する構成としている。図１０に示す回路の演算処理の詳細説明は省略する。

乗算器１２ｅより出力されるデータｙ_r[k]を入力データｕ_r[k]から減算した値が、出力データｅ_r[k]として出力される。出力データｅ_r[k]は、α軸電圧信号Ｖαから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抑制したものとなる。また、乗算器１２ｆより出力されるデータｙ_j[k]を入力データｕ_j[k]から減算した値が、出力データｅ_j[k]として出力される。出力データｅ_j[k]は、β軸電圧信号Ｖβから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抑制したものとなる。

正相分抽出部８２が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」を正規化した「−ω_d」があらかじめ設定されている。正相分抽出部８２は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]として複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データｅ_r[k]およびｅ_j[k]を正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐとして出力する。

図１１（ａ）は、正相分抽出部８２が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。阻止帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」としているので、その他の角周波数の信号（正相分）を好適に通過させて、正相分のみを抽出することができる。

逆相分抽出部８３が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀を正規化したω_dがあらかじめ設定されている。逆相分抽出部８３は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]として複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データｅ_r[k]およびｅ_j[k]を逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとして出力する。

図１１（ｂ）は、逆相分抽出部８３が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。阻止帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀としているので、その他の角周波数の信号（逆相分）を好適に通過させて、基本波の逆相分のみを抽出することができる。

なお、正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３が備える複素係数ノッチフィルタは、上記（１４）式に示す伝達関数Ｈ(z)のものに限定されない。例えば、複素係数の２次以上のＩＩＲフィルタなどで構成された複素係数ノッチフィルタであってもよい。

本実施形態においても、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとをそれぞれ抽出することができる。そして、正相分位相調整部８４および逆相分位相調整部８５で、それぞれに適した方法で位相調整されるので、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

第２実施形態においては、正相分抽出部８２が基本波の逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部８３が基本波（正相分）の通過を抑制することで逆相分を抽出する。したがって、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに高調波成分が含まれていた場合、正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３は、高調波成分も通過させてしまう。高調波成分が含まれている場合に当該高調波成分の通過も抑制することで、基本波の正相分または逆相分をより精度よく抽出する場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

図１２は、第３実施形態に係る正相分抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。

図１２に示す正相分抽出部８２’は、多段に接続された４つの複素係数ノッチフィルタ８２ａ〜８２ｄを備えている点で、第２実施形態に係る正相分抽出部８２（図２参照）と異なる。複素係数ノッチフィルタ８２ａは、第２実施形態に係る正相分抽出部８２が備える複素係数ノッチフィルタと同じものであり、基本波の逆相分を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ８２ａの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」を正規化した「−ω_d」があらかじめ設定されている。複素係数ノッチフィルタ８２ｂ〜８２ｄは、それぞれ５次、７次、１１次高調波（正相分）を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ８２ｂ〜８２ｄの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、それぞれ「−５ω_d」、「７ω_d」、「−１１ω_d」があらかじめ設定されている。

図１３（ａ）は、正相分抽出部８２’の周波数特性を示す図である。同図（ａ）によると、基本波の逆相分（角周波数「−ω₀」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω₀」）、７次高調波成分（角周波数「７ω₀」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω₀」）が抑制され、その他の成分が通過される。正相分抽出部８２’では、複素係数ノッチフィルタ８２ａ〜８２ｄによって、基本波の逆相分だけではなく、５次、７次、１１次高調波（正相分）も抑制されるので、基本波の正相分のみをより好適に通過させることができる。

一般的に、電力系統Ｂに重畳されている高調波は、５次、７次、１１次高調波が多いので、本実施形態においては、これらを抑制するようにしている。なお、正相分抽出部８２’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、高調波としては５次高調波のみを抑制したい場合は、複素係数ノッチフィルタ８２ａおよび８２ｂのみを備えていればよく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして「１３ω_d」を設定した複素係数ノッチフィルタをさらに備えるようにすればよい。

同様に、第３実施形態に係る逆相分抽出部（図示しないが、説明上、「逆相分抽出部８３’」とする。）は、第２実施形態に係る逆相分抽出部８３が備える複素係数ノッチフィルタと、それぞれ５次、７次、１１次高調波（正相分）を抑制するための複素係数ノッチフィルタ（図１２に示す複素係数ノッチフィルタ８２ｂ〜８２ｄ）とを備えている。

図１３（ｂ）は、逆相分抽出部８３’の周波数特性を示す図である。同図（ｂ）によると、基本波の正相分（角周波数「ω₀」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω₀」）、７次高調波成分（角周波数「７ω₀」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω₀」）が抑制され、その他の成分が通過される。逆相分抽出部８３’では、基本波の正相分だけではなく、５次、７次、１１次高調波（正相分）も抑制されるので、基本波の逆相分のみをより好適に通過させることができる。

第３実施形態は、電力系統Ｂに高調波が重畳されている場合でも、基本波の正相分または逆相分を精度よく抽出することができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、正相分抽出部８２（８２’）および逆相分抽出部８３（８３’）がどちらも複素係数バンドパスフィルタまたは複素係数ノッチフィルタを用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分抽出部８２が複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分信号を通過させることで抽出し、逆相分抽出部８３（８３’）が複素係数ノッチフィルタを用いて正相分信号の通過を抑制することで逆相分信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分抽出部８２（８２’）が複素係数ノッチフィルタを用いて逆相分信号の通過を抑制することで正相分信号を抽出し、逆相分抽出部８３が複素係数バンドパスフィルタを用いて逆相分信号を通過させることで抽出するようにしてもよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、正相分抽出部８２（８２’）および逆相分抽出部８３（８３’）で用いられる正規化角周波数Ω_dをあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を正規化して用いるようにしてもよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、基本波の正相分および逆相分のみを抽出して位相の調整を行っているが、高調波成分も位相の調整をするようにしてもよい。すなわち、電力系統Ｂに含まれる高調波成分が無視できない場合は、当該高調波成分（例えば、５，７，１１次高調波成分）を抽出して位相の調整を行った上で、基本波成分に重畳させるようにすればよい。その際、高調波成分の逆相分も無視できない場合は、基本波成分の場合と同様に、正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出して、それぞれ位相を調整するようにすればよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、本発明に係る位相調整装置を系統対抗分生成部に用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、電流制御部７１（図１参照）に入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の位相を調整する場合や、電流制御部７１から出力される補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗの位相を調整する場合にも、本発明に係る位相調整装置を用いることができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、本発明に係る位相調整装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る位相調整装置は、三相交流に基づく信号を用いるあらゆる装置や構成において、当該信号の位相を調整する場合に用いることができる。例えば、高調波補償装置、電力用アクティブフィルタ、不平衡補償装置、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ、ＳＶＧ）、無停電電源装置（ＵＰＳ）、力率補償装置、周波数変換装置などの三相交流を扱う装置にも、本発明に係る位相調整装置を用いることができる。

本発明に係る位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７ 制御回路
７１ 電流制御部
７２ ＰＷＭ信号生成部
８ 系統対抗分生成部
８１ 三相/二相変換部
８２,８２' 正相分抽出部
８２ａ，８２ｂ，８２ｃ，８２ｄ 複素係数ノッチフィルタ
８３ 逆相分抽出部
８４ 正相分位相調整部
８５ 逆相分位相調整部
８６ 振幅調整部
８７ 二相/三相変換部
Ｂ 電力系統

Claims (11)

1. 三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整装置であって、
   前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する三相二相変換手段と、
   前記第１の信号に含まれる、基本波の周波数の成分の信号である第１の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の成分の信号である第２の正相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、
   前記第１の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第２の逆相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、
   前記正相分抽出手段によって抽出された前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号の位相を調整する正相分位相調整手段と、
   前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号の位相を調整する逆相分位相調整手段と、
   位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、
   前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段と、
   を備えている、
   ことを特徴とする位相調整装置。
2. 前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである、請求項１に記載の位相調整装置。
3. 前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、通過帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
   である、請求項２に記載の位相調整装置。
4. 前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである、請求項１に記載の位相調整装置。
5. 前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
   である、請求項４に記載の位相調整装置。
6. 前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる、請求項４または５に記載の位相調整装置。
7. 前記正相分位相調整手段は、前記第１の正相分信号をＸα、前記第２の正相分信号をＸβ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の正相分信号Ｘ’αおよび第２の正相分信号Ｘ’βを、下記（１）式に示す行列式によって算出し、
   前記逆相分位相調整手段は、前記第１の逆相分信号をＹα、前記第２の逆相分信号をＹβ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の逆相分信号Ｙ’αおよび第２の逆相分信号Ｙ’βを、下記（２）式に示す行列式によって算出する、
   請求項１ないし６のいずれかに記載の位相調整装置。
   
8. 前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号の振幅を調整する振幅調整手段をさらに備えている、請求項１ないし７のいずれかに記載の位相調整装置。
9. 請求項１ないし８のいずれかに記載の位相調整装置によって、電圧検出手段により検出された三相電力系統の各相の電圧信号の位相を調整して出力することを特徴とする系統対抗分生成装置。
10. 請求項９に記載の系統対抗分生成装置から出力される位相調整後の各相の電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する制御回路と、
    前記制御回路から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
    を備えていることを特徴とする系統連系インバータシステム。
11. 三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整方法であって、
    前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する第１の工程と、
    前記第１の信号に含まれる、基本波の周波数の成分の信号である第１の正相分信号と、前記第１の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の成分の信号である第２の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる、前記基本波の周波数の負の成分の信号である第２の逆相分信号とを、複素係数フィルタを用いて、それぞれ抽出する第２の工程と、
    前記第２の工程によって抽出された前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号の位相を調整する第３の工程と、
    前記第２の工程によって抽出された前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号の位相を調整する第４の工程と、
    位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する第５の工程と、
    前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を３つの調整後信号に変換する第６の工程と、
    を備えている、
    ことを特徴とする位相調整方法。